CN102545850A - Pwm比较器及d类放大器 - Google Patents

Abstract

一种PWM比较器及D类放大器。所述PWM比较器引入电流反馈机制，基于所接收的高频三角波信号的波形状态以及比较器输出信号的电平状态，动态地改变迟滞。所述PWM比较器在同等分辨率下，抗噪声能力远好于传统迟滞固定的比较器，从而确保输出信号在接近或处于100％占空比状态下，比较器能够稳定工作。

Description

PWM比较器及D类放大器

技术领域

本发明涉及音频功率放大器技术领域，特别涉及D类放大器技术。

背景技术

近年来，D类音频功率放大器在MP3、移动电话、家庭影院等应用领域快速发展，已经成为其音频***的首选解决方案。

由于D类功放的输出功率管工作在开关状态，理论上效率可达100％，实际效率也在90％以上。而传统的线性功放的效率大多在60％左右甚至更低。效率的大幅提升带来两个主要的优点：功耗低及发热少。这大大减少了包含D类功放的芯片的散热器的尺寸以及电路板的面积。因而对便携和消费类电子产品具有很强的吸引力。

现代D类音频功放最常用的调制机制是脉冲宽度调制(PWM，Pulse WidthModulation)。图1给出了基于PWM调制的半桥式D类功放的简易示意图。参照图1所示，所述半桥式D类功放包括前置运放、PWM比较器、逻辑电路、两个MOS管构成的输出功率管和一个用于恢复被放大的音频信号的外接低通滤波器(电感L和电容C组成)。

所述PWM调制过程为：音频输入信号V_i经前置运放放大后输出放大后的音频信号V_sin，该放大后的音频信号经PWM比较器被高频三角波V_osc调制成脉冲信号V_p，所述脉冲信号即PWM信号。所述PWM信号V_p经逻辑电路后驱动输出功率管以输出开关信号V_m，最后开关信号V_m通过LC低通滤波器还原成音频信号V_out。

其中，PWM比较器理想的输入输出波形如图2所示。参照图2所示，当V_sin＞V_osc时，输出V_p为高电平；当V_sin＜V_osc时，V_p为低电平。这种调制方式通常也被称作“自然采样”，其中所述高频三角波的频率f_osc作为采样频率。实际应用中，为了兼顾效率和成本，高频三角波的频率f_osc一般在250kHz左右。低于这个频率攻放的效率更高，但是需要很大的外接滤波器；高于这个频率，效果则正好相反。由于高频三角波的频率f_osc远高于音频信号的频率(20Hz～20kHz)，因而在每个三角波周期内PWM信号V_p的脉冲宽度(即占空比)与放大后的音频信号V_in的幅度成正比，即音频信号被转换为占空比不同的脉冲信号。

通过以上分析可知，PWM比较器是产生PWM信号的关键模块。根据其处理音频数据的实际应用情况，良好的PWM比较器应具有以下特性：(1)大带宽以实现信号的高速转换；(2)高增益以获取高精度；(3)良好的抗噪声能力，确保在噪声环境下，输出PWM信号V_p正确翻转。由图2可见，正确的调制过程中，V_p由高到低翻转的情况仅可能发生在三角波的上升沿；由低到高翻转仅发生在三角波的下降沿。

参照图3所示，传统的PWM比较器包括：预放大电路、判断电路和输出缓冲电路。通过在判断电路中把NMOS管M6、M7的栅漏交叉互连，以实现正反馈，从而提高判断电路的增益并产生一定的迟滞来抑制信号上的噪声。假设分别接收V_sin和V_osc的NMOS管M1、M2的跨导gm1＝gm2＝gm，NMOS管M6、M7的宽长比(W/L)_6，7＝β_B，NMOS管M5、M8的宽长比(W/L)_5，8＝β_A，且β_B≥β_A。稳态情况下，保证NMOS管M6、M7只工作在截止区或线性区。那么初始时，假设PMOS管M3、M4管的漏极电流分别为I_D3＝I_ss，I_D4＝0，则NMOS管M5、M7导通，NMOS管M6、M8管截止。随着I_D4逐渐增大，I_D3不断减小，NMOS管M7的漏极电位逐渐增大，直至其进入饱和区，此时

$I_{D4}=\frac{{\mathrm{\β}}_B}{2}{(V_A-V_{\mathrm{THN}})}^2=\frac{{\mathrm{\β}}_B}{{\mathrm{\β}}_A}{I}_{D3}---\left(1\right)$

这个电流临界点也是输出PWM信号V_p从高到低发生翻转的临界点。此后，NMOS管M5、M7截止，NMOS管M6、M8导通。同理可得I_D3增大，I_D4减小的情形，其转换点(PWM信号V_p从低到高发生翻转的临界点)为

