CN101090386A - 一种基于滤波器组的分块传输***频域解调装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于滤波器组的分块传输***频域解调装置及其方法，先对接收的数据块做Q＝DxN点的DFT变换，将时域数据变换到频域；然后根据各子带占用频谱对应的均衡子载波位置和估计的各均衡子载波信道频率响应，对每个均衡子载波做单点ZF或MMMSE均衡；接着针对各占用的子带频域子载波位置，分别进行匹配滤波，能量收集和频偏补偿操作；然后采用多个D点IFFT，分别将各个子带的频域数据变换到时域，最后K点逆正交变换装置，对输入的K个并串转换装置输出的符号序列进行K点逆正交变换，完成滤波器组传输信号的解调。本发明与现有技术相比，基于频域均衡和频域滤波器组解调的接收方法在保持相同性能的条件下，具有更低的实现复杂度。

Description

一种基于滤波器组的分块传输***频域解调装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种宽带移动通信，移动通信和数字通信中的滤波器组的频分多址***(FDMA)。

背景技术

近年来，无线通信***向着宽带方向迅速发展；伴随着这种发展趋势，无线通信***占有的带宽越来越高，传输速率越来越高，频谱效率也要求越来越高。在宽带无线移动通信***和宽带无线接入网中要求多个用户同时接入，需要采用多址技术。通常采用的多址技术主要有三种：频分多址、时分多址和码分多址。频分多址技术是将用户的信息分配到不同频率的载波信道进行传输。时分多址技术是将不同的信息分配到不同的时隙进行传输，一个载波可以按时隙传输多个用户的信息，传输的用户数取决于时隙的数目。码分多址技术采用扩频通信方式，它可以在同一时间和同一载波上传输不同的伪随机码调制的多个用户的信号。根据近几年的研究发现，为了有效提升***的吞吐量，频分多址技术(FDMA)和时分多址技术(TDMA)的组合多址技术将成为未来移动通信技术的主要多址技术。现有频分多址***主要有两种实现方式，一种是基于OFDM技术的频分多址***，如正交频分多址(OFDMA)[1]和基于离散傅立叶变换扩频的正交频分多址(DFT-S-OFDMA)***；另一种是基于滤波器组技术的频分多址***，如滤波多音(FMT)[3]，广义多载波(GMC)和基于离散傅立叶变换(DFT)的广义多载波(GMC)频分多址方案DFT-S-GMC。基于OFDM技术的频分多址***，具有对同步误差导致的多址干扰敏感的缺陷。基于滤波器组技术的频分多址***每个子带的带宽相对于载波频偏和多普勒频移较大，同时每个子带之间具有一定的频域保护间隔，此外每个子带的频谱具有陡峭的带外衰减，这些特征使得该***对载波频偏和定时误差引起的多用户间干扰具有较强的鲁棒性。

现有的基于滤波器组的频分多址***(DFT-S-GMC)的接收方案采用单载波频域均衡和滤波器组时域实现结构(如李明齐，张小东，李元杰，周斌，″基于DFT扩频的广义多载波频分多址上行链路传输方案-DFT-S-GMC″，电信科学(B3G专刊)，第6期，2006；XiaodongZhang，Mingqi Li，Honglin Hu Haifeng Wang Bin Zhou，Xiaohu You，“DFT SpreadGeneralized Multi-Carrier Scheme For Broadband Mobile Communications”，PIMRC2006.)。采用单载波频域均衡需要先对接收的数据块做Q(Q＝DxN)点的DFT变换，将时域数据变换到频域。然后根据各子带占用频谱对应的均衡子载波位置和估计的各均衡子载波信道频率响应，对每个均衡子载波做单点ZF或MMMSE均衡。接着再将均衡后的数据做Q点的IDFT变换，将频域数据变换到时域。因此，采用单载波频域均衡需要进行两次较大点数的傅立叶变换，其运算复杂度较高。此外，而当多子带滤波器组采用非临界采样时(即滤波器组原型滤波器的上采样率N大于滤波器组的子带数目)，采用时域滤波器组实现结构也将有较高的复杂度。

