CN101453164A - 单向dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种单向DC－DC变换器，其不需要多个绝缘电源，控制电路简单，可以使用小容量的辅助电感器，可以减轻尺寸/重量，不用使电源电压断续、可大容量化。单向DC－DC变换器，用主IGBT(101)来断续流入第1电感器(108a)的电流，并具有将在电感器(108a)中积蓄的能量向输出侧放出的二极管(107)，其特征在于，具备辅助IGBT(104)，该辅助IGBT(104)利用在与主电感器(108a)磁耦合的辅助电感器(108b)中积蓄的能量向反向并联二极管(102)流入电流。由此，在含有接通主IGBT(101)的时刻的短期间(t0～t2)向反向并联二极管(102)流入电流，实现ZVZCS。

Description

单向DC—DC变换器

本申请为2007年2月28日递交的、申请号为200710084774.7、发明名称为“单向DC—DC变换器”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及将输入的电力电压向不同的电压进行转换的单向DC—DC变换器。

背景技术

将输入的电力电压转换为希望的电压后进行输出的单向DC—DC变换器，通过软开关技术来降低开关损失，由此可以实现高效率化。同时，可以通过使开关元件的驱动频率高频化，可使电感器及电容器等无源元件小型化。

在专利文献1中公开了可软开关的单向DC—DC变换器。主电路的基本结构为在直流电源上直接连接主开关元件后串联连接电感器和负载，对于所述直流电源与主开关元件的串联电路，连接了含有辅助开关元件的辅助共振电路。

另外，在非专利文献1中公开了通过电感器抑制主开关元件的电流变化率的零电流开关(ZCS)方式的单向DC—DC变换器。

此外，关于双向DC—DC变换器中的可软开关的电路结构，例如已知的有专利文献2等。

[专利文献1]：特开2005—318766号公报

[非专利文献1]：“电动汽车用98.5％高效率斩波电路QRAS的提案与实验”弦田等，电学论D，125卷11号，2005年

[专利文献2]：特开2004—129393号公报

可是，在专利文献1所示的电路中，主开关元件与辅助主开关元件的基准电位不同，所以作为控制电路用，需要2组绝缘电源，由此既复杂又高价。另外，由于需要流入共振用的电感器的电流较大、相当于主电感器的1/2以上的大小，所以尺寸/重量变大。此外，因为将主开关元件与直流电源直接串联连接，所以不得不断续电源电流，而无法向大容量化发展。

本发明的目的是提供作为控制电路用不需要多个绝缘电源、使控制电路简单的单向DC—DC变换器。

另外，本发明的其它目的是，提供作为辅助电感器可采用较小容量的电感器、可减轻尺寸/重量的单向DC—DC变换器。

此外，本发明的其它目的是，提供不用断续电源电流、可以大容量化的单向DC—DC变换器。

发明内容

本发明，其一方面，是一种单向DC—DC变换器，具备：第1开关元件，其使从直流电源向第1电感器流动的电流断续；二极管，其反向并联连接到该第1开关元件上；缓冲电容器，其并联连接到所述第1开关元件上；控制装置，其使所述第1开关元件接通/关断以控制其工作状态；电路单元，其在含有接通所述第1开关元件的时刻的短期间、向反向并联连接的所述二极管流入电流；和二极管，其将在所述电感器中积蓄的能量向输出侧放出，其特征在于，所述电路单元，具有：第2电感器，其与所述第1电感器磁耦合；和第2开关元件，其利用在该第2电感器中积蓄的能量，向反向并联连接的所述二极管流入电流。

在本发明理想的实施方式中，具有：连接在直流电源上的第1电感器和第1开关元件的串联连接体；连接在所述第1开关元件的两端间的第2电感器和第2开关元件的串联连接体；平滑电路，其平滑所述第1开关元件的两端间电压后取出输出电压；和在使所述第1开关元件接通之前，使所述第2开关元件接通的单元。

另外，在本发明理想的其它实施方式中，连接在直流电源上的第1电感器和第1开关元件的串联连接体；连接在所述第1开关元件的两端间的第2电感器和第2开关元件的串联连接体；平滑电路，其平滑所述第1电感器的两端间电压后，取出输出电压；和在使所述第1开关元件接通之前，使所述第2开关元件接通的单元。

本发明，其它方面，是一种单向DC—DC变换器，具备：第1开关元件，使从直流电源向第1电感器流动的电流断续；二极管，其反向并联连接到该第1开关元件上；缓冲电容器，其并联连接到所述第1开关元件上；控制装置，使所述第1开关元件接通/关断以控制其工作状态；电路单元，在含有接通所述第1开关元件的时刻的短期间、向反向并联连接的所述二极管流入电流；和二极管，其将在所述电感器中积蓄的能量向输出侧放出，其特征在于，所述电路单元，具有：第2电感器，其***到从直流电源向所述第1电感器以及所述第1开关元件流动的电流路径内；和第2开关元件，其利用在该第2电感器中积蓄的能量，向反向并联连接的所述二极管流入电流。

