CN101471632A - 环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路以及环路增益控制方法。该自偏置低压运算跨导放大器电路采用自偏置的运算跨导放大器来提供两级运算跨导放大器的直流偏置，同时为运算跨导放大器电路提供部分正反馈机制，得到优于传统运算放大器的高增益，同时通过调整差分输入级尾电流管尺寸的比例来控制其环路增益，从而在保证稳定性的同时得到最优的运算放大器性能。
Description
技术领域
本发明涉及运算跨导放大器技术领域，特别是一种环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路以及环路增益控制方法。
背景技术
随着大规模集成电路技术的高速发展，运算跨导放大器被广泛的应用于各种模拟和射频集成电路中。而由于数字移动通信技术的高速发展，高性能运算放大器已经被广泛应用于高速高精度模数转换器(Analogue-to-Digital Converters，ADCs)中，是高性能流水线ADC中的核心单元电路之一，其性能和功耗直接影响到A/D转换器的整体性能以及移动设备的持续工作时间。所以，低功耗高性能的运算放大器设计一直是模拟集成电路设计研究的热点。
不同于模拟集成电路，数字电路***的性能随着器件沟道长度的减小而增强，因此晶体管器件的栅氧厚度也随之越来越小。为了保证足够的器件击穿电压和芯片的使用寿命，深亚微米工艺器件的工作电源电压也随之降低。而为了节省***功耗，目前的发展趋势是片上***(System-on-a-chip，SOC)，即在大规模数字电路的同时集成模拟电路。电源电压的下降为模拟电路的设计带来了巨大的挑战。根据国际半导体工业协会(SIA，Semiconductor Industry Association)做出的预测，2007年低功耗芯片的电源电压将低至0.8V。
运算跨导放大器最基本的功能是提供足够大的小信号电压增益，同时尽可能的降低电源功耗。传统的运算跨导放大器都是采用开环级联的结构来实现高增益，但级联数目的增加同时也增大了电路的总功耗。而部分正反馈的运算跨导放大器可以显著的增大运算跨导放大器的增益，由文献“L.Bouzerara，M.T.Belaroussi，and B.Amirouche，Low-Voltage，Low-Power and High Gain CMOS OTA using ActivePositive Feedback with Feedforward and FDCM Techniques PROC.23rdINTERNATIONAL CONFERENCE ON MICROELECTRONICS(MIEL2002)，VOL 2，YUGOSLAVIA，12-15MAY，2002”所述，作者设计的采用部分正反馈的运算放大器可以显著的将开环的运算跨导放大器的增益由11dB增加到90dB，同时保持相位裕度基本不变。因此，采用部分正反馈技术来实现低功耗高增益的运算跨导放大器是可选的一个途径。
但是采用部分正反馈技术可能会带来稳定性的问题。因为采用部分正反馈技术的运算跨导放大器一般会在电路内部引入一个正反馈的环路，若是该正反馈的低频或高频增益大于单位增益，则运算会振荡甚至完全失去功能，因此在采用部分正反馈技术来设计运算跨导放大器时要特别注意其环路稳定性。
而随着深亚微米工艺的进步，器件的沟道尺寸越来越短，光刻的精度越来越苛刻，由此带来的工艺浮动也越来越大。这就给模拟电路的设计带来了不可想象的困难。为了保证产品达到一定的良率来提高产品利润，模拟电路的设计必须留出足够的裕度来满足工艺浮动的要求，但是这样也会带来电路性能的下降。
