CN101828130A - 距离测定装置以及距离测定方法 - Google Patents

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Abstract

距离测定装置具有粗略距离测定电路(18)，其利用时间延迟电路；以及精密距离测定电路(31)，其测定载波的矢量方向来测量距离，它们之和为最终输出。粗略距离测定电路(18)虽然测定量程长，但精度低。精密距离测定电路(31)虽然测定量程短，但精度高。通过它们的组合，可以作成测定量程长、分辨率高且能够实施准确测定的距离测定装置。

Description

距离测定装置以及距离测定方法
技术领域
本发明涉及能够正确求出到达测定对象物的距离的距离测定装置以及距离测定方法。
背景技术
作为正确测定到达测定对象物的距离的技术，例如具有在日本特公平6-16080号公报中记载的技术。
专利文献1：日本特公平6-16080号公报
但是，在专利文献1中记载的距离测定装置的分辨率由以下几点决定：
(1)伪随机信号的时钟频率
(2)驱动两个伪随机信号发生器的时钟频率的差Δf
(3)用于测量从基准信号到检测信号的时间的计数器的频率，从而具有存在极限的问题。
关于(1)和(2)，如果提高伪随机信号的时钟频率，则分辨率提高，此外，如果减小Δf，则分辨率提高，但是提高伪随机信号的时钟频率、减小Δf都存在极限。
关于(3)，根据实验结果可知，受相关波形失真的影响，实际上当计数器频率超过2MHz时，分辨率不能提高到其以上。即，相关波形理想上为三角波，但实际上波形的波峰没有变成锐角，并且在波形中产生失真。其原因如下：
(a)在进行频带限制的低通滤波器中波形变钝，相关波形的波峰没有变成锐角。
(b)通过频谱扩散，频率向宽频带扩散，因此受所使用部件的频率特性或群延迟特性的影响，而产生失真。
为了改善相关波形的钝化，只要将低通滤波器的截止频率提高到波形不变钝的程度即可，但是这样的话，会难以去除与信号重叠的噪声，结果导致S/N比的恶化。此外，很难在整个频谱扩散频带中制作频率特性均匀且没有延迟的高频部件。
发明内容
本发明正是鉴于这种情况而完成的，其课题在于提供一种测定量程长、分辨率高且能够实施准确测定的距离测定装置及距离测定方法。
用于解决所述课题的第1手段是一种距离测定装置，其特征在于，该距离测定装置具有：产生将时钟频率设为f1的第1伪随机信号的单元；产生第2伪随机信号的单元，该第2伪随机信号具有与所述第1伪随机信号相同的模式，且将频率比所述时钟频率f1稍低的f2设为时钟频率；将所述第1伪随机信号与所述第2伪随机信号相乘的第1乘法器；产生微波的载波的单元；通过所述第1伪随机信号对所述载波进行相位调制的单元；将所述相位调制后的载波作为电磁波向对象物发送的单元；接收从所述对象物反射的电磁波来取得接收信号的单元；将所述取得的接收信号与所述第2伪随机信号相乘的第2乘法器；输入所述载波的一部分、输出作为相位彼此正交的两个分量的I信号和Q信号的混合耦合器；将所述第2乘法器的输出信号分为两个后的其中一个信号R1与所述I信号相乘的第3乘法器；将所述第2乘法器的输出信号分为两个后的其中另一个信号R2与所述Q信号相乘的第4乘法器；对所述第1乘法器的输出信号进行低频滤波处理的第1低通滤波器；对所述第3乘法器的输出信号进行低频滤波处理的第2低通滤波器；对所述第4乘法器的输出信号进行低频滤波处理的第3低通滤波器；分别单独地对所述第2低通滤波器和第3低通滤波器的输出信号进行平方运算的第1平方器和第2平方器；将所述第1平方器和第2平方器的输出信号相加的加法器；在检测出所述第1低通滤波器的输出信号的最大振幅值时产生第1脉冲的单元；在检测出所述加法器的输出信号的最大振幅值时产生第2脉冲的单元；对从所述第1脉冲的产生时刻到所述第2脉冲的产生时刻的时间进行测定的单元；粗略距离测定部，其将所述测定的时间的1/2与所述电磁波的传播速度相乘所得的积作为第1运算值，将所述时钟频率f1减去时钟频率f2所得的差的频率除以所述时钟频率f1得出的商作为第2运算值，获得将所述第1运算值与所述第2运算值相乘所得的积即第3运算值，作为到所述对象物的距离；相位差运算器，其在将所述第2低通滤波器的输出设为I′、将所述第3低通滤波器的输出设为Q′时，求出相位差θ＝tan-1(Q′/I′)；以及精密距离测定部，其在将所述载波的波长设为λ时，求出精密距离＝θλ/2π。