$I_{D3}=\frac{{\mathrm{\β}}_B}{{\mathrm{\β}}_A}{I}_{D4}---\left(2\right)$

又因为

$I_{D3}=\frac{g_m}{2}(V_{\sin }-V_{\mathrm{osc}})+\frac{I_{\mathrm{ss}}}{2}=I_{\mathrm{ss}}-I_{D4}---\left(3\right)$

联系式(1)～式(3)，得

$V_{\mathrm{SPH}}=V_{\sin }-V_{\mathrm{osc}}=\frac{I_{\mathrm{ss}}}{g_m}\frac{{\mathrm{\β}}_A-{\mathrm{\β}}_B}{{\mathrm{\β}}_A+{\mathrm{\β}}_B}=-V_{\mathrm{SPL}}---\left(4\right)$

其中，V_SPH为PWM比较器的翻转上限(从低到高翻转)，V_SPL为PWM比较器的翻转下限(从高到低翻转)。

参照图4所示的PWM信号V_p的迟滞转移特性曲线，其横坐标表示V_sin-V_osc的值，纵坐标表示V_p的值，PWM比较器的输出PWM信号V_p的状态变化情况为

当V_sin-V_osc＞VSPH时，V_p＝GND→VCC；当V_sin-V_osc＜VSPL时，V_p＝VCC→GND                                                (5)

V_H＝V_SPH-V_SPL                                    (6)

然而，现有的PWM比较器存在以下缺点：

1)由式(4)、(5)可见，一旦器件尺寸(宽长比)设定好之后，翻转上限V_SPH、翻转下限V_SPL就固定不变，即迟滞程度V_H固定不变。然而，对于音频应用的PWM调制，固定迟滞程度V_H的PWM比较器仍然存在不足。当V_osc和V_sin幅度接近时，由于噪声的存在，若PWM比较器的V_H设定较小，则调制过程容易出现误翻转。即，在三角波的上升沿，较大的噪声可能会使得V_p由低到高翻转。

2)在三角波的下降沿，V_p则会由高到低翻转。这种情况很可能发生在开关信号接近或处于100％占空比时。此时三角波处于上升沿和下降沿的转换过程，由于三角波一般是通过对电容充放电获得，而在充放电转换过程容易引入较大噪声。迟滞程度V_H设定较大，则会显著降低比较器的分辨率，导致较大的失真。

发明内容

本发明提供一种PWM比较器及D类放大器，以提高器件抗噪能力。

为解决上述问题，本发明提供一种PWM比较器，包括：包括：预放大电路、反馈电路、判断电路，其中，

所述预放大电路，具有双输入端，分别接收高频三角波信号和输入音频信号，并将高频三角波信号和输入音频信号的波形变化情况输出至所述反馈电路和判断电路；

所述反馈电路，与预放大电路、判断电路及输出缓冲电路相连，具有内置电流源，基于从预放大电路获取的高频三角波信号的波形状态，以及所述PWM比较器的PWM信号的电平状态，调整通过所述电流源加载于所述判断电路输入上的电流；

所述判断电路，与所述反馈电路及输出缓冲电路相连，基于输入上的电流变化获取所述预放大电路输出的高频三角波信号和输入音频信号的波形变化情况，对高频三角波信号和输入音频信号进行比较，并输出比较结果。

本发明还提供一种包括上述PWM比较器的D类放大器。

与现有技术相比，上述PWM比较器及D类放大器具有以下优点：所述PWM比较器引入电流反馈机制，基于所接收的高频三角波信号的波形状态以及比较器输出信号的电平状态，动态地改变迟滞。所述PWM比较器在同等分辨率下，抗噪声能力远好于传统迟滞固定的比较器，从而确保输出信号在接近或处于100％占空比状态下，比较器能够稳定工作。

附图说明

图1是采用PWM调制的半桥式D类功放的简易示意图；

图2是理想的PWM调制波形示意图；

图3是传统的PWM比较器的电路结构图；

图4是图3所示PWM比较器的状态转移特性曲线图；

图5本发明PWM比较器的一种实施例电路结构图；

图6是图5所示PWM比较器的状态转移特性曲线图；

图7是本发明PWM比较器的另一种实施例电路结构图；

图8是图7所示PWM比较器的状态转移特性仿真图；

图9是图7所示PWM比较器的交流增益仿真波形图；

图10是图7所示PWM比较器的瞬态仿真波形图。

具体实施方式

针对上述分析的PWM比较器采用固定迟滞存在的缺点，发明人通过深入的研究分析后发现，可以通过在传统迟滞PWM比较器的基础上引入电流反馈的机制。通过电流反馈来反映高频三角波V_osc的波形状态(处于上升沿或下降沿)以及PWM信号V_p的电平状态(高电平或低电平)，并基于高频三角波V_osc和PWM信号V_p的不同状态来确定相应的迟滞。

