CN102047541A - 电流感测电路和包括电流感测电路的开关稳压器 - Google Patents

Abstract

一种电流感测电路，其配置为感测流过非绝缘开关稳压器的开关晶体管的电流，所述电流感测电路包括分压器电路部分；第一晶体管；第一阻抗元件；第二晶体管；第三晶体管以及第一电压比较电路部分，其中，所述第一晶体管、所述第二晶体管和所述第三晶体管的控制端彼此连接，并且控制端的连接部分连接至所述第三晶体管和所述第一恒流源之间的连接部分。

Description

电流感测电路和包括电流感测电路的开关稳压器

技术领域

本发明总体涉及形成DC-DC转换器的开关稳压器的电压感测电路，具体地，涉及分别感测流过开关晶体管和同步电路整流器晶体管的电流的电流感测电路。

背景技术

传统上，通过感测与开关晶体管或同步电路整流器晶体管串联的电阻两端的电压以感测流过开关稳压器(其形成DC-DC转换器)的开关晶体管或同步电路整流器晶体管的电流已经是一种流行的方法。

由于该方法中的电阻器使用了许多电力，因此电源转换效率减小。此外，由于半导体中包括的电阻的低设置精度(low setup accuracy)，因此诸如波形修剪(wave trimming)之类的额外步骤对于高精度地检测电流而言变得必要。

图1示出用于感测电流的传统电路的示意图。以解决上述问题的方式排列所示电路，并且(例如)在专利文献1中公开了所示电路。

图1所示的电路感测流过开关晶体管M101(其由PMOS晶体管形成)的电流的电流值达到预定值。PMOS晶体管M103和M104彼此并联到开关晶体管M101。栅极连接至GND(参考地)的PMOS晶体管M103处于导电状态(即，接通状态)。栅极连接至开关晶体管M101的栅极的PMOS晶体管M104与开关晶体管M101同步地导通/截止。

源极连接至输入电源Vin并且栅极连接至GND的PMOS晶体管M105处于导电状态(即，接通状态)。PMOS晶体管M106～M109连接形成级联的电流镜电路。PMOS晶体管M106的源极连接至PMOS晶体管M103的漏极，并且PMOS晶体管M106的漏极连接至PMOS晶体管M108的源极。PMOS晶体管M107的源极连接至PMOS晶体管M105的漏极，并且PMOS晶体管M107的漏极连接至PMOS晶体管M109的源极。

PMOS晶体管M106和M107的每一个栅极均连接至PMOS晶体管M108的漏极。PMOS晶体管M108和M109的每一个栅极均连接至电阻器R101的一端，而电阻器R101的另一端连接至PMOS晶体管M108的漏极。电流源101***在电阻器R101的所述另一端和GND之间。电流源102***在PMOS晶体管M109的漏极和GND之间。

在上述这种电路配置中，当流过开关晶体管M101的电流的电流值相对小时，PMOS晶体管M103的漏极电压增大至接近输入电压Vin的电压。然后，流过PMOS晶体管M106和M108的电流变得大于流过PMOS晶体管M107和M109的电流。因此，过量电流输出端OUTa的电压变得更接近于GND电压。另一方面，当流过开关晶体管M101的电流开始增大时，流过PMOS晶体管M103和M104的电流开始增大。然后，PMOS晶体管M103的漏极电压开始减小。当PMOS晶体管M103的漏极电压变得低于PMOS晶体管M105的漏极电压时，过量电流输出端OUTa输出高电平信号。

[专利文献1]日本专利特开公开No.2007-78427

根据图1所示的电路，由于电流源101用作电流镜电路的参考电流源，因此将电流i101从电流源101提供至PMOS晶体管M103。因此，在流过开关晶体管M101的电流相当低的状况下，变得需要通过使PMOS晶体管M105的尺寸远小于PMOS晶体管M103的尺寸而使得PMOS晶体管M105的接通电阻大于PMOS晶体管M103的接通电阻，以便使得流过PMOS晶体管M107和M109的电流小于流过PMOS晶体管M106和M108的电流，并且使得PMOS晶体管M105的漏极电压低于PMOS晶体管M103的漏极电压。

随着流过开关晶体管M101的电流增大以及PMOS晶体管M103的漏极电压减小，PMOS晶体管M106的栅极电压由于PMOS晶体管M106的栅极-源极电压不变而减小。由于PMOS晶体管M107的栅极连接至PMOS晶体管M106的栅极，因此PMOS晶体管M107的栅极电压减小，并且流过PMOS晶体管M107和M109的电流增大。

由于PMOS晶体管M105的漏极电压随着流过PMOS晶体管M107和M109的电流的增大而减小，因此PMOS晶体管M107的栅极-源极电压的波动较小，并且流过PMOS晶体管M107和M109的电流的增大率是缓慢的。因此，电流镜电路在用作比较器时的增益可能被降低。那么所感测的电流的精度可能降低，并且响应速度可能变慢。

进一步，当输入电压波动或输出电压改变时，用于感测的电流级别(current level)可能由于电流感测电路的感测延时的干扰而波动。

发明内容

本发明总的目标在于提供电流感测电路和包括电流感测电路的开关稳压器，其提供了高精度的电流感测以及高响应速度。

本发明的特征和优点将在下面的描述中加以阐述，并且部分将从所述描述和附图中变得明显，或者可以通过根据所述描述中提供的教导的本发明实践而获知。通过以使得本发明技术人员能够实践本发明的这种完整、清楚、简洁和精确的方式而在说明书中具体指出的电流感测电路和包括电流感测电路的开关稳压器，将会实现和获得本发明的目标以及其它特征和优点。