用于解决上述课题的第2手段是一种距离测定方法，其特征在于，在将作为上述第1手段的距离测定装置的、所述粗略距离测定部所测定的距离作为粗略初始值，将所述精密距离测定部所测定的距离作为精密初始值，将它们之和作为初始值时，将所述粗略初始值和所述精密距离测定部所测定的距离与所述精密初始值的差值之和作为输出测定值。
用于解决上述课题的第3手段是一种距离测定方法，其特征在于，在将上述第1手段的距离测定装置的、所述粗略距离测定部所测定的距离作为粗略初始值，将所述精密距离测定部所测定的距离作为精密初始值，将它们之和作为初始值时，在第1次测定中，将所述粗略初始值和所述精密距离测定部所测定的距离与所述精密初始值的差值之和作为输出测定值，在第2次测定中，取此时测定的精密距离测定部的输出与上次测定的精密距离测定部的输出的差值，并将该差值与上次测定值相加，由此来求出本次的测定值。
用于解决上述课题的第4手段是一种距离测定方法，其特征在于，使用代替作为上述第1手段的距离测定装置的精密距离测定部，而采用了如下相位差运算器和精密距离测定部的距离测定装置，来得到多个精密距离测定值，在将所述粗略距离测定部所测定的距离作为粗略初始值时，将所述粗略初始值和所述多个精密距离测定值之和中的、与此时的所述粗略距离测定装置的输出最接近的值作为最终测定值，其中，所述相位差运算器在将所述第2低通滤波器的输出设为I′、将所述第3低通滤波器的输出设为Q′时，求出相位差θ＝tan-1(Q′/I′)，所述精密距离测定部在将所述载波的波长设为λ时，求出精密距离＝(θλ+2nπ)/2π(n为整数)。
用于解决上述课题的第5手段是一种距离测定方法，其特征在于，在预先用上述第2手段至第4手段中任意的距离测定方法测定到达距离L0的已知标准测定板的距离，将其值设为标准初始值L′，之后，用测定所述标准初始值的距离测定方法来测定到达测定对象物的距离并将其值设为L时，将(L0+L-L′)的值作为输出测定值。
根据本发明，可提供一种测定量程长、分辨率高且能够实施准确测定的距离测定装置及距离测定方法。
附图说明
图1是示出本发明实施方式一例的距离测定装置的概要的图。
图2是用于说明图1所示的电路动作的波形图。
图3是7比特M序列信号发生器的结构图。
标号说明
1、2：时钟发生器；3、4：伪随机信号(PN码)发生器；5～9：乘法器(混频器)；10～12：低通滤波器；13、14：分配器；15、16：平方器；17：加法器；18：时间测量器；19：载波振荡器；20：混合耦合器；21：发送器；22：接收器；23：发送天线；24：接收天线；25：目标；27、28：最大值检测部；29：时间测量部；30：反正切运算装置；31：相位检测器；32：距离运算单元；33：移位寄存器；34：“异或”电路。
具体实施方式
以下，使用附图来说明本发明实施方式的例子，但在此之前，说明在作为本发明实施方式一例的距离测定装置中使用的粗略距离测定部的原理。
将第1伪随机信号的重复频率设为f1，将第2伪随机信号的重复频率设为f2，使各个伪随机信号的模式相同。此处，设为f1＞f2。
在将取所发送的第1伪随机信号和第2伪随机信号的相关而获得的基准信号是最大值的周期设为TB时，该TB间所包含的第1伪随机信号和第2伪随机信号的波数差正好变成1个周期的波数N。
即，TB·f1＝TB·f2+N，整理上述内容，通过以下的(1)式给出TB。
