CN108270713B - 一种多应用场景信号多址接入方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明提出一种适用于无线通信中多应用场景信号的多址接入方法(F‑BFDM)及***，在发送端，每路信号先进行FFT变化把信号配置到分配的频段上，然后进行前置滤波以便降低调制信号的功率峰均值比(PAPR)，滤波后的信号经过循环傅立叶反变化(CCIDFT)调制到子载波上，各路调制信号组合后加上循环前缀(CP)发送到信道。本发明每路信号对应于一个应用场景，***的完全重建由接收端的CCDFT完成，CCDFT由双正交滤波器组来实现。通过自由设计原型滤波器可以最大限度的降低不同应用场景信号进行多址接入时的干扰，使得每路信号之间在没有隔离带的情况下也能无干扰的接入，最大限度的提高频谱利用率。

Description

一种多应用场景信号多址接入方法及***

技术领域

本发明涉及多址接入技术，特别涉及一种滤波双正交频分多址方法(F-BFDMA)。

背景技术

多用户(多址)接入是无线通信***中不可缺少的组成部分，以LTE标准为代表的***移动通信网中，上行采用单载波频分多用户接入技术(SC-FDMA)，下行采用正交频分复用多用户接入技术(OFDMA)。但这两种多址接入技术都只适应于在单一应用场景中的多用户接入，比如传统的语音数据通信。未来移动通信发展的主要动力是物联网(IoT)和机器对机器的通信(M2M)，比如车载通信。下一代无线通信网的特点是多种应用场景(或者说多种服务)共同接入同一个网络，这些应用场景可能是高速数据通信(Gbps量级的高速通信)、传统的语音通信、IoT通信及车载通信。每一种通信都可以认为是一种应用场景，不同应用场景的信号有很大的差别。

Gbps量级的高速通信要求***具有高速传输的能力，对***的同步要求很高，但对延时不敏感，为了满足高速传输，这类应用通常具有长的信号帧和高子载波数，占用的传输频带也比较宽。IoT通信的特点是随机性、非同步、短数据、低延时及低功耗和低成本，这类通信的信号帧短，子载波数少，对载波漂移敏感。车载通信要求延时短，通信可靠性高，这类通信的信号帧短，***抗干扰强。因此，不同应用场景的调制信号具有不同的信号帧长，其子载波之间的宽度也是不同的，如果所有应用场景都采用多载波调制，那么它们的IFFT的长度也是不同的。如何把这些具有不同子载波宽度和长度的调制信号独立、无干扰地接入到***中，是目前第五代(5G)无线通信中有待解决的一个问题。现有的OFDMA和SC-FDMA已经无法使用，因为这两种方法都要求不同用户的子载波数是均匀分布的，具有相同的子载波宽度。

目前学术和工业界对5G的各种关键技术都有了广泛的研究，但对多场景多服务信号的无干扰接入仍然是一个空白，中国华为公司提出一种滤波OFDM(f-OFDM)方案,其原理是对每路信号先进行一般的OFDM调制并加前缀(CP)，然后对加CP后的OFDM调制信号进行线性滤波，滤波后的OFDM调制信号直接接入***。f-OFDM的特点是对整个OFDM调制符合进行滤波，有效地降低了每路OFDM调制信号接入时的带外泄露(OOBE)，降低了每路调制信号之间的干扰，减低了每路之间隔离带的长度，提高了***的频谱利用率。但f-OFDM存在几个问题，一是在f-OFDM中每路信号的调制继续使用OFDM调制，由于OFDM具有PAPA高，对载波漂移(CFO)敏感及带外功率谱密度衰减慢等缺点，OFDM不满足5G对调制***的要求，因为5G调制***要求具有低PAPR，低CFO敏感度及高带外功率谱密度衰减；二是由于滤波的需要，f-OFDM中的每路OFDM调制符号继续使用加CP，CP的保持大大降低了整个***的频谱利用率,这两个缺点使得f-OFDM不适合用于5G的多场景信号接入。因此有必要研究一种新的多场景信号接入技术来满足未来无线通信发展的需求，本发明正是为了满足这种要求而提出的。

