JP5581174B2 - 障害物検知装置 - Google Patents

Description

本発明は、反射波を用いて障害物を検知する障害物検知装置に関する。

従来から、マイクロ波などの空間を伝播する信号波を用いて障害物を検知することが行われている。例えば、送信回路からの高周波信号をＯｎ／Ｏｆｆしてパルス化するとともに装置外部に向けて送波し、その送波の障害物からの反射波を受信し、送信回路からの高周波信号と受信波とをミキシングするとともにＡＭ検波する。得られた検波波形を微分回路で微分し、正の微分出力から反射波の立上りを検出して受波開始時刻を取得し、送信開始時刻との時間差に基づいて物体までの距離を算出して障害物を検知する障害物検知装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この装置において、時間差の取得のために、のこぎり刃状の波形の電圧−時間変換処理を用いたり、サンプリングパルスのパルス数をカウントしたりする処理が行われている。

ここで、図１２、図１３を参照して、パルスカウンタを用いて時間差を取得し、障害物までの距離を求める従来技術の一般的な例を説明する。時間差取得に関連する回路部分は、図１２に示すように、送信部９１、受信部９２、クロック発生部９３、およびカウンタ９４を備えたものとなる。受波開始時刻は、例えば、上述のように微分出力などによって検出されているものとする。カウンタ９４は、送信部９１からの送波開始時刻の情報と受信部９２からの受波開始時刻の情報とに基づいて、これらの時刻の間にクロック発生部９３が発生したクロックパルス数（ｎとする）をカウントする。求める時間差δＴは、図１３（ａ）（ｂ）に示すように、送信信号と受信信号の立上りの時刻の時間差であり、クロックパルスは、図１３（ｃ）に示すように、時間差δＴよりも十分短い周期Ｔｃの高周波（周波数ｆｃ＝１／Ｔｃ）のパルス列である。図１３（ｄ）に示すように、カウンタ９４によって時間差δＴの測定値として、時間ｔ１＝ｎ／ｆｃ＝ｎ×Ｔｃが得られる。時間ｔ１は信号波の障害物までの往復時間であり、信号波（電波、光、超音波など）の伝播速度ｃを用いて、障害物までの距離Ｌは、Ｌ＝ｃ×ｔ１／２によって求められる。

特開２００２−３６５３６２号公報

しかしながら、距離Ｌを求めるために、上述した特許文献１や図１２、図１３に示されるような時間差δＴの測定値である時間ｔ１を用いる障害物検知装置においては、距離精度をより向上するためにクロックパルスの周波数ｆｃをより高周波化する必要がある。上述の距離Ｌ＝ｃ×ｔ１／２における信号波の伝播速度ｃは、信号波が電波や光の場合、ｃ≒３×１０^８ｍである。また、距離の誤差ΔＬはΔＬ＝ｃ／ｆｃ／２となる。従って、例えばｆｃ＝１５０ＭＨｚの場合、ΔＬ＝１ｍとなる。そして、距離の誤差ΔＬを５ｃｍまで向上するには、クロックパルスの周波数をｆｃ＝３ＧＨｚとする必要がある。電気回路は、一般に周波数が高いほど高価であり、実際の回路構成を高速化すると高価な回路構成となり、経済的ではないという問題がある。

本発明は、上記課題を解消するものであって、光、電波、超音波等の信号波とその反射波とを用いて障害物までの距離を精度良く求めることができる低コストの障害物検知装置を提供することを目的とする。

上記課題を達成するために、本発明の障害物検知装置は、信号波とその信号波の対象物からの反射波との位相差を求めることにより対象物までの距離を求める障害物検知装置において、正弦波状の信号波を生成する信号生成部と、信号生成部により生成された信号波を対象物に向けて送信する送信部と、送信部から送信された信号波の対象物からの反射波を受信する受信部と、受信部により受信された反射波の信号強度を標本化して標本列を取得するサンプリング部と、標本列における互いに位相が９０°異なる２つの標本列の平均値をそれぞれ求め、２つの平均値の比の逆正接値とサンプリング開始のタイミングに依存する既知のパラメータとに基づいて信号波と反射波の位相差を求める演算部と、を備えることを特徴とする。

この障害物検知装置において、信号生成部により生成された信号波または受信部により受信された反射波の位相を９０°ずらす位相シフト部を備え、サンプリング部は、第１および第２のサンプリング部を有し、第１のサンプリング部は、信号生成部により生成された信号波の周期毎に反射波の信号強度を標本化して第１の標本列を取得し、第２のサンプリング部は、位相シフト部によって信号波または反射波のいずれか一方の位相を９０°ずらした上で信号波の周期毎に反射波の信号強度を標本化して第２の標本列を取得し、サンプリング部は、第１および第２の標本列を互いに位相が９０°異なる２つの標本列として取得することが好ましい。