基于上述分析，本发明PWM比较器的一种实施方式包括：预放大电路、反馈电路、判断电路，其中，

所述预放大电路，具有双输入端，分别接收高频三角波信号和输入音频信号，并将高频三角波信号和输入音频信号的波形变化情况输出至所述反馈电路和判断电路；

所述反馈电路，与预放大电路、判断电路及输出缓冲电路相连，基于从预放大电路获取的高频三角波信号的波形状态，以及所述PWM比较器的PWM信号的电平状态，调整加载于所述判断电路输入上的电流；

所述判断电路，与所述反馈电路及输出缓冲电路相连，基于所述预放大电路输出的高频三角波信号和输入音频信号的波形变化情况，对高频三角波信号和输入音频信号进行比较，并输出比较结果。

以下对所述PWM比较器的具体实现的电路进一步实例说明。

参照图5所示，本发明PWM比较器的一种实施例包括：预放大电路10、反馈电路20、判断电路30及输出缓冲电路40，所述预放大电路10具有双输入端，分别接收高频三角波信号V_osc及输入音频信号V_sin，所述输出缓冲电路40基于所述高频三角波信号V_osc及输入音频信号V_sin的相对大小，输出相应的PWM信号V_p。

其中，所述预放大电路10包括：第一输入NMOS管M₁及第二输入NMOS管M₂、第一镜像PMOS管M₃₁及第二镜像PMOS管M₄₁；第一输入NMOS管M₁的栅极接收输入音频信号V_sin，漏极与第一镜像PMOS管M₃₁的漏极相连，源极与第二输入NMOS管M₂的源极相连；第二输入NMOS管M₂的栅极接收高频三角波信号V_osc，漏极与第二镜像PMOS管M₄₁的漏极相连；第一输入NMOS管M₁、第二输入NMOS管M₂的源极与接地端GND之间具有第一电流源11，所述电流源11提供输出电流I_ss；第一镜像PMOS管M₃₁的栅极与漏极短接，源极与电源V_cc相连；第二镜像PMOS管M₄₁的栅极与漏极短接，源极与电源V_cc相连。

所述反馈电路20包括：第二电流源21及第三电流源22、第一开关K₁及第二开关K₂；第二电流源21及第三电流源22分别提供输出电流I₁及I₂，且I₁＝I₂＝I；第一开关K₁的一端与第二电流源21相连，另一端依据高频三角波信号V_osc的波形状态而分别指向第一接触端a或第二接触端b，第一接触端a与第二镜像PMOS管M₄₁的栅极相连，第二接触端b与第一镜像PMOS管M₃₁的栅极相连；第二开关K₂的一端与第三电流源22相连，另一端依据PWM信号V_p的电平状态而分别指向第三接触端c或第四接触端d，第三接触端c与第二镜像PMOS管M₄₁的栅极相连，第四接触端d与第一镜像PMOS管M₃₁的栅极相连。第一开关K₁及第二开关K₂的控制如下：高频三角波信号V_osc处于上升沿时，第一开关K₁指向第一接触端a；高频三角波信号V_osc处于下降沿时，第一开关K₁指向第二接触端b。PWM信号V_p为低电平时，第二开关K₂指向第三接触端c；PWM信号V_p为高电平时，第二开关K₂指向第四接触端d。

所述判断电路30包括：第三镜像PMOS管M₃及第四镜像PMOS管M₄、第一比较NMOS管M₅～第四比较NMOS管M₈；第三镜像PMOS管M₃的源极与电源V_cc相连，栅极与第一镜像PMOS管M₃₁的栅极相连，与第一镜像PMOS管M₃₁构成电流镜，漏极与第一比较NMOS管M₅的漏极相连；第四镜像PMOS管M₄的源极与电源V_cc相连，栅极与第二镜像PMOS管M₄₁的栅极相连，与第二镜像PMOS管M₄₁构成电流镜，漏极与第四比较NMOS管M₈的漏极相连；第一比较NMOS管M₅的栅极与漏极短接，源极接地；第二比较NMOS管M₆、第三比较NMOS管M₇的栅漏交叉互连，源极均接地，第三比较NMOS管M₇的栅极与第三镜像PMOS管M₃的漏极相连，第三比较NMOS管M₇的漏极与第四镜像PMOS管M₄的漏极相连；第四比较NMOS管M₈的栅极与漏极短接，源极接地。

所述输出缓冲电路40为双端输入、单端输出的输出缓冲电路，其双端输入分别与第三比较NMOS管M₇的栅极和漏极相连，单端输出输出所述PWM信号V_p。

对于图5所述的PWM比较器分析如下：

上述PWM比较器的迟滞会在开关K₁、K₂处于不同状态下改变，因而所述PWM比较器为动态迟滞比较器。

在反馈电路中，不论开关K₁、K₂处于何种状态，均有

I_D3+I_D4＝2I+I_SS                    (7)

