BRPI0418430B1

BRPI0418430B1 - Estimativa de canal e transmissão piloto para um sistema ofdm com espalhamento de retardo excessivo

Info

Publication number: BRPI0418430B1
Application number: BRPI0418430-0A
Authority: BR
Inventors: Ashok Gore Dhananjay; Agrawal Avneesh
Original assignee: Qualcomm Incorporated
Priority date: 2004-01-21
Filing date: 2004-12-07
Publication date: 2018-08-07
Also published as: CA2553746A1; KR100831126B1; JP2007519368A; EP1714452B1; IL176989A; CN101040503B; EP2381633A2; WO2005076558A1; US20050157801A1; EP2381633A3; TW200539636A; AU2004315369C1; CN103457897B; EP1714452A1; AU2004315369B2; US7339999B2; CA2553746C; IL176989A0; AR047452A1; AU2004315369A1

Abstract

estimativa de canal e transmissão piloto para um sistema ofdm com espalhamento de retardo excessivo. são descritas técnicas de transmissão piloto e estimativa de canal para um sistema ofdm com espalhamento de retardo excessivo. para reduzir os efeitos prejuciciais do excesso de espalhamento de retardo, o número de sub-bandas piloto é maior do que o comprimento do prefixo cíclico. tal "sobre-amostragem" pode ser conseguida pela utilização de mais sub-bandas piloto em cada período de símbolos ou diferentes conjuntos de sub-bandas piloto em diferentes períodos de símbolos. em uma técnica de estimativa de canal, são obtidos um primeiro e um segundo grupos de símbolos piloto recebidos para um primeiro e um segundo conjuntos de sub-bandas piloto, respectivamente, que são utilizados para derivar uma primeira e uma segunda estimativas de resposta de freqüência, respectivamente. uma primeira e uma segunda estimativas de resposta de impulso são derivadas com base nas primeira e segunda estimativas de resposta de freqüência, respectivamente, e são utilizadas para derivar uma terceira estimativa de resposta de impulso possuindo mais derivações do que número de sub-bandas piloto em qualquer dos conjuntos.

Description

(54) Título: ESTIMATIVA DE CANAL E TRANSMISSÃO PILOTO PARA UM SISTEMA OFDM COM ESPALHAMENTO DE RETARDO EXCESSIVO (51) Int.CI.: H04L 27/26; H04L 25/02; H04L 5/00 (30) Prioridade Unionista: 09/04/2004 US 10/821,706, 21/01/2004 US 60/538,210 (73) Titular(es): QUALCOMM INCORPORATED (72) Inventor(es): DHANANJAY ASHOK GORE; AVNEESH AGRAWAL (85) Data do Início da Fase Nacional: 20/07/2006

ESTIMATIVA DE CANAL E TRANSMISSÃO DE PILOTO PARA UM

SISTEMA OFDM COM ESPALHAMENTO DE RETARDO EXCESSIVO

FUNDAMENTOS

Campo

A presente invenção refere-se de um modo geral à comunicação de dados e mais especificamente à transmissão de piloto e à estimativa de canal para um sistema de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM) com espalhamento de retardo excessivo.

Fundamentos

OFDM consiste em uma técnica de modulação de múltiplas portadoras que efetivamente particiona a largura de banda total do sistema em múltiplas (N_F) sub-bandas ortogonais. Tais sub-bandas são também designadas como tons, subportadoras, feixes e canais de freqüência. Com a OFDM, cada sub-banda está associada a uma respectiva subportadora que pode ser modulada com dados. Até N_Fsímbolos de modulação podem ser transmitidos através das N_Fsub-bandas em cada período de símbolos OFDM. Antes da transmissão, tais símbolos de modulação são transformados para o domínio do tempo pela utilização de uma transformada de Fourier rápida inversa (IFFT) de N_F pontos para obtenção de um símbolo transformado que contém N_F chips.

OFDM pode ser utilizada para combater o desvanecimento (fading) seletivo em freqüência, o qual é caracterizado por diferentes ganhos de canal em diferentes freqüências da largura de banda total do sistema. É bem conhecido que o desvanecimento seletivo em freqüência causa interferência entre símbolos (ISI), a qual consiste em um fenômeno pelo qual cada símbolo em um sinal recebido atua como distorção para um ou mais símbolos subseqüentes no A distorção ISI degrada o desempenho por capacidade de detectar corretamente os sinal recebido, influenciar a símbolos recebidos. O desvanecimento seletivo em freqüência

2/36 pode ser convenientemente combatido pela OFDM pela repetição de uma parte de cada símbolo transformado para formar um símbolo OFDM correspondente. A parte repetida é comumente designada como um prefixo cíclico.

