CN102113216B - 电容负载驱动电路和具备该电容负载驱动电路的显示装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电容负载驱动电路和具备该电容负载驱动电路的显示装置。缓冲电路(1)根据电压Vin驱动电容负载(9)。在设定期间开关(11、13～15)成为接通状态，在驱动期间开关(12)成为接通状态。电压比较部(2)将设定期间的电压Vin和驱动期间的电压Vout进行比较，输出比较结果电压。推挽输出部(4)包括充电用的TFT(25)和放电用的TFT(26)。驱动控制部(3)在设定期间将TFT(25、26)控制为断开状态，在驱动期间根据比较结果电压将TFT(25、26)有选择地控制为接通状态。在Vout＜Vin时，比较结果电压上升，TFT(24)成为接通状态，节点(N6)的电压下降，TFT(25)成为接通状态，电压Vout上升。由此，提供一种小型、低耗电且耐工艺偏差的能力强的电容负载驱动电路。

Description

电容负载驱动电路和具备该电容负载驱动电路的显示装置

技术领域

本发明涉及根据输入电压对电容负载进行驱动的电容负载驱动电路和具备电容负载驱动电路的显示装置。 

背景技术

作为使液晶显示装置小型、低耗电的方法之一，已知有将像素电路和像素电路的驱动电路在同一个基板上一体形成的方法。以下，将使用此方法而构成的液晶显示装置称为“驱动器一体型液晶装置”。在驱动器一体型液晶装置中，驱动电路使用由低温多晶硅和CG硅(Continuous Grain Silicon：连续晶界结晶硅)等构成的薄膜晶体管(Thin Film Transistor：以下简称为TFT)而构成。 

图7是表示现有的驱动器一体型液晶装置的结构的框图。图7所示的液晶显示装置具有在玻璃基板上一体形成有像素电路82、栅极驱动器电路83和源极驱动器电路84的液晶面板81。源极驱动器电路84包括移位寄存器85、D/A转换电路86、缓冲电路87和采样门88。缓冲电路87根据从D/A转换电路86输出的模拟电压Vin，驱动与像素电路82连接的源极线SL。采样门88对是否连接缓冲电路87和源极线SL进行切换。采样门88为了将源极线SL从缓冲电路87切离，从而将源极线SL的电压保持为一定而设置。另外，采样门88也被用来对多根源极线SL进行切换驱动。通过对多根源极线SL进行切换驱动，能够使D/A转换电路86和缓冲电路87的根数比源极线SL的根数少。 

图8是表示图7所示液晶显示装置的D/A转换电路86的后段部分的电路图。在图8所示电路中，缓冲电路87使用运算放大器89构成。向运算放大器89的正侧输入端子施加从D/A转换电路86输出的模拟电压Vin。运算放大器89的输出端子与负侧输入端子反馈连接。运算放大器89作为单位增益放大器起作用，以使源极线SL的电压与模拟电压Vin成为相等的方式进行控制。 

图9是表示运算放大器89的一例的电路图。图9所示运算放大器89包括TFT：M1～M7和电容C1，对差分输入电压Vin+、Vin-进行A类放大而生成输出电压Vout。通过以运算放大器89进行A类放大，能够根据变形小的输出电压Vout驱动源极线SL。 

与本发明申请相关的技术也记载在以下文献中。在专利文献1中记载了图10所示源极驱动器电路的输出段电路。图10所示输出段电路按照图11所示的时序图，进行初始设定、写入和保持三阶段动作。开关SW7～SW10的状态根据比较电路92的输出是高电平还是低电平而变化。专利文献2～4也记载了根据输入电压而对源极线进行驱动的源极驱动器电路的其他例子。 

现有技术文献 

专利文献 

专利文献1：日本国特开2004-166039号公报 

专利文献2：日本国特开2001-222261号公报 

专利文献3：日本国特开2005-338131号公报 

专利文献4：日本国特开2006-133444号公报 

发明内容

发明要解决的课题 

驱动器一体型液晶显示装置的源极驱动器电路存在消耗电力大、耐工艺偏差的能力弱、电路面积大等问题。例如在图9所示运算放大器89中，为了进行A类放大，在TFT：M5和TFT：M7中稳定地流动偏置电流Ist。当像这样使用稳定电流流动的运算放大器时，源极驱动器电路的消耗电力就会增大。另外，由于在差分放大电路中能够使用的共模电压存在限制，为了在满足此限制的同时发挥期望的性能，需要提高电路的工作电压。但是，当提高工作电压时，电路的消耗电力就会增大。另外，由于采样门中存在电容成分和电阻成分，采样门也会消耗电力。由于这样的理由，源极驱动器电路的消耗电力大成为问题。 

另外，当在玻璃基板上形成TFT时，TFT的特性(例如，阈值电压)容易产生偏差(工艺偏差)。当TFT的阈值电压偏差时，由TFT 构成的运算放大器的性能也会产生偏差。另外，向运算放大器供给的偏置电压也会产生偏差。当源极驱动器电路的性能由于这样的理由而偏差时，就会在显示画面上出现线状的噪音，显示画面的画质降低成为问题。 

为了防止显示画面的画质降低，只要设置补偿工艺偏差的电路即可。但是，当追加补偿电路时，与此相应地源极驱动器电路的电路面积会增大而成为问题。另外，在源极驱动器电路中设置有采样门及其控制电路，由此也会使电路面积增大。 

