CN1885844B - 基于正交复用多载波传输降低峰均比的装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种通过线性变换，如傅立叶变换(DFT)等，使得多载波传输信号中各子载波上调制信号之间的具有一定的相关性，从而降低基于滤波器组多载波正交频分时分复用发射机峰均比的装置及其方法。

Description

基于正交复用多载波传输降低峰均比的装置及其方法

技术领域

本发明涉及多载波传输技术，更具体地，涉及在基于多带滤波器组的正交复用多载波传输中降低峰均比的装置及其方法。

背景技术

近年来，无线通信***向着宽带方向迅速发展；伴随着这种发展趋势，无线通信***单信道占有的带宽越来越高，无线接收机的复杂度也持续增长，实现复杂度越来越高。同时，根据近几年的研究发现，为了有效提升***的吞吐量，频分多址技术(FDMA)和时分多址技术(TDMA)的组合多址技术将成为未来移动通信技术的主要多址技术。基于这样的技术需求，多载波调制技术受到学术界和工业界越来越多的关注，一方面，基于多载波调制技术，接收机的复杂度可以大大简化；另一方面，基于多载波技术，可以很容易地实现FDMA和TDMA的混合多址技术，非常便于***容量的优化和增强。

在目前条件下，实现多载波调制技术的手段主要有两种：一种以正交频分复用技术(OFDM)为基础进行相应的拓展，以形成多址方案；另外一种以多带滤波器组(MBFB)为基础进行相应的拓展，从而形成多址方案。

本发明的技术内容就是针对以MBFB为基础的多址方案进行的。与传统的MBFB多址方案不同的是，为了提升通信性能，抑制噪声效应，本发明采用的多址方案在每个子带中的发射机结构均采用了OFTDM结构。这样的多载波调制技术在应用过程中将不可避免的遇到PAPR问题，特别在同一终端同时采用的子带数量较大时，OFTDM的子载波数量同时较大时，PAPR问题更为严重，严重地影响了功放效率。尤其当上述 多载波调制技术应用在移动终端发射机时，将直接导致有效信号覆盖水平的降低，以及电源寿命的缩短，性能指标大大下降。为此，必须进行有效的PAPR控制，才能使这种特定的多载波调制技术走向实用。

为了降低多载波调制技术的峰均比，常用的解决方法有削波法、编码法和概率法三类方法。削波法最简单，但是当削波门限相对原信号的峰均比较低时，***的性能将明显恶化。编码法通过限制可用于传输的信号码集，即只传输幅度峰值小于某一给定阈值的码字，从而降低了传输信号的峰值。由于该类方法的编/译码复杂度相当高，因而一般只适用于子载波数目较小的多载波***。概率法主要有部分传输序列(PTS)和选择性映射(SLM)两种，该类方法是通过对多载波调制前的符号序列进行线性变换，从而使得经过多载波调制后的符号序列具有较低概率的峰值。这类方法的缺点也是计算复杂度非常高。

本发明正是为了解决现有技术中存在的上述问题而提出的。

发明内容

本发明提出一种通过线性变换，如傅立叶变换(DFT)等，使得多载波传输信号中各子载波上调制信号之间的具有一定的相关性，从而降低基于滤波器组多载波正交频分时分复用发射机峰均比的装置及其方法。

根据本发明的第一方面，提供了一种在基于多带滤波器组的多载波发射装置中用于通过多载波发射信号的方法，其包括以下步骤：将输入的符号数据序列串并转换为多路串行符号数据序列；对所述多路串行符号数据序列进行线性变换，以生成相应的多路经过线性变换的符号数据块序列；对所述每路经过线性变换的符号数据块序列进行分割，以生成多路经过分割的串行符号数据块序列；对所述每个经过分割的串行符号数据块序列进行正交复用处理，生成相应的正交复用符号序列；将相应的正交复用符号序列调制映射到相应的子信道上，其中，子信道按所对应的频率顺序排列。

根据本发明的第二方面，提供了一种基于多带滤波器组的多载波发 射装置，其包括：串并转换装置，用于将输入的符号数据序列串并转换为多路串行符号数据序列；线性变换装置，用于对所述串并转换装置输出的多路串行符号数据序列进行线性变换，以生成相应的多路经过线性变换的符号数据块序列；数据块分割装置，用于对所述每个经过线性变换的符号数据块序列进行分割，以生成多路经过分割的串行符号数据块序列；多个正交复用装置，分别用于对每路相应的经过分割的串行符号数据块序列进行正交复用处理，生成多路正交复用符号序列；成形滤波器组装置，其包括多个子滤波器，所述每个子滤波器分别对应一个子信道，其中，子信道按所对应的频率顺序排列，其中，所述每个子滤波器分别用于将一个相应的正交复用装置输出的正交复用符号序列调制映射到相应的子信道上。

根据本发明的第三方面，提供了一种在基于多带滤波器组的多载波接收装置中用于接收通过多载波所传输的信号的方法，其包括以下步骤：对输入的符号数据序列执行与发射机端的子信道映射操作相应的逆操作，以分离出多路正交复用符号数据块序列；去除在该路正交复用符号数据块序列中每一个正交复用符号数据块的保护间隔，以生成去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列；对所述去除保护间隔的每路正交复用符号数据序列进行与发射机端的正交复用操作相逆的正交解复用操作，生成相应的经过正交解复用的串行符号数据序列；对经过正交解复用的多路串行符号数据序列执行与发射机端数据分割相逆的数据合并操作，以生成一个经过数据合并的并行符号数据块序列；对所述经过数据合并的并行符号数据块序列执行与发射机端的线性变换相逆的线性逆变换，以生成一个经过线性逆变换的并行符号数据块序列；将所述经过线性逆变换的并行符号数据块序列进行串并转换，以生成一个串行符号数据序列。

根据本发明的第四方面，提供了一种用于接收通过多载波所传输的信号的在基于多带滤波器组的多载波接收装置，其包括：匹配滤波器组装置，用于对输入符号数据序列执行与发射机端的子信道映射操作相应的逆操作，以分离出多路正交复用符号数据块序列；多个保护间隔去除 装置，分别用于去除在该路正交复用符号数据块序列中每个正交复用符号数据块的保护间隔，以生成去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列；多个正交解复用装置，分别用于分别对所述每路正交复用符号数据序列进行与发射机端的正交复用操作相逆的正交解复用操作，生成多路的经过正交解复用的串行符号数据序列；数据合并装置，用于对经过正交解复用的多路串行符号数据序列执行与发射机端数据分割相逆的数据合并操作，以生成一个经过数据合并的并行符号数据块序列；线性逆变换装置，用于对所述经过数据合并的并行符号数据块序列执行与发射机端的线性变换相逆的线性逆变换，以生成一个经过线性逆变换的并行符号数据块序列；并串转换装置，用于将所述经过线性逆变换的并行符号数据块序列进行串并转换，以生成一个串行符号数据序列。