发明内容

本发明是要解决现有的基于滤波器组的频分多址***(DFT-S-GMC)的接收方案采用单载波频域均衡和滤波器组时域实现结构时，单载波频域均衡需要进行两次较大点数的傅立叶变换，其运算复杂度较高；以及当多子带滤波器组采用非临界采样时(即滤波器组原型滤波器的上采样率N大于滤波器组的子带数目)，其采用的时域滤波器组实现结构复杂度较高的技术问题，而提供一种基于滤波器组的分块传输***频域解调装置及其方法。

本发明技术方案是一种基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，包括接收机中的循环前缀去除装置，串并转换装置，Q点FFT变换装置，子带均衡子载波解映射装置，子带均衡装置，K点的逆正交变换装置和并/串转换装置，其特点是：还包括子带匹配滤波装置，能量收集装置，频偏补偿装置，D点IFFT变换装置，其中：

子带匹配滤波装置，用于对各子带均衡输出的信号矢量进行频域匹配滤波；

能量收集装置，用于对各子带频谱边缘的信号能量收集；

频偏补偿装置，用于补偿各子带的频率偏移；

D点IFFT变换装置，用于将频偏补偿后的各子带频域信号变换为时域信号。

串并转换装置，用于将输入的串行数据序列转换为并行数据序列。

并串转换装置，用于对输入的并行数据块序列进行并串转换操作或用于对IFFT变换后的各子带时域信号序列进行并串转换操作。

Q点FFT变换装置，用于对输入的并行数据序列进行Q点FFT变换。

子带均衡子载波解映射装置，用于按用户占用的各子带频谱对应的子载波数目和序号提取各子带频域均衡子载波上接收的信号矢量。

子带均衡装置，用于对经过子带均衡子载波解映射提取的各子带信号分别进行均衡。

K点逆正交变换装置，用于对输入的K个并串转换装置输出的符号序列进行K点逆正交变换。

本发明的技术方法是：一种基于滤波器组的分块传输***频域解调方法：先对接收的数据块做Q＝DxN点的DFT变换，将时域数据变换到频域；然后根据各子带占用频谱对应的均衡子载波位置和估计的各均衡子载波信道频率响应，对每个均衡子载波做单点ZF或MMMSE均衡；接着针对各占用的子带频域子载波位置，分别进行匹配滤波，能量收集和频偏补偿操作；然后采用多个D点IFFT，分别将各个子带的频域数据变换到时域，最后K点逆正交变换装置，按照发射端正交变换规则，对输入的K个并串转换装置输出的符号序列进行K点逆正交变换，完成滤波器组传输信号的解调。

本发明与基于单载波频域均衡和时域滤波器解调的接收方法相比，基于频域均衡和频域滤波器组解调的接收方法在保持相同性能的条件下，具有更低的实现复杂度。且采用频域解调的接收机复杂度小于采用时域解调的接收机复杂度，尤其是在接收端对各用户独立解调，同时各用户占用子带数目较少的情况。如占用28子带(满子带)时，频域解调的实乘数约为时域解调的二分之一；而当占用1个子带时，频域解调的实乘数只有时域解调的三分之一。

附图说明

图1是基于时域循环结构多子带滤波器组的频分多址***的发射机的框图；

图2是基于多子带滤波器组实现的频分多址***的接收机的框图；

图3是循环数据成块操作示意图；

图4是数据块能量收集操作示意图；

图5是1个子带时DFT-S-GMC***比特误码率性能图；

图6是6个子带时DFT-S-GMC***比特误码率性能图。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

本发明一种基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，用于基于时域循环结构多子带滤波器组的频分多址***的发射机和基于多子带滤波器组实现的频分多址***的接收机。

图1示出一种基于时域循环结构多子带滤波器组的频分多址***的发射机的框图。其中包括一个数据块分割装置10、一个串并转换装置11、一个K点的正交变换装置12，一个子带映射装置13、一个M点的逆滤波器组变换(IFBT)装置14、一个移位累加装置15，一个循环数据成块装置16和一个循环前缀添加装置17。