为了实现这些和其它优点，并且根据在此实施和广泛描述的本发明目标，本发明的实施例提供了一种电流感测电路，其配置为感测流过非绝缘开关稳压器的开关晶体管的电流，其中，所述非绝缘开关稳压器包括：开关晶体管，其配置为根据输入至控制端的第一控制信号而执行开关，并且将从电源输入端提供的电流提供至电感器；以及整流器元件，其配置为在所述开关晶体管截止时传送从所述电感器提供的电流，并且其中，所述非绝缘开关稳压器配置为将输入电压转换至预定的恒定电压，并且将所述预定的恒定电压作为输出电压从输出端输出，所述电流感测电路包含：分压器电路部分，其配置为将所述开关晶体管两端的电压进行分压并输出；第一晶体管，其包括第一电流输入端和第一输出端，其中，所述第一电流输入端连接至所述分压器电路部分的输出端，并且其中，预定的第一负载连接在第一电流输出端和参考地之间；第一阻抗元件，其包括第一和第二端，其中，所述第一端连接至电源输入端，并配置为提供有来自所述电源输入端的输入电压，并且其中，第一阻抗元件的阻抗根据第二控制信号而改变；第二晶体管，其包括第二电流输入端和第二电流输出端，其中，所述第二电流输入端连接至所述第一阻抗元件的第二端，并且其中，预定的第二负载连接在所述第二电流输出端和参考地之间；第三晶体管，其包括第三电流输入端和第三电流输出端，其中，所述第三电流输入端连接至所述第一阻抗元件的第二端，并且其中，第一恒流源连接在所述第三电流输出端和参考地之间；以及第一电压比较电路部分，其配置为将所述第一晶体管和所述预定的第一负载之间的连接部分的电压与所述第二晶体管和所述预定的第二负载之间的连接部分的电压进行比较，并且输出用于指示流过所述开关晶体管的电流的比较结果的信号，其中，所述第一晶体管、所述第二晶体管和所述第三晶体管的控制端彼此连接，并且控制端的连接部分连接至所述第三晶体管和所述第一恒流源之间的连接部分。

本发明的另一实施例提供了一种电流感测电路，其配置为感测流过非绝缘开关稳压器的同步整流器晶体管的电流，其中，所述非绝缘开关稳压器包括：开关晶体管，其配置为根据输入至控制端的第一控制信号而执行开关，并且将从电源输入端提供的电流提供至电感器；以及同步整流器晶体管，其配置为在所述开关晶体管截止时传送从所述电感器提供的电流，并且其中，所述非绝缘开关稳压器配置为将输入电压转换至预定的恒定电压，并且将所述预定的恒定电压作为输出电压从输出端输出，所述电流感测电路包含：第二阻抗元件，其包括第一和第二端，其中，所述第一端连接至所述同步整流器晶体管和所述电感器之间的连接部分；第七晶体管，其包括第七电流输入端和第七电流输出端，其中，所述第七电流输出端连接至所述第二阻抗元件的第二端，并且其中，预定的第三负载连接在所述第七电流输入端和所述电源输入端之间；第八晶体管，其包括第八电流输入端和第八电流输出端，其中，所述第八电流输出端连接至参考地，并且其中，预定的第四负载连接在所述第八电流输入端和所述电源输入端之间；第九晶体管，其包括第九电流输入端和第九电流输出端，其中，所述第九电流输出端连接至参考地，并且其中，第二恒流源连接在所述第九电流输入端和所述电源输入端之间；以及第二电压比较电路部分，其配置为将所述第七晶体管和所述预定的第三负载之间的连接部分的电压与所述第八晶体管和所述预定的第四负载之间的连接部分的电压进行比较，并且输出用于指示流过所述开关晶体管的电流的比较结果的信号，其中，所述第七晶体管、所述第八晶体管和所述第九晶体管的控制端彼此连接，并且控制端的连接部分连接至所述第九晶体管和所述第二恒流源之间的连接部分。

当结合附图加以阅读时，从以下详细描述中将更容易理解本发明的其它目标和进一步特征。

附图说明

图1示出显示了用于感测电流的传统电路的示意图；

图2是示出根据第一实施例的、包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图；

图3是示出根据第二实施例的、包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图；

图4是示出根据第二实施例的校正电流产生电路20的典型电路配置的示意图；

图5是示出根据第三实施例的、包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图；

图6是示出根据第四实施例的、包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图；以及

图7是示出根据第四实施例的校正电流产生电路40的典型电路配置的示意图。

具体实施方式

下面参照附图描述本发明的实施例。

[第一实施例]

图2示出根据第一实施例的包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图。

图2所示的开关稳压器1是同步整流器类型的降压开关稳压器。开关稳压器1将从电源输入端IN1输入的输入电压Vin转换为预定的恒定电压，并且将该预定的恒定电压从输出端OUT输出，作为输出电压Vout。

开关稳压器1包括由PMOS晶体管形成的开关晶体管M1以及由NMOS晶体管形成的同步整流器晶体管M2，并且通过对开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2进行开关以控制输出电压。开关稳压器1进一步包括控制电路2、电流感测电路3、电感器L1和输出电容器C1。控制电路2控制开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2的开关以便产生作为预定的恒定电压的输出电压Vout。电流感测电路3感测流过开关晶体管M1的电流。电流感测电路3包括PMOS晶体管M11～M16、比较器11、输出预定的恒定电流i1的恒流源12，以及电阻器R1和R2。

这里，同步整流器晶体管M2构成整流器元件，PMOS晶体管M11构成第一晶体管，PMOS晶体管M12构成第二晶体管，PMOS晶体管M13构成第三晶体管。电阻器R11构成第一负载，电阻器R12构成第二负载，恒流源12构成第一恒流源。PMOS晶体管M14和M15形成分压电路，其中，PMOS晶体管M14构成第四晶体管，PMOS晶体管M15构成第五晶体管。PMOS晶体管M16构成第一阻抗元件并作为第六晶体管，比较器11构成第一电压比较电路部分。

这里，除了电感器L1和电容器C1之外，可以将开关稳压器1中包括的各电路元件集成在一个IC(集成电路)中。可替代地，除了开关晶体管M1和/或同步整流器晶体管M2、电感器L1和电容器C1之外，可以将开关稳压器1中包括的各电路元件集成在一个IC中。