因此，本发明的目的在于提供一种适用于驱动器一体型液晶装置的源极驱动器电路的输出段电路等的小型、低耗电、耐工艺偏差的能力强的电容负载驱动电路和具备这种电容负载驱动电路的显示装置。 

用于解决课题的手段 

本发明的第一方面是一种根据输入电压来驱动电容负载的电容负载驱动电路，其特征在于，包括： 

电压比较部，其对从输入端子输入的输入电压和从输出端子输出的输出电压进行比较，输出与比较结果相应的比较结果电压； 

驱动控制部，其输出在第一期间被设定为各自的初始电平且在第二期间根据上述比较结果电压而变化的充电控制电压和放电控制电压；和 

推挽输出部，其包括：根据上述充电控制电压对与上述输出端子连接的电容负载进行充电的充电电路；和根据上述放电控制电压使上述电容负载放电的放电电路， 

上述驱动控制部使上述充电电路和上述放电电路有选择地工作，使得上述输出电压与上述输入电压相等。 

本发明的第二方面，在本发明的第一方面中， 

上述电压比较部包括： 

输入侧选择开关，其设置在上述输入端子和规定的节点之间，并在第一期间成为接通状态； 

输出侧选择开关，其设置在上述输出端子与上述节点之间，并在第二期间成为接通状态； 

比较电路，其输入与上述节点连接，并对第一期间的上述输入电 压和第二期间的上述输出电压进行比较而输出上述比较结果电压。 

本发明的第三方面，在本发明的第二方面中，其特征在于： 

上述比较电路包括： 

逆变电路； 

电容元件，其设置在上述逆变电路的输入与上述节点之间；和 

短路用开关，其设置在上述逆变电路的输入与输出之间，并在第一期间成为接通状态， 

上述电容元件在第一期间保持上述输入电压与上述逆变电路的反转电压的差，上述逆变电路在第二期间将与对上述输出电压和上述输入电压的差加上上述反转电压而得的电压相应的电压作为比较结果电压输出。 

本发明的第四方面，在本发明的第一方面中，其特征在于： 

上述驱动控制部，在第一期间将上述充电控制电压和上述放电控制电压分别设定为上述充电电路和上述放电电路不工作的电平，在第二期间根据上述比较结果电压，在上述输出电压比上述输入电压低时将上述充电控制电压设定为使上述充电电路工作的电平，在上述输出电压比上述输入电压高时将上述放电控制电压设定为上述放电电路工作的电平。 

本发明的第五方面，在本发明的第四方面中， 

上述驱动控制部包括： 

对上述充电电路输出上述充电控制电压的充电侧放大电路；和 

对上述放电电路输出上述放电控制电压的放电侧放大电路。 

本发明的第六方面，在本发明的第五方面中， 

上述驱动控制部还包括： 

充电侧电容元件，其用于将上述电压比较部的输出和上述充电侧放大电路的输入电容耦合； 

放电侧电容元件，其用于将上述电压比较部的输出和上述放电侧放大电路的输入电容耦合； 

充电侧设定开关，其在第一期间成为接通状态，向上述充电侧放大电路的输入提供断开电压；和 

放电侧设定开关，其在第一期间成为接通状态，向上述放电侧放 大电路的输入提供断开电压。 

本发明的第七方面，在本发明的第一方面中， 

上述推挽输出部包括设置在高电压侧电源配线和上述输出端子之间并用上述充电控制电压控制的充电用开关作为上述充电电路； 

上述推挽输出部包括设置在低电压侧电源配线和上述输出端子之间并用上述放电控制电压控制的放电用开关作为上述放电电路。 

本发明的第八方面，在本发明的第七方面中， 

上述推挽输出部还包括： 

充电停止用开关，其在上述高电压侧电源配线和上述输出端子之间与上述充电用开关串联设置；和 

放电停止用开关，其在上述低电压侧电源配线和上述输出端子之间与上述放电用开关串联设置。 

本发明的第九方面是一种显示装置，其特征在于： 

使用如第一方面至第八方面中任一个方面所述的电容负载驱动电路，驱动与像素电路连接的信号线。 

发明的效果 

根据本发明的第一方面，通过根据对输入电压和输出电压进行比较而得的结果，使推挽输出部所包括的充电电路和放电电路有选择地工作而进行电容元件的充放电，能够使输出电压与输入电压相等。另外，通过使充电电路和放电电路有选择地工作，能够防止稳定电流在电路中流动，削减电路的消耗电力。另外，通过仅在输出电压与输出电压不相等时进行电容负载的充放电，能够防止由电容负载的充放电导致的无谓的电力消耗。另外，由于在第二期间被控制成输出电压与输入电压相等，所以不需要保持输出电压的电路(例如采样门)，能够相应地削减电路面积和消耗电力。另外，电压比较部、驱动控制部和推挽输出部能够容易地构成耐工艺偏差的能力强的电路。因此，能够构成小型、低耗电、耐工艺偏差的能力强的电容负载驱动电路。 

根据本发明的第二方面，通过适当地控制两个开关的状态，将输入到比较电路中的电压在第一期间和第二期间之间进行切换，用比较电路能够求出与第一期间的输入电压和第二期间的输出电压的比较结果相应的比较结果电压。 