假定{a_n，n＝0，1，2....}为输入到发射机的数据块分割装置10的串行已调制符号序列；数据块分割装置10，用于将符号已调制串行符号数据序列{a_n，n＝0，1，2...}，分割为串行符号数据块序列{b_k，k＝0，1，2...，D-1}，这里，b_k表示一个元素数量等于K的行向量，其中D为其后移位累加装置15中叠加的IFBT符号数目，K为其后FFT变换装置12中FFT变换的点数。由于发射装置对输入的每个串行数据块的操作是相同而且是独立的，因此在其后的方案描述中仅描述发射及接收装置对一个串行数据块的操作。

串并转换装置11，用于将串行符号数据块序列{b_k，k＝0，1，2...，D-1}中每个数据块进行串并转换操作，以形成D个并行符号数据块{c_k，k＝0，1，...，D-1}，这里，{c_k(n′)}表示一个元素数量和FFT变换大小K一样的列向量；

正交变换装置12，用于对输入的每个并行符号数据块{c_k，k＝0，1，...，D-1}进行K点正交变换。这里，正交变换包括离散傅立叶变换(DFT)，沃尔什-哈达码(WH)变换，或恒等变换(即变换输出信号矢量与输入信号矢量恒等)。优选地，采用K点DFT变换。经过DFT变换模块，输入并行的数据块序列{c_k，k＝0，1，...，D-1}变换成相应的数据块序列{d_k，k＝0，1，...，D-1}，相互之间的关系服从 $d_k\left(m^{\′}\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{n^{\′}=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k\left(n^{\′}\right)\exp (j2\mathrm{\π}{m}^{\′}{n}^{\′}/K),$ m′＝0，L，K-1，k＝0，1，...，D-1，这里，{d_k(m′)}也表示一个元素数量和正交变换大小一样的列向量。正交变换大小K等于传输所需子带数目，并且可根据通信***所需传输速率进行自适应调整。

子带映射装置13，用于将经过正交变换输出的数据块d_k中的每个元素分别映射到相应的子带上进行传输，对于没有数据映射的子带传输0。映射的方式可以是连续映射方式，即将数据块中的各元素映射到频谱上频率连续排列的多个子带上，也可以是离散映射方式，即将数据块中的各元素映射到频谱上频率间隔排列的多个子带上。经过子带映射装置，输入并行的数据块序列{d_k，k＝0，1，...，D-1}变换成相应的数据块序列{e_k，k＝0，1，...，D-1}，{e_k(m)}也表示一个元素数量为M的列向量，其中M为多子带滤波器组总的子带数目。IFBT(逆滤波器组变换)装置14，用于输入的每个并行符号数据块序列{e_k，k＝0，1，...，D-1}进行M点的IFBT变换。经过IFBT变换模块，输入并行的数据块序列变换成相应的数据块序列{g_k，k＝0，1，...，D-1}，相互之间的关系服从 $g_k\left(n\right)=f_p\left(n\right)\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}_k\left(m\right)\exp (j2\mathrm{\πmn}/M),$ n＝0，L，k-1，k＝0，1，...，D-1。其中{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}为滤波器组原型滤波器系数(亦即冲激响应)，其中L为滤波器长度，其频率响应为单子带低通滤波器频率响应。该滤波器满足移位正交条件： $\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(n\right)f_p^{*}(n-\mathrm{kN})=\mathrm{\δ}\left(k\right),$ N为滤波器移位正交间隔，亦即上采样率。这里{g_k(n)}表示为块长为L的串行数据块。

