CN100542055C - 发送电路、无线通信装置以及发送电路的定时调整方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种无线通信装置的定时调整方法。在无线通信装置中，调整诸如正交调制方式的I信号和Q信号、EER方式的r信号和θ信号那样通过具有不同的延迟量的路径而得以调制后被合成的两个信号路径的延迟差，由此改善发送信号的线形性。其具有：DA变换电路，合成电路，分配电路，AD变换电路，振荡电路，第一分离电路以及比较电路，其中，上述振荡电路，根据借助于比较电路的比较结果对其输出进行控制。

Description

发送电路、无线通信装置以及发送电路的定时调整方法
技术领域
本发明涉及一种具有借助于闭环的反馈控制来调整发送信号的定时的功能的收发两用机，特别涉及一种采用EER方式来调整r(振幅)成分与θ(相位)成分的发送定时的收发两用机。
背景技术
在以便携式电话为首的、被搭载于无线通信***的基站及终端的发信机中，已开发出将发送信号分离成两个***分别进行了处理后，再次合成并发送输出的方法。作为这种方法，公知有例如，将发送信号分离成I信号和Q信号进行处理的方法、或分离成r(振幅)成分与θ(相位)成分进行处理的EER(Envelope Elimination andRestoration)方式。
但是，在这种将信号分离成两个***进行处理的情况下，若在处理电路的配置上，各处理***的信号路径长度存在差异则信号传输延迟时间上就会产生差异。另外，如果所分离的各信号的处理电路不同则在信号处理时间上就会产生差异。由此，对信号进行再次合成时的定时将会错位，信号品质就会劣化。
特别是EER方式在对r信号实施电源电压调制并对θ信号进行频率变换后，用效率较高的饱和式功率放大器(Power Amplifier)进行再次合成(非专利文献1)。由于在通信装置整体的电力消耗中，对发送信号进行放大的功率放大器的电力消耗所占的比例非常大，所以使功率放大器的高效率化就成为技术课题。由于EER方式使用了效率较高的饱和式的功率放大器，所以其被认为能够解决此课题并能够实现通信装置的小型化、低成本化和低电耗化。
但是，EER方式存在着延迟量上容易产生差异的缺陷。r成分侧的电源电压调制电路由诸如直流-直流变换器(DC-DC变换器)等构成，与此相对，θ信号侧的频率变换电路由诸如混频器等构成，由于各自使用的电路元件存在较大差异，所以在信号处理的过程中所产生的延迟就使再次合成信号时的定时错位，而使得信号品质显著劣化。
图7是表示在EER方式中r信号和θ信号的延迟使得发送信号品质劣化的原理的波形图。
如果将正弦波输入到EER方式的发信机中，则振幅成分r(θ)101变成沿x轴折返于正弦波的波形，相位成分p(θ)102变成矩形波。本来，r(θ)101的折返定时与p(θ)102的相位反转定时应该是同步的，但是，考虑到p(θ)102的定时相应滞后了τ的情况。此时，将两者进行再合成后的信号S(θ)103，相位相应在τ期间不连续地进行反转，并在错误信号u(θ)104中产生尖锐的波峰。此错误信号成分成为输出寄生信号(噪声信号)而使得信号品质劣化，所以为了得到所希望的信号品质，需要采取某种方法对r信号和θ信号的延迟差进行调整以使得两者的定时一致。
图8是说明EER方式的收发两用机的以往的定时调整方法的框图。在图8中，在r信号路径201和θ信号路径202之中、因电路元件造成的延迟较少的一方(这时，假定Δdr＞Δdθ，θ侧)的路径中***相当于延迟差Δdr-Δdθ的延迟Δdd，以使得两路径的延迟量一致。在图8中，在数字区域中***Δdd，如果Δdd是时钟周期的整数倍，则能够通过利用移位寄存器电路203等单纯地相应延迟n时钟来进行调整。