开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2串联连接，并被***在电源输入端IN1和参考地Vss之间。电感器L1***在连接部分LX(其将开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2连接)和输出端OUT之间。将电容器C1***在输出端OUT和参考地Vss之间。这里，例如，在开关稳压器1执行PWM控制的情况下，向其输入输出电压Vout的控制电路2将分压Vfb(其从输出电压Vout分压)和预定参考电压Vref之间的压差进行放大。然后，控制电路2产生误差电压Ve。控制电路2将控制信号PHS(其由通过把误差电压Ve和预定三角波信号TW的电压进行比较所产生的脉冲信号形成)输出至开关晶体管M1的栅极。控制电路2进一步将控制信号NLS(其通过将控制信号PHS的信号电平进行反转而产生)输出至同步整流器晶体管M2的栅极。

PMOS晶体管M16的源极连接至电源输入端IN3，并且PMOS晶体管M16的漏极连接至PMOS晶体管M12和M13的源极。在下文中，将PMOS晶体管M16和PMOS晶体管M12、M13之间的连接部分称为A(图2和3)。PMOS晶体管M12和M13形成电流镜电路，并且其栅极彼此连接。PMOS晶体管M12和M13之间的连接部分连接至PMOS晶体管M13的漏极。电阻器R12被***在PMOS晶体管M12的漏极和参考地Vss之间，并且恒流源12被***在PMOS晶体管M13的漏极和参考地Vss之间。

PMOS晶体管M14和M15串联连接，并被***在电源输入端IN2和连接部分LX之间。PMOS晶体管M11和电阻器R11串联连接，并被***在连接部分C和参考地Vss之间。连接部分C将PMOS晶体管M14连接至PMOS晶体管M15。控制信号SLP从开关稳压器1外部的电源被输入至PMOS晶体管M14和M16的每一个栅极。PMOS晶体管M11的栅极连接至PMOS晶体管M13的栅极。控制信号PHS被输入至PMOS晶体管M15的栅极。比较器11的同相(non-inverting)输入端连接至PMOS晶体管M11和电阻器R11之间的连接部分。比较器11的反相输入端连接至PMOS晶体管M12和电阻器R12之间的连接部分。比较器11的输出端连接至电流感测电路3的输出端OUTP。

在上述这种电路配置中，在开关稳压器1执行PWM控制的情况下，控制信号PHS的占空比随着输出电压Vout变得更高而变得更低。控制信号PHS的更低占空比缩短了开关晶体管M1的导通时段，相应地延长了同步整流器晶体管M2的导通时段。在这种情况下，控制电路2将开关稳压器控制为降压。另一方面，控制信号PHS的占空比随着输出电压Vout变得更低而变得更高。控制信号PHS的更高占空比延长了开关晶体管M1的导通时段，相应地缩短了同步整流器晶体管M2的导通时段。在这种情况下，控制电路2将开关稳压器控制为升压。控制电路2以如上所述的方式控制开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2的占空比，以便将预定的恒定电压作为输出电压Vout从输出端输出。

由于从开关稳压器1外部的电源输入的控制信号SLP在开关稳压器1启动时处于低电平，因此PMOS晶体管M14和M16在开关稳压器1启动的同时导通。由于PMOS晶体管M15的栅极连接至开关晶体管M1的栅极，因此PMOS晶体管M15与开关晶体管M1同步地导通/截止。因此，PMOS晶体管M15在开关晶体管M1导通的同时导通，并且这导致电流流过PMOS晶体管M14和M15。开关晶体管M1的源极-漏极电压变得越大，则该电流变得越大。PMOS晶体管M14和M15形成对该源极-漏极电压进行分压并且从PMOS晶体管M14的漏极输出电压V1的分压器电路。

由于PMOS晶体管M12和M13处于电流镜电路的形式，因此PMOS晶体管M12的漏极电流id2变为恒定电流，该恒定电流的量与恒流源12提供的恒定电流的量成比例。

漏极电流id6变为恒定电流，该恒定电流的量为各个PMOS晶体管M12和M13的漏极电流i1和id2之总和。PMOS晶体管M16的漏极电压V2的值由电流id6确定。

流过开关晶体管M1的电流在导通开关晶体管M1之后立即变得最小，然后随着时间而线性增大。其增大率取决于输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差。该压差变得越大，则该增大率变得越高。

在开关晶体管M1导通后并且开关晶体管M1的电流仍然相对小的情况下，开关晶体管M1引起的压降变得相当小。PMOS晶体管M14的漏极电压V1变得大于PMOS晶体管M16的漏极电压V2。PMOS晶体管M11的栅极-源极电压变得大于PMOS晶体管M12的栅极-源极电压，并且漏极电流id1变得更大。然后，电阻器R11引起的压降变得更大并且PMOS晶体管M11的漏极电压V3变得大于PMOS晶体管M12的漏极电压V4，并且比较器11输出高电平信号。

随着开关晶体管M1的电流增大，开关晶体管M1引起的压降变得更大，并且流过PMOS晶体管M14和M15的电流增大。因此，PMOS晶体管M14的漏极电压V1减小。当PMOS晶体管M14的漏极电压V1减小时，由于PMOS晶体管M11的栅极电压固定为PMOS晶体管M13的栅极电压，因此PMOS晶体管M11的栅极-源极电压减小。结果，PMOS晶体管M11的漏极电流id1变得更小，因而电阻器R11引起的压降变得更小。比较器11的输出信号在PMOS晶体管M11的漏极电压V3变得低于或等于PMOS晶体管M12的漏极电压V4时而被反转为低电平。因此，将该输出信号作为指示开关晶体管M1的电流达到用于感测的预定值的信号输出。

如上所述，根据第一实施例的电流感测电路，PMOS晶体管M16的漏极电压V2在开关晶体管M1的电流受感测的同时基本上保持恒定，因而PMOS晶体管M11～M13的每一个栅极电压保持基本上恒定。然后，可以提供用于在不损失其增益的情况下而高灵敏度和高响应速度地感测流过开关晶体管M1的电流的电流感测电路3。

进一步，如上所述，将PMOS晶体管M14和M15的导电类型配置为与开关晶体管M1的导电类型相同的导电类型。因此，即使制造工艺出现变化，PMOS晶体管M14和M15的接通电阻也根据开关晶体管M1的接通电阻的变化而改变。结果，流过开关晶体管M1的电流和流过PMOS晶体管M14和管M15的电流之比保持恒定，相应地，PMOS晶体管M14和M15之间的分压比保持恒定。然后，即使制造工艺出现变化也可以高精度地感测电流。