移位累加装置15，用于将并串转换输出的数据块序列按多相滤波器对应的原型滤波器的移位正交间隔N进行移位叠加。具体地，在k时刻，将k-1时刻波形合成装置生成的长度为L的数据序列的前N点数据发送出去，再取剩余的L-N点数据，在尾部添N个零后，与k时刻并串转换输出的L点数据块{g_k(n)，n＝0，1，2...，L-1}相加，构成新的L点数据序列；而k+1时刻又将该新生成的L点序列的前N点数据发送出去，再取剩余的L-N点数据，在尾部添N个零后，与k+1时刻并串转换输出的L点数据块{g_k+1(n)，n＝0，1，2...，L-1}相加，构成更新的数据序列。如此周而复始。经过移位累加装置，输入串行的数据块序列变换成相应的数据块序列{s(n)，n＝0，1，2...，E-1}。并且相互之间的关系服从 $s\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_k(n-\mathrm{kN})=\underset{k=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}_k\left(m\right)f_p(n-\mathrm{kN})\exp (j2\mathrm{\πm}(n-\mathrm{kN})/M).$ 显然，序列s(n)的长度为E＝(D-1)×N+L，其中L为原型滤波器长度，N为原型滤波器移位正交间隔；循环数据成块装置16，用于对经过波形合成后的数据序列进行缓存，截断分块和波形首尾循环叠加操作，其操作如图3所示。首先，缓存长度为E的波形合成后输出序列。然后将缓存的长度为E的数据序列分割为长度分别为F1，Q和F2的三段数据块，使得E＝F1+Q+F2。优选地，Q＝D×N。选择D和N，使得Q≥F1+F2。最后将分成的三段数据块首尾循环叠加，即将截取的前F1点数据与截取的Q点数据块的最后F1点数据叠加，同时，将截取的后F2点数据与截取的Q点数据块的前F2点数据叠加，形成长度为Q的循环波形序列{s(n)，n＝0，1，...，Q-1}由于Q为每个数据块中复用的IFBT符号数目D的整数倍，序列{s(n)}为一首尾连续的循环序列。事实上，输出序列可以表示为 $s\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_k{\left((n-\mathrm{kN}+F1)\right)}_Q,n=\mathrm{0,1},...,Q-1,$ ((·))_Q表示取模Q运算。循环前缀添加装置17，用于在循环波形序列的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，用于减少信道间干扰(优选地，该保护间隔的长度应大于信道最大时延扩展长度)。优选地，保护间隔添加装置可采用循环前缀(CP)添加装置，也即将所述数据块尾部的一部分复制到其的前端，形成最终的带CP的数据块符号。经过循环前缀添加装置，输入数据序列{s(n)，n＝0，1，...，Q-1}变换成完整的数据块符号序列{t(n)，n＝0，1，...，P-1}，其中，P＝Q+C，C为循环前缀长度。

图2示出一种基于多子带滤波器组实现的频分多址***的接收机的框图。其中包括一个循环前缀去除装置30，一个串并转换装置31，一个Q点FFT变换装置32，一个子带均衡子载波解映射装置33，K个子带均衡装置(为简明起见，图1中仅示出三个340，341，342)，K个子带匹配滤波装置(为简明起见，图1中仅示出三个350，351，352)，K个能量收集装置(为简明起见，图1中仅示出三个360，361，362)，K个频偏补偿装置(为简明起见，图1中仅示出三个370，371，372)，K个D点IFFT变换装置(为简明起见，图1中仅示出三个380，381，382)，K个并串转换装置(为简明起见，图1中仅示出三个390，391，392)，一个K点的逆正交变换装置40和一个并/串转换装置41。

特别地，对于通信***上行链路，图2示例的接收装置仅针对一个用户的接收信号。对于多用户接收，既可以针对每个用户分别采用一套如图2的接收装置，也可以对所有用户共用子带子载波解映射装置33之前的所有装置，而针对每个用户分别采用一套子带子载波解映射装置33之后的所有装置。

假定接收机理想同步，并且假定{r(n)，n＝0，1，...，P-1}为输入到接收机的循环前缀去除装置30的串行符号序列；

循环前缀去除装置30，用于按照发射端循环前缀添加规则，将数据块中前C个采样值舍去，形成长度为Q的串行数据序列{o(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}；

串并转换装置31，用于将输入的串行数据序列{o(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}转换为并行数据序列{p(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}；