此时，令第二比较NMOS管M₆及第三比较NMOS管M₇的宽长比(W/L)_6，7＝β_C，第一比较NMOS管M₅及第四比较NMOS管M₈的宽长比(W/L)_5，8＝β_A，结合高频三角波信号V_osc和PWM信号V_p，逐一分析所述动态迟滞比较器在各个开关状态下的迟滞情况。

①高频三角波信号V_osc处于上升沿且PWM信号V_p为高电平时，此时开关K₁指向接触端a，开关K₂指向接触端d，有

$I_{D3}=\frac{g_m}{2}(V_{\sin }-V_{\mathrm{osc}})+\frac{I_{\mathrm{SS}}}{2}+I---\left(8\right)$

此状态下PWM信号V_p仅可能从高到低翻转，因而仅考虑翻转下限V_SPL0，类似前述固定迟滞比较器的分析，联系式(1)、式(2)、式(7)、式(8)并用β_C替换β_B，有

$V_{\mathrm{SPL}0}=\frac{I_{\mathrm{SS}}+2I}{g_m}\frac{{\mathrm{\β}}_C-{\mathrm{\β}}_A}{{\mathrm{\β}}_C+{\mathrm{\β}}_A}---\left(9\right)$

②高频三角波信号V_osc处于上升沿且PWM信号V_p为低电平，此时开关K₁指向接触端a，开关K₂指向接触端c，有

$I_{D3}=\frac{g_m}{2}(V_{\sin }-V_{\mathrm{osc}})+\frac{I_{\mathrm{SS}}}{2}---\left(10\right)$

此状态下PWM信号V_p仅可能从低到高翻转，仅考虑翻转上限V_SPH1，有

$V_{\mathrm{SPH}1}=\frac{I_{\mathrm{SS}}+2I}{g_m}\frac{{\mathrm{\β}}_A-{\mathrm{\β}}_C}{{\mathrm{\β}}_C+{\mathrm{\β}}_A}+\frac{2I}{g_m}---\left(11\right)$

③高频三角波信号V_osc处于下降沿且PWM信号V_p为低电平时，此时开关K1指向接触端b，开关K₂指向接触端c，有

$I_{D3}=\frac{g_m}{2}(V_{\sin }-V_{\mathrm{osc}})+\frac{I_{\mathrm{SS}}}{2}+I---\left(12\right)$

此状态下PWM信号V_p仅可能从低到高翻转，仅考虑翻转上限V_SPH0，有

$V_{\mathrm{SPH}0}=\frac{I_{\mathrm{SS}}+2I}{g_m}\frac{{\mathrm{\β}}_A-{\mathrm{\β}}_C}{{\mathrm{\β}}_C+{\mathrm{\β}}_A}=-V_{\mathrm{SPL}0}---\left(13\right)$

④高频三角波信号V_osc处于下降沿且PWM信号V_p为高电平时，此时开关K₁指向接触端b，开关K₂指向接触端d，有

$I_{D3}=\frac{g_m}{2}(V_{\sin }-V_{\mathrm{osc}})+\frac{I_{\mathrm{SS}}}{2}+2I---\left(14\right)$

此状态下PWM信号V_p仅可能从高到低翻转，仅考虑翻转下限V_SPL1，有

$V_{\mathrm{SPL}1}=\frac{I_{\mathrm{SS}}+2I}{g_m}\frac{{\mathrm{\β}}_C-{\mathrm{\β}}_A}{{\mathrm{\β}}_C+{\mathrm{\β}}_A}-\frac{2I}{g_m}=-V_{\mathrm{SPH}1}---\left(15\right)$

图6为图5所示PWM比较器的状态转移特性曲线图，其横坐标表示V_sin-V_osc的值，纵坐标表示V_p的值。结合图5和图6所示，令V_H0＝V_SPH0-V_SPL0，V_H1＝V_SPH1-V_SPL1。由前述说明可知，在正确的PWM调制过程中，可能的翻转只应出现在状态①和③，因而在状态②和④时，若出现翻转即为错误翻转。所以V_H0影响PWM比较器的分辨率，而V_H1决定了PWM比较器的抗噪声范围。调整β_C使得β_C＝β_B，以使得V_H0＝V_H，从而确保图5与图3所示的两个PWM比较器分辨率相同。由式(9)、式(11)、式(13)、式(15)得

$V_{H1}=V_{H0}+\frac{4I}{g_m}=V_H+\frac{4I}{g_m}---\left(16\right)$

通过以上分析可知，所述动态迟滞比较器中，影响PWM比较器的分辨率(精度)与抗噪声范围的分别是不同的迟滞值，从而将分辨率与抗噪声范围两个特性进行了剥离。并且，由式(16)可知，在分辨率相同的情况下，图5所示PWM比较器比图3所示传统固定迟滞比较器具有更大的抗噪声范围。