これらの障害物検知装置において、信号生成部により生成された信号波の周波数を逓倍してなる逓倍波を生成する逓倍部を備え、サンプリング部は、逓倍波の周期毎に反射波の信号強度を標本化して標本列を取得することが好ましい。

これらの障害物検知装置において、サンプリング部は、標本化に用いるＡＤコンバータを備えていることが好ましい。

これらの障害物検知装置において、信号生成部は、生成する信号波の周波数を２種類以上の周波数間で切り替え自在であることが好ましい。

本発明の障害物検知装置によれば、位相が異なる２系列の標本列の各平均値に基づいて信号波と受信波との位相差を求めるので、高価な高速回路によらずに位相差、従って障害物までの距離を精度良く求めることができ、低コストの障害物検知装置を実現できる。

本発明の第１の実施形態に係る障害物検知装置のブロック構成図。 （ａ）（ｂ）は同装置の動作を説明するためのタイミングチャート。 第２の実施形態に係る障害物検知装置のブロック構成図。 同装置の変形例を示すブロック構成図。 第３の実施形態に係る障害物検知装置のブロック構成図。 （ａ）（ｂ）（ｃ）は同装置の動作を説明するためのタイミングチャート。 同装置の変形例を示すブロック構成図。 同装置の他の変形例を示すブロック構成図。 第４の実施形態に係る障害物検知装置のブロック構成図。 同装置の変形例を示すブロック構成図。 第５の実施形態に係る障害物検知装置のブロック構成図。 従来の障害物検知装置における一般的な時間差検出部のブロック構成図。 （ａ）〜（ｄ）は同装置の動作を説明するためのタイミングチャート。

（第１の実施形態）
以下、本発明の実施形態に係る障害物検知装置について、図面を参照して説明する。図１、図２は第１の実施形態を示す。図１に示すように、本実施形態の障害物検知装置１は、正弦波状の信号波を生成する信号生成部２と、信号波を対象物に向けて送信する送信部３と、信号波の対象物からの反射波を受信する受信部４と、サンプリング部５と、演算部６と、を備える。サンプリング部５は、受信部４で受信された反射波の信号強度を標本化して標本列を取得する。演算部６は、標本列における同位相の標本点毎の信号強度の平均値を求め、平均値のうち互いに位相が９０°異なる２つの平均値に基づいて信号波と反射波の位相差（θとする）を求める。障害物検知装置１は、反射波を含む２波、すなわち、送信波と反射波（受信波）の位相差θを測定し、その位相差θと信号波の既知の伝搬速度とから反射体である障害物までの距離を求めること、すなわち障害物を検知することができる。

図２（ａ）（ｂ）に示すように、送信信号（送信波）は適宜波数分の連続正弦波であり、受信信号（反射波）は送信部３から反射体を経由して受信部４に至る経路長に相当する時間差δＴだけ遅延した信号である。送信波の周期を周期Ｔとすると、時間差δＴを用いて、位相差θ＝２π×δＴ／Ｔ（ラジアン）となり、逆に時間差δＴ＝Ｔ×θ／（２π）となる。サンプリング部５は、互いに位相が９０°（π／２ラジアン）異なる２系列の標本列を取得する。各標本列における標本点は、反射波中の同一位相状態における測定値（受信信号強度値）であり、周期Ｔ毎の測定値、または周期Ｔの整数倍毎の測定値である。図２（ｂ）において、図中に白丸で示す測定点のうち、上側の測定点の系列と、下側測定点の系列が、互いに位相が９０°異なる標本列である。演算部６は、各標本列における測定値の平均値（それぞれＶ０，Ｖ１とする）を求める。

