具体实施方式
下面,利用附图,对本发明的实施例进行详细说明。
图1表示作为本发明的一个实施例的永磁同步电动机的弱磁矢量控制装置的结构例。1为永磁同步电动机;2为输出与三相交流的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*成比例的电压的电源转换器;21为直流电源;3为可检测出三相交流电流Iu、Iv、Iw的电流检测器;4为能够检测出电动机每60°电角的位置检测值θi的磁极位置检测器;5为根据位置检测值θi,计算频率指令值ω1 *的频率运算部;6为根据位置检测值θi和频率指令值ω1 *,计算电动机的旋转相位指令θc*的相位运算部;7是根据上述三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测值Iuc、Ivc、Iwc,和旋转相位指令θc*,输出d轴和q轴的电流检测值Idc、Iqc的坐标变换部;8是根据弱磁区中的输出电压指令值V1 * ref和输出电压值V1 *的偏差,计算第一d轴电流指令值Id*的弱磁指令运算部;9是根据作为弱磁指令运算部的输出的第一d轴电流指令值Id*、和d轴电流检测值Idc的偏差,输出第二d轴电流指令值Id**的d轴电流指令运算部;10是根据第一q轴电流指令值Iq*、和q轴电流检测值Iqc的偏差,输出第二q轴电流指令值Iq**的q轴电流指令运算部;11是根据电动机1的电常数、第2电流指令值Id**、Iq**和频率指令值ω1 *,计算电压指令值Vd*、Vq*的电压矢量运算部;12是根据电压指令值Vd*、Vq*,计算电源转换器的输出电压值V1 *的输出电压运算部;13是根据电压指令值Vd*、Vq*和旋转相位指令θc*,输出三相交流的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的坐标变换部。
首先,对使用作为本发明特征的弱磁指令运算的情况下的矢量控制方式的电压控制和相位控制的基本动作进行说明。
对于电压控制,图1中的输出电压运算部12如数1所示的那样,使用d轴和q轴的电压指令值Vd*、Vq*,来计算输出电压值V1 *。
[数1]
弱磁指令运算部8,计算第一d轴电流指令值Id*,使上述的输出电压值V1 *与弱磁区中的输出电压指令值V1 * ref一致。
此外,电压矢量运算部11,预先使用数2所示的第二d轴和q轴的电流指令值和马达常数,计算d轴和q轴的电压指令值Vd*、Vq*,并控制转换器输出电压。
[数2]
Vd*=R1 *Id**-ω1 *·Lq*·Iq**
Vq*=R1 *·Iq**+ω1 *·Ld*·Id**+ω1 *·Ke* ...(2)
这里,R1*是电阻的设定值,Ld*是d轴电感的设定值,Lq*是q轴电感的设定值,Ke*是感应电压常数的设定值。
另一方面,对于相位控制,磁极位置检测器4中,可以掌握每60度电角的磁极位置。在本实施例当中,此时的位置检测值θi为
[数3]
θi=60i+30...(3)
其中,i=0、1、2、3、4、5。
在频率运算部5中,根据此位置检测值θi,算出在最短60度区间内的平均旋转频率ω1 *(以下称为频率指令值)。
[数4]
ω1 *=Δθ/Δt...(4)
这里,Δθ=θi-θ(i-1),Δt为直到检测出60度区间的位置检测信号为止的时间。
此外,相位运算部6利用位置检测值θi和频率指令ω1 *,如数5那样计算旋转相位指令θc*,来控制电动机1的基准相位。
[数5]
θ*=θi+ω1 *·Δt ...(5)
以上,是电压控制和相位控制的基本动作。
下面,使用图2,对作为本发明特征的反馈控制方式下的弱磁指令运算部8进行说明。