TB＝N/(f1-f2)    (1)
即，两个时钟频率的差越小，基准信号为最大值的周期TB越大。
接着，发送利用第1伪随机信号进行了相位调制的载波，由对象物进行反射，将再次接收之前的传播时间设为τ，利用第2伪随机信号来解调该接收信号，将从基准信号的脉冲状信号产生时刻到测量出由相干检波获得的对象物检测信号的脉冲状信号产生的时刻的时间差设为TD时，在TD间产生的第2伪随机信号的波数比在TD间产生的第1伪随机信号的波数少在τ时间内产生的第1伪随机信号的波数，因此下式成立。
TD·f2＝TD·f1-τ·f1
在整理上式时，由以下的(2)式给出TD。
TD＝τ·f1/(f1-f2)    (2)
即，传播时间τ在时间上放大f1/(f1-f2)倍，或者测量为已低速化的TD。通过放大该测量时间，可以使本发明成为本质上适合短距离测定的距离测定装置。
此处，在设传播速度为v、到达对象物的距离为x时，传播时间τ＝2x/v，因此通过(2)式来获得以下的(3)式。
x＝(f1-f2)·v·TD/(2f1)    (3)
根据(3)式，可通过测量时间差TD来测量距离x。
图1是示出作为本发明实施方式一例的距离测定装置的概要的图。在图1中，1、2为时钟发生器，3、4为伪随机信号(PN码)发生器，5～9分别为乘法器(混频器)、该乘法器例如由双平衡混频器构成。此处，乘法器6被用作载波的相位调制单元，乘法器5和7分别被用作第1和第2相关运算单元的前半部分的处理器，乘法器8和9被用作正交检波单元的前半部分的处理器。
10～12分别为低通滤波器，低通滤波器10被用作第1相关运算的后半部分所需的积分元件，低通滤波器11和12被用作第2相关运算的后半部分所需的积分元件。因此，第1相关运算单元由乘法器5和低通滤波器10构成，第2相关运算单元由乘法器7以及低通滤波器11和12构成。13、14为分配器，15、16为平方器，17为加法器，所述平方器15和16以及加法器17被用作正交检波单元的后半部分的处理器。因此，正交检波单元由乘法器8和9、平方器15和16以及加法器17构成。
18为时间测量器，在内部含有两个最大值检测部和时间测量部。所述两个最大值检测部分别在检测到输入信号的最大振幅值时产生输出脉冲，时间测量部测量所述两个输出脉冲之间的时间。19为载波振荡器，20为混合耦合器，21为发送器，22为接收器，23为发送天线，24为接收天线，25为目标，26为距离运算单元(粗略距离运算单元)，该运算单元例如由微处理器等构成。
图2是用于说明图1的动作的波形图。图3是7比特M序列信号发生器的结构图，33是7级结构的移位寄存器，34为“异或”电路。
参照图2和图3说明图1的动作。伪随机信号发生器3、4例如可以使用M序列信号发生器。图3示出7比特M序列信号发生器的结构，例如由ECL(发射极耦合逻辑)元件的7级结构的移位寄存器和“异或”电路33构成。M序列信号是基于码“1”(与正电压的+E对应)和“0”(与负电压的-E对应)组合的周期性循环信号，在本例的7比特的情况下，产生27-1＝127个(也称作127个芯片)信号时，完成1个周期，产生重复该周期的循环信号。
伪随机信号发生器3、4由相同的电路构成，因此两者的输出信号为完全相同模式的信号。频率分别为f1、f2。但是，所供给的时钟频率稍微不同，因此其1个周期也稍微不同。此外，作为伪随机信号，除了M序列信号以外，还能够使用gold序列信号、JPL序列信号。
时钟发生器1、2均内置有石英振子，产生频率非常稳定的时钟信号，但在本发明中，相对于时钟发生器1产生的频率f1，时钟发生器2产生的频率f2被设定为比所述频率f1低f1的1/1000～1/10000左右以下的非常小的频率。