本发明理想的实施方式中，具有：连接在直流电源上的第1、第2电感器和第1开关元件的串联连接体；连接在所述第2电感器的两端间的电容器和第2开关元件的串联连接体；二极管，其反向并联连接到所述第2开关元件上；平滑电路，其平滑所述第2电感器和所述第1开关元件的串联电路的两端间电压后取出输出电压；和在使所述第1开关元件接通之前，使所述第2开关元件关断的单元。

根据本发明理想的实施方式，可以提供作为控制电路用、不需要多个绝缘电源、控制电路简单的单向DC—DC变换器。

另外，根据本发明理想的实施方式，可以提供作为辅助电感器、能采用较小容量的电感器、可减轻尺寸/重量的单向DC—DC变换器。

此外，根据本发明理想的实施方式，可以提供不使电源电流断续、可大容量化的单向DC—DC变换器。

本发明的其它目的与特征在以下叙述的实施方式中变得更清楚。

附图说明

图1是本发明第1实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图2是说明本发明第1实施方式的动作的各部的电压电流波形图。

图3是表示本发明实施方式中的主IGBT的导通比与升降压比的关系曲线图。

图4是本发明第2实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图5是本发明第3实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图6是本发明第4实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图7是说明本发明第4实施方式的动作的各部的电压电流波形图。

图8是本发明第5实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图9是说明本发明第5实施方式的动作的各部的电压电流波形图。

图10是本发明第6实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图11是本发明第7实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图12是本发明第8实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图13是本发明第9实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图14是本发明第10实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图15是本发明第11实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图16是本发明第12实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图17是本发明第13实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图18是本发明第14实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图19是本发明第15实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图20是本发明第16实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图21是本发明第17实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图22是在本发明的实施方式中可采用的电感器构造例图。

图23是图22的变形例图(其一)。

图24是图22的变形例图(其二)。

图25是在本发明的实施方式中可采用的变压器的构造例图。

图26是在本发明的实施方式中可采用的其它的变压器的构造例图。

图27是本发明的单向DC—DC变换器的负载的实施方式电路图。

图28是可以采用本发明的单向DC—DC变换器的感应加热装置的安装结构例图。

图29是本发明第18实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图30是本发明第19实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图31是本发明第20实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。

图32是表示本发明单向DC—DC变换器中的、耦合电感器的耦合度与DC—DC变换器的转换效率的关系曲线图。

图33是本发明单向DC—DC变换器中的耦合电感器的耦合度与动作电流·电压波形的关系图。

符号说明：

1.商用交流电源；2.整流电路；3、4.滤波电路；5.高频滤波器；101、501.第1开关元件(主IGBT)；102、502.主IGBT的反向并联二极管；103、503.主IGBT的缓冲电容器；104、504、804.第2开关元件(辅助IGBT)；105、505、805.辅助IGBT的反向并联二极管；108、507、601.电感器；108a、507a、601a、808.第1电感器(主电感器)；108b、507b、601b、809.第2电感器(辅助电感器)；601c.第3电感器；1001、1102、1601.回扫变压器(电感器)；112、1203.负载；1301、1401.正向变压器；2709.加热线圈；2800.感应加热装置框架；2801.顶板；2802、2804.变换器/逆变器基板，2803.共振电容器基板；

具体实施方式

(第1实施方式)

首先，采用图1、图2对本发明的第1实施方式进行说明。

图1是本发明第1实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。本实施方式是可以进行输出比输入电压高的电压的升压动作、和输出比输入电压低的电压的降压动作的升降压形式的单向DC—DC变换器。

说明图1的主电路结构，直流电源具有：商用交流电源1、以电感器3以及电容器4组成的滤波电路、整流电路2、和高频滤波器5。即，商用交流电源1的交流电压经由以电感器3以及电容器4组成的滤波电路，在整流电路2中进行全波整流，通过以电感器和电容器构成的高频滤波器5转换为平滑的直流电压。

高频滤波器5的电容器的两端a—b点间的直流电源，与主(第1)电感器108a和作为主(第1)开关元件的IGBT101的串联电路进行连接。在该主IGBT101上反向并联连接二极管102，还并联连接缓冲电容器103。为了取出输出电压，在主IGBT101的两端c—b间连接电容器106与电感器109的串联电路，在该电感器109的两端d—b间连接二极管107和电容器110的串联电路。该电容器110的两端是单向DC—DC变换器的输出端子，连接着负载112。

以上是一般的单向DC—DC变换器的一结构，在其上附加着本发明的零压零流开关(ZVZCS)电路。

即，在作为主(第1)开关元件的IGBT101的两端c—b间，连接有辅助(第2)电感器108b、二极管111、和作为辅助(第2)开关元件的IGBT104的串联电路。在该辅助IGBT104上还反向并联有二极管105。此外，辅助(第2)电感器108b与主(第1)电感器108a磁耦合。