在弱磁指令运算部8中,弱磁区中的输出电压指令值V1 * ref和输出电压值V1 *的偏差,被输入给积分增益为常数K的积分运算部81,进行积分运算。该运算值,被输入给正侧被限制为“零”的限制器运算部82,其输出值为第一d轴电流指令Id*。
下面,通过本实施例,就本发明带来的作用效果进行说明。
图1的控制装置,考虑了将第一d轴电流指令值Id*控制为“零”的情况(不进行弱磁指令运算的情况)。
由电压矢量运算部11输出的V1 *,将数2代入数1得到:
[数6]
另外,若设V1 *的饱和值为V1 * max,电压饱和区形成数7的关系。
[数7]
V1 * max 2=(R1*Id**-ω1 *·Lq*·Iq**)2+(R1*·Iq**+ω1 *·Ld*·Id**+ω1 *·Ke*)2...(7)
这里,将数7整理,可以得到关于频率指令ω1 *的二次方程式,
[数8]
A·ω1 *2+B·ω1 *+C=0...(8)
其中,
A=(Ld*·Id**)2+(Lq*·Iq**)2+(Ke*+2·Ld*·Id**)
B=2·R1*·Iq**·(Ke*+(Ld*-Iq**)·Id**)
C=R1*2·(Id**2+Iq**2)-V1 * max 2
根据数8,就能求得V1 *饱和时的ω1 *。
[数9]
这里,当设Id**=Id*=0、Iq**=τ/KT时,马达转矩τ与频率指令ω1 *的关系如图3所示。
这里,τ为马达转矩,KT为转矩系数。
图3所示的实线是V1 *饱和的分界线,分界线上侧为饱和区,下侧为非饱和区,为可实际运转的范围。
因此,将d轴电流指令值Id*设定成“零”的矢量控制中存在的问题是,高速区中的运转范围被限制得较低。
因此,在本实施例中,是以输出电压值V1 *与弱磁区中的输出电压指令值V1 * ref一致的方式,计算第一d轴电流指令值Id*,并利用该Id*生成第二d轴电流指令值Id**,进行电压矢量的运算。
在此,弱磁区的输出电压指令值V1 * ref,如数10那样设定。
[数10]
V1 * ref<V1 * max ...(10)
其结果,由于用电压矢量运算部11,以输出电压值V1 *不饱和(为小于V1 * max的值)的方式,计算电压指令值Vd*、Vq*,因此能够扩大高速区中的运转范围。
由于利用本发明,可以按照电流指令值产生电流,因而能够实现高精度的转矩控制,此外,如图4所示还能够扩大运转范围。
另外,若在转矩控制运转时要求高转矩,就需要流有对应转矩的大电流。如果在连续的时间内要求高转矩,会因电动机电流而发热,使电动机内部的绕组阻值R随时间增加。这样,由于电压矢量运算部算出的电阻设定值不与实际电阻值一致,从而无法给电动机提供必要的电压,其结果,就没有产生转矩所需的电流,可能造成转矩不足。
因此,通过像本实施例的图1那样,在矢量运算部的上流部中具有电流指令运算部,以使电动机电流与电流指令值一致的方式来控制输出电压,则能不受电动机常数的变化、霍尔元件等的安装误差的影响,提供从低速度区起就不会出现转矩不足的交流电动机的控制装置。
[实施例2]
图5表示本发明的另一实施例。
本实施例,是利用频率指令ω1 *改变反馈控制方式下的弱磁指令运算部的积分增益的方式的、永磁同步电动机的控制装置。
图5中,1~7,9~13,21,与图1相同。8a是弱磁指令运算部,根据频率指令ω1 *,自动修正对V1 * ref和V1 *的偏差进行积分运算时的积分增益。
下面,使用图6,对作为本发明特征的弱磁指令运算部8a进行说明。
在弱磁指令运算部8a中,弱磁区中的输出电压指令值V1 * ref和输出电压值V1 *的偏差,被输入到积分增益为常数K的积分运算部8a1,进行积分运算。这时,积分增益K被由频率ω1被自动修正。积分运算部ga1的输出值,被输入给将正侧限制为“零”的限制器运算部82a,其输出值为第一d轴电流指令Id*。