与现有技术相比，利用本发明的装置和方法，可以进一步降低在基于多带多滤波器组的通信***中的峰均比，还可抑制噪声效应。

通过以下结合附图的说明及权利要求书的内容，并且水这对本发明的更全面了解，本发明的其他目的和效果将变得更加清楚和易于理解。

附图说明

下面参照附图对本发明进行详细描述，其中相同或相似的附图标记代表相同的部件。

图1示出根据本发明一个具体实施方式的在宽带移动通信网络中用于经由拟正交多载波传输信号的无线发射机的框图；

图2示出根据本发明一个具体实施方式的图1中所示的正交复用装置的一个实例的框图；

图3示出了如图1所示无线发射机中当子带滤波器数目为16，4个正交复用装置时调制输出符号与滤波器组子载波之间的两种映射方式；

图4示出了根据图2所示的正交复用装置生成的OFTDM信号的构造示意图；

图5示出根据本发明一个具体实施方式的在宽带移动通信网络的 无线接收机中用于经由拟正交多载波传输信号的接收方法的流程图；

图6示出根据本发明一个具体实施方式的图5中所示的正交复用步骤的一个实例的流程图；

图7示出了根据本发明一个具体实施方式的在宽带移动通信网络中用于接收经由拟正交多载波传输的信号的无线接收机2的框图；

图8示出了根据本发明一个具体实施方式的图7中所示的正交解复用装置的一个实例的框图；

图9示出了根据本发明一个具体实施方式的在宽带移动通信网络的无线接收机中用于接收经由拟正交多载波传输的信号的接收方法的流程图；

图10示出了根据本发明一个具体实施方式的图9中所示的正交解复用步骤的一个实例的流程图。

图11-14示出了采用本发明的基于滤波器组多载波***峰均比互补累积分布函数(CCDF)

具体实施方式

下面参考附图，并结合具体实施例对本发明作详细描述。应当理解，本发明并不限于具体实施例。

图1示出一种根据本发明一个具体实施方式的在移动通信网络中用于经由拟正交多载波传输信号的无线发射机1的框图。其中包括一个信道编码装置10、一个符号调制装置11、一个串并转换装置12、一个线性变换装置13、一个数据块分割装置14、多个正交复用装置15(为简明起见，图1中仅示出两个正交复用装置15和15’)、一个成形滤波器组装置16、一个RF变频装置17和一个发射天线18。

需要说明的是，图1中所示出的RF变频装置和发射天线与本发明的目的并无直接关系，仅作为一个具体实施方式，在此一并进行描述。

假定{a_k，k＝0，1，2....}为输入到无线发射机的串行符号数据序列；

信道编码装置10用于采用预定的信道编码规则来对输入的串行符 号数据序列{a_k，k＝0，1，2....}信道编码，将其变换成经过信道编码的串行符号数据序列{b_k，k＝0，1，2....}，其中所述信道编码规则可以采用例如RS码和卷积码组成的级联码，Turbo码，或者LDPC码，也可以为多种技术组成的自适应编码方案，如自适应编码调制方案(AMC)；

符号编码装置11用于，例如依据Gray编码规范，将经过信道编码的串行符号数据序列映射到调制符号的点阵图上去，以生成经过符号调制的串行符号数据序列{d_k，k＝0，1，2....}，其中所选择的调制方式由***设计决定，可以确定为BPSK、QPSK、QAM调制方式中的一种，也可以为根据误码率和载扰比自适应选择的多种动态调制方式；

串并转换装置12用于将经过符号调制的串行符号数据序列{d_k，k＝0，1，2....}进行串并转换，以形成一个并行符号数据块序列{e_k，k＝0，1，2....}；

线性变换装置13用于对输入的每个并行符号数据块进线性变换，生成经过线性变换的并行符号数据块。其中，线性变换可为正交线性变换，例如由离散傅立叶(DFT)变换来实现(优选地，采用FFT算法来实现)。经过线性变换，输入的并行符号数据块序列{e_k，k＝0，1，2，L}变换成经过线性变换的并行符号数据块序列{f_k，k＝0，1，2，L}，这里，f_k也表示一个元素数量和线性变换大小一样的列向量。其中线性变换的大小应等于发射信号所占用的子带(子信道)数目与其后正交复用装置中逆傅立叶变换(IFFT)大小的乘积；

数据块分割装置14用于将经过线性变换的并行符号数据块序列分割为与其后正交复用装置中IFFT变换大小相同的并行数据块序列，每个数据块分别输出给一个相应的正交复用装置。经过数据块分割装置14，输入的并行数据块序列{f_k，k＝0，1，2，L}变换成多个相应的并行数据块序列{g_k，k＝0，1，2，L}，这里，为简化表示，g_k只是输入到一个正交复用装置的并行数据块序列，并且表示为一个元素数量和正交复用装置中IFFT变换变换大小一样的列向量；

由于每个正交复用装置对输入的一路并行符号数据块序列的处理过程是相同的，为简化分析，在此只描述正交复用装置15对相应的一路 符号数据序列的处理过程，假定数据块分割装置14的输出给正交复用装置15的一路并行符号数据块序列为{g_k，k＝0，1，2，L}。

正交复用装置15用于对一路相应的串行符号数据序列{g_k，k＝0，1，2，L}进行正交复用处理，生成一路相应的正交复用符号序列{j_k，k＝0，1，2，L}；

成形滤波器组装置16，用于将整个信道带宽分割成若干个相互正交(拟正交)的子信道，滤波器组中每个子带滤波器对应一个子信道，子信道按其对应的频率而顺序排列。这样，每个正交复用装置输出的正交复用符号数据序列被分别映射到一个子信道上。一般地，子带滤波器个数可以远大于滤波器组输入的信号路数。优选地，滤波器组的子滤波器数目为2的整数幂次方(即取2、4、8、16...)个；并且，选择正交复用装置数目，使得子滤波器数目为正交复用装置数目的整数倍；同时保证线性变换装置输出的列向量中的每个元素符号分别等间隔地映射到滤波器组的子信道上。图3示出了子带滤波器数目为16，4个正交复用装置时，调制输出符号与滤波器组子载波之间的两种映射方法。如图所示，只要保证等间隔映射，线性变换装置输出的列向量元素符号与滤波器组子滤波器之间的映射方法可以不唯一。经过信号成形滤波器组成形滤波后，所有子滤波器的输出信号线性相加，形成一路基带符号数据序列。经过信号成形滤波器装置15，输入的符号序列{j_k，k＝0，1，2，L}以及来自其它OFTDM调制输出的符号序列变换成输出波形序列{l_k，k＝0，1，2，L}；

RF变换装置17用于将基带符号序列{l_k，k＝0，1，2，L}上变频成射频信号，并经由发射天线模块18发射到无线信道中去。

需要说明的是，由于上述数据块分割装置中输出的是多个并行符号数据块序列，因此在进行随后处理的正交复用装置中，不需要串并转换装置；另外，还应该理解，信道编码装置、符号调制装置除了置于整个无线发射装置的前端，还可以放在每个正交复用装置中，但每个信道编码装置的编码规则与每个符号调制装置的调制规则必需相同。

