CN1588936A - 具有自适应保护间隔的正交频分复用传输*** - Google Patents

Abstract

本发明的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，包括工作在时分双工模式下的发送机和接收机，发送机包括一个保护间隔控制器，接收机包括一个信道估计器。接收机的信道估计器能够对所处无线移动环境的多径时延情况进行估计，将估计出的均方根时延扩展送给保护间隔控制器，由保护间隔控制器自适应地调整发送机的正交频分复用传输符号的保护间隔，使它保持为信道均方根时延扩展的2～3倍。由于本***能根据信道的特点，动态地改变其保护间隔的长度，因此在典型的无线移动通信环境下能大幅提高***的传输速率，并且能够减小***花费在保护间隔上的能量，从而降低了移动***包括收发两端的功率消耗，增加了带宽利用率。本***结构简单，运算复杂度不高。

Description

具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***

技术领域

本发明涉及无线数字移动通信技术领域，具体涉及一种具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***。

背景技术

在无线通信中，通信信号通常要受由于多径传播引起的频率选择性衰落，窄带干扰，多普勒频移引起的时间选择性衰落等的影响。频率选择性衰落的直接后果是符号间干扰ISI(Inter Symbol Interference)。特别是对于高速无线通信，由于每个符号所持续的时间比较短，ISI就更加严重。对于传统的单载波***，为了对付频率选择性引起的ISI，通常需要级数很长的均衡器，硬件复杂度很高。现有的正交频分复用(OFDM)通过同时采用以下两种措施解决了ISI的问题。一是将高速的数据流分成N个低速的数据流，并将这些数据流调制N个正交的子载波上并行发送，由于每个子载波的带宽均小于信道的相干带宽，因此各子载波将近似经历平坦衰落；二是在每个数据符号发送之前都加上一段循环段前缀，即将每个符号的尾部若干快速反傅立叶变换(IFFT)样本提前循环发送，该段信号也称保护间隔。这样，当多径衰落引起码间干扰时，只要码间干扰持续的时间长度即信道的时延扩展不大于保护间隔的长度，就可以从所接收到的OFDM符号中提取出基本不受前后码元干扰影响的部分进行解调。

但是，在目前的OFDM***中，保护间隔的长度都是预先确定、并且在整个通信过程中一直固定不变的。这种固定不变的循环段前缀长度通常是选择应用环境中最坏情况下或者平均意义上的均方根(RMS)时延扩展来设计的，因而往往在传输符号中占了较大的比例，造成了功率资源和信道资源利用率的下降。由于无线通信信道往往是一个时变的信道，移动用户在不同时刻、不同位置和不同方向上所经历的多径衰落情况也是不断变化的，所引起的信道时延扩展也不断变化。图4是一个典型无线应用环境的时延扩展累积概率密度分布曲线，表示在一个典型环境中在用户移动的情况下信道时延扩展的分布情况，该典型曲线摘自于Rapport，T.S.的经典论文“Characterization of UHFMultipath Radio Channels in Factory Buildings，”Antennas andPropagation，IEEE Transactions on，vol.37，NO.8，pp1058-1069，Aug 1989。该曲线表明实际无线信道的时延扩展是不断变化的。

因此，在无线传输***设计和使用过程中就会出现以下两种情况：一是实际的RMS多径时延扩展比设计值大，二是实际的RMS多径时延扩展比设计值小。对于前一种情况，后果就是***存在很严重的符号间干扰，从而影响***的性能。对于后一种情况，过长的保护间隔对***来说是一种冗余，浪费了宝贵的频谱资源。因此这种静态确定的保护间隔长度对于移动无线OFDM***来说并不是最优的。

发明内容

本发明的目的是提供一种具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，该***能够对所处环境的多径时延情况进行实时估计，并根据估计出的均方根时延扩展来自适应调整正交频分复用传输符号的保护间隔，使保护间隔的长度保持为信道均方根时延扩展的2～3倍，这样当实际信道均方根时延扩展比较小时，该***能够节省用于保护间隔的信号能量和***带宽；而当均方根时延扩展较大时，又能保证***不受符号间干扰的影响，从而在保证***性能的情况下获得最优的功率和带宽利用率。

为了达到上述目的，本发明的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***包括工作在时分双工模式下的发送机和接收机，其中，发送机包括串并变换器、反快速傅立叶变换器(IFFT)、并串变换器、保护间隔控制器和发送成形滤波器：