次に、平均値Ｖ０，Ｖ１から、位相差θを求め、障害物までの距離Ｌを求める方法を説明する。信号波の角周波数をω、初期位相をα、時間変数をｔとし、位相差θを用いて、信号波Ｓ＝Ａ×ｓｉｎ（ωｔ＋α）、反射波Ｒ＝Ｂ×ｓｉｎ（ωｔ＋α＋θ）、とする。上述のＶ０，Ｖ１は、下式のように表される。ここでβは、サンプリング開始のタイミングに依存するパラメータであり、一般的に既知、または、設定によりβ＝０とすることができる。演算部６は、下記のように、位相差θ、従って時間差δＴを算出し、信号波の伝播速度ｃを用いて距離Ｌを算出する。
Ｖ０＝Ｂ×ｓｉｎ（β＋θ）、
Ｖ１＝Ｂ×ｓｉｎ（β＋θ−π／２）＝Ｂ×ｃｏｓ（β＋θ）。
Ｖ０／Ｖ１＝ｔａｎ（β＋θ）。
θ＝ａｒｃｔａｎ（Ｖ０／Ｖ１）−β。
Ｌ＝ｃ×δＴ／２＝ｃ×Ｔ×θ／（４π）。

本実施形態によると、標本列の平均値を求めるという統計処理を用いて位相差を求めるので、ノイズなどの測定上の影響の少ない位相差の検出を行うことができる。また、信号波と受信波との位相差に基づいて距離を求めるので、高価な高速回路によらずに障害物までの距離を精度良く求めることができ、低コストの障害物検知装置を実現できる。なお、信号波の媒体として電波、光、超音波などを用いることができ、送信部３や受信部４などの障害物検知装置１の各部は、各媒体に応じた構成とされる。例えば、光を媒体とする場合、光強度を正弦波で振幅変調すればよい。送信波の波数、すなわち信号波の長さは、標本点の適切な平均処理に必要な測定点数が得られる長さであればよい。信号波が長すぎると、繰り返し距離測定の繰り返し時間間隔を短縮できなくなるので、測定条件に合わせて信号波の長さを設定する。

（第２の実施形態）
図３、図４は第２の実施形態とその変形例を示す。図３に示すように、本実施形態の障害物検知装置１は、上述の第１の実施形態における障害物検知装置１において、信号波の位相を９０°ずらす位相シフト部７をさらに備え、サンプリング部５が、第１および第２のサンプリング部５１，５２を有するものである。第１のサンプリング部５１は、信号波の周期毎に反射波を標本化して第１の標本列を取得し、第２のサンプリング部５２は、位相シフト部７によって位相を９０°ずらした信号波の周期毎に反射波を標本化して第２の標本列を取得する。また、演算部６は、第１および第２の標本列のそれぞれの平均値を求め、その平均値に基づいて信号波と反射波との位相差を求める。

また、図４に示す変形例の障害物検知装置１は、位相シフト部７が反射波の位相を９０°ずらし、第２のサンプリング部５２が、信号波の周期毎に、位相を９０°ずらした反射波を標本化して第２の標本列を取得するものであり、他は図３に示したもの同じである。本実施形態やその変形例によると、互いに位相が９０°異なる２系列の標本列を確実に取得することができる。

（第３の実施形態）
図５乃至図８は第３の実施形態とその変形例を示す。図５に示すように、本実施形態の障害物検知装置１は、上述の第１の実施形態における障害物検知装置１において、信号波の周波数を逓倍してなる逓倍波を生成する逓倍部８をさらに備え、サンプリング部５は逓倍波の周期毎に反射波を標本化して標本列を取得する。図６（ａ）（ｂ）（ｃ）は、４倍逓倍波に基づく標本化の例を示す。この例の場合、信号波の１／４周期毎に、すなわち、π／２の位相間隔の４系列の標本列が得られる。また、そのサンプリングのタイミングは、信号波の位相と同相またはπ／２の倍数だけずれた位相のタイミング（すなわち、上述のβ値が既知で、β＝０，π／２，π、または３π／２）となっている。これらの４系列の標本列から４つの平均値が得られる。そこで、互いに位相が９０°異なる任意の平均値を用いて位相差θを求めることができる。従って、各標本列における測定値変動の大小比較などによって、測定誤差が少ないと思われる平均値を選択して用いることにより、より精度良く位相差θを求めることができる。図７、図８に示す各変形例は、それぞれ、上述した第２の実施形態の図３、図４における障害物検知装置１において逓倍部８を備えたものである。

（第４の実施形態）
図９、図１０は第４の実施形態とその変形例を示す。図９に示すように、本実施形態の障害物検知装置１は、上述の第１の実施形態における障害物検知装置１において、サンプリング部５が、標本化に用いるＡＤコンバータを備えるものである。また、図１０に示すように、上述の第３の実施形態における障害物検知装置１において、サンプリング部５にＡＤコンバータを備えたり、その他の実施形態においても、サンプリング部５にＡＤコンバータを備えたりすることができる。このようなＡＤコンバータを備えることにより、標本列をデジタル値として取得することができ、その後の演算部６においてデジタル処理が行えるので、演算部の処理の負荷が少なく、処理が簡便な装置が得られる。