图2是说明本发明第1实施方式的动作的各部的电压电流波形图。一边参照此图，一边说明第1实施方式的动作。首先，在时刻t0之前，在主IGBT101以及辅助IGBT104的栅极上没有施加驱动信号，两IGBT是关断状态。在时刻t0，当辅助IGBT104的驱动信号接通时，向缓冲电容器103充电的电荷以缓冲电容器103→辅助电感器108b→二极管111→辅助IGBT104→缓冲电容器103的回路进行放电，以释放电荷。此时流动的电流通过辅助电感器108b的漏电感而构成di/dt平缓的ZCS，这样可以降低辅助IGBT104的接通损失。另一方面，通过辅助IGBT104的接通，使在辅助电感器108b中积蓄的能量，以电感器108b→二极管111→辅助IGBT104→二极管102→电感器108b的回路流通电流Is(即，—Im)。因此，在此之后的时刻t1，如果对主IGBT101施加驱动信号，则在二极管102通电的期间接通主IGBT101。即，主IGBT101可以构成零电压开关(以下称为ZVS)、零电流开关(以下称为ZCS)。因此，就不发生随着主IGBT101的接通而引起的开关损失。

接着，在时刻t2，开始向主IGBT101流过电流，在时刻t3，在电感器108b→二极管111→辅助IGBT104→二极管102→电感器108b的回路中不流过电流。另一方面，电流以直流电源的正极a→电感器108a→主IGBT101→直流电源的负极b这样的流向流动，同时以电容器106→电感器109这样的流向流动。

在时刻t4，关断主IGBT101以及辅助IGBT104的栅极驱动信号。首先，当切断主IGBT101的电流时，在时刻t4至t5的期间从直流电源向电感器108a、缓冲电容器103流入电流，主IGBT101的集电极—发射极的间电压，根据缓冲电容器103的容量和以切断电流值决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器103使主IGBT101的集电极—发射极间电压的dv/dt平缓，由此可以作成ZVS，可以降低关断损失。另一方面，在辅助IGBT104上，时刻t3之后没有流过电流，所以在时刻t4上关断时不发生关断损失。在主电感器108a中积蓄的能量，经由电容器106、二极管107对电容器110进行充电，在电感器109中积蓄的能量，也经由二极管107对电容器110进行充电。

之后，当在时刻t6接通辅助IGBT104时，已充入缓冲电容器103的电荷以缓冲电容器103→辅助电感器108b→二极管111→辅助IGBT104→缓冲电容器103的回路流动电流，以释放电荷。此时流动的电流，通过辅助电感器108b的漏电感而构成di/dt平缓的ZCS，这样可以降低接通损失。这里，当将从时刻t6到t1的时间差设为Δt时，通过使辅助IGBT104比主IGBT101早接通Δt，来释放缓冲电容器103的电荷，抑制向主IGBT101流入的冲击电流。关于该时间差Δt的最佳值，在主IGBT101的集电极—发射极间电压成为了零V的瞬间，接通主IGBT101的定时为效率最高。

图3是表示相对于主IGBT101的导通比的升降压比的关系曲线图。这里，将输入电压与输出电压的比称为升降压比。升降压比未满1.0时为降压动作，超过1.0时为升压动作。如图3所示，在主IGBT101的导通比为0.5时，升降压比成为1.0，在导通比不足0.5时可成为降压动作，在导通比超过0.5时可成为升压动作。

另外，如果辅助IGBT104是反向击穿电压阻断型，则二极管111也可以省略。

这样，本实施方式成为以下这样的结构。首先，连接有从直流电源(1～5)向第1电感器108a流动的电流断续的第1开关元件101、在该第1开关元件101上反向并联连接的二极管102、在该第1开关元件101上并联连接的缓冲电容器103。具备使该第1开关元件101接通/关断以控制其工作状态的控制装置(无图示)。其次具备在含有接通第1开关元件101的时刻的短期间(t0～t2)、向反向并联连接的所述二极管102流入电流的电路单元(104、108b、111)。此外，还以具备将在所述电感器108a中积蓄的能量向输出侧放出的二极管107的单向DC—DC变换器作为前提。这里是具备以下部件的单向DC—DC变换器，第2电感器108b，其与第1电感器108a磁耦合；和第2开关元件104，其利用在该电感器108b中积蓄的能量，向反向并联的二极管102流入电流。

根据本实施方式，通过具备由辅助电感器、辅助IGBT104、二极管111、以及缓冲电容器103构成的辅助共振电路，可以构成ZVS、ZCS接通，ZVS关断，由此可以大幅降低损失。另外，因为可以大幅降低开关损失，所以可以成为高频化，可以实现电感器和电容器的小型化以及降低成本。此外，通过对主IGBT101的导通比的控制还可以进行从降压到升压的输出。

(第2实施方式)

图4是本发明第2实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图4中，对与图1相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

本实施方式与第1实施方式不同的点是，从作为主开关元件的IGBT101的两端c—b来的输出电压的取出方法，是交换了图1的二极管107和第3电感器109的连接位置的结构。在主IGBT101的两端c—b间连接着电容器106与二极管401的串联电路，在该二极管401的两端d—b间连接着第3电感器402与电容器110的串联电路。该电容器110的两端是单向DC—DC变换器的输出端子，连接着负载112。

接着，对动作进行说明，电压电流波形图与图2完全形同。即，通过在向二极管102流入电流的期间接通主IGBT101，可以构成零电压开关(以下称为ZVS)、零电流开关(以下称为ZCS)，从而不发生接通开关损失。另外，在主IGBT101关断时，通过缓冲电容器103使主IGBT101的集电极、发射极间电压的dv/dt变为平缓，由此可作成ZVS，可以降低关断损失。另一方面，在辅助IGBT104关断时，因为在辅助IGBT104中没有流过电流所以不发生关断损失。