但是，通常，迟延还以不足1时钟的细小单位发生，因温度变化等的外部原因而在时间上进行变动。在非专利文献1中提出了以下方法，即：借助于对发送信号进行线性插值的数字滤波器，以1/2时钟的精度对延迟进行调整。在此结构中如图8所示，两路径的数字/模拟变换器(DAC)204、205由单一的主时钟源206(频率固定)进行驱动。
接着，说明EER以外的方式的收发两用机中使用了反馈(Fb)电路的定时调整方法的示例。
图9是表示在预失真(失真补偿)方式的发信机中，调整发送信号和反馈信号的定时的方法的框图(参照专利文献1)。
在图9中，反馈电路301，接收由功率放大器(PA)302放大后的信号，并与原来的发送信号进行比较，由此测定在包括功率放大器302的发送信号路径303中产生的非线性失真的量。然后，失真补偿系数运算部304，求出用于提供消除该非线性失真的相反特性的失真的系数，并设定在预失真部305。预失真部305，结合所设定的系数对发送信号提供非线性失真，并通过DAC306发送至频率变换电路307。
另一方面，延迟时间决定部308，为了使比较发送信号和反馈信号时的定时一致，而检测两者的延迟差，以决定移位寄存器电路309(Δd1)和可变延迟元件310(Δd2)的延迟量。Δd1309按照时钟周期的整数倍使得发送信号的定时延迟，Δd2310以1/n时钟单位使得将反馈信号变换为数字信号的模拟/数字变换器(ADC)311的相位延迟。另外，在该结构中，DAC306，由与驱动ADC311的主时钟源相同的主时钟源进行驱动，其时钟相位是固定的。
(非专利文献1)Je-Kuan Jau，“Linear Interpolation Scheme forCompensation of Path-Delay Difference in an Envelope Eliminationand Restoration Transmitter”，pp1072-1075，Proceedings of APMC2001。
(专利文献1)日本专利申请公开特开2001-189685号公报
如果采用图8所示的方法，则也能够对以不足1时钟单位所发生的延迟进行调整，但是，存在这样的问题，即：由于调整量是不连续的，所以在调整量中残存量化误差的基础上，受滤波器的群延迟特性的影响，延迟量因频率的不同而发生偏差而使信号品质劣化。虽然，也可在模拟区域中通过延迟线而***Δdd，但是，由于难以准确地使延迟量发生，因温度变化等的外部原因所导致的模拟元件的特性偏差较大，所以性能不好。另外，若使所***的延迟量不连续地进行变化，则在其瞬间就会在发送信号波形上产生不连续的变化，而担心发送信号的寄生输出特性的恶化。
在图9所示的方法中，与图8所示的方法同样地，在延迟量中残存量化误差。另外，这是用于使发送信号和反馈信号的定时一致的功能，由于不具备对发送信号的2成分之间的延迟差进行调整的功能，所以无法解决上述EER方式的课题。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种在EER方式的收发两用机中以简单的电路、且高精度地调整r信号与θ信号的延迟差的方法。另外，其目的还在于提供一种即使在EER方式以外的收发两用机中也调整诸如I信号和Q信号那样通过具有不同的延迟量的路径而得以调制后被再次合成的两个信号路径的延迟差的方法。
本发明的技术方案提供一种发送电路其特征在于，具有：DA变换电路，将从所输入的数字信号分离的两个信号或被分离后输入的两个数字信号分别变换成模拟信号；合成电路，对由上述DA变换电路所变换的上述模拟信号进行合成；分配电路，取出上述所合成的信号的一部分作为反馈信号；AD变换电路，将上述反馈信号变换成数字信号；振荡电路，向上述各DA变换电路和上述AD变换电路供给动作时钟信号；第一分离电路，将由上述AD变换电路所变换的反馈信号分离成两个信号；以及比较电路，比较上述所分离的输入信号和由上述第一分离电路所分离的反馈信号，其中，上述振荡电路，根据借助于比较电路的比较结果对其输出进行控制。