本发明提供的运算跨导放大器，采用自偏置的偏置电路来提供差分输入级的直流偏置，经证明，该电路的环路为正反馈，因此必须对电路内部的环路增益进行必要的控制以满足其稳定性的要求。本发明的环路增益的控制方法利用差分输入级的尾电流MOS晶体管的尺寸之比来合理的控制运算跨导放大器的环路增益，当芯片流片完成，可以采用熔丝或者开关管技术，将运算放大器的环路增益控制在保证***稳定的限制范围以内，同时最大化运算跨导放大器的开环增益，使得运算跨导放大器的增益/功耗比值达到最大，充分的优化了运算跨导放大器的性能。
发明内容
(一)要解决的技术问题
有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路以及环路增益控制方法，以保证运算跨导放大器电路的稳定性，提高运算跨导放大器电路的性能。
(二)技术方案
为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，该电路由一偏置电路11、一差分输入级电路12、一输出级电路13和一两级放大器补偿电路14构成。
上述方案中，所述偏置电路11包括PMOS晶体管PM0和PM1，以及NMOS晶体管NM0和NM1；其中，NM1的栅级、NM0的栅级和漏级以及PM0的漏级直接耦合，PM1的栅级和漏级、NM1的漏级与所述差分输入级电路12中PM2、PM3的栅级直接耦合，PM0和PM1的源级与参考电源相连接，NM0和NM1的源级与参考地相连接。
上述方案中，所述差分输入级电路12包括NMOS晶体管NM2、NM3、NM5和NM6，以及PMOS晶体管PM2和PM3；其中PM2和PM3的栅级与所述偏置电路11中PM1的栅级直接相连接，漏级分别与NM2、NM3的漏级相连接，源级与参考电源相连接；NMOS管NM2和NM3的栅级为所述自偏置低压运算跨导放大器电路的差分输入端口，漏级分别与PM2和PM3的漏级以及NM5和NM6的栅级相连接，同时，NM3的漏级还与所述两级放大器补偿电路14的电阻一端相连接；NM2和NM3的源级以及NM5和NM6的漏级直接耦合。
上述方案中，所述NMOS晶体管NM5和NM6为尾电流管，该尾电流管NM5和NM6为所述差分输入级电路12提供直流偏置电流。
上述方案中，所述输出级电路13的输入管为NMOS晶体管NM4，栅级与NM3的漏级直接相连接；负载管为二极管形式连接的PMOS晶体管PM4，PM4的漏极与栅极以及NM4的漏级相连接，并耦合到所述偏置电路11中PM0的栅级，PM4的源极与参考电源相连接，NM4的漏级与参考地相连接。
上述方案中，所述输出级电路13为一简单的共源放大器，所述晶体管PM4为所述偏置电路11提供电流。
上述方案中，所述两级放大器补偿电路14用于为所述偏置电路11的闭环相位裕度进行补偿，包括电阻R0和电容Cc，其中R0和Cc的一端直接相连接，R0的另一端与NM3的漏级相连接，Cc的另一端与NM4的漏级即放大器的输出端口相连接。
上述方案中，所述偏置电路11提供差分输入级电路12的直流偏置，使得差分输入级电路12提供足够高的小信号增益，输入小信号经差分输入级电路12放大，输出信号经输出级电路13被进一步放大且提供了较低的输出阻抗，而偏置电路11的直流偏置则由输出级电路13提供，形成一个自偏置的运算跨导放大器。
本发明还提供了一种实现自偏置运算跨导放大器电路的环路增益控制方法，该方法包括：
设计差分输入级电路，负载电流镜所需的偏置电流由理想电流源产生，同时设计尺寸相同的尾电流管NM5和NM6，使得差分输入级能够提供一定的增益并且为第二级输出级电路提供直流偏置点，同时按照上述结构设计可以为差分输入级提供一定的共模反馈；
设计输出级电路，使两级运算跨导放大器能够提供足够的小信号增益；
选择合适的电阻和电容使得开环形式下的运算跨导放大器能够提供充裕的相位裕度；
将偏置电路中的理想电流源用输出级的负载管来代替，形成一个环路，由于共模反馈的存在该电路能够稳定工作；
调整补偿电路中的电阻和电容，使得环路形式下的运算跨导放大器具有足够的相位裕度；