与图1不同的点是在电感器108a中积蓄的能量经由二极管401流通电流，使对电容器106进行充电。在第3电感器402中积蓄的能量，经由二极管401对电容器110进行充电。此时充电的能量产生与输入电压正负相反的电压。即b点成为高电位侧。

主IGBT101的导通比与升降压比的关系，与第1实施方式相同，如图3所示。

(第3实施方式)

图5是本发明第3实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图5中，对与图1以及图4相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

说明图5的主电路结构，在直流电源a—b端子间连接主IGBT501和主电感器507a的串联电路，主IGBT501与二极管502反向并联连接，与缓冲电容器503并联连接。在主电感器507a的两端e—b间连接着电容器503和二极管508的串联电路，在该二极管508的两端d—b间连接着第3电感器509和电容器110的串联电路。该电容器110的两端是单向DC—DC变换器的输出端子，连接着负载112。

在主IGBT501的两端a—e间连接着二极管506、辅助IGBT504、以及辅助(第2)电感器507b的串联电路。另外，二极管505与辅助IGBT504反向并联连接。

接着，对动作进行说明，因为电压电流波形图与图2完全相同，所以一边参照图2一边进行说明。首先说明主IGBT501以及辅助IGBT504处于关断状态时。因为没有对主IGBT501以及辅助IGBT504的栅极施加驱动信号，所以主IGBT501以及辅助IGBT504处于关断状态，不流过电流。接着对从时刻t1到t6的动作进行说明。在时刻t1对主IGBT501施加驱动信号，通过电感器507b积蓄的能量，在电感器507b、二极管502、二极管506、辅助IGBT504的回路中流动电流Is(—Im)。因此，在主IGBT501中没有流过电流。即，通过在二极管502上流过电流的期间导通主IGBT501，可以构成ZVS、ZCS，以不产生开关损失。接着，在时刻t2开始向主IGBT501流过电流，在时刻t3，在电感器507b、二极管502、二极管506、辅助IGBT504中不流过电流。另一方面，在电感器507a、主IGBT501中流过电流，同时在电容器106、电感器509中流过电流。在时刻t4当关断主IGBT501以及辅助IGBT504时，切断主IGBT501的电流，在时刻t4至t5的期间，从电源向电感器507a、缓冲电容器503流过电流。这里，主IGBT501的集电极、发射极的间电压，根据以缓冲电容器503的容量和切断电流值决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器503使主IGBT501的集电极、发射极间电压的dv/dt平缓，由此可以作成ZVS，可以降低关断损失。另一方面，在辅助IGBT504上没有流过电流，所以不发生关断损失。在主电感器507a中积蓄的能量经由二极管508流动电流，使对电容器106进行充电。在电感器509中积蓄的能量在电容器110、二极管508中流过电流，以进行充电。当在时刻t6接通辅助IGBT504时，已充入缓冲电容器503的电荷在电感器507b、缓冲电容器503、二极管506、辅助IGBT504、电感器507b的回路中流动电流，以释放电荷。此时流动的电流通过电感器507b的漏电感而成为di/dt平缓，构成ZCS，这样可以降低接通损失。这里，当将从时刻t6到t1的时间差设为Δt时，通过使辅助IGBT504比主IGBT501早接通Δt，来释放缓冲电容器503的电荷，抑制向主IGBT501流入的冲击电流。Δt的最佳值只要设为在主IGBT501的集电极、发射极的间电压成为了零V的瞬间接通主IGBT501的定时，效率就成为最高。

主IGBT501的导通比与升降压比的关系，与第1实施方式相同表示在图3中。

如以上说明根据本实施方式，通过具备由IGBT、二极管、缓冲电容器、以及电感器构成的辅助共振电路，可以构成ZVS、ZCS接通，ZVS关断，由此可以大幅降低损失。此外，因为可以大幅降低开关损失所以可以成为高频化，可以实现电感器以及电容器的小型化以及成本的降低。另外，通过控制主IGBT501的导通比，可以进行高精度的升降压动作。

(第4实施方式)

图6是本发明第4实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图6中，对与图1、图4以及图5相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

说明图6的结构。在图6中与图1不同的点是，将电感器601作成了3线圈耦合型电感器。

图7是说明本发明第4实施方式的动作的各部的电压电流波形图。

动作与第1实施方式相同，不同点是由于电感器601c与电感器601a耦合，所以在电感器601c中产生与充电至电容器106中的电压反向的电压。因此，施加在电感器601c上的电压减少，如图7所示，流动的电流Icoil的电流变化(di/dt)变小。由此电感器601a～601c的铁心内部的磁通量变化变小，可降低在铁心的损失。

如以上所述根据本实施方式，通过成为将电感器缠绕在1个铁心上这样的结构，可以抑制铁心内部的磁通量变化，可以大幅降低铁心损失。另外，因为电流变化也变少，所以还可以降低电感器中自身线圈的损失。此外，由于线圈不使用绞合(litz)线等高效的线材而使用单线，所以在降低成本上也有效果。