发明内容

本发明针对现有技术存在的上述问题，提出一种多应用场景信号的多址接入方法即***。

本发明解决上述技术问题的技术方案是:

一种多运用场景信号多址接入方法，在发送端，对每路输入符号进行L_i(L_i＝N_iM_i)点快速傅里叶变换(FFT)和前置滤波预处理(i表示第i路信号，M_i表示第i路的子载波数，N_i表示滤波系数重叠因子)，把时域符号变换到频域符号信号进行循环卷积IDFT(CCIDFT)处理，每路输入信号的子载波数M_i可以不一样。经过CCIDF处理后的各路调制符号直接合成后加前缀发送到发送端。

在接收端，对接收信号去前缀，经均衡器去前缀后的信号，进行循环卷积DFT(CCDFT)对每路信号解调，解调后的信号进行后置滤波和快速逆向傅里叶IFFT变换得到时域信号,再对时域信号进行符号反映射，经符号反映射处理获得重建的发送端输入符号信号。

本发明的其中一个实施例包括：所述前置滤波是一个子带分析滤波器组，子带分析滤波器组用于对地i路的N_iM_i点频域符号信号进行前置滤波(为了方便描述，下面的描述中我们用NM代替N_iM_i)，前置滤波部分根据原型滤波器函数构造系数矩阵H₁，用系数矩阵H₁对NM点频域符号信号进行处理(如右乘处理等)得到NM点频域符号信号。

所述CCIDFT处理进一步包括逆向傅里叶变换处理和子带综合滤波器组处理，逆向傅里叶变换IFFT部分对NM点频域符号信号进行N次M-点IFFT变换，得到NM点输出符号信号；子带综合滤波器组用系数矩阵G₂对NM点符号信号进行处理得到NM点调制符号信号。构成系数矩阵H₁和G₂的原型函数可以不同，因为这两个系数矩阵的用途不同，H₁的目的是降低PAPR，而G₂的目的是对调制符合进行限带和整形滤波。系数矩阵G₂由CCIDFT综合滤波器组的系数通过M点循环移位得到，CCIDFT综合滤波器组系数可以自由设计和选择不受完全重建条件限制。

本发明的其中一个实施例包括：快速傅里叶变换进一步为一个NM-点快速傅里叶变换，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为滤波器组的重叠影子，N、M为大于或等于1的正整数。

本发明的其中一个实施例包括：系数矩阵H₁分别由一个有N×N个矩阵元素块的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵G₂分别由一个有N×N个矩阵元素块的矩阵循环右移M点，然后转置得到；系数矩阵H₁和G₂包括一系列子矩阵h_i和g_i，通过把原型函数系数h(n)和g(n)(0≤n≤NM-1)分为N个子块，每子块包含M点。

具体地，G₂矩阵的维数是NM×NM，由一个有M×NM个矩阵元素的矩阵块循环右移M得到大小为NM×NM的矩阵G₂，右边移出的M点移进左边的M点，移位从第一个M×NM矩阵块开始直到第N个矩阵块结束。

本发明还提出一种多运用场景信号多址接入***，该***包括：发送端和接收端，发送端包括：用于对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号的符号映射单元，用于把时域符号信号变换为频域符号信号的快速傅立叶变换FFT单元，前置滤波单元，对频域符号信号进行多载波调制换的CCIDFT处理单元，CCIDFT单元采用综合滤波器组结构。接收端包括：对接收信号去前缀、均衡处理获得符号信号的去前缀单元、均衡器，对均衡处理后的信号进行变换的CCDFT处理单元、后置滤波，用于抵消发送端前置滤波的作用，IFFT单元，用于将获得的符号信号进行快速傅立叶反变换获得发送端重建信号。

本发明的其中一个实施例包括：CCIDFT处理单元进一步包括逆向傅里叶变换处理单元、子带综合滤波处理单元，逆向傅里叶变换处理单元IFFT对符号信号进行N次M-点IFFT变换，把输入符合信号调制到子载波上，子带综合滤波处理单元对NM点调制符号信号进行进一步滤波，以提高调制信号的功率谱密度，根据原型滤波器函数构造滤波器组系数矩阵G₂，用系数矩阵G₂对NM点频域符号信号进行处理(如右乘)得到NM点滤波后的符号信号。