根据本发明，由于是对发送信号和反馈信号的定时的相对关系(滞后/超前)进行判断，而不是如以往的方法那样直接测定r信号与θ信号的延迟差，所以就能够以简单的结构实现比较装置。
此外，通过将时钟信号发生装置设为VCO(Voltage ControlledOscillator)，就能够连续地跟踪延迟量的变化，所以，与以往的方法相比，可以改善发送信号的输出寄生特性。
其结果就将改善EER方式的收发两用机的输出信号的品质，实现功率放大器的高效率化。另外，即使在EER方式以外的收发两用机中，也能够将控制电路的面积或电力消耗抑制得较小，并改善输出信号品质。
附图说明
图1是表示在无线通信***中使用的收发两用机的一般的***结构的框图。
图2是表示本发明第1实施方式的RF发送部403的结构的框图。
图3是表示在本发明中使用的DLL电路511、512的结构的框图。
图4是表示DLL电路的输入1和输入2的信号功率的时间变化的示例的波形图。
图5是表示本发明第2实施方式的RF发送部403的结构的框图。
图6是表示本发明第3实施方式的RF发送部403的结构的框图。
图7是表示在EER方式中r信号与θ信号的延迟差使得发送信号品质劣化的原理的波形图。
图8是表示以往的EER方式的收发两用机的结构的框图。
图9是表示以往的预失真方式的发信机的结构的框图。
具体实施方式
图1是表示无线基站的收发两用机的一般结构的框图。
收发两用机由下述部件构成，即：与公众交换电话网或分组交换数据网进行连接的接口部401；进行数字调制解调处理的基带部402；RF发送部403，将发送信号从数字信号变换成模拟信号，从基带频带向高频(RF)频带进行频率变换，并放大输出功率；由滤波器和天线收发转换开关构成的前端部404；天线405以及RF接收部406，从RF频带向基带频带进行频率变换，用滤波器变换将频带外噪声成分除去后变换成数字信号。本发明特别涉及RF发送部403的结构。
图2是表示本发明第1实施方式的RF发送部403的结构的框图。
从基带部402输入的发送信号，由rθ分离电路501分离成r(振幅)成分和θ(相位)成分，并分别用数字/模拟变换器(DAC)502、503变换成模拟信号。r信号被变换成用电源电压控制电路504对功率放大器(PA)505的电源电压进行控制的信号，被输入到功率放大器505的电源端子。其结果，功率放大器505的输出信号的包络线成为r信号的近似形状。θ信号用频率变换·放大电路506频率变换(上变频)成RF频带，并将功率进行了放大后，被输入到功率放大器505的信号输入端子。
功率放大器505的输出的一部分由分配器(耦合器等，省略图示)分配给反馈电路507。在反馈电路507中，用频率变换·衰减电路508使功率减弱后，被频率变换(下变频)成基带频带，并由模拟/数字变换器(ADC)509将其变换成数字信号。之后，反馈信号被再次用rθ分离电路501分离成r(振幅)成分和θ(相位)成分，r成分在r信号用DLL(Delay Locked Loop)电路511中与发送信号的r成分进行比较，θ成分在θ信号用DLL电路512中与发送信号的θ成分进行比较。
DLL电路511和512，通过下述的电路结构，判定发送信号的相位与反馈信号的相位哪一个超前(或者，滞后)，将振荡器(VCO)513和振荡器(VCO)514的输出相位控制在上述判断结果收敛(发送信号与反馈信号的定时一致)的方向上，其中，振荡器(VCO)513向r信号用DAC502供给时钟信号，振荡器(VCO)514向θ信号用DAC503供给时钟信号。另外，从输出频率被固定的振荡器(主时钟源)516供给反馈信号用ADC509的时钟。