Q点FFT变换装置32，用于对输入的并行数据序列{p(n)，n＝0，1，2，...，Q-1}进行Q点FFT变换。经过FFT变换，输入并行的数据序列变换成相应的并行数据序列{q(k)，k＝0，1，2，...，Q-1}，相互之间的关系服从 $q\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{Q}}\underset{n=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\πkn}/Q).$ 子带均衡子载波解映射装置33，用于按用户占用的各子带频谱对应的子载波数目和序号提取各子带频域均衡子载波上接收的信号矢量。各子带占用的均衡子载波数目为W_l(l＝0，L，K-1)，并且 $W_l=\frac{Q}{M},$ Q为频域均衡FFT变换点数，M为滤波器组子带总数目。

由于各子带均衡子载波数目必须为整数，因此，当Q不是M的整数倍时，亦即W为非整数时，各子带占用的均衡子载波数目可以在相邻子带之间作相应的舍入。此时各子带均衡子载波数目可以不相同，但所有子带的均衡子载波数目之和应等于Q。不失一般性，假设占用的第l个子带的均衡子载波数目为W_l(l＝0，L，K-1)，并且相应的均衡子载波序号为k_l+(0：W_l-1)，k_l为第l个子带均衡子载波偏移量。经过子带均衡子载波解映射，对于第l个子带，输出的用于频域均衡的信号矢量为t_l(k)，并且t(k)＝q(k_l+k)，k＝0，L，W_l-1。由于Q＝N×D，并且N≥M，因此W_l≥D。

子带均衡装置340，341，342，用于对经过子带均衡子载波解映射提取的各子带信号分别进行均衡。经过子带均衡，对于第l(l＝0，L，K-1)个子带，输出的频域均衡后的信号矢量为u(k)，并且u_l(k)＝t_l(k)h(k_l+k)，k＝0，L，W_l-1。其中，h(k_l+k)为第k_l+k个子载波的频域均衡系数。对于迫零(ZF)均衡， $h(k_l+k)=\frac{H^{*}(k_l+k)}{{\left|H(k_l+k)\right|}^2};$ 对于最小均方误差(MMSE)均衡， $h(k_l+k)=\frac{H^{*}(k_l+k)}{{\left|H(k_l+k)\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}.$ H(k_l+k)为第k_l+k个频域均衡子载波的信道频率响应。σ²为频域均衡子载波上的噪声方差。

子带匹配滤波装置350，351，352，用于对各子带均衡输出的信号矢量进行频域匹配滤波，即是将各子带频域均衡输出的信号矢量乘以相应子带频率响应的共轭。对于第l(l＝0，L，K-1)个子带，子带频率响应为

$G_l\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{p,l}^{\′\′}\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\π}(k_l+k)n/Q),$ k＝0，L，W_l-1，其中f_p，l″(n)＝f′_p，l((n+F1))_Q，n＝0，L，Q-1，f′_p，l(n)＝f_p(n)exp(j2πln/M)，n＝0，L，L-1，并且{f_p(n)，n＝0，1，2...，L-1}为滤波器组原型滤波器系数(亦即冲激响应)，F1为发射端循环数据成块装置16中截取的第一段数据块的长度。事实上，对于给定的***参数，各子带频率响应为常数，可以离线产生。经过子带匹配滤波装置，对于第l个子带，输出的信号矢量为u_l(k)，k＝0，L，W_l-1，并且 $u_l\left(k\right)=u_l\left(k\right)\×G_l^{*}\left(k\right),$ k＝0，L，W_l-1。

 能量收集装置360，361，362，用于对各子带频谱边缘的信号能量收集。对于第l(l＝0，L，K-1)个子带，即是将长度为W_l，具有升余弦能量分布的频域信号矢量u_l(k)，k＝0，L，W_l-1两端的能量(亦即第l个子带频谱边缘的能量)收集到长度为D(D＜W_l)，具有平坦能量分布的信号矢量v_l(k)中。优选地一种实现方法是，先将信号矢量u_l(k)分割为长度分别为D和W_l-D的首部和尾部两段序列，然后将尾部序列与首部序列中前W_l-D点序列相加，最后构成长度为D的序列v_l(k)，k＝0，L，D-1。其操作过程如图4所示。