利用该电流指令值Id*,生成第二电流指令值Id**,计算电压指令值Vd*、Vq*,控制转换器输出电压。
这里,通过本实施例,就本发明带来的作用效果进行说明。
当弱磁指令运算使用的积分增益K为一定时,从无负荷时(Iq*=0)的V1 * ref、到Id*为止的闭环传递函数GΦ(s)为
[数11]
这里,s是拉普拉斯运算符。根据数11,Id*由一次延迟产生,其响应时间常数TФ,为数12,可知TΦ根据频率指令ω1 *变化的。
[数12]
因此,如数13所示来计算8a1的积分增益K。
[数13]
K=1/ω1 *·ωc/Ld*...(13)
其中,ωc是弱磁指令运算的控制响应角频率(rad/s)。于是,新的传递函数GΦ′(s)就变为
[数14]
其中,新的响应时间常数TΦ′为
[数15]
TΦ′=1/ωc ...(15)
这样,TΦ′就能与频率指令ω1 *无关地设定,能够获得更高响应的效果。
另外,利用频率指令ω1 *改变本实施例的反馈控制方式下的弱磁指令运算部的积分增益的方式的永磁同步电动机的控制装置,也能应用于图5所示的、在电压矢量运算部的上流部里具有电流指令运算部的控制***以外的控制***中。
[实施例3]
图7表示本发明的另一实施例。本实施例,是在弱磁指令运算部中使用前馈方式的情况下的、永磁同步电动机的弱磁矢量控制装置。
图7中,构成要素的1~7,9~13,21与图1相同。
使用图8,对作为本发明的特征的前馈控制方式下的弱磁指令运算部8b进行说明。
本实施例以外,通过预先进行运算,求得无负荷时产生的d轴电流指令。
对于弱磁指令运算部8b,在运算部8b1中,从弱磁区中的输出电压指令值V1 * ref中减去感应电压指令值(=ω1 *Ke*),并将此相减得到的值除以ω1 *和Ld*的乘积。运算部8b1的输出值,被输入给一次延迟滤波器8b2。并且,8b2的输出值,被输入给将正侧限制为“零”的限制器运算部8b3中,其输出值为第一d轴电流指令Id*。
使用该电流指令值Id*,生成第二电流指令值Id**,并计算电压指令值Vd*、Vq*,来对转换器输出电压进行控制。
在高速区中,即使转矩为“零”,仅由Vq*的感应电压指令值(=ω1 *Ke*),V1 *也会饱和。
若将脱离电压饱和区所必要的d轴电流指令值设为Id* ff0,则
[数16]
Id* ff0=(V1 * max-ω1 *·Ke*)/(ω1 *·Ld*) ...(16)
这样,通过将8b2的一次延迟滤波器时间常数T,如数(17)这样进行设定,则即使在前馈控制方式下,也能够获得与实施例2相同的效果。
[数17]
T=1/ωc...(17)
另外,在本实施例的弱磁指令运算部上使用前馈方式的情况下的、永磁同步电动机的弱磁转矩控制装置,也能够应用于图7所示的、在电压矢量运算部的上流部里具有电流指令运算部的控制***以外的控制***中。
[实施例4]
图9表示本发明的另一实施例。本实施例,是在弱磁指令运算部上使用前馈控制方式和反馈控制方式的情况下的、永磁同步电动机的控制装置。
图9中,构成要素的1~7,9~13,21与图1相同。使用图10,对作为本发明特征的前馈控制方式和反馈控制方式下的弱磁指令运算部8c进行说明。
对于弱磁指令运算部8c,运算部8c1中,从弱磁区中的输出电压指令值V1 * ref中减去感应电压指令值(=ω1 *Ke*),并将此相减得到的值除以ω1 *和Ld*的乘积。
运算部8c1的输出值,被输入给一次延迟滤波器8c2。8c2的输出值再被输入给将正侧限制为“零”的限制器运算部8c3,其输出值为Id* ff。