此外，在r信号的路径与θ信号的路径的延迟差大于或等于1个时钟的情况下，其整数部分(在图2的示例中，相当于假定Δdr＞Δdθ，并用时钟周期去除Δdr-Δdθ时所得到的商)用移位寄存器电路515进行调整，并控制上述VCO电路513及514以对Δdr-Δdθ的剩余部分进行调整。因此，就能够提高VCO的输出信号特性(例如，C/N)，而不必扩宽VCO513及514的相位(频率)的控制范围。
另外，DAC502及503与DAC502及503的输入信号发生变化的定时无关地，根据由VCO513及514所生成的时钟信号进行动作，所以有时会在输入信号发生变化的定时取入其输入信号。此时，输入信号的各位(比特)并不只限于同时发生变化，有时因取入的定时不同将会取入错误的数据。为了防止它而在r信号路径和θ信号路径的DAC502及503的输入侧设置取样·保持电路(S/H)517及518，通过用取样·保持电路517及518对数据进行保持，就使得即便被输入DAC502及503的时钟定时发生了变化，被输入DAC502及503的数据也不会发生遗漏。
图3是表示在本发明中使用的DLL电路511及512的结构的框图。例如，在日本专利申请公开特开2003-273663号公报中公开了此电路结构。
在DLL电路511中，输入1相当于发送信号的r成分，输入2相当于反馈信号的r成分，VCO控制信号输出被连接在VCO513上。在DLL电路512中，输入1相当于发送信号的θ成分，输入2相当于反馈信号的θ成分，VCO控制信号输出被连接在VCO514上。
在DLL电路中，利用与主时钟源516同步地进行动作的移位寄存器601及602使输入信号延迟。在相关器603中，使输入1的第(n-1)个取样(图4的701)与输入2的第n个取样(图4的702)的功率值相乘，并遍及预定的区间对其结果进行积分。在相关器604中，使输入1的第(n-1)个取样(图4的701)与输入2的第(n-2)个取样(图4的703)的功率值相乘，并遍及预定区间对其结果进行积分。然后，用加法减法器605求出各自的积分结果之差，并用DAC606将该差变换成模拟信号，通过环路滤波器607输入到VCO513或514。
图4是表示输入1和输入2的信号功率的时间变化的示例的波形图。
当用加法减法器605求取各自的积分结果之差时，则取样701的值在两者上共通，若比较取样702与703则702的值较大，所以相关器603的运算结果就变大，加法减法器605的输出就成为正值。如图4所示，这意味着输入1的发送定时与输入2的发送定时相比滞后。因此，加大DLL电路511、512的输出电压(VCO控制信号的电压)，并增高VCO513及514的输出频率。由此，能够使DAC502、503取入输入1(发送信号的r信号、θ信号)的定时提前，在接近输入2(反馈信号的r信号、θ信号)的定时的方向上进行控制。
根据第1实施方式，由于根据两个VCO的输出相位对r信号的发送定时和θ信号的发送定时独立地进行控制，所以难以对相互的稳定性带来影响。另一方面，由于将同一的反馈信号的定时设成控制目标，所以结果就能够使得两者的定时一致。
此外，与以往的预先设定延迟量的方法相比而言，即使发生了因温度变化、经年变化所引起的变化也能够使得延迟量一致。
图5是表示本发明第2实施方式的RF发送部403的结构的框图。
在本实施方式中，以θ信号的发送定时为基准来调整反馈信号的定时，并以该反馈信号的定时为基准来调整r信号的定时。本实施方式的RF发送部403的定时调整电路以外的基本结构和上述第1实施方式(图2)共通。关于本实施方式之中与第1实施方式共通的部分，就省略详细的说明。
在本实施方式中，从主时钟源516供给θ信号用DAC503的时钟信号，分别从VCO513、VCO801供给r信号用DAC502及反馈信号用ADC509的时钟信号。在用ADC509对反馈信号进行了取样并使之数字化后，用取样·保持电路802对值进行保持，以使得以主时钟进行动作的rθ分离电路510不取入错误的值。