频偏补偿装置370，371，372，用于补偿各子带的频率偏移。频偏补偿既可以在时域实现，也可以在频域实现。在时域实现，需要对时域序列乘以相位补偿序列，因此复杂度较高。而在频域实现，只需要对频域序列进行循环移位即可。具体地，对于第l(l＝0，L，K-1)个子带，将能量收集后获得的信号矢量v_l(k)，k＝0，L，D-1，向右循环移位ξ_l个数值点。其中ξ_l＝((k_l))_D，k_l为第l个子带第1个频域均衡子载波偏移量。经过频偏补偿，对于第l个子带，输出的信号矢量为u_l(k)，k＝0，L，D-1，并且v_l(k)＝v_l((k-ξ_l))_Dk＝0，L，D-1。D点IFFT变换装置380，381，382，用于将频偏补偿后的各子带频域信号v_l(k)，k＝0，L，D-1变换为时域信号。经过IFFT变换，对于第l(l＝0，L，K-1)个子带，输出的信号矢量为w_l(k′)，k′＝0，L，D-1，并且 $w_l\left(k^{\′}\right)=\frac{1}{\sqrt{D}}\underset{k=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_l\left(k\right)\exp (j2\mathrm{\πk}{k}^{\′}/D),$ k′＝0，L，D-1，这里，{W_l(k′)}表示一个元素数量为D的列向量；并串转换装置390，391和392，用于对IFFT变换后的各子带时域信号序列w_l(k′)，k′＝0，L，D-1进行并串转换操作。经过并串转换装置，对于第l(l＝0，L，K-1)个子带，输出的串行信号矢量为x_l(k′)，k′＝0，L，D-1，这里，{x_l(k′)}表示一个元素数量为D的行向量；

K点逆正交变换装置40，用于对输入的K个并串转换装置输出的符号序列x_l(k′)，k′＝0，L，D-1，按照发射端正交变换的规则，进行K点逆正交变换。对于发射端采用K点DFT变换，接收端采用K点IDFT变换，则输入的K个串行数据序列变换成D个的并行数据块序列{y_k′(n′)，k′＝0，1，...，D-1}，并且 $y_{k^{\′}}=\left(n^{\′}\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{l=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_l\left(k^{\′}\right)\exp (j2\mathrm{\π}{n}^{\′}l/K),$ n′＝0，L，K-1，k′＝0，1，...，D-1，这里，{y_k′(n′)}表示一个元素数量为K的列向量；

并串转换装置41，用于对输入的并行数据块序列{y_k′(n′)，n′＝0，L，K-1，k′＝0，1，...，D-1}中每个并行数据块分别进行并串转换操作。经过并串转换装置，输出为串行数据符号序列{z_k(n)，n＝0，L，K-1，k＝0，1，...，D-1}，用于接收端的符号解调和解码，以恢复发射的信息比特。这里，{z_k(n)}表示一个元素数量为K的行向量；

实施例：

***仿真及结果

(1)***仿真参数

***采样频率7.68MHz

子带总数目(M)：28

占用子带数目(K)：1子带/6个子带

原型滤波器：根升余弦

原型滤波器长度(L)：392

滤波器上采样率(N)：32

子带映射方式：集中映射(只针对6个子带情况)

编码方式/码率：Turbo(1/2)

调制方式：QPSK

天线配置：1发1收

信道模型：PB(3km/h)