根据本发明的一个优选实施例，正交复用装置15和15’可由传统的正交频分复用(OFDM)装置来实现，其可包括一个逆离散傅立叶变换装 置和一个保护间隔生成装置。

所述逆离散傅立叶变换装置用于对所述多个并行符号数据块序列按照生成顺序分别进行逆傅立叶变换，以生成相应的时域符号数据块序列；其中所述逆离散傅立叶变换装置可由快速离散逆傅立叶变换(IFFT)模块来实现；

所述保护间隔添加装置用于在所述每个时域符号数据块的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，以生成一个正交复用符号。

根据本发明的另一个优选实施例，正交复用装置15和15’还可采用一种正交频分时分复用装置(OFTDM)来实现，具体如图5所示。由于对数据块分割装置输出的每路并行符号数据块序列进行处理的正交复用装置都采用相同构造，下面就仅参照图5对正交复用装置15来进行详细说明：

如图5所示，当采用OFTDM技术来实现时，正交复用装置15包括一个逆离散傅立叶变换装置110、一个数据块复用装置111和一个保护间隔生成装置112。

其中，逆傅立叶(IDFT)变换装置150，优选地，可由逆快速傅立叶变换(IFFT)模块来实现，用于对输入的每个并行符号数据块进行IDFT变换，生成相应的多个时域符号数据块，其中该IDFT变换等同于对所述输入的并行数据进行正交多载波调制和合成，经过IDFT变换装置，输入并行的数据块序列{g_k，k＝0，1，2，L}变换成相应的时域数据块序列{h_k，k＝0，1，2，L}，相互之间的关系服从h_k＝IFFT(g_k)，这里，h_k也表示一个元素数量和IFFT变换大小一样的列向量；

数据块复用装置151用于将特定数目的经过IFFT变换后的时域数据块按照产生的先后次序复用成长度更长的正交频分时分复用(OFTDM)符号的数据部分。经过数据块复用，输入的数据块序列{h_k，k＝0，1，2，L}变换成OFTDM符号的数据部分的序列{i_k，k＝0，1，2，L}，这里，i_k表示一个元素数量和OFTDM符号数据部分大小一样的列向量；

保护间隔添加装置152用于在经过数据块复用后的OFTDM符号数据部分的头或尾部添加一个用于减少信道间干扰(该保护间隔的长度应 大于子信道最大时延扩展长度)的特定长度的保护间隔，以生成完整的OFTDM符号，从而生成一个OFTDM符号数据序列{j_k，k＝0，1，2，L}，这里，j_k表示一个元素数量和OFTDM符号大小一样的列向量，其构造示意图如图4所示。优选地，保护间隔为循环前缀(CP)，也即，通过复制OFTDM符号数据部分的尾部特定数量(在时域上的长度至少大于信道最大时延扩展长度)的数据到OFTDM符号数据部分的头部，以便组成完整的OFTDM符号。

优选地，图1和2所示的无线发射机1还包括一个控制装置(图中未示出)，用于执行以下功能：

1)调整所述循环前缀的长度，使其大于等于子信道时延扩展的长度；

2)调整所述逆离散傅立叶变换装置的变换矩阵的长度，使其大于等于所述循环前缀的长度；

3)根据多普勒频移的大小成反比地调整所述IFFT变换数据块的数量；

4)根据***带宽和应用场合调整滤波器组中子滤波器个数以及子滤波器的带宽根据信道带宽和信道相干带宽，调整滤波器组子载波数目；

5)根据传输速率，调整OFTDM调制装置的数目，亦即占用子信道的数目；

6)根据信道质量，调整OFTDM调制输出的符号与滤波器组子载波之间的映射方法。

图5示出一种根据本发明一个具体实施方式的在移动通信网络的无线发射机1的中用于经由拟正交多载波传输信号的发射方法的流程图。

需要说明的是，图5中所示出的RF变频步骤S17和经由发射天线发射信道的步骤S18与本发明的目的并无直接关系，仅作为一个具体实施方式，在此一并进行描述。

假定{a_k，k＝0，1，2....}为输入到无线发射机的一个串行符号数据序列；

如图所示，在步骤S10中，根据***带宽和应用场合调整滤波器 组中子滤波器个数以及子滤波器的带宽根据信道带宽和信道相干带宽，调整滤波器组子载波数目；根据传输速率，调整OFTDM调制装置的数目，亦即占用子信道的数目；根据信道质量，调整OFTDM调制输出的符号与滤波器组子载波之间的映射方法；

随后，在步骤S11中，例如依据Gray编码规范，将经过信道编码的串行符号数据序列映射到调制符号的点阵图上去，以生成经过符号调制的串行符号数据序列{d_k，k＝0，1，2....}，其中所选择的调制方式由***设计决定，可以确定为BPSK、QPSK、QAM调制方式中的一种，也可以为根据误码率和载扰比自适应选择的多种动态调制方式；

随后，在步骤S12中，将经过符号调制的串行符号数据序列{d_k，k＝0，1，2....}进行串并转换，以形成一个并行符号数据块序列{e_k，k＝0，1，2....}；

随后，在步骤S13中，对输入的每个并行符号数据块进线性变换，生成经过线性变换的并行符号数据块。其中，线性变换可为正交线性变换，例如由离散傅立叶(DFT)变换来实现(优选地，采用FFT算法来实现)。经过线性变换，输入的并行符号数据块序列{e_k，k＝0，1，2，…}变换成经过线性变换的并行符号数据块序列{f_k，k＝0，1，2，…}，这里，f_k也表示一个元素数量和线性变换大小一样的列向量。其中线性变换的大小应等于发射信号所占用的子带(子信道)数目与其后正交复用装置中逆傅立叶变换(IFFT)大小的乘积；

随后，在步骤S14中，将经过线性变换的并行符号数据块序列分割为与其后正交复用装置中IFFT变换大小相同的并行数据块序列，每个数据块分别输出，以进行随后的正交复用操作。经过步骤S14，输入的并行数据块序列{f_k，k＝0，1，2，…}变换成多个相应的并行数据块序列{g_k，k＝0，1，2，…}，这里，为简化表示，g_k只是输入到一个正交复用装置的并行数据块序列，并且表示为一个元素数量和随后的正交复用操作中IFFT变换变换大小一样的列向量；

由于下述对相应的一路串行符号数据序列的正交复用处理过程是相同的，为简化分析，在随后的步骤S15中只描述对其中一路串行符号 数据序列{g_k，k＝0，1，2，…}的正交复用处理过程；

在步骤S15中，对一路相应的串行符号数据序列{g_k，k＝0，1，2，…}进行正交复用处理，生成一路相应的正交复用符号序列{j_k，k＝0，1，2，…}；

在步骤S16中，将整个信道带宽分割成若干个相互正交(拟正交)的子信道，这样，上述每路正交复用符号数据序列被分别映射到一个子信道上，子信道按其对应的频率而顺序排列。一般地，子信道个数可以远大于映射滤波后输入的信号路数。优选地，子信道数目为2的整数幂次方(即取2、4、8、16...)个；并且，选择进行正交复用操作的符号数据序列的路数，使得子信道为正交复用的符号数据序列路数的整数倍；同时保证线性变换步骤输出的列向量中的每个元素符号分别按子信道序号等间隔地映射到子信道上。图3示例了子信道数目为16，4路进行正交复用的符号数据块序列时，正交复用符号序列与子信道之间的两种映射方法。如图所示，只要保证等间隔映射，线性变换输出的列向量元素符号与滤波器组子滤波器之间的映射方法可以不唯一。经过子信道映射滤波步骤后，输出的各路信号线性相加，形成一路基带符号数据序列{l_k，k＝0，1，2，…}；