本发明的其中一个实施例包括：前置滤波部分根据原型滤波器函数构造系数矩阵H₁，用系数矩阵H₁对NM点频域符号信号进行右乘得到NM点滤波后的频域符号信号。

本发明的其中一个实施例包括：根据原型滤波器函数构造系数矩阵H₁包括：如原型滤波器为平方根升余弦RRC函数，原型滤波器函数系数h(n)为：

系数矩阵H₁由一个有N×N个矩阵元素块h_i(0≤i≤N-1)的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵H₁包括一系列子矩阵h_i，通过把原型函数系数h(n)(0≤n≤NM-1)分为N个子块，每子块包含M点，矩阵元素块h_i是个对角阵，h_i由第i子块的M点组成，其中，M为每个用户分到的子载波数，N表示不同应用场景的接入用户数，r表示RRC函数的滚降因子，RRC函数变量n的范围由前置滤波器的长度NM决定。原型滤波器系数矩阵H₁的大小为NM×NM，在循环移位的过程中，右边移出的M点移进左边的M点，移位从第一个M×NM矩阵块开始到第N-1个矩阵块结束,

其中，h(iM)表示第iM个系数。

本发明进一步包括：CCIDFT处理单元进一步包括逆向傅里叶变换处理单元、子带综合滤波处理单元，子带综合滤波处理单元对NM点频域符号信号进行后置整形滤波，具体为，综合滤波器系数矩阵G₂对NM点频域符号信号右乘处理得到后置滤波处理后的NM点频域符号信号，其中，综合滤波器系数矩阵G₂等于系数矩阵H₂的逆矩阵，即

矩阵G₂和H₂构成双正交矩阵，即G₂H₂＝I(I为单位矩阵)。系数矩阵H₂的结构和H₁相同，但H₂和H₁可以有不同的原型函数。

更进一步，本发明均衡器去除信道干扰的处理过程包括，接收端接收到的信号去前缀后进行FFT变换(快速傅立叶变换)到频域获得频域信号，频域信号除以信道的***函数H(k)(信道冲激响应h(n)的傅里叶变换)，经IFFT变换得到去除信道干扰的信号。

更进一步，接收端均衡器对符号信号去前缀后进行FFT变换获得频域信号，将频域信号除以信道的***函数，经IFFT变换得到去除信道干扰的信号。接收端CCDFT单元：用于把NM点去除信道干扰的符号信号还原为NM点时域符号信号，对NM点时域符号信号进行N次M-点FFT变换得到NM点频域信号，然后把NM点频域信号右乘系数矩阵G₁得到NM点信号

G₁是发送端前置滤波器H₁的逆矩阵，

由于每路信号在接入之前先要进行调制，因此调制器的选择对多址接入有关键的影响。在本发明中我们采用双正交频分复用(BFDM)来调制每路的信号，BFDM是基于滤波器组的多载波调制，保持了多载波调制***抗无线信道多径衰减的能力，同时具有非常低的PAPR值，对CFO不敏感以及非常高的带外功率谱密度衰减。也就是说BFDM既保持了OFDM的优点，同时又克服了OFDM的缺点，完全满足下一代无线通信对调制器的要求。而且BFDM使用了滤波器组结构，是对每个子带进行滤波，不仅可以降低调制符号间的干扰，同时也能降低子带间的干扰。和传统的滤波器组调制器(FBMC)不同，BFDM采用的是双正交结构，可以让发送端自由设计原型滤波器，因此可以使得带外泄露(OOBE)非常小，这样每路信号就可以直接接入而不需任何隔离带，这就大大提高了频谱利用率。

本发明提出的多场景信号接入方法无需隔离带，每路信号也不需循环前缀，和现有的方法相比，大大提高了频谱利用率。此外，本发明提出的多运用场景信号多址接入***解决了传统FBMC调制技术中不能达到完全重建的缺点，解除了完全重建条件多原型函数设计的约束，使原型函数的设计和选择得到了充分的自由度。本发明提出的多运用场景信号多址接入***比传统FBMC调制技术具有更好的性能，PAPR和单载波调制SC-FDMA接近。BFDMA多载波调制***不仅可以用于高速通信也能用于IoT和M2M通信。