（第５の実施形態）
図１１は第５の実施形態について示す。本実施形態の障害物検知装置１は、上述の第１の実施形態における障害物検知装置１において、信号生成部２が生成する信号波の周波数をシフトする周波数シフト部２ａをさらに備えるものである。信号生成部２と周波数シフト部２ａとは、全体で新たな信号生成部２０を構成したものと見做すことができる。このような構成により、信号波の周波数が２種類以上の周波数間で切り替え自在である周波数可変の障害物検知装置１が得られる。一般に、送信波と反射波の位相差に基づいて障害物までの距離を求める装置においては、一意的に求めることができる最遠距離が信号波の波長によって制限される。つまり、位相が、１周期内で定義されることに起因して、波長より遠距離では、波長の整数倍の不確定さが伴うことになる。また、長い波長の信号波を用いると、複数周期にわたって十分な標本点数の標本列を得る必要性から、近距離における測定に時間がかかるなどの不具合が発生する。言い換えると、周波数を高くすればする程、距離分解能が高くなり、より正確な測距が可能となる。また、周波数を低くすればする程、１周期の時間が長くなり、より遠距離の対象物の検知が可能となる。本実施形態によれば、周波数シフト部２ａを備えて信号波の周波数を切り替えることにより、対象物が遠距離または未検知の場合は周波数を低くしておき、対象物が検出され、近距離でより高い精度が必要な場合、周波数を高くするといった使用方法が可能となる。

なお、本発明は、上記構成に限られることなく種々の変形が可能であり、上述した各実施形態の構成を互いに組み合わせた構成とすることができる。例えば、第５の実施形態における周波数シフト部２ａを備える構成は、第２〜４の実施形態においても適用することができる。上記では、信号生成部２が正弦波状の信号波を生成する旨説明したが、信号波は、正弦波状の信号波に限らず、反射波との間で位相差θを定義できる信号波、例えば、三角波、のこぎり波その他の周期波であればよい。

１ 障害物検知装置
２ 信号生成部
２ａ 周波数シフト部
３ 送信部
４ 受信部
５ サンプリング部
５１ 第１のサンプリング部
５２ 第２のサンプリング部
６ 演算部
７ 位相シフト部
８ 逓倍部
Ｔ 周期
θ 位相差

Claims (5)

1. 信号波とその信号波の対象物からの反射波との位相差を求めることにより対象物までの距離を求める障害物検知装置において、
   正弦波状の信号波を生成する信号生成部と、
   前記信号生成部により生成された信号波を対象物に向けて送信する送信部と、
   前記送信部から送信された信号波の対象物からの反射波を受信する受信部と、
   前記受信部により受信された反射波の信号強度を標本化して標本列を取得するサンプリング部と、
   前記サンプリング部により取得された標本列における互いに位相が９０°異なる２つの標本列の平均値をそれぞれ求め、前記２つの平均値の比の逆正接値とサンプリング開始のタイミングに依存する既知のパラメータとに基づいて前記信号波と前記反射波の位相差を求める演算部と、を備えることを特徴とする障害物検知装置。
2. 前記信号生成部により生成された信号波または前記受信部により受信された反射波の位相を９０°ずらす位相シフト部を備え、
   前記サンプリング部は、第１および第２のサンプリング部を有し、
   前記第１のサンプリング部は、前記信号生成部により生成された信号波の周期毎に前記反射波の信号強度を標本化して第１の標本列を取得し、
   前記第２のサンプリング部は、前記位相シフト部によって前記信号波または前記反射波のいずれか一方の位相を９０°ずらした上で信号波の周期毎に反射波の信号強度を標本化して第２の標本列を取得し、
   前記サンプリング部は、前記第１および第２の標本列を前記互いに位相が９０°異なる２つの標本列として取得することを特徴とする請求項１に記載の障害物検知装置。
3. 前記信号生成部により生成された信号波の周波数を逓倍してなる逓倍波を生成する逓倍部を備え、
   前記サンプリング部は、前記逓倍波の周期毎に前記反射波の信号強度を標本化して前記標本列を取得することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の障害物検知装置。
4. 前記サンプリング部は、前記標本化に用いるＡＤコンバータを備えていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の障害物検知装置。
5. 前記信号生成部は、生成する信号波の周波数を２種類以上の周波数間で切り替え自在であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の障害物検知装置。

Images