根据本发明的第三方面，在包括电容元件、逆变电路和开关的比较电路中，通过适当地控制开关的状态，逆变电路在第二期间能够输出与对输出电压和输入电压的差加上逆变电路的反转电压(将逆变电路的输入和输出短路时的输入输出电压)而得的电压相应的电压。在将从逆变电路输出的电压作为比较结果电压的情况下，充电控制电压和放电控制电压不受逆变电路的阈值电压的工艺偏差的影响。因此，能够不受逆变电路阈值电压的工艺偏差影响地，使输出电压与输入电压相等。由此，能够构成耐工艺偏差的能力强的电容负载驱动电路。 

根据本发明的第四方面，在第一期间使充电电路和放电电路停止，在第二期间当输出电压比输入电压低时使充电电路工作，在输出电压比输入电压高时使放电电路工作，由此能够在第一期间使输出电压不变化而在第二期间使输出电压与输入电压相等。 

根据本发明的第五方面，通过使用两个放大电路，能够容易地构成驱动控制部，上述驱动控制部在第一期间将充电控制电压和放电控制电压设定为各自的初始电平，在第二期间根据比较结果电压使充电控制电压和放电控制电压变化。 

根据本发明的第六方面，在第一期间，通过使两个设定开关为接通状态，向各放大电路的输入提供断开电压，能够将充电控制电压和放电控制电压设定为各自的初始电平。在第二期间，通过使两个设定开关为断开状态，经由电容元件向各放大电路的输入提供比较结果电压，能够使充电控制电压和放电控制电压根据比较结果电压变化。 

根据本发明的第七方面，通过在两根电压配线与输出端子之间分别设置开关，用充电控制电压和放电控制电压对各开关进行控制，能够容易地构成包括根据充电控制电压使电容负载充电的充电电路和根据放电控制电压使电容负载放电的放电电路的推挽输出部。通过使用该推挽输出部，能够防止稳定电流在电路中流动，削减电路的消耗电力。 

根据本发明的第八方面，通过在两根电压配线与输出端子之间分别追加开关，对追加的开关的状态进行适当控制，能够对电容负载充放电的期间进行限制，防止电路的误动作，削减消耗电力。 

根据本发明的第九方面，通过在驱动与像素电路连接的信号线时， 使用小型、低耗电、耐工艺偏差的能力强的电容负载驱动电路，能够构成小型、低耗电、高画质的显示装置。 

附图说明

图1是本发明的实施方式的推挽型缓冲电路的电路图。 

图2是表示具有图1所示缓冲电路的驱动器一体型液晶显示装置的结构的框图。 

图3是表示图1所示缓冲电路的设置期间的开关的状态的图。 

图4是表示图1所示缓冲电路的驱动期间的开关的状态的图。 

图5是图1所示缓冲电路的时序图。 

图6是本发明的实施方式的变形例的推挽型缓冲电路的电路图。 

图7是表示现有的驱动器一体型液晶显示装置的结构的框图。 

图8是表示图7所示液晶显示装置的D/A转换电路的后段部分的电路图。 

图9是表示图8所示电路含有的运算放大器一例的电路图。 

图10是某文献中记载的源极驱动器电路的输出段电路的电路图。 

图11是图10所示输出段电路的时序图。 

具体实施方式

图1是本发明的实施方式的推挽型缓冲电路的电路图。图1所示的缓冲电路1是本发明的电容负载驱动电路的一个具体例，根据从输入端子IN输入的电压，驱动与输出端子OUT连接的电容负载9。以下将从输入端子IN输入的电压称为输入电压Vin，将从输出端子OUT输出的电压称为输出电压Vout。 

缓冲电路1例如在驱动器一体型液晶显示装置(将像素电路及其驱动电路在同一基板上一体形成的液晶显示装置)中，作为驱动源极线(也被称为数据信号线、视频信号线等)的源极驱动器电路的输出段电路使用。图2是表示具有图1所示缓冲电路的驱动器一体型液晶显示装置的结构的框图。图2所示液晶显示装置40具有在玻璃基板上将像素电路42、栅极驱动器电路43和源极驱动器电路44一体形成的液晶面板41。玻璃基板上的电路使用由低温多晶和CG硅等构成的TFT 构成。 

在液晶面板41中形成互相平行的多根栅极线GL和与栅极线GL正交的互相平行的多根源极线SL(在图2中各记载有一根栅极线GL和一根源极线SL)。对应于栅极线GL与源极线SL的各交点，形成有包括TFT45、液晶电容Cc和辅助电容Cs的像素电路42。像素电路42与对应的栅极线GL和对应的源极线SL连接。 

进一步，在液晶面板41中，作为像素电路42的驱动电路，形成有栅极驱动器电路43和源极驱动器电路44。栅极驱动器电路43从多根栅极线GL中选择一根栅极线。源极驱动器电路44向源极线SL施加应写入与被选择的栅极线GL连接的像素电路42中的电压。源极驱动器电路44包括移位寄存器46、D/A转换电路47和本实施方式的缓冲电路1。D/A转换电路47将从液晶显示装置40外部供给的数字视频数据DAT转换成模拟电压Vin。缓冲电路1与作为电容负载的源极线SL连接，根据从D/A转换电路47输出的模拟电压Vin来驱动源极线SL。另外，由于缓冲电路1具有切换是否连接源极线SL的功能，在包括缓冲电路1的源极驱动器电路44中不需要设置采样门。 