如上所述，由于将第一阻抗元件形成的PMOS晶体管M16的导电类型配置为与PMOS晶体管M14的导电类型相同的导电类型，因此即使制造工艺出现变化，PMOS晶体管M14和M16的分压比也保持恒定。因此，变得可以高精度地感测电流。

[第二实施例]

根据第一实施例，流过开关晶体管M1的电流的增大率响应于输入电压Vin和输出电压之间的压差而变化。因此，在用于感测的电流级别保持恒定的情况下，由于感测延时，因此在感测信号从输出端OUTP输出的时间点上，开关晶体管M1电流值响应于输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差而变化。具体地，根据配置为可变地设置输出电压Vout的开关稳压器，输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差很大程度地改变，因而感测延时增大至不可忽略的值。第二实施例提供了如下的电流感测电路以及包括电流感测电路的开关稳压器，其配置为：通过使用校正电流产生电路20，尽管输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差存在变化，仍然保持在感测信号(其指示流过开关晶体管M1的电流的电流值达到预定值)从输出端OUTP输出时的开关晶体管M1的电流值。

图3是示出根据第二实施例的、包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图。在图2中，用相同的附图标记指代与图1的元件相同或相似的元件，并且省略了其描述。

图3和图2之间的差别在于校正电流产生电路20。这里，将图2中被指示为电流感测电路3的电流感测电路的附图标记改为3a，而将图2中被指示为开关稳压器1的开关稳压器的附图标记改为1a。

如图3中所示，开关稳压器1a是同步整流器类型的降压开关稳压器。开关稳压器1a将从电源输入端IN1输入的输入电压Vin转换为预定的恒定电压，并且将该预定的恒定电压作为输出电压Vout从输出端OUT输出。

开关稳压器1a包括开关晶体管M1、同步整流器晶体管M2、控制电路2、电流感测电路3a、电感器L1和输出电容器C1。电流感测电路3a包括：PMOS晶体管M11～M16、比较器11、恒流源12、电阻器R1、R2和校正电流产生电路20。校正电流产生电路20产生校正电流i20，并将该校正电流i20添加至PMOS晶体管M16的漏极电流id6。这里，校正电流产生电路20构成被配置为输出作为第一校正电流的电流i20的第一校正电流产生电路。

在从开关晶体管M1的电流值达到用于感测的预定值的时间点到感测信号从输出端OUTP输出的时间点的感测延时期间，该电流值变化。将从校正电流产生电路20输出的电流i20添加至从PMOS晶体管M16输出的电流id6使得开关晶体管M1的电流值保持基本上恒定。

图4是示出根据第二实施例的校正电流产生电路20的典型电路配置的示意图。下面参照图4，详细描述校正电流产生电路20的操作。

如图4中所示，校正电流产生电路20包括D/A转换器21，运算放大器电路22、23，恒流源24、PMOS晶体管M21、M22，NMOS晶体管M23～M26，以及电阻器R21～R23。

D/A转换器21分别输出提供至控制电路2的参考电压Vref以及半压Vref/2。半压Vref/2输入至运算放大器电路22的反相输入端。运算放大器电路22的输出端连接至PMOS晶体管M21的栅极。PMOS晶体管M21的源极连接至电源输入端IN6，电阻器R21和R22串联连接，并被***在PMOS晶体管M21的漏极和参考地Vss之间。运算放大器电路22的同相输入端连接至电阻器R21和R22之间的连接部分，PMOS晶体管M21和电阻器R21之间的连接部分连接至运算放大器电路23的同相输入端。

运算放大器电路23的输出端连接至PMOS晶体管M22的栅极，电阻器R23被***在电源输入端IN4到PMOS晶体管M22的源极之间。电阻器R23和PMOS晶体管M22之间的连接部分连接至运算放大器电路23的反相输入端。NMOS晶体管M23和M24形成电流镜电路，并且NMOS晶体管M23和M24的每一个源极均连接至参考地Vss。NMOS晶体管M23和M24的栅极相互连接，并且二者之间的连接部分连接至NMOS晶体管M23的漏极。NMOS晶体管M23的漏极连接至PMOS晶体管M22的漏极。恒流源24被***在电源输入端IN5和NMOS晶体管M24的漏极之间。

NMOS晶体管M25和M26形成电流镜电路。NMOS晶体管M25和M26的每一个源极均连接至参考地Vss，NMOS晶体管M25和M26的栅极相互连接。栅极之间的连接部分连接至NMOS晶体管M25的漏极。NMOS晶体管M25的漏极连接至恒流源24和NMOS晶体管M24之间的连接部分。NMOS晶体管M26的漏极连接至图4所示的连接部分A，并形成校正电流产生电路20的输出端。从NMOS晶体管M26的漏极提供校正电流i20。

在上述这种配置中，D/A转换器21根据来自校正电流产生电路20外部的命令而产生参考电压Vref，并产生与参考电压Vref成比例的半压Vref/2。图3所示的开关稳压器1a的输出电压Vout根据与参考电压Vref(其由来自校正电流产生电路20外部的命令所确定)成比例改变的半压Vref/2而改变。因此，输出电压Vout基于该半压Vref/2而得到确定。

D/A转换器21、运算放大器电路22、PMOS晶体管M21和电阻器R21、R22形成恒压电路。PMOS晶体管M21的漏极形成恒压电路的输出端。该输出端的电压V21以下面所示的公式(1)表示。

V21＝Vref/2*(r21+r22)/r21         (1)

如公式(1)所示，将电压V21表示为半压Vref/2的函数，即，将电压V21处理为输出电压Vout的函数。电压V21被输入至运算放大器电路23的同相输入端。

运算放大器电路23控制PMOS晶体管M22的栅极电压，以使得PMOS晶体管M22的源极电压变得等于输入至运算放大器电路23的同相输入端的电压V21。根据此观点，以下面所示的公式(2)表示电阻器R23两端的电压Vr23。

Vr23＝Vin-V21            (2)

进一步，以下面所示的公式(3)表示流过电阻器R23的电流ir23。

ir23＝Vr23/r23           (3)