在本实施方式中，设时钟发生器1的发生频率f1为100.004MHz，设时钟发生器2的发生频率f2为99.996MHz，其频率差f1-f2＝8kHz为f1的大约1/12500。从时钟发生器1和2各自输出的时钟信号f1和f2分别被提供给伪随机信号发生器3、4。由于驱动用时钟信号的频率差，伪随机信号发生器3、4各自的1个周期稍微不同，不过输出相同模式的M序列信号M1和M2。
当前，在求出两个M序列信号M1和M2的周期时，M1的周期为127×1/100.004MHz＝1269.9492ns，M2的周期为127×1/99.996MHz＝1270.0508ns。即，两个M序列信号M1和M2具有约1270ns(10-9秒)的周期，但在两者的周期中，存在大约0.1ns的时间差。因此在循环产生该两个M序列信号M1和M2、且两个M序列信号的模式在某个时刻ta一致时，每当经过1周期的时间，两个信号之间就产生0.1ns的偏差，在100周期以后，两个信号之间产生10ns的偏差。
此处，M序列信号在1个周期1270ns内产生127个信号，因此1个信号的产生时间为10ns。因此，在两个M序列信号M1和M2之间产生10ns偏差这样的情况相当于偏差了1个M序列信号。伪随机信号发生器3的输出M1被供给到乘法器5和6，并且伪随机信号发生器4的输出M2被供给到乘法器5和7。
载波发生器19例如振荡出频率约10GHz的微波，其输出信号通过分配器13进行分配，并供给到乘法器6和混合耦合器20。乘法器6例如由双平衡混频器构成，进行通过分配器13输入的频率大约10GHz的载波和通过伪随机信号发生器3输入的M序列信号M1的乘法运算，输出对载波进行了相位调制的频谱扩散信号并供给到发送器21。发送器21对所输入的频谱扩散信号进行功率放大，经由发送天线23转换为电磁波并向目标25放射。此处，频率10GHz的电磁波在空中的波长为3cm，因为与例如制铁用炉内的粉尘大小(直径)相比足够大，所以难以受粉尘等的影响。此外，发送天线23和接收天线24例如使用喇叭形天线，通过较大程度缩小定向性来尽可能地减小来自测定对象物以外的反射功率。此外，天线增益例如均为大约20dB左右。从发送天线23向目标25放射的电磁波被目标25反射，经由接收天线24转换为电信号并被输入到接收器22。向接收器22供给输入信号的定时，显然是从发送天线23放射了电磁波的定时起延迟了电磁波往返与目标25相距的距离直至到达接收天线24为止的电磁波的传播时间。接收器22放大输入信号并提供给乘法器7。
另一方面，在第1相关运算单元的前半部分的处理器即乘法器5中，对分别从伪随机信号发生器3、4输入的M序列信号M1和M2进行乘法运算，该乘法器的时间序列信号被供给到第1相关运算单元的后半部分的处理器即低通滤波器10。图2的(ァ)为示出了向该低通滤波器10输入的信号、即作为乘法器5的乘法值的时间序列信号的波形，在输入到乘法器5的两个伪随机信号的相位一致的情况下，继续+E的输出电压，但在两个信号的相位不一致的情况下，随机产生+E和-E的输出电压。
低通滤波器10～12通过频率的频带限制，进行相关运算处理的后半部分的积分处理，作为对两个时间序列信号逐次相乘后所得的乘法值进行积分的信号，在两个信号的相位一致的情况下，输出如图2(ィ)所示的三角状信号。此外，在两个信号的相位不一致的情况下，输出为零。由此，在低通滤波器10的输出中周期性产生三角状信号。将该脉冲状信号作为时刻的基准信号供给到时间测量器18。当通过前述的(1)式运算该基准信号的周期TB时，在本例的情况下，将伪随机信号设为7比特的M序列信号M1和M2，因此1周期的波数N为27-1＝127，f1＝100.004MHZ，f2＝99.996MHZ，所以TB＝15.875ms。图2的(ェ)示出该基准信号及其周期TB。