在步骤S17中，将基带符号序列{l_k，k＝0，1，2，…}上变频成射频信号，并在步骤S18中，经由发射天线模块18发射到无线信道中去。

需要说明的是，由于上述数据块分割步骤S14中输出的是多个并行符号数据块序列，因此在进行随后处理的正交复用操作中，不需要串并转换；另外，还应该理解，信道编码步骤、符号调制步骤除了置于整个无线发射方法的前端，还可以放在每个正交复用步骤中，但每个信道编码步骤的编码规则与每个符号调制步骤的调制规则必需相同。

根据本发明的一个优选实施例，上述对经过串并转换的每路符号数据序列进行正交复用的步骤S15可通过传统的正交频分复用(OFDM)技术来实现，具体地，可包括逆离散傅立叶变换步骤和保护间隔生成步骤。

在逆离散傅立叶变换步骤中，对所述多个并行符号数据块序列按照 生成顺序分别进行逆傅立叶变换，以生成相应的时域符号数据块序列，其中，所述逆离散傅立叶变换步骤可由快速离散逆傅立叶变换(IFFT)算法来实现；

最后，在保护间隔添加步骤中，在所述每个时域符号数据块的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，以生成一个正交复用符号。

根据本发明的另一个优选实施例，上述对经过串并转换的每路符号数据序列进行正交复用的步骤S15也可通过一种正交频分时分复用(OFTDM)技术来实现，具体如图6所示，下面就仅参照图6来对这种采用OFTDM技术的步骤15进行详细说明：

在步骤S150中，对输入的每个并行符号数据块{e_k，k＝0，1，2....}进行IDFT变换(优选地，可由IFFT算法来实现)，生成相应的多个时域符号数据块，其中该IDFT变换等同于对所述输入的并行数据进行正交多载波调制和合成，经过IFFT变换，输入并行的数据块序列{g_k，k＝0，1，2，…}变换成相应的时域数据块序列{h_k，k＝0，1，2，…}，相互之间的关系服从h_k＝IFFT(g_k)，这里，h_k也表示一个元素数量和IFFT变换大小一样的列向量；，随后，进到步骤S151；

在步骤S151中，将特定数目的经过IFFT变换后的时域数据块按照产生的先后次序复用成长度更长的正交频分时分复用(OFTDM)符号的数据部分。经过数据块复用，输入的数据块序列{h_k，k＝0，1，2，…}变换成OFTDM符号的数据部分的序列{i_k，k＝0，1，2，…}，这里，i_k表示一个元素数量和OFTDM符号数据部分大小一样的列向量，随后，进到步骤S152；

在步骤S152中，在经过数据块复用后的OFTDM符号数据部分的头或尾部添加一个用于减少信道间干扰(该保护间隔的长度应大于子信道最大时延扩展长度)的特定长度的保护间隔，以生成完整的OFTDM符号，从而生成一个OFTDM符号数据序列{j_k，k＝0，1，2，L}，这里，j_k表示一个元素数量和OFTDM符号大小一样的列向量，其构造示意图如图4所示。优选地，保护间隔为循环前缀(CP)，也即，通过复制OFTDM符号数据部分的尾部特定数量(在时域上的长度至少大于信道最大时延扩展长度)的数据到OFTDM符号数据部分的头部，以便组成完整的 OFTDM符号。

优选地，图5和6所示的接收方法还包括如下控制步骤：

1)调整所述循环前缀的长度，使其大于等于子信道时延扩展的长度；

2)调整所述逆离散傅立叶变换装置的变换矩阵的长度，使其大于等于所述循环前缀的长度；

3)根据多普勒频移的大小成反比地调整所述IFFT变换数据快的数量；

4)根据***带宽和应用场合调整滤波器组中子滤波器个数以及子滤波器的带宽根据信道带宽和信道相干带宽，调整滤波器组子载波数目；

5)根据传输速率，调整OFTDM调制装置的数目，亦即占用子信道的数目；

6)根据信道质量，调整OFTDM调制输出的符号与滤波器组子载波之间的映射方法。

图7示出了根据本发明一个具体实施方式的在宽带移动通信网络中用于接收经由拟正交多载波传输的信号的无线接收机2的框图。其中，无线接收机2包括一个接收天线和RF下变频装置19、一个匹配滤波器组装置20、多个保护间隔去除装置(为简明起见，图2中仅示出两个正交解复用装置21和21’)、多个信道估计及均衡装置(为简明起见，图2中仅示出两个正交解复用装置22和22’)、多个正交解复用装置(为简明起见，图2中仅示出两个正交解复用装置23和23’)、一个数据块合并装置24、一个线性逆变换装置25、一个并串转换装置26、一个符号解码装置27和一个信道译码装置28。

需要说明的是，图7中所示出的接收天线和RF变频装置、符号解码装置与信道译码装置与本发明的目的并无直接关系，仅作为一个具体实施方式，在此一并进行描述。

其中，接收天线用于接收经由无线信道传输的来自无线发射机1的经由拟正交多载波传输的信号，并提供给RF(下)变频装置；

RF变频装置将该射频信号下变频为基带符号数据序列 {y_k，k＝0，1，2，L}给匹配滤波器组装置20；该基带信号可以是来自一个发射机的信号，也可以是来自多个发射机在空中叠加的信号。

匹配滤波器组装置20用于对所述基带符号数据序列执行与发射信号成形滤波器组装置匹配的逆操作，用于从接收信号中分离出各路各路正交复用符号数据序列。当接收的信号是来自多个发射机时，由于各子信道在一定的时间段内对于各发射机来说是独占的，因而仍然可以分离出各路正交复用符号数据序列。由于下面每个正交解复用装置对相应的一路符号序列的处理过程基本上是相同的，为简化分析，在此只描述一个正交解复用装置23的处理过程。假定匹配滤波器组输出的对应于正交解复用装置23的一路正交复用符号序列为{l_k，k＝0，1，2，…}；

保护间隔去除装置21用于去除在发射机端添加在OFTDM符号序列上的保护间隔。当保护间隔为循环前缀时，其用于去除用于吸收OFTDM符号间干扰成分的循环前缀(CP)，这个功能和传统OFDM接收算法中去除CP的处理方式，以及SC/FDE接收算法中去除CP的处理方式动机和效果等同。当接收的信号是来自多个发射机时，各发射机发射的信号可以有不同的CP长度。经过去除循环前缀，所述经过同步的串行数据序列{m_k，k＝0，1，2，…}变换成去除保护间隔的数据块序列{n_k，k＝0，1，2，…}，这里，n_k表示一个元素数量和OFTDM符号的数据部分大小一样的列向量；