之后，用rθ分离电路510分成r(振幅)成分与θ(相位)成分，r成分在r信号用DLL电路511中与发送信号的r成分进行比较，θ成分在反馈信号用DLL电路803中与发送信号的θ成分进行比较。
DLL电路511及803，通过上述的电路结构，判定发送信号的相位和反馈信号的相位中的哪一个超前(或者，滞后)，将VCO513和VCO801的输出相位控制在上述判断结果收敛(发送信号与反馈信号的定时一致)的方向上，其中，VCO513向r信号用DAC502供给时钟信号，VCO801向反馈信号用ADC509供给时钟信号。另外，从输出频率被固定的主时钟源516供给θ信号用DAC503的时钟。
另外，与第1实施方式同样，在r信号的路径与θ信号的路径的延迟差大于或等于1个时钟的情况下，其整数部分(在图5的示例中，相当于假定Δdr＞Δdθ，并用时钟周期去除Δdr-Δdθ时所得到的商)用移位寄存器电路515进行调整，并控制上述VCO513及801以对Δdr-Δdθ的剩余部分进行调整。由此，就能够提高VCO的输出信号特性(例如，C/N)，而不必扩宽VCO513及801的相位(频率)的控制范围。
DLL电路511及803的结构与第1实施方式相同(参照图3)。在此，在DLL电路511中，输入1相当于发送信号的r成分，输入2相当于反馈信号的r成分，VCO控制信号输出连接在VCO513上。在DLL电路803中，输入1相当于发送信号的θ成分，输入2相当于反馈信号的θ成分，VCO控制信号输出连接在VCO801上。
另外，虽然在本实施方式中，如下构成，即，从主时钟源516供给θ信号用DAC503的时钟，从VCO513供给r信号用DAC502的时钟。但是也可以如下构成，即，从主时钟源516供给r信号用DAC502的时钟，从VCO513供给θ信号用DAC503的时钟。然而，一般而言，由于θ成分的变动量比r成分的变动量小，所以采用图5所示的结构能够得到比此变形例更高的稳定性。这时，对DLL511输入从发送信号分离出的θ信号和从反馈信号分离出的θ信号，对DLL803输入从发送信号分离出的r信号和从反馈信号分离出的r信号。
根据本实施方式，通过以变动量较小的θ成分为基准来调整反馈信号的定时，以提高反馈信号的解调精度。另外，由于向发送信号的一者(优选为变动量较小的θ信号)供给主时钟，所以稳定性变高。
图6是表示本发明第3实施方式的RF发送部403的结构的框图。
本实施方式是表示在EER方式以外的收发两用机中，在I信号和Q信号通过具有不同的延迟量的路径而得以调制的情况下，作为调整两个信号路径的延迟差的方法之一，本发明还能够适用于EER方式以外的发信机的情况。本实施方式的RF发送部403以外部分的结构与第1实施方式共通(参照图1)。关于本实施方式中与第1实施方式共通的部分，就省略详细的说明。
从基带部402接收到的I信号和Q信号用DAC901及902变换成模拟信号，通过滤波器903及904在正交调制器905进行正交调制后I信号和Q信号被合成并进行频率变换，被输入功率放大器906的信号输入端子。功率放大器906的输出的一部分由分配器(耦合器等，省略图示)分配给反馈电路907。在反馈电路907中，用频率变换·衰减电路908将功率减弱后，被频率变换(下变频)成基带频带，并由ADC909变换成数字信号。此反馈信号再次用IQ分离电路910进行正交解调，I成分在I信号用DLL电路911中与发送信号的I成分进行比较，Q成分在Q信号用DLL电路912中与发送信号的Q成分进行比较。