以下，参照图1，对缓冲电路1进行详细说明。缓冲电路1如图1所示，包括电压比较部2、驱动控制部3和推挽输出部4。这些电路使用开关11～15、TFT21～26、电容器31～33和逆变电路34构成。TFT21、23、25是P型TFT，TFT22、24、26是N型TFT。 

电压比较部2包括开关11～13、电容器31和逆变电路34。开关11设置在输入端子IN与电容器31的一个电极(在图1中是左侧的电极。以下，称为输入侧电极)之间。开关12设置在输出端子OUT与电容器31的输入侧电极之间。电容器31的另一个电极与逆变电路34的输入连接。开关13设置在逆变电路34的输入与输出之间。开关13、电容器31和逆变电路34构成对依次输入的两个电压进行比较的比较电路。 

驱动控制部3包括开关14、15、TFT21～24和电容器32、33。TFT21、22串联连接，配置在高电压侧电源配线与低电压侧电源配线(以下将前者称为VDD配线，将后者称为VSS配线)之间。更详细地，TFT21、22的漏极端子相互连接，TFT21、22的源极端子分别与VDD配线和 VSS配线连接。向TFT22的栅极端子施加规定的偏置电压Vbn，TFT22作为偏压晶体管起作用。电容器32设置在逆变电路34的输出与TFT21的栅极端子之间。开关14设置在VDD配线与TFT21的栅极端子之间。像这样TFT21、22构成放大电路(以下，称为放电侧放大电路)，放电侧放大电路的输入与电压比较部2的输出电容耦合。 

TFT23、24与TFT21、22同样串联连接，配置在VDD配线与VSS配线之间。向TFT23的栅极端子施加规定的偏置电压Vbp，TFT23作为偏压晶体管起作用。电容器33设置在逆变电路34的输出与TFT24的栅极端子之间。开关15设置在VSS配线与TFT24的栅极端子之间。像这样TFT23、24构成放大电路(以下称为充电侧放大电路)，充电侧放大电路的输入与电压比较部2的输出电容耦合。 

推挽输出部4包括TFT25、26。TFT25、26与TFT21、22同样串联连接，配置在VDD配线与VSS配线之间。TFT25的栅极端子与TFT23、24的漏极端子连接，TFT26的栅极端子与TFT21、22的漏极端子连接。TFT25、26的漏极端子与输出端子OUT连接。像这样TFT25设置在VDD配线与输出端子OUT之间，TFT26设置在VSS配线与输出端子OUT之间。 

另外，在缓冲电路1中，开关11～15分别作为输入侧选择开关、输出侧选择开关、短路用开关、放电侧设定开关和充电侧设定开关起作用。电容器32作为放电侧电容元件起作用，电容器33作为充电侧电容元件起作用。TFT25作为充电用开关起作用，TFT26作为放电用开关起作用。充电用开关构成充电电路，放电用开关构成放电电路。 

开关控制信号Xs被提供至开关11、13～15，开关控制信号Xd被提供至开关12。设开关11～15在提供的开关控制信号为高电平时成为接通状态，在该信号为低电平时成为断开状态。以下，将连接有开关11、12和电容器31的节点称为N1，将连接有逆变电路34的输入的节点称为N2，将连接有逆变电路34的输出的节点称为N3，分别将连接有TFT21、24、25、26的栅极端子的节点称为N4～N7。 

缓冲电路1通过进行设定和驱动这两阶段动作，驱动电容负载9。以下，将进行设定动作的期间称为“设定期间”，将进行驱动动作的期间称为“驱动期间”。在设定期间，开关控制信号Xs被控制为高电平， 开关控制信号Xd被控制为低电平。因此，在设定期间，开关11、13～15为接通状态，开关12为断开状态(参照图3)。与之相对在驱动期间，开关控制信号Xs被控制为低电平，开关控制信号Xd被控制为高电平。因此，在驱动期间，开关11、13～15为断开状态，开关12为接通状态(参照图4)。 

图5是图1所示缓冲电路的时序图。图5记载了开关控制信号Xs、Xd，输入电压Vin、节点N1～N7的电压和输出电压Vout的变化。开关控制信号Xs为高电平的期间是设定期间，开关控制信号Xd为高电平的期间是驱动期间。设定期间和驱动期间被设定成不重复。另外，为了防止缓冲电路1的误动作，在设定期间与驱动期间之间设置若干空闲时间。 

在图5所示例子中，输入电压Vin在时刻t1上升，在时刻t3下降。缓冲电路1在从时刻t1开始的设定期间，进行将电路状态初始化的设定动作。在从时刻t2开始的驱动期间，缓冲电路1使电容负载9充电，进行使输出电压Vout上升的驱动动作。在从时刻t3开始的设定期间，缓冲电路1进行与从时刻t1开始的设定期间相同的设定动作。在从时刻t4开始的驱动期间，缓冲电路1使电容负载9放电，进行使输出电压Vout下降的驱动动作。以下对各期间的缓冲电路1的动作进行详细说明。 

在从时刻t1或时刻t3开始的设定期间，由于开关控制信号Xs被控制为高电平，开关控制信号Xd被控制为低电平，开关11、13～15为接通状态，开关12为断开状态(参照图3)。由于开关11为接通状态、开关12为断开状态，输入电压Vin经由开关11施加至电容器31的输入侧电极，节点N1的电压与输入电压Vin相等。 