均衡算法：MMSE频域均衡

频域均衡点数Q：512

每个数据块复用的波形符号数D：16

对比仿真***：频域解调方法和时域解调方法

(2)仿真结果

由图5和图6可见，采用1个和6个子带时，基于频域解调的DFT-S-GMC***比特误码率几乎相同，即采用频域解调没有造成***性能的损失。

(3)复杂度比较

表1时解调和频域解调复杂度比较

	时域解调	频域解调
			频域均衡	1)512点FFT 1次2)K个子带的单点频域均衡，约为K x Round(512/28)点复除3)512点IFFT 1次	1)512点FFT一次2)K个子带的单点频域均衡，约为K x Round(512/28)点复除
数据解调	1)IFBT变换16次，每次IFBT变换包括：392点实乘2次(实/虚部)28点FFT一次	1)K个子带的频域匹配滤波，约K x Round(512/28)点复乘2)K次16点IFFT变换
			DFT解扩	1)K点IFFT变换	1)K点IFFT变换
复杂度总计
			28个子带(K＝28)	实乘数＝18432+28×6×18+18432+(392×2+92×4)×16+92×4＝58688实除数＝28 ×2 ×18＝1008	实乘数＝18432+28×6×18+28×18×4+28×64×4+92×4＝31008实除数＝28 ×2 ×18＝1008
1个子带(K＝1)	实乘数＝18432+6×18+18432+(392×2+92×4)×16＝55404实除数＝2×18＝36	实乘数＝18432+6×18+18×4+64×4＝18868实除数＝2×18＝36

其中Round(.)表示四舍五入运算。一次复除等效于6次实乘和2次实除，28点的FFT等效于4次7点的FFT和7次4点的FFT，512点和4点FFT采用基2算法，7点的FFT采用WFTA算法(共9次复乘)。

由表可见，采用频域解调的接收机复杂度小于采用时域解调的接收机复杂度，尤其是在接收端(基站)对各用户独立解调，同时各用户占用子带数目较少的情况。如占用28子带(满子带)时，频域解调的实乘数约为时域解调的二分之一。而当占用1个子带时，频域解调的实乘数只有时域解调的三分之一。

Claims (9)

1.一种基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，包括接收机中的循环前缀去除装置，串并转换装置，Q点FFT变换装置，子带均衡子载波解映射装置，子带均衡装置，K点的逆正交变换装置和并/串转换装置，其特征在于，还包括子带匹配滤波装置，能量收集装置，频偏补偿装置，D点IFFT变换装置，其中：

子带匹配滤波装置，用于对各子带均衡输出的信号矢量进行频域匹配滤波；

能量收集装置，用于对各子带频谱边缘的信号能量收集；

频偏补偿装置，用于补偿各子带的频率偏移；

D点IFFT变换装置，用于将频偏补偿后的各子带频域信号变换为时域信号。

2.根据权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，其特征在于，所述串并转换装置，用于将输入的串行数据序列转换为并行数据序列。

3.根据权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，其特征在于，所述并串转换装置，用于对输入的并行数据块序列进行并串转换操作或用于对IFFT变换后的各子带时域信号序列进行并串转换操作。

4.根据权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，其特征在于，所述Q点FFT变换装置，用于对输入的并行数据序列进行Q点FFT变换。

5.根据权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，其特征在于，所述子带均衡子载波解映射装置，用于按用户占用的各子带频谱对应的子载波数目和序号提取各子带频域均衡子载波上接收的信号矢量。

6.根据权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，其特征在于，所述子带均衡装置，用于对经过子带均衡子载波解映射提取的各子带信号分别进行均衡。

7.根据权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，其特征在于，所述K点逆正交变换装置，用于按照发射端正交变换规则，对输入的K个并串转换装置输出的符号序列进行K点逆正交变换；其中发射端正交变换包括傅立叶变换(FT)，沃尔什-哈达码变换，恒等变换。

8.根据权利要求1所述的基于滤波器组的分块传输***频域解调装置，其特征在于，所述循环前缀去除装置，用于按照发射端循环前缀添加规则，将数据块中前C个采样值舍去，形成长度为Q的串行数据序列。

9.一种基于滤波器组的分块传输***频域解调方法，其特征在于：先对接收的数据块做Q＝D×N点的DFT变换，将时域数据变换到频域；然后根据各子带占用频谱对应的均衡子载波位置和估计的各均衡子载波信道频率响应，对每个均衡子载波做单点ZF或MMSE均衡；接着针对各占用的子带频域子载波位置，分别进行匹配滤波，能量收集和频偏补偿操作；然后采用多个D点IFFT，分别将各个子带的频域数据变换到时域，最后K点逆正交变换装置，按照发射端正交变换规则，对输入的K个并串转换装置输出的符号序列进行K点逆正交变换，完成滤波器组传输信号的解调。

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