DLL电路911及912，通过上述的电路结构，判定发送信号与反馈信号中的哪一个超前(或者，滞后)，将振荡器(VCO)913和VCO914的输出相位控制在上述判断结果收敛(发送信号与反馈信号的定时一致)的方向上，其中，振荡器(VCO)913向I信号用DAC901供给时钟信号，VCO914向Q信号用DAC902供给时钟信号。另外，从输出频率被固定的振荡器(主时钟源)516供给反馈信号用ADC909的时钟。
另外，在DAC901及902的输入侧设置对各自的输入信号进行保持的取样·保持电路(S/H)。
DLL电路911及912的结构与第1实施方式相同(参照图3)。这里，在DLL电路911中，输入1相当于发送信号的I成分，输入2相当于反馈信号的I成分，VCO控制信号输出被连接在VCO913上。在DLL电路912中，输入1相当于发送信号的Q成分，输入2相当于反馈信号的Q成分，VCO控制信号输出被连接在VCO914上。
一般而言，I成分和Q成分的延迟差与EER方式中的r信号和θ信号的延迟差相比要小，根据不同的无线通信***不成为问题的情况也较多。但是，近年来，随着宽带化的实现，以64QAM(QuardratureAmplitude Modulation)为首的多值调制已得以较多利用，这样，可以认为即使在IQ调制方式中也需要进一步提高线形性，本实施方式的重要性增大。
产业上的利用可能性
本发明可利用于以便携式电话为首的无线通信***的基站或终端的收发两用机，有助于输出信号的波形品质(线形性)提高。由于随着信号品质提高，就能够采用效率较高的EER方式或饱和性较高的功率放大器，所以有助于电力消耗的降低。

Claims (12)

1.一种发送电路，其特征在于，具有：
数字/模拟变换电路，将从所输入的数字信号分离的两个信号或被分离后输入的两个数字信号分别变换成模拟信号；
合成电路，对由上述数字/模拟变换电路所变换的上述模拟信号进行合成；
分配电路，取出上述所合成的信号的一部分作为反馈信号；
模拟/数字变换电路，将上述反馈信号变换成数字信号；
振荡电路，向上述各数字/模拟变换电路和上述模拟/数字变换电路供给动作时钟信号；
第一分离电路，将由上述模拟/数字变换电路所变换的反馈信号分离成两个信号；以及
比较电路，将从所输入的数字信号分离的两个信号中的至少一个或被分离后输入的两个数字信号中的至少一个和由上述第一分离电路所分离的反馈信号进行比较，
其中，上述振荡电路，根据借助于比较电路的比较结果对其输出进行控制。
2.按照权利要求1所述的发送电路，其特征在于：
还具有第二分离电路，将被输入到上述发送电路的数字信号分离成两个信号；
其中，上述数字/模拟变换电路由第一数字/模拟变换器和第二数字/模拟变换器构成；
上述比较电路，比较由上述第二分离电路所分离的输入信号和由上述第一分离电路所分离的反馈信号，判定两信号的定时差；
上述振荡电路向上述第一数字/模拟变换器、上述第二数字/模拟变换器、上述模拟/数字变换电路供给时钟信号，以被供给到某一个的时钟信号为基准对被供给到其他两个的时钟信号进行控制，以使得上述定时差变小。
3.按照权利要求2所述的发送电路，其特征在于：
上述第二分离电路，分离上述所输入的数字信号的振幅成分和相位成分；
上述第一数字/模拟变换器，将上述振幅成分变换成模拟信号；
上述第二数字/模拟变换器，将上述相位成分变换成模拟信号；
上述合成电路由放大电路构成，该放大电路合成被变换成上述模拟信号的振幅成分和被变换成上述模拟信号的相位成分；
上述第一分离电路，分离上述反馈信号的振幅成分和相位成分；
上述比较电路，由第一比较器和第二比较器构成，其中，该第一比较器，比较由上述第二分离电路所分离的输入信号的振幅成分和由上述第一分离电路所分离的反馈信号的振幅成分，判定两信号的定时差；该第二比较器，比较由上述第二分离电路所分离的输入信号的相位成分和由上述第一分离电路所分离的反馈信号的相位成分，判定两信号的定时差；