参照图7所示，本发明PWM比较器的另一种实施例包括：预放大电路100、反馈电路200、判断电路300及输出缓冲电路400，所述预放大电路100具有双输入端，分别接收高频三角波信号V_osc及输入音频信号V_sin，所述输出缓冲电路400基于所述高频三角波信号V_osc及输入音频信号V_sin的相对大小，输出相应的PWM信号V_p。

其中，所述预放大电路100包括：第一输入NPN管Q₁及第二输入NPN管Q₂、第一镜像PMOS管M_5a及第二镜像PMOS管M_6a、第一镜像NMOS管M_1a及第二镜像NMOS管M_2a；第一输入NPN管Q₁的基极接收输入音频信号V_sin，集电极与第一镜像PMOS管M_5a的漏极相连，发射极与第二输入NPN管Q₂的发射极相连；第二输入NPN管Q₂的基极接收高频三角波信号V_osc，集电极与第二镜像PMOS管M_6a的漏极相连；第一镜像NMOS管M_1a与第二镜像NMOS管M_2a构成电流镜，第一镜像NMOS管M_1a的漏极与电流源101一端相连，第二镜像NMOS管M_2a的漏极与第一输入NPN管Q₁、第二输入NPN管Q₂的发射极相连，第一镜像NMOS管M_1a及第二镜像NMOS管M_2a的源极均接地；电流源101的另一端与电源Vcc相连，电流源101提供基准电流I_r；第一镜像PMOS管M_5a的栅极与漏极短接，源极与电源V_cc相连；第二镜像PMOS管M_6a的栅极与漏极短接，源极与电源V_cc相连。

所述反馈电路200包括：第一反馈NMOS管M₁₇～第四反馈NMOS管M₂₀、第三镜像NMOS管M_3a及第四镜像NMOS管M_4a；第一反馈NMOS管M₁₇的栅极接收外接控制信号V_ct1，漏极与第二镜像PMOS管M_6a的栅极相连，源极与第二反馈NMOS管M₁₈的源极相连，并与第三镜像NMOS管M_3a的漏极相连；第二反馈NMOS管M₁₈的栅极接收基准电压V_r，漏极与第一镜像PMOS管M_5a的栅极相连；第三反馈NMOS管M₁₉的栅极接收基准电压V_r，漏极与第二镜像PMOS管M_6a的栅极相连，源极与第四反馈NMOS管M₂₀的源极相连，并与第四镜像NMOS管M_4a的漏极相连；第四反馈NMOS管M₂₀的栅极与输出缓冲电路400的输出相连，以接收PWM信号V_p，漏极与第一镜像PMOS管M_5a的栅极相连；第三镜像NMOS管M_3a与第一镜像NMOS管M_1a构成电流镜；第四镜像NMOS管M_4a与第一镜像NMOS管M_1a构成电流镜，第三镜像NMOS管M_3a及第四镜像NMOS管M_4a的源极均接地。

所述判断电路300包括：第三镜像PMOS管M_7a及第四镜像PMOS管M_8a、第一比较NMOS管M₉～第四比较NMOS管M₁₂、第五镜像NMOS管M₁₃及第六镜像NMOS管M₁₄、第五镜像PMOS管M₁₅及第六镜像PMOS管M₁₆；第三镜像PMOS管M_7a的源极与电源V_cc相连，栅极与第一镜像PMOS管M_5a的栅极相连，与第一镜像PMOS管M_5a构成电流镜，漏极与第一比较NMOS管M₉的漏极相连；第四镜像PMOS管M_8a的源极与电源V_cc相连，栅极与第二镜像PMOS管M_6a的栅极相连，与第二镜像PMOS管M_6a构成电流镜，漏极与第二比较NMOS管M₁₀的漏极相连；第一比较NMOS管M₉的栅极与漏极短接，源极接地；第三比较NMOS管M₁₁、第四比较NMOS管M₁₂的栅漏交叉互连，源极均接地，第四比较NMOS管M₁₂的栅极与第三镜像PMOS管M_7a的漏极相连，第四比较NMOS管M₁₂的漏极与第四镜像PMOS管M_8a的漏极相连；第二比较NMOS管M₁₀的栅极与漏极短接，源极接地；第五镜像NMOS管M₁₃与第一比较NMOS管M₉构成电流镜，第五镜像NMOS管M₁₃的源极接地，漏极与第六镜像PMOS管M₁₆的漏极相连；第六镜像NMOS管M₁₄与第二比较NMOS管M₁₀构成电流镜，第六镜像NMOS管M₁₄的源极接地，漏极与第五镜像PMOS管M₁₅的漏极相连；第五镜像PMOS管M₁₅及第六镜像PMOS管M₁₆构成电流镜，第五镜像PMOS管M₁₅及第六镜像PMOS管M₁₆的源极均与电源Vcc相连。