(第5实施方式)

图8是本发明第5实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，本实施方式也是升降压形式的软开关DC—DC变换器。在图8中，对与图1～图7相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

说明图8的主电路结构。此实施方式与第1实施方式相同，在直流电源端子a—b间具备使流入第1电感器808的电流断续的第1开关元件101。另外，具有反向并联连接到该第1开关元件101上的二极管102、和并联连接到所述第1开关元件101上的缓冲电容器103这样的点是相同的。此外具有使该第1开关元件101接通/关断以控制其工作状态的控制装置、和将在所述电感器808中积蓄的能量向输出侧放出的二极管107这样的点也是相同的。

这里，在含有接通所述第1开关元件101的时刻的短期间中，向反向并联连接的所述二极管102流入电流的电路单元的结构不同。即，所述电路单元，具有被***到从直流电源流过第1电感器808以及第1开关元件101的电流路径内的第2电感器809。另外，还具有第2开关元件804，其利用积蓄在该第2电感器809中的能量，在反向并联连接的所述二极管102中流过电流。具体来说，在第2电感器809的两端间连接着电容器810与辅助(第2)开关元件804的串联电路。在该辅助开关元件804中反向并联连接着二极管805，并联连接着缓冲电容器806。

图9是说明本发明第5实施方式的动作的各部的电压电流波形图，一边参照此图一边说明动作。在主IGBT101、辅助IGBT804为关断状态下的动作与上述第1实施方式相同。在时刻t1对主IGBT101施加驱动信号，通过在辅助电感器809中积蓄的能量，在辅助电感器809、电容器106、二极管107、电容器110、二极管102的回路中流过电流—Im，所以在主IGBT101中没有流过电流。由此可以实现ZVS、ZCS接通。接着，当在时刻t2辅助电感器809的能量用尽时，主IGBT101导通，从直流电源向主电感器808、辅助电感器809、以及主IGBT101的串联电路流过电流。同时，在电感器109→电容器106→辅助电感器809→主IGBT101→电感器109的回路中流过电流。当在时刻t3切断主IGBT101时，来自直流电源的电流以主电感器808、辅助电感器809、缓冲电容器103的路径流动。另外，在电容器106、辅助电感器809、缓冲电容器103、电感器109的路径中流过电流，主IGBT101的集电极、发射极的间电压，根据以缓冲电容器103的容量和切断电流值来决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器103使主IGBT101的集电极、发射极间电压的dv/dt平缓，由此可以作成ZVS，可以降低关断损失。另外，在主电感器808中积蓄的能量在二极管805、电容器810的路径中流动。此外，在主电感器808中积蓄的能量，在电容器106、二极管107、电容器110的路径和电感器109、二极管107的路径中流过电流，向负载112提供能量。接着，在时刻t4对辅助IGBT804施加接通信号，而且因为是二极管805的导通期间，所以在辅助IGBT804中不流过电流。即，可以实现ZVS、ZCS接通。在时刻t5辅助电感器809的能量用尽，在电容器810、辅助IGBT804、辅助电感器809中流过电流。接着，在时刻t6切断辅助IGBT804时，在电容器810、电容器806、辅助电感器809的路径中流过电流，辅助IGBT804的两端电压，根据以缓冲电容器806的容量和切断电流值来决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器806使辅助IGBT804的集电极、发射极间电压的dv/dt平缓，由此可以作成ZVS，可以降低关断损失。

如以上说明根据本实施方式，通过具备由IGBT、电容器、电感器构成的辅助共振电路，可以构成ZVS、ZCS接通，ZVS关断，由此可以大幅降低损失。此外，因为可以大幅降低开关损失所以可以成为高频化，可以实现电感器以及电容器的小型化以及成本的降低。另外，通过控制主IGBT101的导通比，可以进行高精度的升降压动作。

(第6实施方式)

图10是本发明第6实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图10中，对与图1～图8相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

说明图10的主电路结构，与第1实施方式不同的点是将主电感器108a、辅助电感器108b变为了回扫变压器(电感器)1001a～1001c。另外，回扫变压器的二次线圈1001b经由作为平滑电路的二极管107和电容器110连接着负载112。

关于软开关动作与第1实施方式相同。作为动作不同的点是基于回扫变压器(电感器)的能量的传输。对于能量的传输方法进行说明。当主IGBT101接通时，电流在回扫变压器1001的一次线圈1001a、主IGBT101的路径和电感器109、电容器106、主IGBT101的路径中流动。在该主IGBT101接通的期间通过流入回扫变压器1001a的电流来磁化铁心，积蓄能量。接着，当主IGBT101关断时，积蓄在回扫变压器1001中的能量，向二次线圈1001b放出，向平滑用的二极管107、电容器110充电。

如以上所述根据本实施方式，作为主、辅助电感器使用回扫变压器，由此可以通过改变其一次、二次线圈比来实现大幅的升降压比。

(第7实施方式)

图11是本发明第7实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图11中，对与图1～图10相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

说明图11的主电路结构，与第1实施方式不同的点是将主电感器109变为回扫变压器(电感器)1102，在回扫变压器1102的二次线圈侧，经由作为平滑电路的二极管107和电容器110连接有负载112。