上述振荡电路，由向上述模拟/数字变换电路供给时钟信号的基准振荡器；向上述第一数字/模拟变换器供给时钟信号的第一可变振荡器；以及向上述第二数字/模拟变换器供给时钟信号的第二可变振荡器构成；
上述第一可变振荡器的输出根据上述第一比较器的比较结果进行控制，上述第二可变振荡器的输出根据上述第二比较器的比较结果进行控制，由此使被输入上述放大电路的振幅成分与相位成分的定时匹配。
4.按照权利要求2所述的发送电路，其特征在于：
上述第二分离电路，分离上述所输入的数字信号的振幅成分和相位成分；
上述第一数字/模拟变换器，将上述振幅成分变换成模拟信号；
上述第二数字/模拟变换器，将上述相位成分变换成模拟信号；
上述合成电路由放大电路构成，该放大电路合成被变换成上述模拟信号的振幅成分和被变换成上述模拟信号的相位成分；
上述第一分离电路，分离上述反馈信号的振幅成分和相位成分；
上述比较电路，由第一比较器和第二比较器构成，其中，该第一比较器，比较由上述第二分离电路所分离的输入信号的振幅成分和由上述第一分离电路所分离的反馈信号的振幅成分，判定两信号的定时差；该第二比较器，比较由上述第二分离电路所分离的输入信号的相位成分和由上述第一分离电路所分离的反馈信号的相位成分，判定两信号的定时差；
上述振荡电路，由向上述模拟/数字变换电路供给时钟信号的第二可变振荡器；向上述第一数字/模拟变换器供给时钟信号的第一可变振荡器；以及向上述第二数字/模拟变换器供给时钟信号的基准振荡器构成；
上述第一可变振荡器的输出根据上述第一比较器的比较结果进行控制，上述第二可变振荡器的输出根据上述第二比较器的比较结果进行控制，由此使被输入上述放大电路的振幅成分与相位成分的定时匹配。
5.按照权利要求1所述的发送电路，其特征在于：
上述数字/模拟变换电路，由第一数字/模拟变换器和第二数字/模拟变换器构成，其中，该第一数字/模拟变换器将所输入的数字信号的正交成分变换成模拟信号，该第二数字/模拟变换器将所输入的数字信号的同相成分变换成模拟信号；
上述合成电路由调制电路构成，该调制电路利用被变换成上述模拟信号的正交成分和被变换成上述模拟信号的同相成分进行正交调制；
上述第一分离电路，分离上述反馈信号的正交成分和同相成分；
上述比较电路，由第一比较器和第二比较器构成，其中，该第一比较器，比较由上述模拟/数字变换电路所变换的反馈信号的正交成分和上述输入信号的正交成分，判定各信号的定时差；该第二比较器，比较由上述模拟/数字变换电路所变换的反馈信号的同相成分和上述输入信号的同相成分，判定各信号的定时差；
上述振荡电路，由向上述模拟/数字变换电路供给时钟信号的基准振荡器；向上述第一数字/模拟变换器供给时钟信号的第一可变振荡器；以及向上述第二数字/模拟变换器供给时钟信号的第二可变振荡器构成；
上述第一可变振荡器的输出根据上述第一比较器的比较结果进行控制，上述第二可变振荡器的输出根据上述第二比较器的比较结果进行控制，由此使被输入上述调制电路的正交成分与同相成分的定时匹配。
6.按照权利要求1所述的发送电路，其特征在于：
还具有数据保持电路，保持对从上述第一可变振荡器或第二可变振荡器供给了时钟信号的上述数字/模拟变换电路和/或上述模拟/数字变换电路输入输出的数字信号。
7.一种无线通信装置，其特征在于：具备权利要求1所述的发送电路。
8.一种发送电路的定时调整方法，其特征在于，包括：
第1步骤，将从所输入的数字信号分离的两个信号或被分离后输入的两个数字信号分别变换成模拟信号；
第2步骤，对在上述第1步骤中所变换的上述模拟信号进行合成；
第3步骤，取出在上述第2步骤中所合成的信号的一部分作为反馈信号；
第4步骤，将在上述第3步骤中所取出的反馈信号变换成数字信号；
第5步骤，将在上述第4步骤中被变换成数字信号的反馈信号分离成两个信号；
第6步骤，将从所输入的数字信号分离的两个信号中的至少一个或被分离后输入的两个数字信号中的至少一个和在上述第5步骤中所分离的反馈信号进行比较；以及