此外，向第2相关运算单元的前半部分的处理器即乘法器7输入来自接收器22的接收信号和来自伪随机信号发生器4的M序列信号M2，进行两信号的乘法运算。该乘法器7的乘法结果被供给到如下这样的分配器14，该分配器14在通过第一M序列信号M1相位调制了发送用载波的接收信号的被调制相位与第二M序列信号M2的相位一致时，输出为相位一致的载波信号，在接收信号的被调制相位与M序列信号M2的相位不同时，输出为相位随机的载波。分配器14将输入信号分配成两个，并分别向正交检波单元的前半部分的处理器即乘法器8和9供给其分配输出R1和R2。由分配器13供给了一部分发送用载波的混合耦合器20输出相对于输入信号为同相分量的(相位0度的)信号I和直角分量的(相位90度的)信号Q，并分别供给到乘法器8和9。乘法器8进行从混合耦合器20输入的信号I(即，与载波振荡器19的输出同相的信号)和从分配器14输入的所述信号R1的乘法运算，同样，乘法器9进行输入信号Q(即，与载波振荡器19的输出相差90度相位的信号)和所述信号R2的乘法运算，分别提取接收信号中的相位0度分量(I·R1)和相位90度分量(Q·R2)，将该提取信号I·R1和Q·R2分别作为正交检波单元前半部分的处理完毕信号，供给到低通滤波器11和12。
低通滤波器11和12具有第2相关运算单元后半部分的积分处理功能，并分别低频滤波处理所述信号I·R1和Q·R2，由此来进行积分动作。
此处，经由分配器14输入到乘法器8和9的信号R1和R2是利用乘法器7进行的相关运算的前半部分的处理完毕信号、即从所接收的载波中检测出与第二伪随机信号的相干性的信号，针对该信号R1和R2，还检测出与基准载波的相干性，因此在乘法器8和9中，分别进行基准载波的同相分量的信号I和直角分量的信号Q的乘法运算。
接着，对乘法器8和9的输出波形以及低通滤波器11和12的输出波形进行说明。即在从乘法器7的输出经由分配器14输入到乘法器8的所述信号R1和从混合耦合器20输入到乘法器8的所述信号I的相位一致时，同样，在输入到乘法器9的所述信号R2与信号Q的相位一致时，乘法器8和9的输出信号分别为固定极性的脉冲信号(电压+E的脉冲信号)，在对该信号进行了积分的低通滤波器11和12的输出中能够获得较大的正电压。
此外，在所述信号R1和信号I的相位不一致时、以及所述信号R2和信号Q的相位不一致时，乘法器8和9的输出信号分别成为随机变化的正负两个极性的脉冲信号(即电压+E和-E的脉冲信号)，对该信号进行了积分的低通滤波器11和12的输出为零。通过低通滤波器11和12如上所述进行积分处理的相位0度分量和相位90度分量的信号分别被供给到正交检波单元的后半部分的最初运算器、即平方器15和16。平方器15和16分别平方运算输入信号的振幅，并将其运算结果的输出信号供给到加法器17。加法器17对两个输入信号进行加法运算，然后输出如图2(ゥ)所示的脉冲状检测信号，并供给到时间测量器18。当前将该检测信号的最大值发生时刻设为tb。
在这样组装了作为相关运算单元的乘法器7和低通滤波器11、12，作为正交检波单元的乘法器8、9，平方器15、16以及加法器17的方式中，虽然结构有一些复杂，但能够获得高灵敏度的对象物检测信号。此外，因为获得了M序列信号那样的伪随机信号的相关输出，所以能降低噪声的影响并强调信号，因此能够实现信号对噪声比(S/N)高的测量***。当然，作为载波的检波方式具有使用晶体的检波方式，该方式虽然灵敏度低，但结构简单，因此根据规格和成本也可以采用该方式。
内置在时间测量器18中的两个最大值检测部27、28分别在检测出从低通滤波器10输入的基准信号的最大振幅值的时刻ta产生第1脉冲，在检测出从加法器17输入的检测信号的最大振幅值的时刻tb产生第2脉冲。此外，时间测量器18内的时间测量部测定所述第1脉冲的产生时刻ta和第2脉冲的产生时刻tb之间的时间TD。