串并变换器，用于将串行输入的数据转化为并行的数据；

反快速傅立叶变换器(IFFT)，其输入端接串并变换器的输出端及导频数据，用于将输入的并行数据及导频数据进行正交频分复用调制；

并串变换器，其输入端与反快速傅立叶变换器的输出端相连，用于将正交频分复用调制后的数据转化为串行数据；

保护间隔控制器，用于调整下一帧正交频分复用传输符号的保护间隔的长度，其输入端与并串变换器的输出端及接收机的信道估计器的输出端相连，输出端与发送成形滤波器的输入端相连；

发送成形滤波器，对来自保护间隔控制器的数据序列进行频谱成形滤波，得到基带传输信号s(t)向外发送；

接收机包括接收成形滤波器、串并变换器、快速傅立叶变换器(FFT)、信道估计器和均衡及检测器：

接收成形滤波器，对接收的基带信号r(t)进行匹配成形滤波，其输出端接串并变换器的输入端；

串并变换器，用于将串行的数据转换为并行的数据，其输出端与快速傅立叶变换器(FFT)的输入端相连；

快速傅立叶变换器(FFT)，对输入的数据进行正交频分复用的解调，其输出端分别与信道估计器的输入端和均衡及检测器的输入端相连；

信道估计器，用于从导频数据中估计出信道响应、再由信道响应估计出信道的均方根(RMS)时延扩展，其输入端与快速傅立叶变换器的输出端相连，两个输出端分别与发送机的保护间隔控制器和接收机的均衡及检测器相连；

均衡及检测器，用于对输入数据进行频域均衡后再进行判决输出，其输入端与信道估计器的输出端和快速傅立叶变换器的输出端相连。

上述接收机的信道估计器可以由矩阵运算单元、信道估计快速傅立叶变换器、时延扩展计算单元组成，矩阵运算单元的输入端与接收机的快速傅立叶变换器的输出端相连，其输出端分两路，分别与信道估计快速傅立叶变换器和时延扩展计算单元的输入端相连。

发送机的保护间隔控制器可以是将信道估计器输出的均方根时延扩展的大小转换成下一帧中每个正交频分复用传输符号的保护间隔的长度、并据此调整保护间隔的数字信号处理器或可编程门阵列。其中，所说的下一帧正交频分复用传输符号的保护间隔的长度是信道估计器输出的均方根时延扩展的2～3倍。

本***结构简单，运算复杂度不高。由于本***能根据信道的特点，动态地改变其保护间隔的长度，因此在典型的无线移动通信环境下能大幅提高***的传输速率，并且能够减小***花费在保护间隔上的能量，从而降低了移动***包括收发两端的功率消耗，增加了带宽利用率。

附图说明

图1是本发明的***结构框图；

图2是发送机传送数据的帧格式图；

图3是本***信道估计器的一种具体构成示意图；

图4是一个典型应用实例的时延扩展累积概率密度分布曲线；

图5是上述典型应用实例中的均方根时延估计的均方误差(MSE)曲线；

图6是本***和传统***的误码率比较曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

参照图1，本发明的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，包括工作在时分双工模式下的发送机和接收机，其中，发送机包括串并变换器1、反快速傅立叶变换器(IFFT)2、并串变换器3、保护间隔控制器4和发送成形滤波器5：

串并变换器1，用于将串行输入的数据转化为并行的数据；

反快速傅立叶变换器(IFFT)2，其输入端接串并变换器1的输出端及导频数据，用于将输入的并行数据及导频数据进行正交频分复用调制；

并串变换器3，其输入端与反快速傅立叶变换器2的输出端相连，用于将正交频分复用调制后的数据转化为串行数据；

保护间隔控制器4，用于根据接收机信道估计器9实时估计出的信道均方根(RMS)时延扩展的大小来调整下一帧正交频分复用传输符号的保护间隔的长度，其输入端与并串变换器3的输出端及接收机的信道估计器9的输出端相连，输出端与发送成形滤波器5的输入端相连；

发送成形滤波器5，对来自保护间隔控制器4的数据序列进行频谱成形滤波，得到基带传输信号s(t)向外发送；可以采用但不限于FIR、IIR滤波器来实现。

接收机包括接收成形滤波器6、串并变换器7、快速傅立叶变换器(FFT)8、信道估计器9和均衡及检测器10：

接收成形滤波器6，对接收的基带信号r(t)进行匹配成形滤波，其输出端接串并变换器7的输入端；

串并变换器7，完成数据信号的串行到并行变换，其输出端与快速傅立叶变换器(FFT)8的输入端相连；

快速傅立叶变换器(FFT)8，对输入的数据进行正交频分复用的解调，其输出端与信道估计器9的输入端和均衡及检测器10的输入端相连；

信道估计器9，用于从快速傅立叶变换器8的输出数据中实时估计出信道的频率响应，并将结果送至均衡及检测器10进行信道补偿和符号判决；同时还根据所获得的频率响应来计算均方根时延扩展，并将结果送至发送机的保护间隔控制器4以调整符号保护间隔；其输入端与快速傅立叶变换器8的输出端相连，两个输出端分别与发送机的保护间隔控制器4和接收机的均衡及检测器10相连；