此外,输出电压指令值V1 * ref和输出电压值V1,被同时输入给积分增益为常数K的积分运算部8c4,进行积分运算。这时,积分增益K被频率ω1自动修正。
积分运算部8c4的输出值,被输入给将正侧限制为“零”的限制器运算部8c5,其输出值为Id* fb。
因此,通过如数(18)所示,将前馈控制的输出值Id* ff和反馈控制的输出值Id* fb相加,计算出第一d轴电流指令Id*。
[数18]
Id*=Id* ff+Id* fb ...(18)
这个方式下,也与上述实施例同样动作,能够获得更高响应的效果。
另外同样,在本实施例的弱磁指令运算部上使用前馈控制方式和反馈控制方式的情况下的、永磁同步电动机的控制装置,也能够应用于如图9所示的、在电压矢量运算部的上流部里具有电流指令运算部的控制***以外的控制***中。
[实施例5]
虽然实施例1~实施例4中,是利用高价电流检测器3对检测到的3相交流电流Iu~Iw进行检测的方式,但也可应用于进行廉价电流检测的控制装置中。
图11表示此实施例。图11中,构成要素的1,2,4~7,8a,9~13,21,与图5所示的相同。
14为电流推定部,根据电源转换器输入母线上的直流电流IDC,来推定电动机1中的三相交流电流Iu、Iv、Iw。
使用此推定电流值Iu^、Iv^、Iw^,在坐标变换部7中,计算d轴和q轴的电流检测值Idc、Iqc。
由于这种无电流传感器控制方式中,也分别令Id*与Idc、Iq*与Iqc一致,因此可知与上述实施例同样动作,获得同样的效果。
此外,虽然在本实施例中,是在弱磁指令运算部中使用图6的方式,但是使用图2、图8、图10的方式也可以得到同样的效果。
[实施例6]
图12,表示本发明的另一实施例。
本实施例,适用于进行廉价的电流检测、且省略了磁极位置检测器的控制装置中。
图12中,构成要素的1,2,7,8a,9~13,21,与图5所示的相同。
6′为相位运算部,将频率指令ω1 *积分来计算旋转相位指令θc*。
14为电流推定部,根据电源转换器的输入母线上的直流电流IDC,来推定同步电动机中的三相交流电流Iu、Iv、Iw。
使用此推定电流值Iu^、Iv^、Iw^,在坐标变换部7中计算d轴和q轴的电流检测值Idc、Iqc。
此外,15是相位误差运算部,根据电压指令值Vd*、Vq*和电流检测值Idc、Iqc,来推定作为旋转相位指令θc*和电动机1的旋转相位θ的偏差的、相位误差Δθc(=θc*-θ)。
16是频率推定部,以令相位误差Δθc为“零”的方式计算ω1 **。这种无位置、电流传感器控制方式中,也与上述实施例同样动作,可知能获得同样的效果。
此外,在本实施例中,虽然是在弱磁指令运算部中使用图6的方式,但是使用图2、图8、图10的方式也可以得到同样的效果。
[实施例7]
用图13,对将本发明应用于模块的例子进行说明。本实施例表示的是实施例1的实施方式。这里,频率运算部5、相位运算部6、坐标变换部7、弱磁指令运算部8、d轴电流指令运算部9、q轴电流指令运算部10、电压矢量运算部11、输出电压运算部12、坐标变换部13,用单片机来构成。此外,上述单片机和电源转换器,形成为收纳于同一基板上构成的一个模块内的形态。这里所谓的模块,意思是“被规格化的构成单位”,由可分离的硬件/软件的部件构成。另外,虽然在制造上优选构成于同一基板上,但并不限于同一基板。从而,也可以构成在内置于同一机箱内的多个电路基板上。在其他的实施例中,也可以采取相同的形态构成。
如上,通过本发明,能够提供一种永磁同步电动机的弱磁矢量控制装置,即使在弱磁区中,也能够实现高精度、高响应的马达转矩;此外,还可在进行廉价的电流检测的***、和省略了磁极位置检测器的***中通用。