第7步骤，根据上述第6步骤中的比较结果，控制上述第1步骤的数字·模拟变换和/或上述第4步骤的模拟·数字变换的时钟信号。
9.按照权利要求8所述的发送电路的定时调整方法，其特征在于：
还包括第8步骤，用于将被输入到上述发送电路的数字信号分离成两个信号；
其中，上述第6步骤，比较在上述第8步骤中所分离的输入信号和在上述第5步骤中所分离的反馈信号，判定两信号的定时差；
上述第7步骤，根据上述第6步骤中的比较结果，控制上述第1步骤的数字·模拟变换和/或上述第4步骤的模拟·数字变换的时钟信号，以使得上述定时差变小。
10.按照权利要求9所述的发送电路的定时调整方法，其特征在于：
上述第8步骤，分离上述所输入的数字信号的振幅成分和相位成分；
上述第1步骤，将上述振幅成分变换成模拟信号，并且，将上述相位成分变换成模拟信号；
上述第2步骤，用放大电路合成被变换成上述模拟信号的振幅成分和被变换成上述模拟信号的相位成分；
上述第5步骤，分离上述反馈信号的振幅成分和相位成分；
上述第6步骤，比较在上述第8步骤中所分离的输入信号的振幅成分和在上述第5步骤中所分离的反馈信号的振幅成分，判定两信号的定时差，并且，比较在上述第8步骤中所分离的输入信号的相位成分和在上述第5步骤中所分离的反馈信号的相位成分，判定两信号的定时差；
上述第7步骤，根据上述第6步骤的振幅成分的比较结果，控制在将上述第2步骤中的上述振幅成分变换成模拟信号时所用的时钟信号，并根据上述第6步骤的相位成分的比较结果，控制在将上述第2步骤中的上述相位成分变换成模拟信号时所用的时钟信号，由此使被输入到上述放大电路的振幅成分与相位成分的定时匹配。
11.按照权利要求9所述的发送电路的定时调整方法，其特征在于：
上述第8步骤，分离上述所输入的数字信号的振幅成分和相位成分；
上述第1步骤，将上述振幅成分变换成模拟信号，并且，将上述相位成分变换成模拟信号；
上述第2步骤，用放大电路合成被变换成上述模拟信号的振幅成分和被变换成上述模拟信号的相位成分；
上述第5步骤，分离上述反馈信号的振幅成分和相位成分；
上述第6步骤，比较在上述第8步骤中所分离的输入信号的振幅成分和在上述第5步骤中所分离的反馈信号的振幅成分，判定两信号的定时差，并且，比较在上述第8步骤中所分离的输入信号的相位成分和在上述第5步骤中所分离的反馈信号的相位成分，判定两信号的定时差；
上述第7步骤，根据上述第6步骤的振幅成分的比较结果，控制在将上述第2步骤中的上述振幅成分变换成模拟信号时所用的时钟信号，并根据上述第6步骤的相位成分的比较结果，控制在将上述第4步骤的反馈信号变换成数字信号时所用的时钟信号，由此使被输入到上述放大电路的振幅成分与相位成分的定时匹配。
12.按照权利要求8所述的发送电路的定时调整方法，其特征在于：
上述第1步骤，将所输入的数字信号的正交成分变换成模拟信号，并且，将所输入的数字信号的同相成分变换成模拟信号；
上述第2步骤，用正交调制电路合成被变换成上述模拟信号的正交成分和被变换成上述模拟信号的同相成分；
上述第5步骤，分离上述反馈信号的正交成分和同相成分；
上述第6步骤，比较在上述第4步骤中所变换的反馈信号的正交成分和上述输入信号的正交成分，判定各信号的定时差，并且，比较在上述第4步骤中所变换的反馈信号的同相成分和上述输入信号的同相成分，判定各信号的定时差；
上述第7步骤，根据上述第6步骤的正交成分的比较结果，控制在将上述第2步骤中的上述正交成分变换成模拟信号时所用的时钟信号，并根据上述第6步骤的同相成分的比较结果，控制在将上述第2步骤中的上述同相成分变换成模拟信号时所用的时钟信号，由此使被输入到上述调制电路的正交成分与同相成分的定时匹配。
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