comprimento do prefixo cíclico (isto é, a quantidade a ser repetida para cada símbolo OFDM) depende do espalhamento de retardo. O espalhamento de retardo de um canal sem fio consiste na duração de tempo de uma resposta ao impulso para o canal sem fio. Tal espalhamento de retardo é também a diferença entre os casos (ou multipercursos) de chegada de sinal mais precoce e mais tardio em um receptor para um sinal transmitido através do canal sem fio por um transmissor. O espalhamento de retardo de um sistema OFDM é o espalhamento máximo de retardo esperado dos canais sem fio para todos os transmissores e receptores no sistema. Para permitir que todos os receptores no sistema combatam a ISI, o comprimento do prefixo cíclico deve ser igual ou mais longo do que o espalhamento de retardo máximo esperado. No entanto, uma vez que o prefixo cíclico representa um overhead para cada símbolo OFDM, é desejável se ter o comprimento do prefixo cíclico tão curto quanto possível para minimizar o overhead. Como um acordo, o comprimento do prefixo cíclico é tipicamente selecionado de tal forma que o prefixo cíclico contenha uma parte significativa de todas as energias de multipercursos para a maioria dos receptores no sistema.

Um sistema OFDM pode suportar um espalhamento de retardo que é menor ou igual ao comprimento do prefixo cíclico. Quando este for o caso, as N_F sub-bandas são ortogonais entre si. No entanto, um dado receptor no sistema pode observar um excesso de espalhamento de retardo, o qual é um espalhamento de retardo que é maior do que o comprimento do prefixo cíclico. Um excesso de espalhamento de retardo pode causar vários efeitos

3/36 prejudiciais, tais como ISI e erros de estimativa de canal, ambos os quais podendo degradar o desempenho do sistema, tal como descrito mais adiante. Existe, portanto uma demanda na área por técnicas para mitigar os efeitos prejudiciais do excesso de espalhamento de retardo em um sistema OFDM.

SUMÁRIO

São aqui descritas técnicas para transmissão de piloto e estimativa da resposta de um canal sem fio com excesso de espalhamento de retardo. Para reduzir os efeitos prejudiciais do excesso de espalhamento de retardo, o número de sub-bandas piloto é selecionado de modo a ser maior do que o comprimento do prefixo cíclico (isto é, Np_eff> N_Cp) para obter sobreamostragem (oversampling) no domínio da freqüência. A sobreamostragem pode ser obtida por (1) utilização de mais sub-bandas piloto em cada período de símbolo OFDM, ou (2) utilização de diferentes conjuntos de sub-bandas piloto em diferentes períodos de símbolos OFDM (isto é, sub-bandas piloto escalonadas). Como exemplo, um esquema de transmissão de piloto escalonado pode utilizar dois conjuntos de sub-bandas piloto, com cada conjunto contendo N_CP sub-bandas piloto. As sub-bandas piloto no primeiro conjunto estando escalonadas ou deslocadas em relação às sub-bandas piloto no segundo conjunto.

Em um exemplo de técnica para estimativa de canal para o esquema de transmissão de piloto escalonado acima, um primeiro grupo de símbolos piloto recebidos para o primeiro conjunto de sub-bandas piloto é obtido em um primeiro período de símbolos e é utilizado para derivar uma primeira (inicial) estimativa de resposta em freqüência para um canal sem fio. Um segundo grupo de símbolos piloto recebidos para o segundo conjunto de sub-bandas piloto é obtido em um segundo período de símbolos e é utilizado para derivar uma segunda (inicial) estimativa de resposta em

4/36 frequência para o canal sem fio. As primeira e segunda estimativas de resposta ao impulso de canal são derivadas com base nas primeira e segunda estimativas de resposta em frequência, respectivamente. Uma terceira (completa) estimativa de resposta ao impulso de canal é a seguir derivada com base (por exemplo, tanto por repetição quanto por combinação ou filtragem) nas primeira e segunda estimativas de resposta ao impulso de canal, tal como descrito mais adiante. A terceira estimativa de resposta ao impulso de canal contém mais derivações do que o número de sub-bandas piloto seja no primeiro ou no segundo conjunto, o que permite uma caracterização mais acurada do canal sem fio na presença de um excesso de espalhamento de retardo. Uma terceira (final) estimativa de resposta em frequência é derivada com base na terceira estimativa de resposta ao impulso de canal e pode ser utilizada para detecção e outras finalidades. A estimativa de canal pode ser adequada ao esquema especifico de transmissão de piloto escalonado selecionado para utilização.