如公式(1)～(3)中所示，将电流ir23处理为输入电压Vin和输出电压Vout的函数。电流ir23经由PMOS晶体管M22被提供至NMOS晶体管M23的漏极。

如上所述，NMOS晶体管M23和NMOS晶体管M24形成电流镜电路。以下面所示的公式(4)表示NMOS晶体管M24的漏极电流id24，其中，将NMOS晶体管M23和M24的尺寸比表示为1∶K1。

id24＝K1*ir23          (4)

由于将恒定电流i21从恒流源24提供至NMOS晶体管M24和M25的每一个漏极，因此，以下面所示的公式(5)表示NMOS晶体管M25的漏极电流id25。

id25＝i21-id24         (5)

如上所述，NMOS晶体管M25和M26形成电流镜电路。以下面所示的公式(6)表示NMOS晶体管M26的漏极电流id26(即，校正电流i20)，其中，将NMOS晶体管M25和M26的尺寸比表示为1∶K2。

id20＝K2*id25          (6)

公式(6)所表示的漏极电流id25被处理为输入电压Vin和输出电压Vout的函数。因此，校正电流i20被处理为输入电压Vin和输出电压Vout的函数。校正电流i20在输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差变得更小时而变得更大，并且校正电流i20在输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差变得更大时而变得更小。这里，校正电流i20的最大值受到恒流源24提供的恒定电流i21限制。

当校正电流i20添加至漏极电流id6时，等于PMOS晶体管M16的漏极电压的电压V2减小了与校正电流i20相对应的电压部分。因此，用于感测流过开关晶体管M1的电流的电流级别变得更大，并且比较器11变得甚至需要更大的电流来输出用于指示流过开关晶体管M1的电流达到用以感测的预定值的低电平信号。

流过开关晶体管M1的电流的电流倾斜度变得越大，则校正电流i20变得越小。因此，随着流过开关晶体管M1的电流的电流倾斜度变得越大，变得可以以更小的校正电流i20感测流过开关晶体管M1的电流。另一方面，流过开关晶体管M1的电流的电流倾斜度变得越小，则校正电流i20变得越大。因此，变得需要更大的校正电流i20来感测流过开关晶体管M1的电流。在这种情况下，可以通过将校正电流i20的电流值设置为适当值以在从输出端OUTP输出感测信号的时间点上将开关晶体管M1的电流值保持基本上恒定，而不管输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差。

根据第二实施例的电流感测电路，可以获得与第一实施例的电流感测电路的有益效果相同的有益效果。进一步，第二实施例的电流感测电路可以通过使用校正电流产生电路20，在从输出端OUTP输出感测信号的时间点上将开关晶体管M1的电流值保持基本上恒定，而不管输入电压Vin和输出电压Vout之间的压差。因此，该电流感测电路可以更高精度地感测开关晶体管M1的电流。

根据上述第二实施例，将半压Vref/2输入至运算放大器电路22的反相输入端。第二实施例仅旨在说明，并且可以以任意值实现输入至运算放大器电路22的反相输入端的电压，只要该电压与输出电压Vout成比例即可。例如，可以将该电压设置为通过以分压电阻器对输出电压Vout分压所获得的电压。

电压V21例如可设置为任何电压，只要其与输出电压Vout成比例即可。

[第三实施例]

根据第一和第二实施例，电流感测电路感测流过开关晶体管M1的电流。第三实施例的电流感测电路感测流过同步整流器晶体管M2的电流。

图5是示出根据第三实施例的、包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图。在图4中，用相同的附图标记指代与图1的元件相同或相似的元件，并且省略了其描述。

图5和图2之间的差别在于电流感测电路30和电流感测电路3。在第三实施例中，用感测流过同步整流器晶体管M2的电流的电流感测电路30替换电流感测电路3。这里，将图2中被指示为开关稳压器1的开关稳压器的附图标记改为1b。

如图5中所示，开关稳压器1b是同步整流器类型的降压开关稳压器。开关稳压器1b将从电源输入端IN1输入的输入电压Vin转换为预定的恒定电压，并且将该预定的恒定电压作为输出电压Vout从输出端OUT输出。

开关稳压器1b包括开关晶体管M1、同步整流器晶体管M2、控制电路2、感测流过同步整流器晶体管M2的电流的电流感测电路30、电感器L1和输出电容器C1。电流感测电路30包括：NMOS晶体管M31～M34、比较器31、输出预定的恒定电流i2的恒流源32，以及电阻器R1、R2。

NMOS晶体管M31构成第七晶体管，NMOS晶体管M32构成第八晶体管，NMOS晶体管M33构成第九晶体管。电阻器R31构成第三负载，电阻器R32构成第四负载，恒流源32构成第二恒流源。NMOS晶体管M34构成第二阻抗元件并作为第十晶体管，而比较器31构成第二电压比较电路部分。这里，除了电感器L1和电容器C1之外，可以将开关稳压器1b中包括的各电路元件集成在一个IC中。可替代地，除了开关晶体管M1和/或同步整流器晶体管M2、电感器L1和电容器C1之外，可以将开关稳压器1b中包括的各电路元件集成在一个IC中。

NMOS晶体管M32和M33形成电流镜电路。NMOS晶体管M32和M33的每一个源极连接至参考地Vss。NMOS晶体管M32和M33的栅极相互连接，并且栅极之间的连接部分连接至NMOS晶体管M33的漏极。恒流源32被***在电源输入端IN9和NMOS晶体管M33的漏极之间，并且电阻器R32被***在电源输入端IN8和NMOS晶体管M32的漏极之间。

电阻器31和NMOS晶体管M31、M34串联连接，并***在电源输入端IN7和连接部分LX之间。NMOS晶体管M31的栅极连接至NMOS晶体管M33的栅极。控制信号NLS输入至NMOS晶体管M34的栅极。比较器31的同相输入端连接至电阻器R32和NMOS晶体管M32之间的连接部分，比较器31的反相输入端连接至电阻器R31和NMOS晶体管M31之间的连接部分。比较器31的输出端连接至电流感测电路30的输出端OUTN。