调整差分输入级中尾电流管尺寸例，同时也改变运放的环路增益和开环增益。
上述方案中，不同于一般的开环运算放大器设计流程，所述的自偏置运算跨导放大器的偏置电流是由自身输出级电路提供的，所述自偏置运算跨导放大器在内部形成了一个环路结构，通过调整差分输入级电路的尾电流管尺寸的比值可以选择适当的环路增益来满足不同的设计要求。
上述方案中，该电路为无需外部基准电流源的自偏置运算跨导放大器，其负载需要的直流电流由运算跨导放大器本身提供，自偏置电路在运算跨导放大器内部形成了环路。
(三)有益效果
从上述技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果：
1、本发明提供的具有部分正反馈机制的自偏置运算跨导放大器电路，不但省去了放大器所需的外部电流源，而且利用所述运算跨导放大器的环路增益取决于输入级尾电流管的尺寸之比的特性，可以根据实际的要求和工作条件对运算跨导放大器的环路增益进行调整，使电路能够实现最优的性能。
2、本发明提供的环路增益的控制方法利用差分输入级的尾电流MOS晶体管的尺寸之比来合理的控制运算跨导放大器的环路增益，当芯片流片完成，可以采用熔丝或者开关管技术，将运算放大器的环路增益控制在保证***稳定的限制范围以内，同时最大化运算跨导放大器的开环增益，使得运算跨导放大器的增益/功耗比值达到最大，充分的优化了运算跨导放大器的性能，保证了运算跨导放大器电路的稳定性，提高了运算跨导放大器电路的性能。
3、本发明在传统的开环运算放大器设计流程上，设计的运算放大器提供部分正反馈的自偏置结构，所述的自偏置运算跨导放大器的偏置电流是由自身输出级电路提供的，无需任何外部电流源。所述自偏置运算跨导放大器在内部形成了一个环路结构，为了在电路的稳定性和性能之间作一个很好的折衷，可以通过调整差分输入级电路的尾电流管尺寸的比值可以选择适当的环路增益来满足不同的设计要求。
附图说明
图1是本发明提供的自偏置运算跨导放大器的电路图；
图2是本发明提供的自偏置运算跨导放大器小信号等效示意图；
图3是本发明提供的自偏置运算跨导放大器随温度和工艺转角变化的环路增益曲线；其中，输入小信号幅度归一到1V，a＝0.9；
图4是本发明提供的自偏置运算跨导放大器随温度和电源电压的环路增益曲线；其中，输入小信号幅度归一到1V；
图5是本发明提供的自偏置运算跨导放大器随电源电压和环路增益控制参数a变化的开环增益曲线；其中，输入小信号幅度归一到1V。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
如图1所示，图1是本发明提供的自偏置运算跨导放大器的电路图，该电路由一偏置电路11、一差分输入级电路12、一输出级电路13和一两级放大器补偿电路14构成。
其中，所述偏置电路11包括PMOS晶体管PM0和PM1，以及NMOS晶体管NM0和NM1；其中，NM1的栅级、NM0的栅级和漏级以及PM0的漏级直接耦合，PM1的栅级和漏级、NM1的漏级与所述差分输入级电路12中PM2、PM3的栅级直接耦合，PM0和PM1的源级与参考电源相连接，NM0和NM1的源级与参考地相连接。
偏置电路11提供差分输入级电路12的直流偏置，使得差分输入级电路12可以提供足够高的小信号增益，输入小信号经差分输入级电路12放大，输出信号经输出级电路13被进一步的放大且提供了较低的输出阻抗，而偏置电路11的直流偏置则由输出级电路13提供，这样形成了一个自偏置的运算跨导放大器，为了控制环路增益并且降低电路功耗，所述偏置电路11提供了一个电流增益k。
所述差分输入级电路12包括NMOS晶体管NM2、NM3、NM5和NM6，以及PMOS晶体管PM2和PM3；其中PM2和PM3的栅级与所述偏置电路11中PM1的栅级直接相连接，漏级分别与NM2、NM3的漏级相连接，源级与参考电源相连接；NMOS管NM2和NM3的栅级为所述自偏置低压运算跨导放大器电路的差分输入端口，漏级分别与PM2和PM3的漏级以及NM5和NM6的栅级相连接，同时，NM3的漏级还与所述两级放大器补偿电路14的电阻一端相连接；NM2和NM3的源级以及NM5和NM6的漏级直接耦合。