均衡及检测器10，其输入端与信道估计器9的输出端和快速傅立叶变换器8的输出端相连，对输入数据进行频域均衡后再进行判决输出。

上述的发送机和接收机可以采用可编程门阵列或者数字信号处理器实现。例如，可编程门阵列可以采用Altera公司的APEX20K600，数字信号处理器可以采用TI公司的TMS320GLZ6416。

发送机根据图2中的帧格式发送数据帧。每个物理帧分为三个部分，分别是前导字部分，信令signal部分，以及最后的数据域部分。前导字部分用来辅助接收机完成帧捕获，时钟同步，载波恢复等对于突发***很重要的工作。信令部分用来告知对方本次发送数据的总长度及所使用的保护间隔的长度。分别占用12bit及6bit，并在后面填充0，形成一个完整的OFDM符号。为了保证信令部分的传输正确，前导字部分采用1/2的纠错编码保护，并用BPSK传输。***的采样时间为T_s。子载波数总共为N_T，其中N_D个用来传数据，N_p个为导频数据，其余N_z个子载波设为0，因此一个OFDM符号的数据域持续时间为T_sN_T。保护间隔的样点数N_g是可变的。

工作时，接收机先对基带接收信号r(t)用接收成形滤波器6进行滤波，然后采样得到数字基带信号，并将其送入到接收串并变换器7。再将其中的N_g个保护间隔去掉，这里N_g的确定分为两种情况：

1.当前符号是前导字和signal部分，则N_g的值是固定的，是***支持的最大保护间隔长度：

2.当前符号是数据，那么N_g就等于信令signal中的本帧保护间隔长度域(见图2)。

去掉保护间隔后的数据被送入到快速傅立叶变换器8完成OFDM符号的解调。然后从其中将N_p个导频数据取出送入信道估计器9，其余的N_D个数据送入到均衡及检测器10进行传统正交频分复用传输***的均衡和判决，得到信令(Signal)域和数据。

信道估计器9的作用是估计出每个子信道上的响应及RMS时延扩展。子信道响应送入到均衡及检测器10中用于对数据的均衡。而RMS时延扩展信息送到保护间隔控制器4中用于决定下次发送的保护间隔的长度。

参见图3所示的信道估计器9构成示意图。接收机将接收到的导频数据取出组成一个向量R_p＝[R(i₀)，...，R(i_p-1)]^T。将这些数据首先送入到矩阵运算单元9-1中。其作用是从这些频域的导频信号中提取出时域的多径信息 $\hat{h}=[h\left(0\right)...,h\left(N\right)].$ 变换器的系数是经过最大似然准则推导得到。根据最大似然准则得到的变换器的系数为E^-1F^H。其中：

[F]_n，k＝exp(-j2πki_n/N)，是傅立叶系数矩阵：

E＝F^HF，是傅立叶系数矩阵的自相关矩阵；而F^H表示对矩阵F取其复数共扼。

将矩阵运算单元9-1估计出的信道多径信息 $\hat{h}=[h\left(0\right)...,h\left(N\right)]$ 送到信道估计快速傅立叶变换器(FFT)9-2模块就得到每个子载波上的信道响应的值 同时将多径信息送入时延扩展计算单元9-3就可得到多径时延扩展的估计值

根据它的定义式计算得到：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{RMS}}=\sqrt{\frac{\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2{n}^2}{\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2}-{\left(\frac{\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^{2}n}{\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2}\right)}^2}$

保护间隔的长度N_g就设为

表示比x大的最小整数，这里系数2可以是2～3之间的其它数值。然后发送机根据图2所示的数据帧格式进行组帧，并依次将N_D个数据送入发送串并变换器1，同时在位置{i_n；0≤n≤N_p-1}处加上N_p个导频数据{p_n；0≤n≤Nx-1}，并加上N_z个数据0，得到N_T个发送数据。将这些数据送入到反快速傅立叶变换器(IFFT)2完成OFDM调制。反快速傅立叶变换完成后的数据送入到并串变换器3中后，变成串行的数据。保护间隔控制器4的作用是在串行的数据前加上