附图说明

图1BFDMA多载波调制***原理结构框图；

图2原型函数h(n)和g(n)的例子；

图3原型函数h(n)的功率谱密度(PSD)比较；

图4接收端采用的置零均衡器示意图。

具体实施方式

以下以一个具体实施例说明本发明的多应用场景信号的多址接入技术。需要注意的是，此处的描述仅仅是一个具体实施例的主要过程，不应被视为是唯一的实施例，其中的各个步骤并不是必须的，整个流程及其具体步骤也并不局限于图中和上下文的描述。例如，取决于无线信道的通信质量好坏，其中有的单元并不是必须的，对于本领域的专业人员来说，在了解本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，对此***进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。显而易见地，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图将本发明应用于其它类似情景。

如图1所示为滤波双正交频分多址***(F-BFDM)中采用的BFDM多载波调制***原理结构框图，BFDM多载波调制***包括：发送端和接收端，发送端包括：符号映射单元、前置滤波、NM-点FFT变换单元、CCIDFT单元，其中，CCIDFT单元包括:子带综合滤波部分、N次M-点IFFT变换部分。接收端包括：CCDFT单元，NM-点IFFT变换单元,后置滤波，符号反映射单元。二进制比特序列s(n)经符号映射单元进行符号映射，符号映射可以用QPSK或QAM方法，经过符号映射后得到需要进行调制的复数符号信号。子带分析滤波单元对信号进行前置滤波后，送入CCIDFT变换单元进行变换，获得调制后的信号，加前缀后送入信道发送到接收端。

接收端对接收信号去前缀及均衡处理，经子带分析滤波处理后，再送入M-点FFT变换单元对其进行N次M-点FFT变换获得频域子带信号，子带信号进行后置滤波处理，然后送入NM-点IFFT变换单元得到时域信号，最后经符号反映射单元处理获得重建的发送端输入符号信号。

具体来说，对每路应用场景信号，假设用户数为N，总的子载波数为L＝NM，每个用户分到的子载波数为M，子载波信号经过符号映射单元映射后得到M个符号信号。对复数符号信号进行L点FFT变换，把时域符号信号变换到频域得到频域信号。

发送端前置滤波器的位置在NM点FFT和CCIFT之间，其在F-BFDM中起双重作用，一是利用滤波器系数的对称性降低***的PAPR值，二是把频域符号信号分到不同子带进行多载波调制。该滤波器系数具有对称性，频域符号信号被分到不同子带进行多载波调制。前置滤波器由分析滤波器器系数矩阵H₁构成，用系数矩阵H₁对NM点FFT输出频域符号信号进行右乘完成前置滤波。符号映射单元进行符号映射，获得M个时域输入符号信号，FFT变换单元对NM点时域符号信号进行FFT运算得到NM点频域符号信号。

CCIDFT变化包括分IFFT变换和滤波部部分，最优可采用如下方式，IFFT变换部分对NM点频域符号信号进行N次M-点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号。滤波部分根据原型滤波器函数构造系数矩阵G₂，用系数矩阵G₂对NM点频域符号信号进行右乘得到NM点滤波后的频域符号信号，根据原型滤波器函数构造系数矩阵G₂可采用如下方法，原型函数可以任意选取，比如平方根升余弦函数，优化设计的原型函数等本领域采用的原型函数均可。

以下以一实例说明，如原型滤波器为RRC函数(平方根升余弦函数)，则原型滤波器函数系数g(n)可表达为：

其中，M等于子载波数，r表示RRC函数的滚降因子，决定RRC函数滤波器的阻带衰减因子，RRC函数变量n的范围由前置滤波器的长度NM决定。

构造系数矩阵G₂，假设接入用户数为N，每个用户分到的子载波数为M，G₂矩阵是由一个有N×N个矩阵元素块的矩阵循环右移M得到，其中，矩阵元素块g_i(0≤i≤N-1)是个对角阵，如果把RRC原型函数系数g(n)(0≤n≤NM-1)分为N个子块(每子块包含M点)，g_i分别由第i子块的M点原型函数组成。G₂的大小为NM×NM。在循环移位的过程中，右边移出的M点移进左边的M点。移位从第一个M×NM矩阵块开始到第N-1个矩阵块结束。即，