另外，由于开关13为接通状态，所以逆变电路34的输入和输出被短路，逆变电路34的输入电压和输出电压相等。将使输入和输出短路时的逆变电路34的输入输出电压称为反转电压Vm。在设定期间，节点N2、N3的电压与反转电压Vm相等，电容器31的电极间电压为(Vin-Vm)。电容器31在设定期间结束时保持此电极间电压。 

另外，由于开关14、15为接通状态，从VDD配线提供高电压侧的电源电压(以下称为VDD)至节点N4，从VSS配线提供低电压侧 的电源电压(以下称为VSS)至节点N5。因此，电容器32的电极间电压为(VDD-Vm)，电容器33的电极间电压为(VSS-Vm)。电容器32、33在设定期间结束时保持各自的电极间电压。 

TFT24由于在栅极端子施加有电压VSS，所以为断开状态。此时节点N6的电压因TFT23而提高，变得比TFT25的阈值电压高。另外，TFT21由于在栅极端子施加有电压VDD，所以为断开状态。此时节点N7的电压因TFT22而降低，变得比TFT26的阈值电压低。因此，在设定期间，由于TFT25、26两者都为断开状态，缓冲电路1的输出为浮置状态，输出电压Vout不变化。 

在从时刻t2开始的驱动期间，由于开关控制信号Xs被控制为低电平，开关控制信号Xd被控制为高电平，开关11、13～15成为断开状态，开关12成为接通状态(参照图4)。由于开关11为断开状态、开关12为接通状态，所以输出电压Vout经由开关12施加至电容器31的输入侧电极，节点N1的电压与输出电压Vout相等。像这样节点N1的电压在时刻t2从Vin下降到Vout。 

另外，在时刻t2以后，开关13成为断开状态。由于在电容器31中保持的电压在时刻t2前后不变化，当节点N1的电压从Vin下降到Vout时，节点N2的电压就等量下降而成为(Vout-Vin+Vm)。当节点N2的电压下降时，连接有逆变电路34的输出的节点N3的电压就上升。一般来说，逆变电路的输出电压当输入电压在反转电压Vm附近变化时，比输入电压变化大。因此，节点N3的电压与节点N2的电压下降量(Vout-Vin+Vm)相应地比该下降量上升更多。 

另外，在时刻t2以后，开关14、15成为断开状态。由于电容器32、33中保持的电压在时刻t2前后不变化，当节点N3的电压上升时，随之节点N4、N5的电压也分别等量上升。当节点N5的电压上升时，TFT24成为接通状态，节点N6的电压下降，TFT25成为接通状态。另一方面，即使节点N4的电压上升，TFT21、26也保持断开状态不变。像这样由于TFT25变化到接通状态，TFT26保持断开状态，电容负载9通过TFT25与VDD配线连接。其结果是，电容负载9被充电，输出电压Vout上升。 

输出电压Vout继续上升，不久就与输入电压Vin相等。当输出电 压Vout与输入电压Vin相等时，节点N1～N7的电压回到与设定期间相同的电平。例如，节点N2、N3的电压与反转电压Vm相等，节点N4、N5的电压分别与VDD和VSS相等。因此，当输出电压Vout与输入电压Vin相等时，TFT24、25回到断开状态，输出电压Vout停止上升。 

在从时刻t4开始的驱动期间，开关11～15为与从时刻t2开始的驱动期间相同的状态(参照图4)。由于开关11为断开状态、开关12为接通状态，节点N1的电压与输出电压Vout相等。像这样节点N1的电压在时刻t4从Vin上升到Vout。 

当节点N1的电压从Vin上升到Vout时，节点N2的电压就等量上升成为(Vout-Vin+Vm)，与逆变电路34的输出连接的节点N3的电压下降。当节点N3的电压下降时，随之节点N4、N5的电压分别等量下降。当节点N4的电压下降时，TFT21成为接通状态，节点N7的电压上升，TFT26成为接通状态。另一方面，即使节点N5的电压下降，TFT24也保持断开状态不变，TFT25也保持断开状态。像这样由于TFT26变化到接通状态，而TFT25保持断开状态不变，电容负载9通过TFT26与VSS配线连接。其结果是，电容负载9被放电，输出电压Vout下降。 

输出电压Vout继续下降，不久就与输入电压Vin相等。当输出电压Vout与输入电压Vin相等时，节点N1～N7的电压回到与设定期间相同的电平。因此，当输出电压Vout与输入电压Vin相等时，TFT21、26回到断开状态，输出电压Vout停止下降。 

在这里，将从电压比较部2向驱动控制部3输出的电压(节点N3的电压)称为“比较结果电压”，在从驱动控制部3向推挽输出部4输出的电压中，将向TFT25的栅极端子施加的电压(节点N6的电压)称为“充电控制电压”，将向TFT26的栅极端子施加的电压(节点N7的电压)称为“放电控制电压”。使用这些用语，能够对缓冲电路1的结构和动作进行如下说明。 

电压比较部2包括：由开关13、电容器31和逆变电路34构成的比较电路；作为输入侧选择开关的开关11；和作为输出侧选择开关的开关12。在设定期间，开关11、13成为接通状态，电容器31保持电极间电压(Vin-Vm)。在驱动期间，开关12成为接通状态，逆变电路 34输出与节点N2的电压(Vout-Vin+Vm)相应的比较结果电压。比较结果电压在输出电压Vout比输入电压Vin低时变得比反转电压Vm高，在输出电压Vout比输入电压Vin高时变得比反转电压Vm低。像这样电压比较部2将从输入端子IN输入的输入电压Vin和从输出端子OUT输出的输出电压Vout进行比较，输出与比较结果相应的比较结果电压。电压比较部2包括的比较电路对设定期间的输入电压Vin和驱动期间的输出电压Vout进行比较，输出比较结果电压。 