个保护间隔。经过加保护间隔后的数据送入到发送成型滤波器5得到基带的发送数据s(t)。

针对图4所示的典型无线应用环境，通过仿真可以得到在该典型无线应用环境下，本***能以比传统***节省0.6454dB的功率情况下，还能比传统***平均提高11.536Mb/s的传输速率。

图5显示了在上述典型无线环境下本***所使用的RMS时延扩展估计方法的均方误差图。可以看到当信噪比大于10dB时，MSE的值小于10^-2.在这种情况下，收发机就能几乎没有错误的选择应有的保护间隔的长度。

图6显示了在上述典型无线环境下本***和传统***的误比特率的比较图，图中，Δ表示本***的误码率曲线，*表示传统***的误码率曲线，可以看到本***在更低能量更高速率传输的情况下取得和传统***相近的误比特率性能。

Claims (6)

1.具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，其特征在于它包括工作在时分双工模式下的发送机和接收机，其中，发送机包括串并变换器(1)、反快速傅立叶变换器(2)、并串变换器(3)、保护间隔控制器(4)和发送成形滤波器(5)：

串并变换器(1)，用于将串行输入的数据转化为并行的数据；

反快速傅立叶变换器(2)，其输入端接串并变换器(1)的输出端及导频数据，用于将输入的并行数据及导频数据进行正交频分复用调制；

并串变换器(3)，其输入端与反快速傅立叶变换器(2)的输出端相连，用于将正交频分复用调制后的数据转化为串行数据；

保护间隔控制器(4)，用于调整下一帧正交频分复用传输符号的保护间隔的长度，其输入端与并串变换器(3)的输出端及接收机的信道估计器(9)的输出端相连，输出端与发送成形滤波器(5)的输入端相连；

发送成形滤波器(5)，对来自保护间隔控制器(4)的数据序列进行频谱成形滤波，得到基带传输信号s(t)向外发送；

接收机包括接收成形滤波器(6)、串并变换器(7)、快速傅立叶变换器(8)、信道估计器(9)和均衡及检测器(10)：

接收成形滤波器(6)，对接收的基带信号r(t)进行匹配成形滤波，其输出端接串并变换器(7)的输入端；

串并变换器(7)，用于将串行的数据转换为并行的数据，其输出端与快速傅立叶变换器(8)的输入端相连；

快速傅立叶变换器(8)，对输入的数据进行正交频分复用的解调，其输出端与信道估计器(9)的输入端和均衡及检测器(10)的输入端相连；

信道估计器(9)，用于从导频数据估计出信道响应、再由信道响应估计出信道的均方根时延扩展，其输入端与快速傅立叶变换器(8)的输出端相连，两个输出端分别与发送机的保护间隔控制器(4)和接收机的均衡及检测器(10)相连；

均衡及检测器(10)，用于对输入数据进行频域均衡后再进行判决输出，其输入端与信道估计器(9)的输出端和快速傅立叶变换器(8)的输出端相连。

2.根据权利要求1所述的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，其特征在于所说的发送机和接收机是可编程门阵列或者数字信号处理器。

3.根据权利要求1所述的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，其特征在于信道估计器(9)是由矩阵运算单元(9-1)、信道估计快速傅立叶变换器(9-2)、时延扩展计算单元(9-3)组成，矩阵运算单元(9-1)的输入端与接收机的快速傅立叶变换器(8)的输出端相连，其输出端分两路，分别与信道估计快速傅立叶变换器(9-2)和时延扩展计算单元(9-3)的输入端相连。

4.根据权利要求3所述的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，其特征在于所说的矩阵运算单元(9-1)是对输入导频数据矢量完成以傅立叶系数矩阵为因子的矩阵变换和以傅立叶系数矩阵的自相关矩阵为因子的矩阵变换以得到信道时域响应的数字信号处理器或者可编程门阵列。

5.根据权利要求3所述的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，其特征在于所说的时延扩展计算单元(9-3)是由矩阵运算单元(9-1)输出的信道时域响应估计出信道的均方根时延扩展的数字信号处理器或者可编程门阵列。

6.根据权利要求1所述的具有自适应保护间隔的正交频分复用传输***，其特征在于所说的保护间隔控制器(4)调整的下一帧正交频分复用传输符号的保护间隔的长度是信道估计器(9)输出的均方根时延扩展的2～3倍。

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