所述输出缓冲电路400包括：依次级联的第一反相器400、施密特触发器401及第二反相器402；第一反相器400的输入与第六镜像PMOS管M₁₆的漏极相连；第二反相器402输出PWM信号V_p。

对于图7所示的PWM比较器分析如下：

预放大电路100中输入对管Q₁、Q₂为NPN管，相对于同版图面积的MOS器件，其失调电压更小、增益更高。

预放大电路100及判断电路300采用CMOS运算跨导放大器(OTA)结构，除第六镜像PMOS管M₁₆和第五镜像NMOS管M₁₃的漏极以外，其余结点均为低阻结点，实现了大带宽。

输出缓冲电路400由两个反相器和一个施密特触发器构成，作用如下：(1)对判断电路的输出信号进行整形，减少输出脉冲信号的高低转换时间；(2)增大驱动能力；(3)隔离外部负载；(4)施密特触发器有一定的抗噪声能力。

反馈电路200中第一反馈NMOS管M₁₇～第四反馈NMOS管M₂₀作用如同图5中的第一开关K₁、第二开关K₂，外接控制信号V_ct1与高频三角波信号V_osc的波形状态对应。当高频三角波信号V_osc处于上升沿时，外接控制信号V_ct1为高电平；当高频三角波信号V_osc处于下降沿时，外接控制信号V_ct1为低电平。

为进一步验证图7所示PWM比较器的性能，对其中各器件进行尺寸设计：第一镜像NMOS管M_1a、第三镜像NMOS管M_3a及第四镜像NMOS管M_4a的宽长比相同；第二镜像NMOS管M_2a的宽长比为第一镜像NMOS管M_1a的宽长比的4倍；第一镜像PMOS管M_5a、第二镜像PMOS管M_6a、第三镜像PMOS管M_7a及第四镜像PMOS管M_8a的宽长比相同，且大于第二镜像NMOS管M_2a的宽长比；第一比较NMOS管M₉、第二比较NMOS管M₁₀、第五镜像NMOS管M₁₃、第六镜像NMOS管M₁₄的宽长比相同，且大于第一镜像NMOS管M_1a的宽长比，小于第二镜像NMOS管M_2a的宽长比；第三比较NMOS管M₁₁、第四比较NMOS管M₁₂的宽长比相同，且大于第一比较NMOS管M₉的宽长比，小于第二镜像NMOS管的M_2a宽长比；第五镜像PMOS管M₁₅及第六镜像PMOS管M₁₆的宽长比相同，且大于第一镜像PMOS管M_5a的宽长比；第一反馈NMOS管M₁₇至第四反馈NMOS管M₂₀的宽长比相同，且小于第一镜像NMOS管M_1a的宽长比。并且，设定合适的基准电流和基准电压。

基于所述尺寸设计及基准电流/电压的设定，对图7所示PWM比较器在Spectre下进行仿真，在V_osc端输入幅度为1～4V三角波信号，在V_sin端输入模拟音频信号。图8为图7所示PWM比较器的状态转移特性仿真图。参照图8所示，当所述PWM比较器处于状态①和③时，V_SPH0≈2.51V，V_SPL0≈2.49V，因而V_H0≈20mV；在状态②和④时(即错误翻转时)，V_SPH1≈2.54V，V_SPL1≈2.46V，所以V_H1≈80mV。可见，图7所示PWM比较器相对于图3所示PWM比较器，在分辨率相同(V_H0＝VH)的情况下，抗噪声范围比传统固定迟滞比较器扩大了约60mV，大大提高了比较器的抗噪声能力。

图9是图7所示PWM比较器的交流增益仿真波形图。参照图9所示，图7所示PWM比较器增益高达79dB，3dB带宽大于1MHz，单位增益带宽大于10MHz，满足高速度、高精度的设计要求。

图10是图7所示PWM比较器的瞬态仿真波形图。参照图10所示，其中V_sin端输入共模电平2.5V、幅度0.5V、频率10kHz的正弦信号，V_osc端是频率为250kHz、幅度为2～3V的三角波信号。整个调制过程中，即使在100％占空比下，图7所示PWM比较器工作仍稳定。

另外，本发明还提供一种包括上述PWM比较器的D类放大器，所述D类放大器中PWM比较器的前后级电路可以采用传统D类放大器的相应电路，此处就不再详细说明了。

综上所述，本发明PWM比较器通过引入两路电流反馈，使其迟滞具有动态的特点。在同等分辨率下，抗噪声能力远好于传统迟滞固定的比较器，从而确保输出信号在接近或处于100％占空比状态下，比较器能够稳定工作。