用系数矩阵G₂对NM点频域信号X(k)进行右乘得到NM点符号信号，然后，对NM点符号信号进行N次M-点IFFT(快速傅立叶反变换)运算，得到NM点时域信号。

接收端进行与发送端相反的操作。接收端对接收到的信号首先进行去前缀处理，然后经均衡器进行均衡运算去除信道干扰，经子带分析滤波合把信号分到不同子带，M-点FFT变换单元对其进N次M-点FFT变换获得频域子带信号，然后经过后置滤波，滤波输出送入NM-点IFFT变换单元获得时域信号,经符号反映射单元处理获得发送端重建符号信号。

其中，均衡器可以采用频域置零均衡器也可以采用非置零型均衡器，可以采用盲均衡器也可以采用非盲均衡器，可以采用自适应型均衡器也可以采用非自适应型均衡器。

本发明的一个实施例是采用频域置零均衡器，频域置零均衡器将去前缀后的信号进行FFT变换到频域，然后除以信道的***函数H(k)(信道冲激响应h(n))的傅里叶变换)，最后进行IFFT(快速傅立叶反变换)变换得到去除信道干扰的信号。图4为接收端采用的置零均衡器示意图，接收端把时域符号信号变换到频域符号信号进行DFT滤波器处理。接收信号经过DFT、置零均衡器处理，再经过IDFT变换得到发送端的信号y(n)。

图2、图3给出了原型函数h(n)和g(n)的一个具体实例。图3中的调制端原型函数h(n)是采用窗口函数设计法得到的，g(n)是采用本发明给出的设计方法得到的。h(n)和g(n)具有双正交特性。

图4给出了三种原型函数的功率谱密度(PSD)比较曲线，矩形窗函数、RRC函数和优化设计的原型函数。图4表明优化设计的原型函数具有比RRC更好的PSD特性，能更好的满足***性能要求。

综上，本***，在发送端，每路信号先进行FFT变化把信号配置到分配的频段上，然后进行前置滤波以便降低调制信号的功率峰均值比(PAPR)，滤波后的信号经过循环傅立叶反变化(CCIDFT)调制到子载波上，各路调制信号组合后加上循环前缀(CP)发送到信道。每路信号对应于一个应用场景。每路信号可以有不同的子载波数和信号帧长，不同的时频分辨率。发送端采用CCIDFT，发送端不受完全重建条件的约束，允许自由设计滤波器组原型函数，最大限度满足***性能要求。***的完全重建由接收端的CCDFT完成，CCDFT由双正交滤波器组来实现。通过自由设计原型滤波器可以最大限度的降低不同应用场景信号进行多址接入时的干扰，使得每路信号之间在没有隔离带的情况下也能无干扰的接入，最大限度的提高频谱利用率。

本发明所列举的实施方式如上所述，但只是为了便于理解本发明而采用的一个案例，并非用以限定本发明。在不背离本发明思想以及实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明在实施的形式上或细节上做出各种相应的修改和变化，本发明的专利保护范围，仍以权利要求书所界定的范围为准。

如本说明书和权利要求书中所示，除非上下文明确提示例外情形，“一”、“一个”、“一种”和/或“该”等词并非特指单数，也可包括复数。一般说来，术语“包括”与“包含”仅提示包括已明确标识的步骤和元素，而这些步骤和元素不构成一个排它性的罗列，方法或者设备也可能包含其它的步骤或元素。

Claims (5)