信道估计及均衡装置22用于对去除保护间隔后的数据块序列{n_k，k＝0，1，2，…}进行信道估计和频域均衡，并输出经过信道估计和频域均衡后的正交复用符号数据序列{l_k，k＝0，1，2，…}；

正交解复用装置23用于对所述正交复用符号数据序列{l_k，k＝0，1，2，…}进行与发射机端的正交复用操作相逆的正交解复用操作，生成经过正交解复用的并行符号数据块序列{v_k，k＝0，1，2，…}；

数据块合并装置24用于对经过正交解复用的多路串行符号数据序列执行与发射机端数据分割相逆的数据合并操作，以生成一个经过数据合并的并行符号数据块序列；

线性逆变换装置25用于对所述经过数据合并的并行符号数据块序列执行与发射机端的线性变换相逆的线性逆变换，以生成一个经过线性 逆变换的并行符号数据块序列；

并串转换装置26用于将经过线性逆变换的并行符号数据块序列进行并串转换，以生成一个串行符号数据序列；

符号解调装置27用于依据发射机端的Gray编码规则将并串转换装置输出的串行符号数据序列解调成相应的经过符号解调的数字序列。如果即将执行的信道译码算法基于硬判决输入信息，则输出的硬信息数字序列是{0}和{1}的随机排列，否则，符号解调装置25将提供相应的基于数比特量化的软信息数字序列；

信道译码装置28用于对经过符号解码的串行符号序列进行与发射机端的信道编码操作相逆的信道译码操作，以生成经过信道编码的串行数据序列。

根据本发明的一种优选实施例，当发射机端所用的正交复用装置由传统的正交频分复用(OFDM)装置来实现时，无线接收机2中的正交解复用装置23和23’可包括：

逆离散傅立叶变换装置，用于对所述去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列中的每一个执行与发射机端的离散傅立叶变换相对应的逆离散傅立叶变换，以生成一个经过逆离散傅立叶变换的并行符号数据块序列。

优选地，所述无线发射机还包括多个同步装置，用于对经过匹配滤波器组输出的该路正交复用符号序列的时频同步。由于各子信道是拟正交的，各路信号的时频同步可以独立完成；

应该理解，上述同步装置与本发明的目的并无直接关系，在此仅作为一种优选实施方式，一并进行描述。

优选地，上述信道估计及均衡装置包括如下装置：

信道估计装置，用于在时域对相应子信道的响应进行估计，以生成相应的子信道响应估计值；

时/频转换装置，用于将所述去除间隔的正交复用数据块序列进行时频转换，以生成变换到频域的正交复用数据块序列；

频域均衡装置，用于基于相应的子信道相应估计值来在频域对所述 变换到频域的正交复用数据块序列进行信道损伤的相位和幅度补偿，以生成经过频域均衡的正交复用数据块序列；

频/时转换装置，用于对所述经过频域均衡的正交复用数据块序列进行频时变换，以生成恢复到时域的正交复用数据块序列，以提供给所述逆离散傅立叶变换装置。

根据本发明的另一个优选实施例，当发射机端的正交复用装置由正交频分时分复用(OFTDM)装置实现时，所述无线接收机2的正交解复用装置23包括一个数据块解复用装置231、一个离散傅立叶变换装置232。

数据块解复用装置236用于将所述恢复到时域的OFTDM符号数据块{p_k，k＝0，1，2，…}解复用成与无线发射机端IFFT变换矩阵大小相同的数据块序列，以生成多个符号数据块序列{r_k，k＝0，1，2，…}，这里，r_k表示一个元素数量和发射机端IFFT变换大小一样的列向量；

离散傅立叶变换装置232，例如可用与上述发射机端IFFT变换装置的变换矩阵大小一样的FFT变换装置来实现，用于对所述多个符号数据块执行与发射机端IFFT变换相逆的离散傅立叶变换，用于将输入的时域数据块重新映射到频域中去，以生成一个并行符号数据块序列{s_k，k＝0，1，2，…}，s_k表示一个元素数量和FFT变换大小一样的列向量。

优选地，所述无线发射机1还包括一个同步装置，用于对经过匹配滤波器组装置输出的该路OFTDM符号序列{l_k，k＝0，1，2，…}进行时频同步。由于各子信道是拟正交的，各路信号的时频同步可以独立完成。经过同步模块，输入的符号数据序列{l_k，k＝0，1，2，…}变换成经过同步的串行OFTDM符号数据序列{m_k，k＝0，1，2，…}。

优选地，所述信道估计及均衡装置22还包括以下装置：

信道估计装置用于在时域对子信道响应进行估计，以获得子信道响应的估计值{w_k，k＝0，1，2，…L-1}，这里，L为时域子信道响应的最大时延；

时/频转换装置用于将一定长度的去除保护间隔后的OFTDM符号数据块变换到频域中去，以便频域均衡器能够消除信道对该数据块的影响，具体地，其可通过DFT、FFT变换等算法来实现。经过时/频转换装 置，输入符号数据块序列{n_k，k＝0，1，2，…}变换成输出符号数据块序列{o_k，k＝0，1，2，…}，相互之间的关系服从o_k＝FFT(n_k)，这里，o_k表示一个元素数量和FFT变换大小一样的列向量；

频域均衡装置用于基于信道估计装置所提供的子信道响应估计值{w_k，k＝0，1，2，…L-1}来对所述变换到频域的OFTDM符号数据进行频域均衡(信道损伤的相位和幅度补偿)。具体地，如果通过单点迫零(ZF)方法来完成频域均衡，则经过单点频域均衡模块，输出OFTDM符号数据块序列{p_k，k＝0，1，2，…}和输入的OFTDM符号数据块序列{o_k，k＝0，1，2，…}之间的关系为： $p_k=\mathrm{diag}\left\{\right[\frac{1}{W_0},\frac{1}{W_1},\·\·\·,\frac{1}{W_{L-1}}\left]\right\}{o}_k,$ 这里，diag()表示对某个矢量的对角化操作， $\left[\begin{array}{c}{W}_0\\ W_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ W_{L-1}\end{array}\right]=\mathrm{FFT}\left(w\right),$ 而后者 $w=\left[\begin{array}{c}{w}_0\\ w_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ w_{L-1}\end{array}\right],$ 即信道响应列向量。

频/时变换装置用于将已经经过频域均衡的频域OFTDM符号数据序列{p_k，k＝0，1，2，…}恢复到时域中去，以便进一步处理，具体地，其可以通过IDFT，IFFT变换等算法来实现。经过时/频变换装置，输入经过频域均衡的频域OFTDM符号数据块序列{p_k，k＝0，1，2，…}被变换成时域的OFTDM符号数据块序列{q_k，k＝0，1，2，…}，这里，q_k＝FFT(p_k)，而且，p_k和q_k表示元素数量和IFFT变换大小一样的列向量；