以上公开了本发明的多个方面和实施方式，本领域的技术人员会明白本发明的其它方面和实施方式。本发明中公开的多个方面和实施方式只是用于举例说明，并非是对本发明的限定，本发明的真正保护范围和精神应当以权利要求书为准。

Claims (13)

1.一种PWM比较器，其特征在于，包括：预放大电路、反馈电路、判断电路，其中，

所述预放大电路，具有双输入端，分别接收高频三角波信号和输入音频信号，并将高频三角波信号和输入音频信号的波形变化情况输出至所述反馈电路和判断电路；

所述反馈电路，与预放大电路、判断电路及输出缓冲电路相连，具有内置电流源，基于从预放大电路获取的高频三角波信号的波形状态，以及所述PWM比较器的PWM信号的电平状态，调整通过所述电流源加载于所述判断电路输入上的电流；

所述判断电路，与所述反馈电路及输出缓冲电路相连，基于所述判断电路输入上的电流变化获取所述预放大电路输出的高频三角波信号和输入音频信号的波形变化情况，对高频三角波信号和输入音频信号进行比较并输出比较结果。

2.如权利要求1所述的PWM比较器，其特征在于，还包括：输出缓冲电路，基于所述判断电路输出的比较结果，产生PWM信号并输出；

所述预放大电路包括：第一输入NMOS管及第二输入NMOS管、第一镜像PMOS管及第二镜像PMOS管，其中，

第一输入NMOS管的栅极接收输入音频信号，漏极与第一镜像PMOS管的漏极相连，源极与第二输入NMOS管的源极相连；

第二输入NMOS管的栅极接收高频三角波信号，漏极与第二镜像PMOS管的漏极相连；

第一输入NMOS管、第二输入NMOS管的源极与接地端之间具有第一电流源；

第一镜像PMOS管的栅极与漏极短接，源极与电源相连；

第二镜像PMOS管的栅极与漏极短接，源极与电源相连。

3.如权利要求2所述的PWM比较器，其特征在于，所述反馈电路包括：第二电流源及第三电流源、第一开关及第二开关，其中，

第一开关的一端与第二电流源相连，另一端依据高频三角波信号的波形状态而分别指向第一接触端或第二接触端，第一接触端与第二镜像PMOS管的栅极相连，第二接触端与第一镜像PMOS管的栅极相连；

第二开关的一端与第三电流源相连，另一端依据PWM信号的电平状态而分别指向第三接触端或第四接触端，第三接触端与第二镜像PMOS管的栅极相连，第四接触端与第一镜像PMOS管的栅极相连。

4.如权利要求3所述的PWM比较器，其特征在于，高频三角波信号处于上升沿时，第一开关指向第一接触端；高频三角波信号处于下降沿时，第一开关指向第二接触端；PWM信号为低电平时，第二开关指向第三接触端；PWM信号为高电平时，第二开关指向第四接触端；所述第二电流源与第三电流源的输出电流相同。

5.如权利要求3所述的PWM比较器，其特征在于，所述判断电路包括：第三镜像PMOS管及第四镜像PMOS管、第一比较NMOS管至第四比较NMOS管，其中，

第三镜像PMOS管的源极与电源相连，栅极与第一镜像PMOS管的栅极相连，与第一镜像PMOS管构成电流镜，漏极与第一比较NMOS管的漏极相连；

第四镜像PMOS管的源极与电源相连，栅极与第二镜像PMOS管的栅极相连，与第二镜像PMOS管构成电流镜，漏极与第四比较NMOS管的漏极相连；

第一比较NMOS管的栅极与漏极短接，源极接地；

第二比较NMOS管、第三比较NMOS管的栅漏交叉互连，源极均接地，第三比较NMOS管的栅极与第三镜像PMOS管的漏极相连，第三比较NMOS管的漏极与第四镜像PMOS管的漏极相连；

第四比较NMOS管的栅极与漏极短接，源极接地。

6.如权利要求5所述的PWM比较器，其特征在于，所述输出缓冲电路为双端输入、单端输出的输出缓冲电路，其双端输入分别与第三比较NMOS管的栅极和漏极相连，单端输出所述PWM信号。

7.如权利要求1所述的PWM比较器，其特征在于，所述预放大电路及判断电路采用CMOS运算跨导放大器结构。

8.如权利要求1所述的PWM比较器，其特征在于，所述预放大电路包括：第一输入NPN管及第二输入NPN管、第一镜像PMOS管及第二镜像PMOS管、第一镜像NMOS管及第二镜像NMOS管，其中，