Vários aspectos e modalidades da invenção serão descritos em maiores detalhes mais adiante.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

As características e natureza da presente invenção ficarão mais claros através da descrição detalhada apresentada a seguir, quando derivação em conjunto com os desenhos, nos quais referências numéricas similares identificam itens correspondentes e nos quais:

A Figura 1 apresenta um modulador OFDM para um sistema OFDM;

As Figuras 2A e 2D apresentam um canal sem fio com excesso de espalhamento de retardo e seu canal efetivo, respectivamente;

As Figuras 2B e 2C apresentam uma sequência de chips recebidos para o canal sem fio;

5/36

A Figura 3 apresenta uma estrutura de sub-banda que pode ser utilizada para o sistema OFDM;

As Figuras 4A, 4B e 4C apresentam um canal amostrado para um canal sem fio, seu canal efetivo e seu canal estimado com amostragem crítica, respectivamente;

As Figuras 5, 9A e 9B apresentam três esquemas de transmissão de piloto escalonado;

A Figura 6 apresenta um processo para derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total com base no esquema de transmissão de piloto escalonado apresentado na Figura 5;

A Figura 7 apresenta a derivação da estimativa de resposta ao impulso de canal total;

A Figura 8A apresenta um canal estimado com sobreamostragem e truncagem;

A Figura 8B apresenta um canal estimado com sobreamostragem e sem truncagem;

A Figura 10 apresenta um processo para efetuar a estimativa de canal para um dado esquema de transmissão de piloto escalonado;

A	Figura	11 apresenta um ponto de acesso e	um
terminal no	sistema	OFDM; e
A	Figura	12 apresenta um estimador de canal. DESCRIÇÃO DETALHADA
0	termo	exemplar é aqui utilizado com	o
significado	de	servindo como exemplo, caso,	ou

ilustração. Qualquer modalidade ou projeto aqui descrito como exemplar não deve ser necessariamente considerado como preferido ou vantajoso em relação a outros projetos ou modalidades.

A Figura 1 apresenta um diagrama de blocos de um modulador OFDM 100 para um sistema OFDM. Os dados a serem transmitidos são tipicamente codificados e intercalados para gerar bits de código, os quais são a seguir mapeados para símbolos de modulação. O mapeamento de símbolos é

6/36 efetuado por (1) agrupamento dos bits de código em valores binários de B bits, em que B > 1 e (2) mapeamento de cada valor de B bits para um símbolo de modulação específico com base em um esquema de modulação (por exemplo, M-PSK ou MQAM, em que M = 2^B) . Cada símbolo de modulação é um valor complexo em uma constelação de sinais correspondente ao esquema de modulação. Para cada período de símbolos OFDM, um símbolo de transmissão é enviado através de cada uma das N_f sub-bandas. Cada símbolo de transmissão pode ser ou um símbolo de modulação para piloto / dados, ou um valor de sinal de zero (isto é, um símbolo zero). Uma unidade IFFT 110 efetua uma IFFT de N_F pontos sobre os N_F símbolos de transmissão para as N_F sub-bandas totais em cada período de símbolos OFDM e provê um símbolo transformado que contém N_Fchips. A IFFT pode ser expressa por:

Em que

S é um vetor N_F x 1 de símbolos de transmissão para as N_F sub-bandas;

WjjfxNf é uma matriz de transformada de Fourier discreta (DFT) de N_F x N_F;

s é um vetor N_F x 1 de chips no domínio do tempo; e ^H denota a transposta conjugada.

A matriz DFT W_NfxNf é definida de tal forma que a (z7,w)-ésima entrada, é dada por:

^Ní , para»—{l... e w = {I ... Eq<2) em que n é um índice de linha e m é um índice de coluna. W^HNfxNf é uma matriz DFT inversa.

Um gerador de prefixo cíclico 120 repete uma parte de cada símbolo transformado para obter um símbolo OFDM correspondente que contém N_c chips, em que N_c = N_F +

7/36

N_CP e N_CP é o comprimento do prefixo cíclico. Um período de símbolo OFDM é a duração de um símbolo OFDM, que é de N_cperíodos de chips. Os chips são condicionados e transmitidos através de um canal sem fio.

A Figura 2A apresenta uma resposta ao impulso 210 exemplar de um canal sem fio com excesso de espalhamento de retardo. A resposta ao impulso de canal 210 inclui duas derivações (taps) 212 e 214 para dois multipercursos no canal sem fio. A derivação 212 possui um ganho complexo de hi e está localizada no índice de derivação 1. A derivação 214 possui um ganho complexo de h_e e está localizada no índice de derivação N_e, o qual está fora do comprimento do prefixo cíclico N_Cp- Tal como é aqui utilizado, o termo canal principal refere-se à parte da resposta ao impulso de canal que está no ou dentro do comprimento de prefixo cíclico, canal em excesso refere-se à parte da resposta ao impulso de canal que está fora do comprimento do prefixo cíclico e excesso refere-se à diferença entre o índice de derivação de uma derivação de canal em excesso e o comprimento do prefixo cíclico. Para a resposta ao impulso de canal 210, o canal principal inclui uma derivação 212, o canal em excesso inclui uma derivação 214 e o excesso para a derivação 214 é de N_ex = N_e - N_CP.