应该理解，上述同步装置并非本发明的必要技术特征，在此仅作为一种优选实施方式，一并进行描述。

还应当理解，上述用于对子信道损伤进行补偿的信道估计装置、时/频转换装置、频域均衡装置和频/时转换装置也仅根据本发明的一种优选实施例，并非本发明的必要技术特征。

图9示出了根据本发明一个具体实施方式的在宽带移动通信网络的无线接收机2中用于接收经由拟正交多载波传输的信号的接收方法的流程图。

需要说明的是，图5中所示出的通过接收天线接收来自发射机的经由拟正交多载波传输的信号的步骤S20和将所接收的射频信号下变频为基带信号的RF下变频步骤S21与本发明的目的并无直接关系， 仅作为一个具体实施方式，在此一并进行描述。

如图9所示，在步骤S20中，通过接收天线20接收经由无线信道传输的来自无线发射机1的经由拟正交多载波传输的信号，并下变频为基带符号数据序列{y_k，k＝0，1，2，…}，随后，进到步骤S21；

在步骤S21中，对所述基带符号数据序列{y_k，k＝0，1，2，…}执行与发射信号成形滤波器组装置匹配的逆操作，用于从接收信号中分离出各路正交复用符号数据序列。当接收的信号是来自多个发射机时，由于各子信道在一定的时间段内对于各发射机来说是独占的，因而仍然可以分离出各路正交复用符号数据序列。由于下述对于分离出的每路正交复用符号数据序列所作的正交解复用操作基本上是相同的，为简化分析，在随后的步骤中只描述一个对一路正交复用符号数据序列{l_k，k＝0，1，2，…}进行正交解复用处理过程；

在步骤S22中，去除在发射机端添加在OFTDM符号序列上的保护间隔。当保护间隔为循环前缀时，其用于去除用于吸收OFTDM符号间干扰成分的循环前缀(CP)，这个功能和传统OFDM接收算法中去除CP的处理方式，以及SC/FDE接收算法中去除CP的处理方式动机和效果等同。当接收的信号是来自多个发射机时，各发射机发射的信号可以有不同的CP长度。经过去除循环前缀的步骤S231，所述经过同步的串行数据序列{m_k，k＝0，1，2，…}变换成去除保护间隔的数据块序列{n_k，k＝0，1，2，…}，这里，n_k表示一个元素数量和OFTDM符号的数据部分大小一样的列向量；

在步骤S23中，对去除保护间隔的正交复用符号数据序列{n_k，k＝0，1，2，…}进行信道估计和均衡，以生成经过频域均衡的正交符号数据序列{l_k，k＝0，1，2，…}；

在步骤S24中，对所述正交复用符号数据序列{l_k，k＝0，1，2，…}进行与发射机端的正交复用操作相逆的正交解复用操作，生成经过正交解复用的串行符号数据序列{v_k，k＝0，1，2，…}；

在步骤S25中，对经过正交解复用的多路串行符号数据序列执行与发射机端数据分割相逆的数据合并操作，以生成一个经过数据合并的并 行符号数据块序列；

随后，在步骤S26中，对所述经过数据合并的并行符号数据块序列执行与发射机端的线性变换相逆的线性逆变换，以生成一个经过线性逆变换的并行符号数据块序列；

随后，在步骤S27中，将经过线性逆变换的并行符号数据块序列进行并串转换，以生成一个串行符号数据序列；

优选地，在上述正交解复用步骤S25之后，还依据发射机端的Gray编码规则将经过并串转换输出的串行符号数据序列解调成相应的经过符号解调的数字序列。如果即将执行的信道译码算法基于硬判决输入信息，则输出的硬信息数字序列是{0}和{1}的随机排列，否则，符号解调装置25将提供相应的基于数比特量化的软信息数字序列；然后对经过符号解码的串行符号序列进行与发射机端的信道编码操作相逆的信道译码操作，以生成经过信道编码的串行数据序列。

根据本发明的一种优选实施例，当发射机端所用的正交复用操作由传统的正交频分复用(OFDM)技术来实现时，上述接收方法中的正交解复用步骤S23可包括以下步骤：

逆离散傅立叶变换步骤，用于对所述去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列中的每一个执行与发射机端的离散傅立叶变换相对应的逆离散傅立叶变换，以生成一个经过逆离散傅立叶变换的并行符号数据块序列。

优选地，上述无线接收方法还包括同步步骤，用于对经过匹配滤波器组输出的每路正交复用符号序列的时频同步。由于各子信道是拟正交的，各路信号的时频同步可以独立完成。

应该理解，上述同步步骤与本发明的目的并无直接关系，在此仅作为一种优选实施方式，一并进行描述。

优选地，所述信道估计和均衡包括以下步骤：

-信道估计步骤，用于在时域对相应子信道的响应进行估计，以生成相应的子信道响应估计值；

-时/频转换步骤，用于将所述去除间隔的正交复用数据块序列进行 时频转换，以生成变换到频域的正交复用数据块序列；

-频域均衡步骤，用于基于相应的子信道相应估计值来在频域对所述变换到频域的正交复用数据块序列进行信道损伤的相位和幅度补偿，以生成经过频域均衡的正交复用数据块序列；

-频/时转换步骤，用于对所述经过频域均衡的正交复用数据块序列进行频时变换，以生成恢复到时域的正交复用数据块序列，以进行上述逆离散傅立叶变换步骤。

根据本发明的另一个优选实施例，当发射机端的正交复用操作由正交频分时分复用(OFTDM)技术来实现时，所述正交解复用步骤S24如图10所示，包括以下步骤：

在步骤S231中，将所述恢复到时域的OFTDM符号数据块{p_k，k＝0，1，2，…}解复用成与无线发射机端IFFT变换矩阵大小相同的数据块序列，以生成多个符号数据块序列{r_k，k＝0，1，2，…}，这里，r_k表示一个元素数量和发射机端IFFT变换大小一样的列向量；

随后，在步骤S232中，对所述多个符号数据块执行与发射机端IFFT变换相逆的离散傅立叶变换(优选地，可采用FFT变换算法来实现)，用于将输入的时域数据块重新映射到频域中去，以生成并行的符号数据块序列{s_k，k＝0，1，2，…}，s_k表示一个元素数量和FFT变换大小一样的列向量。

优选地，上述无线接收方法还包括以下步骤：

-对经过子信道映射逆操作后生成的该路正交复用(在此为OFTDM)符号序列{l_k，k＝0，1，2，…}进行时频同步，以生成经过同步的串行OFTDM符号数据序列{m_k，k＝0，1，2，…}，由于各子信道是拟正交的，各路信号的时频同步可以独立完成。

优选地，上述信道估计及均衡步骤S23还包括以下步骤：

-在时域对相应的子信道响应进行估计，以获得子信道响应的估计值{w_k，k＝0，1，2，…L-1}，这里，L为时域子信道响应的最大时延；

-将一定长度的去除保护间隔后的OFTDM符号数据块变换到频域中去，以便能够对其进行频域均衡以消除信道对该数据块的影响，具 体地，其步骤可通过DFT、FFT变换等算法来实现。经过所述FFT变换，输入的符号数据块序列{n_k，k＝0，1，2，…}变换成输出的符号数据块序列{o_k，k＝0，1，2，…}，相互之间的关系服从o_k＝FFT(n_k)，这里，o_k表示一个元素数量和FFT变换大小一样的列向量；