所述最大值检测部27、28例如通过时钟信号依次取样保持输入电压值，通过电压比较器对当前时钟信号的取样值和时钟信号的前一取样值依次进行比较，然后检测出从相对于输入信号的时间的增加状态翻转为减少状态的时刻，由此能够检测出输入信号的最大值产生时刻。将所述时间TD作为图2(ェ)所示的基准信号的最大值产生时刻ta和(ゥ)所示的检测信号的最大值产生时刻tb之间的时间示出。如前述的(2)式所示，该时间TD实际是在时间上对传播时间τ放大f1/(f1-f2)倍而得到的，该传播时间τ是电磁波往返发送天线23和接收天线24与目标25之间的距离的时间。在本例的情况下，f1＝100.004MHz，f2＝99.996MHz，因此时间被放大12,500倍而得到(4)式。
TD＝12,500·τ    (4)
此外，针对所述基准信号的每个周期TB得到(4)式的时间TD。
通过该时间测量器18测定的时间TD被供给到距离运算单元32。距离运算单元32例如由微处理器等构成，其进行所述(3)式的运算，来计算到达对象物的距离x。
即，将所述测定出的时间TD的1/2和所述电磁波的传播速度v相乘并将其乘积TD·v/2作为第1运算值，将从时钟频率f1减去时钟频率f2的差的频率除以所述时钟频率f1所得的商(f1-f2)/f1作为第2运算值，将所述第1运算值和所述第2运算值相乘所得的积的第3运算值作为到达所述对象物的距离x(粗略测定距离)来取得。
通过所述距离运算单元32，例如在所测定的时间TD为254μs的情况下，距离x可算出3米，在TD为2540μs的情况下，距离x可算出30米。
这样，本发明极大地放大了测量时间，因此能够从短距离高精度地测量对象物的距离。
以上为本发明中的粗略距离测定原理的概要，不过基本上是引用专利文献1的内容，而且没有被引用的部分也记载在专利文献1中从而是公知的，因此省略其以上的说明。
粗略距离测定器的测定范围虽比较长，但其精度由于前述理由而被限制在±5mm左右。为了解决该问题，在本实施方式中，设置了精密距离测定部。
即，在将载波频率设为f0、速度设为v、到达目标25位置的距离为x时，
微波的矢量相位θ成为
θ＝x·f0/wπ    (5)。
由此，如果测定θ，则能够测定x。
如下进行θ的测定。即，低通滤波器11的输出是与I相同相位的信号，I为与载波同相的信号，低通滤波器12的输出是与Q相同相位的信号，Q为与载波垂直的分量的信号。
监视低通滤波器11的输出，将在f1/[(f1-f2)·f0]时间中最大的信号设为I′。同样，在相同时域中监视低通滤波器12的输出，将最大的信号设为Q′。于是，能够用θ＝tan-1(Q′/I′)来得到反射波的相位θ。此外众所周知，在仅计算Q′/I′的反正切的过程中，只能得到0～180°的信号，但通过还考虑Q′和I′的符号，能够得到0～360°的信号。在图1所示的反正切运算装置30中进行tan-1(Q′/I′)的计算。并且，在相位检测器31中，还考虑Q′和I′的符号以进行相位θ的计算。可通过微处理器来进行这样的θ＝tan-1(Q′/I′)的运算。
这样计算的距离x不是绝对距离，而是相对距离。由此，在目标25的位置已变化的情况下，通过分别求出θ，来得到Δθ，并代入Δθ＝Δx·f0/wπ    (6)，
由此能够得知目标25的位置变化。此外，(6)式中的Δθ符号的标注方法存在问题，下面详细进行说明。
因为该方法测量1个载波矢量的角度，因此具有难以受以下等影响的优点：
(a)在进行频带限制的低通滤波器中波形变钝，相关波形的波峰没有成为锐角。
(b)由于频谱扩散，频率向宽频带扩散，因此受所使用部件的频率特性或组延迟特性的影响，而产生失真。
但是，具有测定量程被限定于载波波长这样的缺点，因此可与粗略距离测定器组合地进行使用。用距离运算单元32进行此计算。
作为测定方法，例如具有以下的方法。
第1方法为：
(1)在前述的方法中，用粗略距离测定器求出到达目标25的距离。另外同时，通过精密距离测定器来预先测定θ。将此时的通过粗略距离测定器或粗略距离测定器和精密距离测定器所测定的相对距离θ0之和设为基准距离。将此时测定的θ作为基准角度取0°，在以下的θ测定中，可以将与该基准角度之差设为θ。此时，基准距离成为用粗略距离测定器测定的值。在权利要求2的发明中，这种方式也相当于将精密初始值设为0的方式，并包括在本发明的范围内。