对动作进行说明。关于软开关动作与第1实施方式相同。作为动作不同的点是基于回扫变压器1102的能量的传输。对于能量的传输方法进行说明。当主IGBT101接通时，电流在主电感器1101a、主IGBT101的路径和回扫变压器1102的一次线圈、电容器106、主IGBT101的路径中流动。在该主IGBT101接通的期间通过流入回扫变压器1102的一次线圈的电流来磁化铁心，积蓄能量。接着，当主IGBT101关断时，积蓄在回扫变压器1002中的能量向二次线圈放出，向平滑用的二极管107、电容器110充电。

如以上所述根据本实施方式，使用回扫变压器，由此可以通过改变一次、二次线圈比来实现大幅的升降压比。

(第8实施方式)

图12是本发明第8实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图12中，对与图1～图11相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

说明图12的主电路机构，与第1实施方式不同的点是将主电感器108和辅助电感器109分别变为了回扫变压器1001和1102。各回扫变压器二次侧的整流电路与第6～7的实施方式相同。

关于软开关动作与第1实施方式相同，作为回扫变压器的动作与第6～7实施方式相同。

如以上所述根据本实施方式，用1个主开关元件可以驱动2个回扫变压器，可以分别提供不同的电压。另外，通过由辅助开关元件、二极管、电容器构成的辅助共振电路可以构成软开关，这样在低损失、低噪音方面有效果。

(第9实施方式)

图13是本发明第9实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图13中，对与图1～图12相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

与图12的实施方式不同的点是将回扫变压器1102置换为正向(forward)变压器1301。关于动作与图12的实施方式相同。作为不同点是正向变压器1301的能量传输方法。对于正向变压器的能量传输方法进行说明。当主IGBT101接通时，由电源向回扫变压器1001的一次线圈a、主IGBT101的路径和正向变压器1301的一次线圈、电容器106、主IGBT101的路径流过电流。此时正向变压器1301在二次线圈上产生以匝数比决定的电压。该产生的电压流入二极管1302、电感器1304、电容器1305进行充电。接着当关断主IGBT101时，在正向变压器1301的一次线圈上没有流过电流，所以在二次线圈上不产生电压。由此二极管1302成为关断。通过电感器1304的积蓄能量在电感器1304、电容器1305、二极管1303中流动电流，电感器1304的能量被放出到电容器1305中。

(第10实施方式)

图14是本发明第10实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用了正向变压器和回扫变压器的软开关单向DC—DC变换器。在图14中，对与图13相同的构成要素标注相同符号，以避免重复说明。

与图13的实施方式不同的点是将回扫变压器1001变为了正向变压器1401，将正向变压器1301变为了回扫变压器1102。关于动作与第8～第9实施方式相同。

(第11实施方式)

图15是本发明第11实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用了正向变压器的软开关单向DC—DC变换器。在图15中，对与图14相同的构成要素标注相同符号。

与图10的实施方式不同的点是将回扫变压器1002变为了正向变压器1301。关于动作与第10实施方式相同。

(第12实施方式)

图16是本发明第12实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用了回扫变压器的软开关单向DC—DC变换器。在图16中，对与图8相同的构成要素标注相同符号。

与图8的实施方式不同的点是，将主电感器808变为了回扫变压器1601。关于动作与图8的实施方式的软开关动作以及图10的实施方式的回扫变压器的动作相同。

(第13实施方式)

图17是本发明第13实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用了回扫变压器的软开关单向DC—DC变换器。在图17中，对与图8以及图16相同的构成要素标注相同符号。

与图8的实施方式不同的点是将电感器109变为了回扫变压器1102。关于动作与图8的实施方式的软开关动作以及图11的实施方式的回扫变压器1102的动作相同。

(第14实施方式)

图18是本发明第14实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用了回扫变压器1102的软开关单向DC—DC变换器。在图18中，对与图16以及图17相同的构成要素标注相同符号。

与图17的实施方式不同的点是将主电感器808变为了回扫变压器1601。关于动作与图8的实施方式的软开关动作以及图12的实施方式的回扫变压器的动作相同。

(第15实施方式)

图19是本发明第15实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用了回扫变压器1102和正向变压器1301的软开关DC—DC变换器。在图19中，对与图18相同的构成要素标注相同符号。

与图18的实施方式不同的点是将回扫变压器1102变为了正向变压器1301。关于动作，与图8的实施方式的软开关动作以及图13的实施方式的回扫变压器1001以及正向变压器1301的动作相同。

(第16实施方式)

图20是本发明第16实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用回扫变压器1001和正向变压器1301、将各自的变压器的输出连接在同一负载1203上的软开关DC—DC变换器。在图20中，对与图13相同的构成要素标注相同符号。

与第9实施方式(图13)不同的点是将由正向变压器1301二次侧的二极管1302、电感器1304、二极管1303构成的平滑电路的输出与电容器110连接。关于动作，与第9实施方式的动作相同。

(第17实施方式)

图21是本发明第17实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，表示使用回扫变压器1601和正向变压器1301、将各自的变压器的输出连接在同一负载112上的软开关单向DC—DC变换器。在图21中，对与图19相同的构成要素标注相同符号。