-基于上述子信道响应估计值{w_k，k＝0，1，2，…L-1}来对所述变换到频域的OFTDM符号数据进行频域均衡(信道损伤的相位和幅度补偿)。具体地，如果通过单点迫零(ZF)方法来完成频域均衡，则经过单点频域均衡模块，输出OFTDM符号数据块序列{p_k，k＝0，1，2，…}和输入的OFTDM符号数据块序列{o_k，k＝0，1，2，…}之间的关系为：  $p_k=\mathrm{diag}\left\{\right[\frac{1}{W_0},\frac{1}{W_1},\·\·\·,\frac{1}{W_{L-1}}\left]\right\}{o}_k,$ 这里，diag()表示对某个矢量的对角化操作，  $\left[\begin{array}{c}{W}_0\\ W_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ W_{L-1}\end{array}\right]=\mathrm{FFT}\left(w\right),$ 而后者 $w=\left[\begin{array}{c}{w}_0\\ w_1\\ \·\\ \·\\ \·\\ w_{L-1}\end{array}\right],$ 即信道响应列向量；

-将已经经过频域均衡的频域OFTDM符号数据序列{p_k，k＝0，1，2，…}恢复到时域中去，以便进一步处理，具体地，其可以通过IDFT，IFFT变换等算法来实现。经过所述IFFT变换，输入经过频域均衡的频域OFTDM符号数据块序列{p_k，k＝0，1，2，…}被变换成时域的OFTDM符号数据块序列{q_k，k＝0，1，2，…}，这里，q_k＝FFT(p_k)，而且，p_k和q_k表示元素数量和IFFT变换大小一样的列向量。

应该理解，上述同步步骤与本发明的目的并无直接关系，在此仅作为一种优选实施方式，一并进行描述。

还应该理解，上述用于对子信道损伤进行补偿的信道估计及均衡步骤也仅为本发明的一种优选实施例，并非本发明的必要技术特征。

图11-14示出了采用本发明的基于滤波器组多载波***峰均比互补累积分布函数(CCDF)。其中，图11示出IFFT大小为8，OFTDM调制复用长度L为8，OFTDM调制装置数目(传输占用的子带滤波器个数)M为8，调制方式为QPSK时峰均比的互补累积分布函数；图12示出IFFT大小为8，OFTDM调制复用长度L为8，OFTDM调制装置数目(传输占用的子带滤波器个数)M为8，调制方式为16QAM时峰均比的互补累积分布函数；图13示出IFFT大小为16，OFTDM调制复 用长度L为8，OFTDM调制装置数目(传输占用的子载波数)M为8，调制方式为QPSK时峰均比的互补累积分布函数；图14示出IFFT大小为16，OFTDM调制复用长度L为8，OFTDM调制装置数目(传输占用的子载波数)M为8，调制方式为16QAM时峰均比的互补累积分布函数。

由图11和13可以看出，当采用QPSK调制时，对于直接映射的多载波***，有1％的传输符号的峰均比超过8.5dB；而在相同概率条件下，采用本发明非等间隔映射的峰均比为5.6dB，并且采用等间隔映射时峰均比只有4.5dB，这只比单载波***(采用只有一个子滤波器的传输***)的峰均比高了2dB。由图12和14可以看出，当采用16QAM调制时，在上述相同概率条件下，采用本发明非等间隔映射的峰均比比直接映射的多载波***低约2.5dB，而采用等间隔映射的峰均比又比非等间隔的峰均比低约0.5dB，并且只比单载波***高约2.5dB。

设定***仿真参数：

滤波器组基滤波器：根升余旋滤波器

滤波器组子滤波器总个数：64

FFT大小(使用的子滤波器个数)：8

调制方式：QPSK/16QAM

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解对是，本发明并不局限于上述特定的实施方式，本领域技术人员可以在所附权利要求的范围内做出各种变形或修改。

Claims (22)

1.一种在基于多带滤波器组的多载波发射装置中用于通过多载波发射信号的方法，其包括以下步骤：

将输入的符号数据序列串并转换为并行符号数据块序列；

对每个并行符号数据块进行线性变换，以生成相应的经过线性变换的符号数据块；

对每个经过线性变换的符号数据块进行分割，以生成多路经过分割的符号数据块序列；

对所述每路经过分割的符号数据块序列进行正交复用处理，生成相应的正交复用符号序列；

将相应的正交复用符号序列调制映射到相应的子信道上，其中，子信道按所对应的频率顺序排列。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述线性变换为离散傅立叶变换。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述对每路经过分割的符号数据块序列进行正交复用处理的步骤包括以下步骤：

-对所述并行符号数据块序列按照生成顺序进行逆傅立叶变换，以生成相应的时域符号数据块序列；

-在所述每个时域符号数据块的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，以生成一个正交复用符号。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对每路经过分割的符号数据块序列进行正交复用处理的步骤还包括以下步骤：

-将特定数目的所述时域符号数据块按照生成顺序复用为一个经过复用的更长的时域符号数据块；

其中，所述添加保护间隔的步骤为：在所述经过复用的更长时域符号数据块的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，以生成正交复用符号。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

所述保护间隔为所述时域符号数据块尾部的特定长度数据，作为循环前缀，被复制到所述时域符号数据块的头部。

6.根据权利要求5所述的方法，还包括以下步骤：

-调整所述循环前缀的长度，使其大于等于子信道时延扩展的长度；

-调整所述逆离散傅立叶变换装置的变换矩阵的长度，使其大于等于所述循环前缀的长度；

-根据多普勒频移的大小成反比地调整所述IFFT变换数据块的数量。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

-根据***带宽和应用场合调整滤波器组中子滤波器个数以及子滤波器的带宽根据信道带宽和信道相干带宽，调整滤波器组子载波数目；

-根据传输速率，调整正交频分时分复用OFTDM调制装置的数目，亦即占用子信道的数目；

-根据信道质量，调整正交频分时分复用OFTDM调制输出的符号与滤波器组子载波之间的映射方法。

8.一种基于多带滤波器组的多载波发射装置，其包括：

串并转换装置，用于将输入的符号数据序列串并转换为并行符号数据块序列；

线性变换装置，用于对所述串并转换装置输出的每个并行符号数据块进行线性变换，以生成相应的经过线性变换的符号数据块；

数据块分割装置，用于对所述每个经过线性变换的符号数据块进行分割，以生成多路经过分割的串行符号数据块序列；

多个正交复用装置，分别用于对每路相应的经过分割的符号数据块序列进行正交复用处理，生成多路正交复用符号序列；

成形滤波器组装置，其包括多个子带滤波器，所述每个子带滤波器分别对应一个子信道，其中，子信道按所对应的频率顺序排列，

其中，所述每个子带滤波器分别用于将一个相应的正交复用装置输出的正交复用符号序列调制映射到相应的子信道上。

9.根据权利要求8所述的多载波发射装置，其特征在于，

所述线性变换为离散傅立叶变换。

10.根据权利要求8或9所述的多载波发射装置，其特征在于，所述每个正交复用装置包括：

逆离散傅立叶变换装置，用于对所述并行符号数据块序列按照生成顺序进行逆傅立叶变换，以生成相应的时域符号数据块序列；

保护间隔添加装置，用于在所述每个时域符号数据块的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，以生成一个正交复用符号。