所述NMOS晶体管NM5和NM6为尾电流管，该尾电流管NM5和NM6为所述差分输入级电路12提供直流偏置电流。尾电流管NM5和NM6的漏极分别与差分输入对NM2和NM3的源极相连，栅极分别与NM2和NM3的漏极相连，该结构提供了差分输入级电路12的共模反馈，当差分输入级电路12的输出共模信号增大时，控制尾电流也随之增大，然后共模反馈的负反馈机制开始工作，并促使输出共模电平降低，保证了电路的正常工作。
所述输出级电路13的输入管为NMOS晶体管NM4，栅级与NM3的漏级直接相连接；负载管为二极管形式连接的PMOS晶体管PM4，PM4的漏极与栅极以及NM4的漏级相连接，并耦合到所述偏置电路11中PM0的栅级，为偏置电路提供电流，PM4的源极与参考电源相连接，NM4的漏级与参考地相连接。所述输出级电路13为一简单的共源放大器，所述晶体管PM4为所述偏置电路11提供电流。所述输出级电路13几乎不提供电压增益，但它减小了输入阻抗，使设计的运算跨导放大器具有较大的驱动能力，同时它提供了从运算跨导放大器到偏置电路的电流增益。
所述两级放大器补偿电路14用于为所述偏置电路11的闭环相位裕度进行补偿，包括电阻R0和电容Cc，其中R0和Cc的一端直接相连接，R0的另一端与NM3的漏级相连接，Cc的另一端与NM4的漏级即放大器的输出端口相连接。补偿电路14采用传统的密勒电容以及串联的消零电阻对自偏置运算放大器的第二主极点和右半平面零点进行了补偿，为运算跨导放大器留出了充裕的相位裕度，一般将运算跨导放大器的相位裕度设置为60度左右，在阶跃响应和稳定性之间作一个较好的折衷，同时保证了电路的稳定工作。
所述偏置电路11提供差分输入级电路12的直流偏置，使得差分输入级电路12提供足够高的小信号增益，输入小信号经差分输入级电路12放大，输出信号经输出级电路13被进一步放大且提供了较低的输出阻抗，而偏置电路11的直流偏置则由输出级电路13提供，形成一个自偏置的运算跨导放大器。
下面对电路的结构作一详细分析。该电路形式类似于传统的两级运算跨导放大器结构，所不同的是其偏置电路提供的电流是由运算跨导放大器的输出级直接镜像，因此必须对该放大器的环路特性作分析。按照Behzad Razavi所著的《模拟CMOS集成电路设计》一书中所述，对该运算跨导放大器作小信号分析，即用小信号模型来代替所有的晶体管，从而得到电路的电气特性。
放大器的小信号模型如图2所示，如上图所示是放大器的小信号示意图，其中gm1是放大器输入管NM2，NM3的跨导，gm2是NM5，NM6的跨导，gm3是PM0的跨导，gm4是第二级输入管NM4的跨导，g4是第二级负载管PM4的跨导，R01、R02、R03分别是gm1、gm2、gm3的输出阻抗，为了使得下面的公式推导清晰明了，令g1，2，3＝1/R01，02，03。将输入的差分信号vinn和vinp看成两个独立的信号驱动，因此可以用叠加法来计算输出。首先令vinp为零，然后求出Vinn对输出电压的影响。则由上面的示意图可得到下列的方程组：
得到以下四式：
gm1(Vinn-Vt)+g1(V1-Vt)+g3V1+k×gm3×Vout＝0 (1)
gm1(0-Vt)+g1(V2-Vt)+g3V2+kgm3Vout＝0 (2)
gm2(V1+V2)+g2Vt+g3(V1+V2)+2kgm3Vout＝0 (3)
g4×Vout+gm4×V2＝0 (4)
其中k＝(SPM2×SNM1)/(SPM1×SNM0)表示电流经过一系列复制的比例系数，S表示MOS管的宽长比，可以解得：
Vout/Vinn＝(g3+gm2)/(2×(g3+gm2)+(g1+g3+k×A×gm3)/(g1+gm1)×g2+2×k×A×gm3) (5)