与第15实施方式(图19)不同的点是将正向变压器1301二次侧的输出与电容器110连接。关于动作与第15实施方式的动作相同。

图22是在本发明的实施方式中可采用的电感器构造例图。该电感器是作为第1～4实施方式中的电感器108最佳的结构。

作为电感器的线圈构造为在电感器铁心2200上缠绕一次线圈2201，在该一次线圈上缠绕三次线圈2203，还在三次线圈上缠绕二次线圈2202这样的构造。一次线圈2201对应于电感器108a，二次线圈2202对应于电感器108b，三次线圈对应于电感器108c。

通过成为这样的构造，可以在同一铁心上缠绕线圈，以实现小型化。

图23、图24表示图22的变形例。图23为这样的结构，将一次线圈2201和三次线圈2203交互缠绕，在该一次线圈2201和三次线圈2203上缠绕了二次线圈2202。

另一方面，图24为这样的结构，将一次线圈2201、二次线圈2202、三次线圈2203并排缠绕。

这样，通过将线圈彼此间接近地配置来增大线圈彼此间的磁耦合，减少漏电感。由此，可以降低漏磁场，可以大幅降低铁心损失、电路的开关损失、放射噪音等。

这里，关于电感器108说明了线圈结构，在回扫变压器1001及1102、正向变压器1301、1401等中也可以适用同样的线圈结构。

图25是在本发明的实施方式中可以采用的变压器结构例图。该变压器是作为第8～11实施方式、第14～17实施方式中的变压器1001、1102、1301、1401、1601可以采用的构造。

作为变压器的线圈结构为在环形铁心2500上将第1回扫变压器的一次线圈2511、二次线圈2512、三次线圈2513和第2回扫变压器的一次线圈2521、二次线圈2522缠绕在同一铁心上的结构。第1回扫变压器的一次线圈2511对应于电感器1101a，二次线圈2512对应于电感器1101b，第2回扫变压器的一次线圈2521对应于变压器1102的一次线圈，二次线圈2522对应于变压器1102的二次线圈。

通过采用这样的线圈结构可以在同一铁心上缠绕线圈，以实现小型化。

这里，关于变压器1101说明了线圈结构，在回扫变压器1001及1102、正向变压器1301、1401等中也可以适用同样的线圈结构。

图26是在本发明的实施方式中可采用的其它变压器的构造例图。该变压器是作为第8～11实施方式、第14～17实施方式中的变压器1001、1102、1301、1401和1601可以采用的构造。

作为变压器的线圈结构为在EI铁心2600上将第1回扫变压器的一次线圈2611、二次线圈2612、三次线圈2613和第2回扫变压器的一次线圈2621、二次线圈2622缠绕在同一铁心上。第1回扫变压器的一次线圈2611对应于电感器1101a，二次线圈2612对应于变压器1101b，第2回扫变压器的一次线圈2621对应于变压器1102的一次线圈，二次线圈2622对应于变压器1102的二次线圈。

通过采用这样的线圈结构可以在同一铁心上缠绕线圈，以实现小型化。

这里，关于变压器1101说明了线圈结构，在回扫变压器1001及1102、正向变压器1301、1401等中也可以适用同样的线圈结构。

图27是表示可由本发明的单向DC—DC变换器供电的负载的实施方式的电路图。在本实施方式中表示感应加热装置的逆变器(inverter)电路。

在变换器的输出端子2701、2702间连接主IGBT2703和辅助IGBT2704的串联电路。在各自的IGBT上反向并联连接二极管2705、2706，还各自并联连接缓冲电容器2707、2708。并且，与辅助IGBT2704并联连接着加热线圈2709和共振电容器2710的串联电路。

图28是可以采用本发明的单向DC—DC变换器的感应加热装置的安装结构例图。

在感应加热装置的框架2800上有顶板2801，在框架2800内安装有逆变器以及变换器基板2802、共振电容器基板2803、逆变器以及变换器基板2804，其中，逆变器以及变换器基板2804安装在共振电容器基板2803之上。

(第18实施方式)

图29是本发明第18实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图，本实施方式也是升降压形式的软开关单向DC—DC变换器。在图29中，对与图1相同的构成要素标注相同符号。

与第1实施方式不同的点是从辅助电感器108b经由追加的电感器2901，与二极管111和辅助IGBT104的串联电路渐进行连接。

动作可以与第1实施方式进行同样地说明。作为本实施方式的特征是，不用根据辅助电感器108b的电感系数值就可以单独设定追加电感器2901的电感值。在第1实施方式中，为了增大辅助电感器108b的电感值，需要增大电感器108的匝数比。可是，当增大匝数比时需要提高辅助IGBT104的耐压。因此，不依据电感器108的匝数比，通过任意值的追加电感器2901可以任意地控制电流Is的变化率di/dt，而不用提高辅助IGBT104的耐压，这样可成为噪音少、稳定的动作。

(第19实施方式)

图30是本发明第19实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。在图30中，对与图1相同的构成要素标注相同符号。

该实施方式与第1实施方式不同的点是，与主电感器108独立地设计耦合电感器3001，作成了辅助电感器3001b和第3电感器3001c。

关于动作以及效果，可以进行与第1实施方式完全相同地说明。

(第20实施方式)