在上述这种电路配置中，由于NMOS晶体管M34的栅极连接至同步整流器晶体管M2的栅极，因此NMOS晶体管M34与同步整流器晶体管M2同步地导通/截止。因此，NMOS晶体管M34在同步整流器晶体管M2导通的同时导通。如上述那样，由于NMOS晶体管M32和M33形成电流镜电路，因此NMOS晶体管M32的漏极电流id8变为与恒流源32提供的电流i2成比例的电流。由于漏极电流id8提供至电阻器R32，因此电阻器R21引起的压降保持恒定，并且NMOS晶体管M32的漏极电压所形成的电压V7变为恒定。

由于NMOS晶体管M31的栅极电压与NMOS晶体管M32和M33的栅极电压相同，因此通过从NMOS晶体管M32、M33的栅极电压与连接部分LX的电压之间的压差中减去NMOS晶体管M34的漏极-源极电压来表示NMOS晶体管M31的栅极-源极电压。

当同步整流器晶体管M2导通时，流过同步整流器晶体管M2的电流开始基本上线性地减小。输出电压Vout变得越大，则同步整流器晶体管M2的电流的减小率变得越大。

在同步整流器晶体管M2导通后并且大量电流正流过同步整流器晶体管M2的情况下，同步整流器晶体管M2引起的压降变得更大，并且连接部分LX的电压减小至低于零。然后，连接部分B的电压V5所形成的源极电压根据连接部分LX的电压减小而减小。因此，NMOS晶体管M31的栅极-源极电压增大，并且NMOS晶体管M31的漏极电流id7增大。进一步，电阻器R3引起的压降变得更大，并且NMOS晶体管M31的漏极电压所形成的电压V6变得小于NMOS晶体管M32的漏极电压所形成的电压V7。结果，比较器31的输出信号达到高电平。

随着同步整流器晶体管M2的电流增大，同步整流器晶体管M2引起的压降变得更小。这使得NMOS晶体管的源极电压V5增大，并且NMOS晶体管M31的漏极电流id7减小。当NMOS晶体管M31的漏极电压V6增大并变得大于NMOS晶体管M32的漏极电压V7时，比较器31的输出信号被反转为低电平，并作为指示同步整流器晶体管M2的电流已达到用于感测的预定值的信号输出。

如上所述，根据第三实施例的电流感测电路，NMOS晶体管M31的栅极电压在同步整流器晶体管M2的电流受感测时保持基本恒定。然后，变得可以提供在不损失NMOS晶体管M31增益的情况下而高灵敏度和高响应速度地感测流过同步整流器晶体管M2的电流的电流感测电路30。

进一步，如上所述，将NMOS晶体管M34的导电类型配置为与同步整流器晶体管M2的导电类型相同的导通类型。那么，变得即使制造工艺出现变化也可以高精度地感测电流。

[第四实施例]

根据第三实施例，当同步整流器晶体管M2导通时，流过同步整流器晶体管M2的电流开始基本上线性地减小。输出电压Vout变得越大，则流过同步整流器晶体管M2的电流的减小率变得越大。因此，在用于感测同步整流器晶体管M2的电流的电流级别保持恒定的情况下，由于感测延时，在从输出端OUTN输出感测信号的时间点上，同步整流器晶体管M2的电流值响应于输出电压Vout的电压值而变化。具体地，输出电压Vout变得越大，则所感测电流变得越小。输出电压Vout变得越小，则所感测电流变得越大。第四实施例提供了如下的电流感测电路以及包括电流感测电路的开关稳压器，配置为：通过使用校正电流产生电路20，在从输出端OUTN输出感测信号(其指示流过同步整流器晶体管M2的电流的电流值达到预定值)时保持同步整流器晶体管M2的电流值，而不管输出电压Vout的电压变化。

图6是示出根据第四实施例的、包括电流感测电路的开关稳压器的电路的示意图。在图5中，用相同的附图标记指代与图4的元件相同的元件或相似的元件，并且省略了其描述。

图6和图5之间的差别在于添加至电流感测电路30c的校正电流产生电路40。这里，将图5中被指示为电流感测电路30的电流感测电路的附图标记改为30c，而将图5中被指示为开关稳压器1b的开关稳压器的附图标记改为1c。

如图6中所示，开关稳压器1c是同步整流器类型的降压开关稳压器。开关稳压器1c将从电源输入端IN1输入的输入电压Vin转换为预定的恒定电压，并且将该预定的恒定电压作为输出电压Vout从输出端OUT输出。

开关稳压器1c包括开关晶体管M1、同步整流器晶体管M2、控制电路2、电流感测电路30c、电感器L1和输出电容器C1。电流感测电路30c包括：NMOS晶体管M31～M34、比较器31、恒流源32、电阻器R31、R32和校正电流产生电路40。校正电流产生电路40产生校正电流i40，并将该校正电流i40添加至在连接部分B中流动的电流。校正电流产生电路40构成被配置为输出作为第二校正电流的电流i40的第二校正电流产生电路。

在电流值达到用于感测的预定值的时间点到感测信号从输出端OUTN输出的时间点的感测延时期间，同步整流器晶体管M2改变。将从校正电流产生电路40输出的电流i40添加至在连接部分B中流动的电流使同步整流器晶体管M2的电流值维持基本恒定。因此，校正了感测延时所引起的同步整流器晶体管M2的电流变化，而不管输出电压Vout的变化。

图7是示出根据第四实施例的、校正电流产生电路40的典型电路配置的示意图。下面参照图7详细描述校正电流产生电路40的运行。

如图7中所示，校正电流产生电路40包括D/A转换器41、运算放大器电路42、恒流源43、PMOS晶体管M41～M43以及电阻器R41。

D/A转换器41分别输出提供至控制电路2的参考电压Vref以及半压Vref/2。半压Vref/2被输入至运算放大器电路42的反相输入端。运算放大器电路42的输出端连接至PMOS晶体管M41的栅极。PMOS晶体管M41的源极连接至PMOS晶体管M42的漏极，而电阻器R41被***在PMOS晶体管M41的漏极和参考地Vss之间。运算放大器电路42的同相输入端连接至PMOS晶体管M41和电阻器R41之间的连接部分，并且恒流源43被***在电源输入端IN10和PMOS晶体管M41与电阻器R41间的连接部分之间。