由于g1，g2，g3远小于gm1，gm2，gm3，gm4，化简得到：
Vout/Vinn＝-0.5×gm4×gm1/g4/(g1+g3)×(1-k×A×gm4×gm3/g4/gm2) (6)
同理可以求出Vinp对输出电压的影响：
Vout/Vinp＝-0.5×gm4×gm1/g4/(g1+g3)×(1-k×A×gm4×gm3/g4/gm2) (7)
由式(6)和(7)可以得到：
Vout/(Vinp-Vinn)＝-0.5×gm4×gm1/g4/(g1+g3)×(1-k×A×gm4×gm3/g4/gm2) (8)
式(8)即为尾电流管相等时的小信号增益，可见，该增益表达式与传统的两级运算跨导放大器的表达式的区别在于其系数不同。
现在考虑当输入级电路(12)的尾电流管尺寸不同时，假设正输入端(即Vinn)下的尾电流管和负输入端(即Vinp)的尺寸分别为a×S和S，则有增益表达式如下：
A＝-0.5×gmNM2×gmNM4/(g0，NM2+g0，PM2)/gmPM4/(1-(SPM2，3×SNM1)/(SPM1×SNM0)×gmNM4×gmPM0/(gmPM4×gmNM5)) (9)
由于上式较为复杂，可以将上式变换如下：
A＝0.5×A0/(1-(1+a)/(1+SQRT(a))) (10)
其中，A0为差分输入级(12)和输入级(13)的开环增益之和，SQRT()为平方根运算函数。由于设计的运算跨导放大器为自偏置，该放大器存在三个环路：输入级的差分输入管加上漏端到尾电流源NMOS管栅极的共模反馈电路构成了前两个负反馈环路；而第三个环路则包括输出电压反馈到PM0后，经过偏置电路再经负载管PM3和输出级回到出发点，经过分析这个环路是正反馈。增益大于1的正反馈会导致电路的不稳定乃至振荡，因此，我们必须保证该反馈的环路增益小于1。
环路增益(loop gain，以下简称af)的计算一般以下面的方法进行。将放大器的输入小信号置零，在某点断开环路，在偏置点(PM0的栅极)注入一个测试小信号，使得信号沿环路直到另外一个断点(即输出级的输出点)，我们得到一个电压值。这样导出的传输函数的负值就是环路增益T，采用af法得到的环路增益表达式如下所示：
T＝(1+a)/(1+SQRT(a)) (11)
将(11)式带入(10)式，可得：
A＝0.5×A0/(1-T) (12)
由式(12)可见，设计的运算放大器的开环增益取决于其自偏置结构的环路增益，当a等于1时，环路增益T等于1，此时运算跨导放大器的开环增益为无穷大，当a从1向着零的方向减小时，所述放大器的开环增益也随之减小，而当a趋近于0时，所述环路增益为0，同时放大器的开环增益等于传统两级跨导放大器增益的一半。可见，环路增益的选择影响了电路的开环增益。
而由于工艺的浮动为一随机过程，为了留出充足的设计裕度，就必须将环路增益控制在1以下，而且环路增益越小则电路的稳定性也越好，但是随之而来的是电路开环增益乃至性能的下降。
由图3所示，所述的环路增益可控的自偏置运算跨导放大器的环路增益随温度和工艺转角变化曲线图，从图中可以看出，当尾电流管的尺寸之比a等于0.9时，在不同的温度和工艺转角下，所述放大器的环路增益稳定在0.75左右。
由图4所示，所述的自偏置运算跨导放大器随温度和电源电压的环路增益曲线，当尾电流管的尺寸之比a等于0.9时，在不同的温度和电源电压下，所述放大器的环路增益同样稳定在0.75左右。
由图4和图5可以看出，所述放大器电路的环路增益不随温度、工艺转角和电源电压的变换而变化，保证了当环路增益可控时电路的稳定。
自偏置运算跨导放大器随电源电压和环路增益控制参数a变化的开环增益曲线，从图中可以看出，当a从1向0的方向逐渐减小时，电路的环路增益也随着减小，同时所述放大器的开环增益增大。