1.一种多应用场景信号多址接入方法，其特征在于：在发送端,对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号，利用快速傅里叶FFT变换，把时域符号信号变换为频域符号信号，对频域符号信号前置滤波后进行循环卷积离散逆向傅里叶变换CCIDFT处理，发送到发送端；在接收端，对接收信号去前缀，均衡器均衡去前缀后的信号，进行CCDFT处理分成子带频域信号，对子带频域信号进行后置滤波和快速逆向傅里叶IFFT变换得到时域信号,对时域信号进行符号反映射处理获得重建的发送端输入符号信号；所述CCIDFT处理包括逆向傅里叶变换处理和子带综合滤波处理，逆向傅里叶变换IFFT部分对NM点频域符号信号进行N次M点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号，子带综合滤波处理对NM点时域复数符号信号进行综合滤波合成全带信号，根据原型滤波器函数构造系数矩阵G₂，用系数矩阵G₂对NM点时域复数符号信号进行处理得到滤波后的NM点频域符号信号；其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数；所述系数矩阵G₂由一个有N×N个矩阵元素块的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵G₂包括一系列子矩阵g_i，通过把原型滤波器函数系数g(n)分为N个子块，每子块包含M点，其中0≤n≤NM-1；矩阵g_i元素块是个对角阵，由第i子块的M点组成；

原型滤波器函数为平方根升余弦RRC函数，原型滤波器函数系数g(n)为：

其中，r表示RRC函数的滚降因子。

2.根据权利要求1所述的多应用场景信号多址接入方法，其特征在于：后置滤波包括子带分析滤波处理单元对NM点频域符号信号进行后置滤波，具体为，分析滤波器系数矩阵H₂对NM点频域符号信号右乘处理得到后置滤波处理后的NM点频域符号信号，其中，分析滤波器系数矩阵H₂等于系数矩阵G₂的逆矩阵，系数矩阵G₂和H₂构成双正交矩阵。

3.一种多应用场景信号多址接入***，其特征在于，该***包括：发送端和接收端；

发送端包括：对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号，利用快速傅里叶FFT变换，把时域符号信号变换为频域符号信号，通过CCIDFT处理单元对频域符号信号前置滤波后进行循环卷积离散逆向傅里叶变换CCIDFT处理，发送到接收端；

接收端包括：对接收信号去前缀，均衡器均衡去前缀后的信号，通过CCDFT处理单元进行CCDFT处理分成子带频域信号，对子带频域信号进行后置滤波和快速逆向傅里叶IFFT变换得到时域信号,对时域信号进行符号反映射处理获得重建的发送端输入符号信号；

所述CCIDFT处理单元进一步包括逆向傅里叶变换处理和子带综合滤波处理，逆向傅里叶变换IFFT部分对NM点频域符号信号进行N次M点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号，子带综合滤波处理对NM点时域复数符号信号进行综合滤波合成全带信号，根据原型滤波器函数构造系数矩阵G₂，用系数矩阵G₂对NM点时域复数符号信号进行处理得到滤波后的NM点频域符号信号；其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数；

所述系数矩阵G₂由一个有N×N个矩阵元素块的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵G₂包括一系列子矩阵g_i，通过把原型滤波器函数系数g(n)分为N个子块，每子块包含M点，其中0≤n≤NM-1；子矩阵g_i元素块是个对角阵，由第i子块的M点组成；

原型滤波器函数为平方根升余弦RRC函数，原型滤波器函数系数g(n)为：

其中，r表示RRC函数的滚降因子。

4.根据权利要求3所述的***，其特征在于，所述CCDFT处理单元进一步包括傅里叶变换处理单元、子带分析滤波处理单元；子带分析滤波处理单元对NM点频域符号信号进行分析滤波，根据原型滤波器函数构造分析滤波器系数矩阵H₂，用分析滤波器系数矩阵H₂对NM点频域符号信号进行处理，得到NM点时域复数符号信号；傅里叶变换处理单元对滤波输出信号进行N次M点FFT变换，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数。

5.根据权利要求4所述的***，其特征在于，分析滤波器系数矩阵H₂对NM点频域符号信号右乘处理得到NM点时域复数符号信号，其中，系数矩阵G₂等于分析滤波器系数矩阵H₂的逆矩阵，

系数矩阵G₂和H₂构成双正交矩阵。

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