PMOS晶体管M42和M43形成电流镜电路。PMOS晶体管M42和M43的源极连接至相应的电源输入端IN11和IN12。PMOS晶体管M42和M43的栅极相互连接。栅极之间的连接部分连接至PMOS晶体管M42的漏极。PMOS晶体管M43的漏极连接至图6中所示的连接部分B。PMOS晶体管M43的漏极形成校正电流产生电路40的输出端，并且从PMOS晶体管M43的漏极提供校正电流i40。

在上述这种电路配置中，D/A转换器41根据来自校正电流产生电路40外部的命令而产生参考电压Vref，并产生与参考电压Vref成比例的半压Vref/2。图6所示的开关稳压器1c的输出电压Vout根据与参考电压Vref(其由来自校正电流产生电路40外部的命令所确定)成比例改变的半压Vref/2而改变。因此，输出电压Vout基于该半压Vref/2而得到确定。

运算放大器电路42控制PMOS晶体管M41的栅极电压，以使得PMOS晶体管M41的漏极电压变得等于半压Vref/2。恒定电流i41从恒流源43提供至PMOS晶体管M41的漏极和电阻器R41之间的连接部分。因此，以下面所示的公式(7)来表示从PMOS晶体管M41提供至电阻器R41的电流id41。这里，将电阻器R41的电阻指示为r41。

id41＝Vref/(2*r41)-i41      (7)

如公式(7)中所示，将电流id41表示为输出电压Vout的函数。

电流id41作为PMOS晶体管M42的漏极电流流过PMOS晶体管M42。

PMOS晶体管M42和M43形成电流镜电路。以下面所示的公式(8)表示被处理为校正电流i40的PMOS晶体管M43的漏极电流，其中，将PMOS晶体管M42和M43的尺寸比表示为1∶K3。

i40＝K3*id41            (8)

由于将电流id41处理为输出电压Vout的函数，并且将校正电流i40处理为输出电压Vout的函数，因此校正电流的电流值与输出电压Vout成比例地变化。因此，校正电流i40在输出电压变得更大时变得更大，并且校正电流i40在输出电压变得更小时变得更小。

流过连接部分B的电流与恒定电流i2成比例。因此，通过将恒定电流i2和i41设置得彼此相等，将流过NMOS晶体管M34的电流id34表示为下面所示的公式(9)。因此，电流id34变为与输出电压Vout成比例的电流。

id34＝K3/r41*Vref/2         (9)

由于将校正电流i40添加至构成阻抗元件的NMOS晶体管M34的漏极电流，因此，NMOS晶体管M34引起的压降随着校正电流i40变得更大而变得更大。因此，流过同步整流器晶体管M2的电流的电流倾斜度变得越大，则NMOS晶体管M34引起的压降变得越大。然后，NMOS晶体管M31的栅极-源极电压减小，漏极电流id7减小，并且电压V6增大。结果，电压V6在甚至更短的时段内变得大于电压V7，并且比较器31的输出被反转为低电平。然后，变得可以校正感测延时所引起的同步整流器晶体管M2的电流变化。

根据第四实施例的电流感测电路，可以获得与第三实施例的电流感测电路相同的有益效果。进一步，无论输出电压Vout的变化如何，第四实施例的电流感测电路都可以通过控制校正电流产生电路40的校正电流i40，而在从输出端OUTN输出感测信号的时间点上将同步整流器晶体管M2的电流值保持基本恒定。因此，电流感测电路可以更高精度地感测同步整流器晶体管M2的电流。

根据上述第四实施例，将半压Vref/2输入至运算放大器电路42的反相输入端。第四实施例仅旨在说明，并且可以以任意值实现输入至运算放大器电路42的反相输入端的电压，只要该电压与输出电压Vout成比例即可。例如，可以将该电压设置为通过分压电阻器对输出电压Vout进行分压而获得的电压。

如上所述，第一～第四实施例的开关稳压器包括感测流过开关晶体管M1或同步整流器晶体管M2的电流的电流感测电路。第一～第四实施例仅旨在说明，并且开关稳压器可包括感测流过开关晶体管M1和同步整流器晶体管M2的每一电流的电流感测电路。在这种情况下，电流感测电路可包括校正电流产生电路20和/或40。

根据第一和第二实施例，将电流感测电路3或3a应用于同步整流器类型的降压开关稳压器。第一和第二实施例仅旨在说明，可以将电流感测电路3或3a应用于非同步整流器类型的降压开关稳压器。在这种情况下，可以用阳极和阴极分别连接至参考地Vss和连接部分LX的二极管来替换图2或3中所示的同步整流器晶体管M2。在此具体情况下，该二极管构成整流器元件。

可以将第一～第四实施例中任何一个的控制电路2配置为基于从电流感测电路输出的信号来检测开关晶体管M1或同步整流器晶体管M2的过量电流，并且使开关晶体管M1或同步整流器晶体管M2截止。在此具体情况下，可以使用布置在开关稳压器外部的另一控制电路(未示出)来替代所述控制电路，以便检测过量电流并使开关晶体管M1或同步整流器晶体管M2截止。

进一步，本发明不限于上述实施例，可以在不脱离本发明范围的情况下进行变型和修改。

本申请基于2008年6月2日向日本专利局提交的日本优先申请No.2008-144173，其全部内容通过引用的方式合并于此。

Claims (14)

1.一种电流感测电路，其配置为感测流过非绝缘开关稳压器的开关晶体管的电流，

其中，所述非绝缘开关稳压器包括：

开关晶体管，其配置为根据输入至控制端的第一控制信号而执行开关，并且将从电源输入端提供的电流提供至电感器，以及

整流器元件，其配置为在所述开关晶体管截止时传送从所述电感器提供的电流，并且其中，所述非绝缘开关稳压器配置为将输入电压转换至预定的恒定电压，并且将所述预定的恒定电压作为输出电压从输出端输出，

所述电流感测电路包含：

分压器电路部分，其配置为将所述开关晶体管两端的电压进行分压并输出；

第一晶体管，其包括第一电流输入端和第一输出端，其中，所述第一电流输入端连接至所述分压器电路部分的输出端，并且其中，预定的第一负载连接在第一电流输出端和参考地之间；