由于控制尾电流管尺寸之比，可能会增加所述运算跨导放大器的输入失调电压，在仿真时采用蒙特卡罗分析对所述放大器的失调电压进行了分析和仿真，证明在低功耗设计时所述环路增益控制对放大器的输入失调电压影响可以忽略不计。
通过文献《王晗，叶青，0.6V电源电压的CMOS基准源设计及稳定性分析，半导体学报，第27卷，2006年8月，第1508页至第1513页》中采用本发明的该环路增益可控的自偏置运算跨导放大器设计流程，将尾电流管的尺寸之比a设置为0.95，采用SMIC 0.18umCMOS混合信号工艺实现的运算跨导放大器可以工作在0.4V的电源电压下，当电源电压为0.5V时所述运算跨导放大器的直流增益为58dB，单位增益带宽为13.5kHz，功耗为85nW。芯片流片的结果验证了该流程的正确性。
因此本发明的运算跨导放大器可以通过对参数a的控制，从而达到灵活的控制其环路增益的目的。根据不同的工艺和设计要求，所述运算跨导放大器可以将电路的环路增益设置在稳定性考虑的范围边缘，从而使电路的性能达到最优。
至此，可以理解，本发明提供的这种环路增益可控的运算跨导放大器电路，采用自偏置的运算跨导放大器来提供两级运算跨导放大器的直流偏置，同时为运算跨导放大器电路提供部分正反馈机制，通过对差分输入级尾电流管尺寸的比例来控制其环路增益，从而在电路稳定性和性能之间得到最优的折衷。
基于本发明的这种环路增益可控的运算跨导放大器电路，本发明还提供了一种实现自偏置运算跨导放大器电路的环路增益控制方法，该方法包括：
设计差分输入级电路，负载电流镜所需的偏置电流由理想电流源产生，同时设计尺寸相同的尾电流管NM5和NM6，使得差分输入级能够提供一定的增益并且为第二级输出级电路提供直流偏置点，同时按照上述结构设计可以为差分输入级提供一定的共模反馈；
设计输出级电路，使两级运算跨导放大器能够提供足够的小信号增益；
选择合适的电阻和电容使得开环形式下的运算跨导放大器能够提供充裕的相位裕度；
将偏置电路中的理想电流源用输出级的负载管来代替，形成一个环路，由于共模反馈的存在该电路能够稳定工作；
调整补偿电路中的电阻和电容，使得环路形式下的运算跨导放大器具有足够的相位裕度；
调整差分输入级中尾电流管尺寸例，同时也改变运放的环路增益和开环增益。
该控制方法不同于一般的开环运算放大器设计流程，所述的自偏置运算跨导放大器的偏置电流是由自身输出级电路提供的，所述自偏置运算跨导放大器在内部形成了一个环路结构，通过调整差分输入级电路的尾电流管尺寸的比值可以选择适当的环路增益来满足不同的设计要求。
该电路为无需外部基准电流源的自偏置运算跨导放大器，其负载需要的直流电流由运算跨导放大器本身提供，自偏置电路在运算跨导放大器内部形成了环路。
以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1、一种环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，该电路由一偏置电路(11)、一差分输入级电路(12)、一输出级电路(13)和一两级放大器补偿电路(14)构成。
2、根据权利要求1所述的环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，所述偏置电路(11)包括PMOS晶体管PM0和PM1以及NMOS晶体管NM0和NM1；其中，NM1的栅级、NM0的栅级和漏级以及PM0的漏级直接耦合，PM1的栅级和漏级、NM1的漏级与所述差分输入级电路(12)中PM2、PM3的栅级直接耦合，PM0和PM1的源级与参考电源相连接，NM0和NM1的源级与参考地相连接。