驱动控制部3包括：由TFT23、24构成的充电侧放大电路；由TFT21、22构成的放电侧放大电路；作为充电侧电容元件的电容器33；作为放电侧电容元件的电容器32；作为充电侧设定开关的开关15；和作为放电侧设定开关的开关14。在设定期间，开关14、15成为接通状态，断开电压(TFT21、24为断开状态的电压)被提供至两个放大电路。这时，充电控制电压提高到TFT25成为断开状态时的电压，放电侧控制电压降低到TFT26成为断开状态时的电压。在驱动期间，开关14、15成为断开状态，两个放大电路的输入电压、充电控制电压和放电控制电压根据比较结果电压而变化。像这样驱动控制部3在设定期间被设定为各自的初始电平，在驱动期间输出根据从电压比较部2输出的比较结果电压而变化的充电控制电压和放电控制电压。 

推挽输出部4包括对电容负载9进行充电的TFT25作为充电用开关，并包括使电容负载9放电的TFT26作为放电用开关。用充电控制电压控制TFT25，用放电控制电压控制TFT26。另外，充电用开关构成充电电路，放电用开关构成放电电路。像这样推挽输出部4包括根据充电控制电压来驱动电容负载9的充电电路和根据放电控制电压驱动电容负载9的放电电路。 

在输出电压Vout比输入电压Vin低时，比较结果电压比反转电压Vm高，两个放大电路的输入电压均上升。这时，充电侧放大电路包括的TFT24成为接通状态，充电控制电压下降到TFT25成为接通状态时的电压。另一方面，由于放电侧放大电路包括的TFT21保持断开状态，所以放电控制电压不变化。因此，在推挽输出部4中放电电路不工作，只有充电电路工作。当充电电路工作时，电容负载9被充电，输出电压Vout上升。输出电压Vout上升到与输入电压Vin相等。 

在输出电压Vout比输入电压Vin高时，比较结果电压比反转电压Vm低，两个放大电路的输入电压均下降。这时，放电侧放大电路包括的TFT21成为接通状态，放电控制电压上升到TFT26成为接通状态时的电压。另一方面，由于充电侧放大电路包括的TFT24保持断开状态，所以充电控制电压不变化。因此，在推挽输出部4中充电电路不工作，只有放电电路工作。当放电电路工作时，电容负载9被放电，输出电压Vout下降。输出电压Vout下降到与输入电压Vin相等。 

像这样驱动控制部3使推挽输出部4包括的充电电路和放电电路有选择地工作，使得输出电压Vout与输入电压Vin相等。具体而言，驱动控制部3，在设定期间将充电控制电压和放电控制电压分别设定为充电电路和放电电路不工作的电平，在驱动期间根据比较结果电压，在输出电压Vout比输入电压Vin低时将充电控制电压设定为充电电路工作的电平，在输出电压Vout比输入电压Vin高时将放电控制电压设定为放电电路不工作的电平。 

以下，对本实施方式的缓冲电路1的效果进行说明。如上所述，在缓冲电路1中，根据对输出电压Vin和输出电压Vout进行比较的结果，推挽输出部4包括的充电电路(TFT25)和放电电路(TFT26)有选择地工作，由此进行电容负载9的充放电。因此，能够使输出电压Vout与输入电压Vin相等。 

另外，通过使充电电路和放电电路有选择地工作，在推挽输出部4中稳定电流不流动。因此，能够削减缓冲电路1的消耗电力。另外，由于充电电路和放电电路不会同时工作，与贯通电源间的电流不流动相应地有效地进行充电或放电。因此，与A类放大电路(图9所示运算放大器89)相比，能够用更小尺寸的TFT得到充分的电流驱动力，进行更高速的充放电。另外，在缓冲电路1中，只在输出电压Vout不与输入电压Vin相等时，充电电路和放电电路中的一个工作，对电容负载9进行充电或放电。因此，能够防止由电容负载9的充放电导致的无谓的电力消耗。另外，缓冲电路1能够输出电压VDD和VSS(轨到轨工作)作为输出电压Vout。因此，能够使缓冲电路1的工作电压降低，削减消耗电力。 

另外，缓冲电路1的输出在设定期间成为与各处均不连接的浮置 状态，在驱动期间被控制成与输入电压Vin相等。因此，在驱动器一体型液晶显示装置中在源极线SL的驱动中使用缓冲电路1的情况下(参照图2)，不再需要对是否连接源极线SL进行切换的采样门(图7所示采样门88)。因此，与不设置采样门及其控制电路等相应地，能够削减电路面积。另外，当独立控制不连接缓冲电路1与源极线SL的期间(以下称为非连接期间)和设定期间时，只要向开关11、13和开关14、15供给不同的控制信号即可。由此，能够分时驱动多根源极线SL。另外，关于电压比较部2、驱动控制部3和推挽输出部4，如下所示，能够容易地构成耐工艺偏差的能力强的电路。 