第一阻抗元件，其包括第一和第二端，其中，所述第一端连接至电源输入端，并配置为提供有来自所述电源输入端的输入电压，并且其中，所述第一阻抗元件的阻抗根据第二控制信号而改变；

第二晶体管，其包括第二电流输入端和第二电流输出端，其中，所述第二电流输入端连接至所述第一阻抗元件的第二端，并且其中，预定的第二负载连接在所述第二电流输出端和参考地之间；

第三晶体管，其包括第三电流输入端和第三电流输出端，其中，所述第三电流输入端连接至所述第一阻抗元件的第二端，并且其中，第一恒流源连接在所述第三电流输出端和参考地之间；以及

第一电压比较电路部分，其配置为将所述第一晶体管和所述预定的第一负载之间的连接部分的电压与所述第二晶体管和所述预定的第二负载之间的连接部分的电压进行比较，并且输出用于指示流过所述开关晶体管的电流的比较结果的信号，

其中，所述第一晶体管、所述第二晶体管和所述第三晶体管的控制端彼此连接，并且控制端的连接部分连接至所述第三晶体管和所述第一恒流源之间的连接部分。

2.如权利要求1所述的电流感测电路，其中，所述分压器电路部分包括：第四晶体管，其配置为输入有所述第二控制信号；以及第五晶体管，其配置为输入有所述第一控制信号，其中，所述第四晶体管和所述第五晶体管以串联方式通过连接部分彼此连接，并且以并联方式连接至所述开关晶体管以便从所述连接部分输出分压。

3.如权利要求2所述的电流感测电路，其中，所述第四晶体管和所述第五晶体管中的每一个均由MOS晶体管形成，所述MOS晶体管配置为具有与所述开关晶体管的导电类型相同的导电类型。

4.如权利要求1所述的电流感测电路，其中，所述第一阻抗元件由包括第六控制端、第六电流输入端和第六电流输出端的第六晶体管形成，其中，所述第二控制信号被输入至所述第六控制端，所述第六电流输入端连接至所述电源输入端，并且所述第六电流输出端连接至各自第二和第三晶体管的第二和第三电流输入端。

5.如权利要求4所述的电流感测电路，其中，所述第六晶体管由MOS晶体管形成，该MOS晶体管配置为具有与所述开关晶体管的导电类型相同的导电类型。

6.如权利要求1所述的电流感测电路，进一步包含第一校正电流产生电路，其配置为与所述非绝缘开关稳压器的输入电压和输出电压之间的压差成反比例地产生第一校正电流，并且将所述第一校正电流提供至所述第一阻抗元件、所述第二晶体管和所述第三晶体管之间的连接部分。

7.如权利要求1所述的电流感测电路，其中，所述第一恒流源配置为设置第一电流值并输出具有所述第一电流值的恒定电流，并且其中，由所述第一恒流源的第一电流值确定用于感测流过所述开关晶体管的电流的电流值。

8.一种电流感测电路，其配置为感测流过非绝缘开关稳压器的同步整流器晶体管的电流，

其中，所述非绝缘开关稳压器包括：

开关晶体管，其配置为根据输入至控制端的第一控制信号而执行开关，并且将从电源输入端提供的电流提供至电感器，以及

同步整流器晶体管，其配置为在所述开关晶体管截止时传送从所述电感器提供的电流，并且其中，所述非绝缘开关稳压器配置为将输入电压转换至预定的恒定电压，并且将所述预定的恒定电压作为输出电压从输出端输出，

所述电流感测电路包含：

第二阻抗元件，其包括第一和第二端，其中，所述第一端连接至所述同步整流器晶体管和所述电感器之间的连接部分；

第七晶体管，其包括第七电流输入端和第七电流输出端，其中，所述第七电流输出端连接至所述第二阻抗元件的第二端，并且其中，预定的第三负载连接在所述第七电流输入端和所述电源输入端之间；

第八晶体管，其包括第八电流输入端和第八电流输出端，其中，所述第八电流输出端连接至参考地，并且其中，预定的第四负载连接在所述第八电流输入端和所述电源输入端之间；

第九晶体管，其包括第九电流输入端和第九电流输出端，其中，所述第九电流输出端连接至参考地，并且其中，第二恒流源连接在所述第九电流输入端和所述电源输入端之间；以及

第二电压比较电路部分，其配置为将所述第七晶体管和所述预定的第三负载之间的连接部分的电压与所述第八晶体管和所述预定的第四负载之间的连接部分的电压进行比较，并且输出用于指示流过所述开关晶体管的电流的比较结果的信号，

其中，所述第七晶体管、所述第八晶体管和所述第九晶体管的控制端彼此连接，并且控制端的连接部分连接至所述第九晶体管和所述第二恒流源之间的连接部分。

9.如权利要求8所述的电流感测电路，其中，所述第二阻抗元件由包括第十控制端、第十电流输入端和第十电流输出端的第十晶体管形成，并且其中，所述第十控制端连接至所述同步整流器晶体管的控制端，所述第十电流输入端连接至所述第七电流输出端，并且所述第十电流输出端连接至所述同步整流器晶体管和所述电感器之间的连接部分。

10.如权利要求9所述的电流感测电路，其中，所述第十晶体管由MOS晶体管形成，该MOS晶体管配置为具有与所述同步整流器晶体管的导电类型相同的导电类型。

11.如权利要求8所述的电流感测电路，进一步包含第二校正电流产生电路，其配置为根据所述非绝缘开关稳压器的输出电压而产生第二校正电流，并且将所述第二校正电流提供至所述第二阻抗元件和所述第七晶体管之间的连接部分。

12.如权利要求8所述的电流感测电路，其中，所述第二恒流源配置为设置第二电流值并输出具有所述第二电流值的恒定电流，并且其中，由所述第二恒流源的第二电流值确定用于流过所述同步整流器晶体管的电流的感测的电流值。

13.一种开关稳压器，其包括权利要求1所述的电流感测电路。

14.一种开关稳压器，其包括权利要求8所述的电流感测电路。

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