11.根据权利要求10所述的多载波发射装置，其特征在于，所述每个正交复用装置还包括：

数据块复用装置，用于将特定数目的所述时域符号数据块按照生成顺序复用为一个经过复用的更长的时域符号数据块；

其中，所述保护间隔添加装置还用于在所述经过复用的更长时域符号数据块的头或尾部添加一个特定长度的保护间隔，以生成正交复用符号。

12.根据权利要求11所述的多载波发射装置，其特征在于，

所述保护间隔为所述时域符号数据块尾部的特定长度数据，作为循环前缀，被复制到所述时域符号数据序列的头部。

13.根据权利要求12所述的多载波发射装置，其特征在于，还包括一个控制装置，用于执行以下功能：

-调整所述循环前缀的长度，使其大于等于子信道时延扩展的长度；

-调整所述逆离散傅立叶变换装置的变换矩阵的长度，使其大于等于所述循环前缀的长度；

-根据多普勒频移的大小成反比地调整所述IFFT变换数据块的数量。

14.根据权利要求13所述的多载波发射装置，其特征在于，所述控制装置还用于执行以下功能：

-根据***带宽和应用场合调整滤波器组中子滤波器个数以及子滤波器的带宽根据信道带宽和信道相干带宽，调整滤波器组子载波数目；

-根据传输速率，调整正交频分时分复用OFTDM调制装置的数目，亦即占用子信道的数目；

-根据信道质量，调整正交频分时分复用OFTDM调制输出的符号与滤波器组子载波之间的映射方法。

15.一种在基于多带滤波器组的多载波接收装置中用于接收通过多载波所传输的信号的方法，其包括以下步骤：

对输入的符号数据序列执行与发射机端的子信道映射操作相应的逆操作，以分离出多路正交复用符号数据块序列；

去除在该路正交复用符号数据块序列中每一个正交复用符号数据块的保护间隔，以生成去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列；

对所述每路去除保护间隔的正交复用符号数据序列进行与发射机端的正交复用操作相逆的正交解复用操作，生成相应的经过正交解复用的串行符号数据序列；

对经过正交解复用的多路串行符号数据序列执行与发射机端数据分割相逆的数据合并操作，以生成一个经过数据合并的并行符号数据块序列；

对所述经过数据合并的并行符号数据块序列执行与发射机端的线性变换相逆的线性逆变换，以生成一个经过线性逆变换的并行符号数据块序列；

将所述经过线性逆变换的并行符号数据块序列进行并串转换，以生成一个串行符号数据序列。

16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述对所述每路串行数字序列进行正交解复用处理的步骤包括以下步骤：

-对所述去除保护间隔的正交复用符号数据块序列中的每一个执行与发射机端的逆离散傅立叶变换相对应的离散傅立叶变换，以生成一个经过逆离散傅立叶变换的并行符号数据块序列。

17.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，当发射机端的正交复用操作在离散傅立叶变换操作之后还包括数据块复用操作时，所述对所述每路正交复用符号数据块序列进行正交解复用处理的步骤包括以下步骤：

-对所述去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列中的每一个进行数据块解复用，以生成经过解复用的正交复用符号数据块序列；

-对所述经过解复用的正交复用符号数据块序列中的每一个执行与发射机端的逆离散傅立叶变换相对应的离散傅立叶变换，以生成一个经过离散傅立叶变换的并行符号数据块序列。

18.根据权利要求15-17中任一项所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

-在时域对每个子信道的响应进行估计，以生成相应的子信道响应估计值；

-将所述去除间隔的正交复用数据块序列进行时频转换，以生成变换到频域的正交复用数据块序列；

-基于相应的子信道相应估计值来在频域对所述变换到频域的正交复用数据块序列进行信道损伤的相位和幅度补偿，以生成经过频域均衡的正交复用数据块序列；

-对所述经过频域均衡的正交复用数据块序列进行频时变换，以生成恢复到时域的正交复用数据块序列，以进行所述数据块解复用操作。

19.一种用于接收通过多载波所传输的信号的在基于多带滤波器组的多载波接收装置，其包括：

匹配滤波器组装置，用于对输入符号数据序列执行与发射机端的子信道映射操作相应的逆操作，以分离出多路正交复用符号数据块序列；

多个保护间隔去除装置，分别用于去除在该路正交复用符号数据块序列中每个正交复用符号数据块的保护间隔，以生成去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列；

多个正交解复用装置，分别用于分别对所述每路去除保护间隔的正交复用符号数据序列进行与发射机端的正交复用操作相逆的正交解复用操作，生成多路的经过正交解复用的串行符号数据序列；

数据合并装置，用于对经过正交解复用的多路串行符号数据序列执行与发射机端数据分割相逆的数据合并操作，以生成一个经过数据合并的并行符号数据块序列；

线性逆变换装置，用于对所述经过数据合并的并行符号数据块序列执行与发射机端的线性变换相逆的线性逆变换，以生成一个经过线性逆变换的并行符号数据块序列；

并串转换装置，用于将所述经过线性逆变换的并行符号数据块序列进行并串转换，以生成一个串行符号数据序列。

20.根据权利要求19所述的多载波接收装置，其特征在于，所述正交解复用装置包括：

离散傅立叶变换装置，用于对所述去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列中的每一个执行与发射机端的逆离散傅立叶变换相对应的离散傅立叶变换，以生成一个经过离散傅立叶变换的并行符号数据块序列。

21.根据权利要求19所述的多载波接收装置，其特征在于，还包括：

数据块解复用装置，用于对所述去除保护间隔后的正交复用符号数据块序列中的每一个进行数据块解复用，以生成经过解复用的正交复用符号数据块序列；

离散傅立叶变换装置，用于对所述经过解复用的正交复用符号数据块序列中的每一个执行与发射机端的逆离散傅立叶变换相对应的离散傅立叶变换，以生成一个经过离散傅立叶变换的并行符号数据块序列。

22.根据权利要求19-21中任一项所述的多载波接收装置，其特征在于，还包括：

信道估计装置，用于在时域对相应子信道的响应进行估计，以生成相应的子信道响应估计值；

时/频转换装置，用于将所述去除间隔的正交复用数据块序列进行时频转换，以生成变换到频域的正交复用数据块序列；

频域均衡装置，用于基于相应的子信道相应估计值来在频域对所述变换到频域的正交复用数据块序列进行信道损伤的相位和幅度补偿，以生成经过频域均衡的正交复用数据块序列；

频/时转换装置，用于对所述经过频域均衡的正交复用数据块序列进行频时变换，以生成恢复到时域的正交复用数据块序列，以提供给所述数据块解复用装置。

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