电压比较部2能够通过如下方式容易地构成：将开关11、12与由开关13、电容器31和逆变电路34构成的比较电路的输入端子连接，将开关11的另一端与输入端子IN连接，将开关12的另一端与输出端子OUT连接。通过在设定期间将开关11控制为接通状态，在驱动期间将开关12控制为接通状态，能够将输入到比较电路的电压在设定期间与驱动期间之间切换。另外，通过将开关13在设定期间控制为接通状态，在驱动期间控制为断开状态，由此逆变电路34在驱动期间输出与电压(Vout-Vin+Vm)相应的电压。当将从逆变电路34输出的电压作为比较结果电压输入到驱动控制部3时，从驱动控制部3输出的充电控制电压和放电控制电压不受逆变电路34的阈值电压的工艺偏差影响。因此，能够不受逆变电路34阈值电压的工艺偏差影响地，使输出电压Vout与输入电压Vin相等。 

驱动控制部3能够通过如下方式容易地构成：由TFT23、24构成充电侧放大电路，由TFT21、22构成放电侧放大电路，将两个放大电路的输入分别与电压比较部2的输出电容耦合，进一步，在两个放大电路的输入分别设置设定开关。在设定期间，使两个设定开关为接通状态，对各放大电路的输入提供断开电压，由此能够将充电控制电压和放电控制电压设定为各自的初始电平。在驱动期间，使两个设定开关为断开状态，经由电容元件向各放大电路的输入提供比较结果电压，由此能够使充电控制电压和放电控制电压根据比较结果电压而变化。像这样，通过在设定期间将充电控制电压和放电控制电压设置为各自的初始电平，能够不受TFT阈值电压的工艺偏差影响，可靠地使推挽 输出部4从断开状态工作。进一步，在驱动期间，由于推挽输出部4的状态根据比较结果电压向一个方向变化，充电侧放大电路和放电侧放大电路两者同时工作在原理上是不可能的。 

推挽输出部4能够通过如下方式容易地构成：在VDD配线与输出端子OUT之间设置TFT25，在VSS配线与输出端子之间设置TFT26，将TFT25的栅极端子与充电侧放大电路的输出(TFT23、24的漏极端子)连接，将TFT26的栅极端子与放电侧放大电路的输出(TFT21、22的漏极端子)连接。由于推挽输出部4包括的充电电路和放电电路有选择地工作，推挽输出部4不是像模拟电路那样输出电压因偏置电压而敏感地变化，而是像数字电路那样使工作进行或停止。像这样推挽输出部4具有即使在存在工艺偏差的情况下工作也不容易出问题的电路结构。 

如上所述，本实施方式的缓冲电路1具有小型、低耗电、耐工艺偏差的能力强的效果。因此，在驱动器一体型液晶装置中，当驱动源极线时，通过使用本实施方式的缓冲电路，能够构成小型、低耗电且高品质的液晶显示装置。 

本实施方式的缓冲电路1与图10所示输出段电路(以下称为现有的电路)相比，具有以下优点。首先，在现有的电路中，在初始化期间电容负载被充放电，这时消耗无谓的电力。与之相对，在缓冲电路1中，电容负载的充放电不是在初始化期间，而是只在驱动期间使输出电压变化到期望的电平。因此，根据缓冲电路1，能够比现有的电路削减消耗电力。 

另外，在现有的电路中，如果比较电路91、92包括的逆变电路的阈值电压和与门(AND gate)G1、G2的阈值电压不一致，输出电压就会发生偏移误差。与之相对，在缓冲电路1中，通过使用上述的电压比较部2和驱动控制部3，能够生成不受逆变电路34阈值电压的工艺偏差影响的充电控制电压和放电控制电压，不受工艺偏差影响地使输出电压Vout与输入电压Vin相等。因此，根据缓冲电路1，比起现有的电路，耐工艺偏差的能力变强。 

另外，在现有的电路中，由于设置与门G1、G2等，所以电路面积变大，由于根据比较电路92的输出来切换开关SW7～SW10的状态， 所以控制也变复杂。与之相对，在缓冲电路1中，不需要设置与门等，只要对开关11～15提供固定有变化模式的开关控制信号Xs、Xd即可。因此，根据缓冲电路1，能够比现有的电路削减电路面积。 

进一步，在现有的电路中，由于在写入期间中只进行充电或放电中的任一个，所以会因电路内的延迟而在输出电压中发生偏移误差。与之相对，在缓冲电路1中，由于在驱动期间充电和放电根据需要被切换地进行，即使输出电压由于电路内的延迟而变化为过剩(过冲)，变化为过剩的输出电压也会立即被自动修正。因此，根据缓冲电路1，能够使输出电压更正确地与输入电压相等。 

另外，在本实施方式的缓冲电路1中，能够构成以下变形例。图6是本发明的实施方式的变形例的推挽型缓冲电路的电路图。图6所示的缓冲电路5，在上述缓冲电路1中将推挽输出部4替换成推挽输出部6。推挽输出部6为在推挽输出部4中追加了作为充电停止用开关的TFT27和作为放电停止用开关的N型TFT28。 

在缓冲电路5中，TFT27设置在VDD配线与TFT25之间，TFT28设置在VSS配线与TFT26之间。更详细地，TFT27的源极端子与VDD配线连接，漏极端子与TFT25的源极端子连接。TFT28的源极端子与VSS配线连接，漏极端子与TFT26的源极端子连接。在TFT27的栅极端子施加有开关控制信号Xd的反转信号，在TFT28的栅极端子施加有开关控制信号Xd。 