3、根据权利要求1所述的环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，所述差分输入级电路(12)包括NMOS晶体管NM2、NM3、NM5和NM6，以及PMOS晶体管PM2和PM3；其中PM2和PM3的栅级与所述偏置电路(11)中PM1的栅级直接相连接，漏级分别与NM2、NM3的漏级相连接，源级与参考电源相连接；NMOS管NM2和NM3的栅级为所述自偏置低压运算跨导放大器电路的差分输入端口，漏级分别与PM2和PM3的漏级以及NM5和NM6的栅级相连接，同时，NM3的漏级还与所述两级放大器补偿电路(14)的电阻一端相连接；NM2和NM3的源级以及NM5和NM6的漏级直接耦合。
4、根据权利要求3所述的环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，所述NMOS晶体管NM5和NM6为尾电流管，该尾电流管NM5和NM6为所述差分输入级电路(12)提供直流偏置电流。
5、根据权利要求1所述的环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，所述输出级电路(13)的输入管为NMOS晶体管NM4，栅级与NM3的漏级直接相连接；负载管为二极管形式连接的PMOS晶体管PM4，PM4的漏极与栅极以及NM4的漏级相连接，并耦合到所述偏置电路(11)中PM0的栅级，PM4的源极与参考电源相连接，NM4的漏级与参考地相连接。
6、根据权利要求1或5所述的环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，所述输出级电路(13)为一简单的共源放大器，所述晶体管PM4为所述偏置电路(11)提供电流。
7、根据权利要求1所述的环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，所述两级放大器补偿电路(14)用于为所述偏置电路(11)的闭环相位裕度进行补偿，包括电阻R0和电容Cc，其中R0和Cc的一端直接相连接，R0的另一端与NM3的漏级相连接，Cc的另一端与NM4的漏级即放大器的输出端口相连接。
8、根据权利要求1所述的环路增益可控的自偏置低压运算跨导放大器电路，其特征在于，所述偏置电路(11)提供差分输入级电路(12)的直流偏置，使得差分输入级电路(12)提供足够高的小信号增益，输入小信号经差分输入级电路(12)放大，输出信号经输出级电路(13)被进一步放大且提供了较低的输出阻抗，而偏置电路(11)的直流偏置则由输出级电路(13)提供，形成一个自偏置的运算跨导放大器。
9、一种实现自偏置运算跨导放大器电路的环路增益控制方法，该方法包括：
设计差分输入级电路，负载电流镜所需的偏置电流由理想电流源产生，同时设计尺寸相同的尾电流管NM5和NM6，使得差分输入级能够提供一定的增益并且为第二级输出级电路提供直流偏置点，同时按照上述结构设计可以为差分输入级提供一定的共模反馈；
设计输出级电路，使两级运算跨导放大器能够提供足够的小信号增益；
选择合适的电阻和电容使得开环形式下的运算跨导放大器能够提供充裕的相位裕度；
将偏置电路中的理想电流源用输出级的负载管来代替，形成一个环路，由于共模反馈的存在该电路能够稳定工作；
调整补偿电路中的电阻和电容，使得环路形式下的运算跨导放大器具有足够的相位裕度；
调整差分输入级中尾电流管尺寸例，同时也改变运放的环路增益和开环增益；
其特征在于，不同于一般的开环运算放大器设计流程，所述的自偏置运算跨导放大器的偏置电流是由自身输出级电路提供的，所述自偏置运算跨导放大器在内部形成了一个环路结构，通过调整差分输入级电路的尾电流管尺寸的比值可以选择适当的环路增益来满足不同的设计要求。
10、根据权利要求9所述的实现自偏置运算跨导放大器电路的环路增益控制方法，其特征在于，该电路为无需外部基准电流源的自偏置运算跨导放大器，其负载需要的直流电流由运算跨导放大器本身提供，自偏置电路在运算跨导放大器内部形成了环路。
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