第一输入NPN管的基极接收输入音频信号，集电极与第一镜像PMOS管的漏极相连，发射极与第二输入NPN管的发射极相连；

第二输入NPN管的基极接收高频三角波信号，集电极与第二镜像PMOS管的漏极相连；

第一镜像NMOS管与第二镜像NMOS管构成电流镜，第一镜像NMOS管的漏极与电流源一端相连，第二镜像NMOS管的漏极与第一输入NPN管、第二输入NPN管的发射极相连，第一镜像NMOS管及第二镜像NMOS管的源极均接地；

电流源的另一端与电源相连，电流源提供基准电流；

第一镜像PMOS管的栅极与漏极短接，源极与电源相连；

第二镜像PMOS管的栅极与漏极短接，源极与电源相连。

9.如权利要求8所述的PWM比较器，其特征在于，所述反馈电路包括：第一反馈NMOS管至第四反馈NMOS管、第三镜像NMOS管及第四镜像NMOS管，其中，

第一反馈NMOS管的栅极接收外接控制信号，漏极与第二镜像PMOS管的栅极相连，源极与第二反馈NMOS管的源极相连，并与第三镜像NMOS管的漏极相连；

第二反馈NMOS管的栅极接收基准电压，漏极与第一镜像PMOS管的栅极相连；

第三反馈NMOS管的栅极接收基准电压，漏极与第二镜像PMOS管的栅极相连，源极与第四反馈NMOS管的源极相连，并与第四镜像NMOS管的漏极相连；

第四反馈NMOS管的栅极与输出缓冲电路的输出相连，以接收PWM信号，漏极与第一镜像PMOS管的栅极相连；

第三镜像NMOS管与第一镜像NMOS管构成电流镜；

第四镜像NMOS管与第一镜像NMOS管构成电流镜，第三镜像NMOS管及第四镜像NMOS管的源极均接地；

外接控制信号与高频三角波信号的波形状态对应，当高频三角波信号处于上升沿时，外接控制信号为高电平；当高频三角波信号处于下降沿时，外接控制信号为低电平。

10.如权利要求9所述的PWM比较器，其特征在于，所述判断电路包括：第三镜像PMOS管及第四镜像PMOS管、第一比较NMOS管至第四比较NMOS管、第五镜像NMOS管及第六镜像NMOS管、第五镜像PMOS管及第六镜像PMOS管，其中，

第三镜像PMOS管的源极与电源相连，栅极与第一镜像PMOS管的栅极相连，与第一镜像PMOS管构成电流镜，漏极与第一比较NMOS管的漏极相连；

第四镜像PMOS管的源极与电源相连，栅极与第二镜像PMOS管的栅极相连，与第二镜像PMOS管构成电流镜，漏极与第二比较NMOS管的漏极相连；

第一比较NMOS管的栅极与漏极短接，源极接地；

第三比较NMOS管、第四比较NMOS管的栅漏交叉互连，源极均接地，第四比较NMOS管的栅极与第三镜像PMOS管的漏极相连，第四比较NMOS管的漏极与第四镜像PMOS管的漏极相连；

第二比较NMOS管的栅极与漏极短接，源极接地；

第五镜像NMOS管与第一比较NMOS管构成电流镜，第五镜像NMOS管的源极接地，漏极与第六镜像PMOS管的漏极相连；

第六镜像NMOS管与第二比较NMOS管构成电流镜，第六镜像NMOS管的源极接地，漏极与第五镜像PMOS管的漏极相连；

第五镜像PMOS管及第六镜像PMOS管构成电流镜，第五镜像PMOS管及第六镜像PMOS管的源极均与电源相连。

11.如权利要求10所述的PWM比较器，其特征在于，所述输出缓冲电路包括：依次级联的第一反相器、施密特触发器及第二反相器；第一反相器的输入与第六镜像PMOS管的漏极相连；第二反相器输出PWM信号。

12.如权利要求10所述的PWM比较器，其特征在于，第一镜像NMOS管、第三镜像NMOS管及第四镜像NMOS管的宽长比相同；第二镜像NMOS管的宽长比为第一镜像NMOS管的宽长比的4倍；第一镜像PMOS管、第二镜像PMOS管、第三镜像PMOS管及第四镜像PMOS管的宽长比相同，且大于第二镜像NMOS管的宽长比；第一比较NMOS管、第二比较NMOS管、第五镜像NMOS管、第六镜像NMOS管的宽长比相同，且大于第一镜像NMOS管的宽长比，小于第二镜像NMOS管的宽长比；第三比较NMOS管、第四比较NMOS管的宽长比相同，且大于第一比较NMOS管的宽长比，小于第二镜像NMOS管的宽长比；第五镜像PMOS管及第六镜像PMOS管的宽长比相同，且大于第一镜像PMOS管的宽长比；第一反馈NMOS管至第四反馈NMOS管的宽长比相同，且小于第一镜像NMOS管的宽长比。

13.一种包括权利要求1～12任一项所述PWM比较器的D类放大器。

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