图31是本发明第20实施方式的单向DC—DC变换器的主电路结构图。在图31中，对与图1相同的构成要素标注相同符号。

本实施方式与第1实施方式不同的点是，在电感器108a的两端连接缓冲电容器103，在a点连接辅助开关元件的IGBT104的发射极端子。

关于动作以及效果可以进行与第1实施方式相同地说明。在本实施方式中，可以降低辅助IGBT104的集电极、发射极间电压Vs。在辅助IGBT104的集电极—发射极之间施加的电压Vs，为变换器的输出电压、和通过主电感器与辅助电感器的匝数比产生的电压的和。因此，可以降低辅助IGBT104的元件耐压，可以实现更低损失的变换器。

图32是表示本发明单向DC—DC变换器中的、耦合电感器的耦合度与DC—DC变换器的转换效率的关系曲线图。根据实验结果，如图32所示通过电感器的耦合度设定在0.2～0.9之间，可以达到转换效率90％以上。该机构通过电感器的耦合度成为弱耦合，使在二次侧形成的漏电感变大。漏电感L1通过公式(1)来决定。

L1＝L×(1—k)         (1)

这里，L是二次侧电感值，k是耦合度。另外，该耦合度k通过公式(2)来决定。

$k=\sqrt{(L-L\′)/L}---\left(2\right)$

这里，L’是一次侧短路时的二次侧电感值。

根据上述计算式，通过减小耦合度k使漏电感变大，流入二次侧的电流Is的斜率dIi/dTi变小。因此，电流Is与电压Vs的重叠减少，可以降低损失。

图33是本发明单向DC—DC变换器中的耦合电感器的耦合度k与动作电流·电压波形的关系图，此图(A)表示耦合度k为0.2～0.9，此图(B)表示耦合度k不足0.2的情况。

在使耦合度k成为了0.2～0.9时，如图33(A)所示，流入二次侧的电流Is的斜率dIi/dTi变小，电流Is与电压Vs的重叠减少，可以降低损失。

另一方面，当耦合度k成为不足0.2时，成为如图33(B)所示的动作波形，因为漏电感值过大，所以电流Is的减少斜率dId/dTd过小，而构成了硬开关。

这样，通过使耦合电感器的耦合度k成为0.2～0.9，可以确保转换效率90％以上。

在以上的实施方式中，以作为开关元件采用IGBT的例子为中心来进行了说明。可是，本发明的单向DC—DC变换器，不限于IGBT，可以使用功率MOSFET及其它的绝缘栅半导体装置、双极晶体管等，可以得到相同的效果，这点对于本领域技术人员来说，是显而易见的。

Claims (2)

1.一种单向DC—DC变换器，具备：第1开关元件，其使从直流电源向第1电感器流动的电流断续；第1二极管，其反向并联连接到该第1开关元件上；缓冲电容器，其并联连接到所述第1开关元件上；控制装置，使所述第1开关元件接通/关断以控制其工作状态；电路单元，其在含有接通所述第1开关元件的时刻的短期间向反向并联连接的所述第1二极管流入电流；和平滑电路，其将在所述第1电感器中积蓄的能量向输出侧传递，该单向DC—DC变换器的特征在于，

所述电路单元具有：

连接在直流电源上的所述第1电感器和所述第1开关元件的串联连接体；

连接在所述第1开关元件的两端间的串联连接体，即与所述第1电感器磁耦合的第2电感器、和利用在该第2电感器中积蓄的能量，向反向并联连接的所述第1二极管流入电流的第2开关元件的串联连接体；以及在使所述第1开关元件接通之前，使所述第2开关元件接通的单元，所述平滑电路由连接在所述第1开关元件的两端间的第1电容器和所述第2二极管的串联连接体、以及连接在所述第2二极管的两端间的第3电感器和第2电容器的串联连接体构成，在所述第2电容器的两端间连接有负载。

2.一种单向DC—DC变换器，具备：第1开关元件，其使从直流电源向第1电感器流动的电流断续；第1二极管，其反向并联连接到该第1开关元件上；缓冲电容器，其并联连接到所述第1开关元件上；控制装置，使所述第1开关元件接通/关断以控制其工作状态；电路单元，其在含有接通所述第1开关元件的时刻的短期间向反向并联连接的所述第1二极管流入电流；和平滑电路，其将在所述第1电感器中积蓄的能量向输出侧传递，该单向DC—DC变换器的特征在于，

所述电路单元具有：

连接在直流电源上的所述第1电感器和所述第1开关元件的串联连接体；

连接在所述第1开关元件的两端间的串联连接体，即与所述第1电感器磁耦合的第2电感器、和利用在该第2电感器中积蓄的能量，向反向并联连接的所述第1二极管流入电流的第2开关元件的串联连接体；以及

在使所述第1开关元件接通之前，使所述第2开关元件接通的单元，

所述平滑电路由连接在所述第1电感器的两端间的第1电容器和第2二极管的串联连接体、以及连接在所述第2二极管的两端间的第3电感器和第2电容器的串联连接体构成，在所述第2电容器的两端间连接有负载。

Images