(2)之后，仅测定θ，通过(θ-θ0)求出Δθ。然后，通过(6)式求出Δx，并将其与前述的基准距离相加，由此得出到达目标25的距离。
这样能够以θ0为基准来进行±180度的θ测定，最终能够获得与载波的波长相同的测定范围。并且，即使取代求出(θ-θ0)然后求出Δx，而使用(5)式，根据θ0求出x0，根据θ求出x，将其差值设为Δx，也与以上的方法等同。
第2方法为以下的方法：
(1)使基准距离的确定与第1方法相同，接着使第1次测定也与第1方法相同。
(2)在第2次测定以后，取当前测定的θ即θn和上次测定的θn-1的差值，将该差值作为Δθ代入(6)式来求出当前值和上次值的距离差值，将该差值与上次测定值相加，由此求出当前的测定值。
此外，即使取代根据θn和θn-1的差值求出距离的差值，而根据θn求出精密距离xn，根据θn-1求出精密距离xn-1，根据xn和xn-1的差值求出当前值和上次值的距离差值，也与以上的方法等同。根据此方法，测定范围不会仅限于载波的波长。
但是，在检测Δθ值的情况下，角度增加而成为Δθ，在角度减少(2π-Δθ)且通过-180°时，取代+180度，结果，不知道是否构成了Δθ。为了避免这种情况，在取样间隔中，仅测定θ的变化不超过180°时的距离，在所观察的Δθ为θ≤180°时，设为目标25朝着接近天线的方向移动，在所观察的Δθ为θ≥180°时，设为目标25朝着远离天线的方向移动，然后可计算(6)式的Δx的符号。
此外，在求出θn和θn-1的差值的情况下，例如当θn-1为+170°，θn再增加20°时，超过+180°，从而判定为θn＝-170°。为了避免这种不良情况，即使θn-1为+170°，也将其读取为0°，并以它为基准求出θn的值即可。由此在上述情况下，能够将(θn-θn-1)的值正确计算为20°。即，在求出θn和θn-1的差值的情况下，设为θn-1＝0°并将其作为基准点，然后以它为基准求出θn的值。
第3方法为：
(1)用与第1方法(1)相同的方法求出基准距离。
(2)在精密距离测定装置中，作为θ＝x·f0/wπ±2nπ(n为整数)，代入(5)式来求出多个距离。
(3)分别相加求出基准距离时的粗略距离测定装置的输出和在(2)中求出的多个距离，求出多个距离。
(4)采用由(3)求出的多个距离中的与此时的粗略距离测定装置的值最接近的距离，设为求出的距离。
由此，具有以下优点：即使在测定间隔之间将反射波的相位旋转360°以上的情况下，也能够求出到达目标25的距离，并且测定范围不限于载波的波长范围。
在以上那样的测定方法中，最初粗略距离测定装置的测定值不是绝对值而是相对值，因此不能求出绝对距离。作为对策，预先通过本发明实施方式的距离测定方法来测定到达距离L0的已知标准测定板的距离，并将该值设为标准初始值L′，此后，在通过相同的距离测定方法进行测定并将其值设为L时，将
(L0+L-L′)
的值设为输出测定值即可。

Claims (7)

1.一种距离测定装置，其特征在于，该距离测定装置具有：
产生将时钟频率设为f1的第1伪随机信号的单元；
产生第2伪随机信号的单元，该第2伪随机信号具有与所述第1伪随机信号相同的模式，且将频率比所述时钟频率f1稍低的f2设为时钟频率；
将所述第1伪随机信号与所述第2伪随机信号相乘的第1乘法器；
产生微波的载波的单元；
通过所述第1伪随机信号对所述载波进行相位调制的单元；
将所述相位调制后的载波作为电磁波向对象物发送的单元；
接收从所述对象物反射的电磁波来取得接收信号的单元；
将所述取得的接收信号与所述第2伪随机信号相乘的第2乘法器；
输入所述载波的一部分、输出作为相位彼此正交的两个分量的I信号和Q信号的混合耦合器；
将所述第2乘法器的输出信号分为两个后的其中一个信号R1与所述I信号相乘的第3乘法器；