在驱动期间，由于开关控制信号Xd被控制为高电平，TFT27、28成为接通状态，缓冲电路5与缓冲电路1同样地工作。与之相对，在设定期间，由于开关控制信号Xd被控制为低电平，TFT27、28成为断开状态。因此，即使TFT25、26成为接通状态也进行电容负载9的充放电。 

像这样，推挽输出部6包括在VDD配线和输出端子OUT之间与TFT25串联设置的TFT27；和在VSS配线和输出端子OUT之间与TFT26串联设置的TFT28，TFT27、28在驱动期间被控制成接通状态。因此，根据缓冲电路5，通过将电容负载9进行充放电的期间限制为仅在驱动期间，能够防止电路的误动作。另外，由于能够独立控制非连接期间和设定期间，能够分时驱动多根源极线SL。具体而言，通过将 开关12和推挽输出部6设置在各根源极线SL上，将此外的电路在多根源极线SL间共用，能够以小电路规模分时驱动多个源极线SL。 

本发明的推挽型缓冲电路除了能够被用作液晶显示装置的源极驱动器电路的输出段电路以外，还能够以各种形态被用作根据输入电压驱动电容负载的电容负载驱动电路。 

产业上的可利用性 

本发明的电容负载驱动电路，具有小型、低耗电、耐工艺偏差的能力强的特征，以液晶显示装置的源极驱动器电路的输出段电路为首，能够以根据输入电压驱动电容负载的各种形态加以利用。 

附图符号说明 

1、5……缓冲电路 

2……电压比较部 

3……驱动控制部 

4、6……推挽输出部 

9……电容负载 

11～15……开关 

21～28、45……TFT 

31～33……电容器 

34……逆变电路 

40……液晶显示装置 

41……液晶面板 

42……像素电路 

43……栅极驱动器电路 

44……源极驱动器电路 

46……移位寄存器 

47……D/A转换电路 

Claims (6)

1.一种电容负载驱动电路，其特征在于：

所述电容负载驱动电路根据输入电压来驱动电容负载，

所述电容负载驱动电路包括：

电压比较部，其对从输入端子输入的输入电压和从输出端子输出的输出电压进行比较，输出与比较结果相应的比较结果电压；

驱动控制部，其输出在第一期间被设定为各自的初始电平且在第二期间根据所述比较结果电压而变化的充电控制电压和放电控制电压；和

推挽输出部，其包括：根据所述充电控制电压对与所述输出端子连接的电容负载进行充电的充电电路；和根据所述放电控制电压使所述电容负载放电的放电电路，

所述驱动控制部包括：

对所述充电电路输出所述充电控制电压的充电侧放大电路；

对所述放电电路输出所述放电控制电压的放电侧放大电路；

充电侧电容元件，其用于将所述电压比较部的输出和所述充电侧放大电路的输入电容耦合；

放电侧电容元件，其用于将所述电压比较部的输出和所述放电侧放大电路的输入电容耦合；

充电侧设定开关，其在第一期间成为接通状态，向所述充电侧放大电路的输入提供断开电压；和

放电侧设定开关，其在第一期间成为接通状态，向所述放电侧放大电路的输入提供断开电压，

在第一期间将所述充电控制电压和所述放电控制电压分别设定为所述充电电路和所述放电电路不工作的电平，在第二期间根据所述比较结果电压，在所述输出电压比所述输入电压低时将所述充电控制电压设定为所述充电电路工作的电平，在所述输出电压比所述输入电压高时将所述放电控制电压设定为所述放电电路工作的电平，由此使所述充电电路和所述放电电路有选择地工作，使得所述输出电压与所述输入电压相等。

2.如权利要求1所述的电容负载驱动电路，其特征在于：

所述电压比较部包括：

输入侧选择开关，其设置在所述输入端子与规定的节点之间，并在第一期间成为接通状态；

输出侧选择开关，其设置在所述输出端子与所述节点之间，并在第二期间成为接通状态；和

比较电路，其输入与所述节点连接，并对第一期间的所述输入电压和第二期间的所述输出电压进行比较而输出所述比较结果电压。

3.如权利要求2所述的电容负载驱动电路，其特征在于：

所述比较电路包括：

逆变电路；

电容元件，其设置在所述逆变电路的输入与所述节点之间；和

短路用开关，其设置在所述逆变电路的输入与输出之间，并在第一期间成为接通状态，

所述电容元件在第一期间保持所述输入电压与所述逆变电路的反转电压的差，所述逆变电路在第二期间将与对所述输出电压和所述输入电压的差加上所述反转电压而得的电压相应的电压作为所述比较结果电压输出。

4.如权利要求1所述的电容负载驱动电路，其特征在于：

所述推挽输出部包括设置在高电压侧电源配线与所述输出端子之间并用所述充电控制电压控制的充电用开关作为所述充电电路，

所述推挽输出部包括设置在低电压侧电源配线与所述输出端子之间并用所述放电控制电压控制的放电用开关作为所述放电电路。

5.如权利要求4所述的电容负载驱动电路，其特征在于：

所述推挽输出部还包括：

充电停止用开关，其在所述高电压侧电源配线和所述输出端子之间与所述充电用开关串联设置；和

放电停止用开关，其在所述低电压侧电源配线和所述输出端子之间与所述放电用开关串联设置。

6.一种显示装置，其特征在于：

使用权利要求1至5中任一项所述的电容负载驱动电路，驱动与像素电路连接的信号线。

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