将所述第2乘法器的输出信号分为两个后的其中另一个信号R2与所述Q信号相乘的第4乘法器；
对所述第1乘法器的输出信号进行低频滤波处理的第1低通滤波器；
对所述第3乘法器的输出信号进行低频滤波处理的第2低通滤波器；
对所述第4乘法器的输出信号进行低频滤波处理的第3低通滤波器；
分别单独地对所述第2低通滤波器和第3低通滤波器的输出信号进行平方运算的第1平方器和第2平方器；
将所述第1平方器和第2平方器的输出信号相加的加法器；
在检测出所述第1低通滤波器的输出信号的最大振幅值时产生第1脉冲的单元；
在检测出所述加法器的输出信号的最大振幅值时产生第2脉冲的单元；
对从所述第1脉冲的产生时刻到所述第2脉冲的产生时刻的时间进行测定的单元；
粗略距离测定部，其将所述测定的时间的1/2与所述电磁波的传播速度相乘所得的积作为第1运算值，将所述时钟频率f1减去时钟频率f2所得的差的频率除以所述时钟频率f1得出的商作为第2运算值，获得将所述第1运算值与所述第2运算值相乘所得的积即第3运算值，作为到所述对象物的距离；
相位差运算器，其在将所述第2低通滤波器的输出设为I′、将所述第3低通滤波器的输出设为Q′时，求出相位差θ＝tan-1(Q′/I′)；以及
精密距离测定部，其在将所述载波的波长设为λ时，求出精密距离＝θλ/2π。
2.一种距离测定方法，其特征在于，
在将权利要求1所述的距离测定装置的所述粗略距离测定部所测定的距离作为粗略初始值，将所述精密距离测定部所测定的距离作为精密初始值，将它们之和作为初始值时，
将所述粗略初始值和所述精密距离测定部所测定的距离与所述精密初始值的差值之和作为输出测定值。
3.一种距离测定方法，其特征在于，
在将权利要求1所述的距离测定装置的所述粗略距离测定部所测定的距离作为粗略初始值，将所述精密距离测定部所测定的距离作为精密初始值，将它们之和作为初始值时，
在第1次测定中，将所述粗略初始值和所述精密距离测定部所测定的距离与所述精密初始值的差值之和作为输出测定值，在第2次测定中，求取此时测定的精密距离测定部的输出与上次测定的精密距离测定部的输出的差值，并将该差值与上次测定值相加，由此来求出本次的测定值。
4.一种距离测定方法，其特征在于，
使用代替权利要求1所述的距离测定装置的精密距离测定部而采用了如下相位差运算器和精密距离测定部的距离测定装置，来得到多个精密距离测定值，在将所述粗略距离测定部所测定的距离作为粗略初始值时，将所述粗略初始值和所述多个精密距离测定值之和中的、与此时的所述粗略距离测定装置的输出最接近的值作为最终测定值，其中，所述相位差运算器在将所述第2低通滤波器的输出设为I′、将所述第3低通滤波器的输出设为Q′时，求出相位差θ＝tan-1(Q′/I′)，所述精密距离测定部在将所述载波的波长设为λ时，求出精密距离＝(θλ+2nπ)/2π，n为整数。
5.一种距离测定方法，其特征在于，
预先用权利要求2所述的距离测定方法测定到距离L0的已知标准测定板的距离，将该值设为标准初始值L′，之后，用测定所述标准初始值的距离测定方法来测定到测定对象物的距离并将其值设为L时，
将(L0+L-L′)的值作为输出测定值。
6.一种距离测定方法，其特征在于，
预先用权利要求3所述的距离测定方法测定到距离L0的已知标准测定板的距离，将该值设为标准初始值L′，之后，用测定所述标准初始值的距离测定方法来测定到测定对象物的距离并将其值设为L时，
将(L0+L-L′)的值作为输出测定值。
7.一种距离测定方法，其特征在于，
预先用权利要求4所述的距离测定方法测定到距离L0的已知标准测定板的距离，将该值设为标准初始值L′，之后，用测定所述标准初始值的距离测定方法来测定到测定对象物的距离并将其值设为L时，
将(L0+L-L′)的值作为输出测定值。
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