A Figura 2B mostra uma seqüência 220 de chips recebidos para o canal sem fio apresentado na Figura 2A. A seqüência de chips recebidos 220 é uma convolução de uma seqüência de chips transmitida com as derivações 212 e 214 para o canal sem fio. A seqüência de chips recebidos 220 é composta por (1) uma seqüência de chips 222 gerada por convolução da derivação de canal principal 212 com a seqüência de chips transmitida e (2) uma seqüência de chips 224 gerada por convolução da derivação de canal em excesso 214 com a seqüência de chips transmitida, em que si denota o i-ésimo chip para o símbolo OFDM anterior, e i = 1 ... N_c.

8/36

A Figura 2C apresenta a decomposição da sequência de chips recebidos 220 em diferentes componentes. A seqüência de chips 224 na Figura 2B é substituída por (1) uma seqüência de chips 226 gerada por uma convolução circular da derivação de canal em excesso 214 com os N_cchips para o símbolo OFDM atual, (2) uma seqüência de chips 228 para a extremidade final do símbolo OFDM anterior e (3) uma seqüência de chips 230 para a extremidade final do símbolo OFDM atual. As seqüências de chips 222 e 226 representam as seqüências que teriam sido recebidas para as derivações 212 e 214 caso o comprimento de prefixo cíclico fosse suficientemente longo e a derivação 214 fizesse parte do canal principal. No entanto, uma vez que tal não ocorre, as seqüências de chips 228 e 230 são ambas devido ao espalhamento de retardo em excesso. A seqüência de chips 228 representa a perda do símbolo OFDM anterior para o símbolo OFDM atual e constitui a fonte da interferência entre símbolos. A seqüência de chips 230 representa a perturbação para a convolução circular é constitui a fonte de interferência entre portadoras (ICI) e de atenuação de canal.

A interferência entre símbolos observada em cada sub-banda pode ser expressa por:

Em que

X é um vetor de N_F x 1 símbolos de transmissão para o símbolo OFDM anterior;

é uma matriz N_ex x N_F com as últimas N_ex linhas de W

W»

-ItN xN,

W_lxNJk) θ um vetou de 1 χ Ν^χ com os pnimeinos Nex elementos da k-ésima linha de W_NfXNf .

9/36

A operação X gera um vetor X_Nex de N_ex x 1 que contém os últimos N_ex chips do simbolo OFDM anterior. A multiplicação de Χ^χ Por W_lxNa (k) gera a interferência devido a tais últimos N_ex chips sobre a sub-banda k.

A potência de ruido em cada sub-banda devido à interferência entre símbolos pode ser expressa por:

<4“ΛΊΛΙ²’(Ν«/Ν_ρ) , para M „ Np , Eq(4) em que E_s é a energia do símbolo de transmissão, I h_e |² é a potência do canal de excesso e σ²χ_3Ι é a potência de ruído devido à ISI em cada sub-banda. Como mostrado na equação (4), a potência de ruído ISI por sub-banda é (1) proporcional à energia do canal em excesso |h_e |², (2) proporcional ao N_ex em excesso, o que é indicativo da quantidade de perda do símbolo OFDM anterior para o símbolo OFDM atual e (3) inversamente relacionada ao número de subbandas totais, uma vez que a potência de ruído ISI total está distribuída pelas N_F sub-bandas.

A potência de ruído em cada sub-banda devido à interferência entre portadoras pode ser computada de maneira similar àquela para a interferência entre símbolos e expressa por:

-ΜΑΓ -KN_tt/N_F)-{N_eJN_Fy] , para .. N_F , Eq(5) em que <5²ICI é a potência de ruído devido à ICI em cada subbanda .

A Figura 2D apresenta um canal efetivo 240 para o canal sem fio apresentado na Figura 2A. Fazendo novamente referência à Figura 2C, a seqüência de chips 226 representa a contribuição devido à derivação de canal em excesso 214 (presumindo que o prefixo cíclico é longo o suficiente) e a seqüência de chips 230 representa a fonte de ICI devido ao canal em excesso. A operação de subtração para a seqüência de chips 230 resulta parcialmente em uma redução da

10/36 potência de sinal para cada sub-banda. Tal subtração pode ser compensada por redução escalonar da derivação de canal em excesso 214 por um fator de (1-N_ex/N_F). Como mostrado na Figura 2D, o canal efetivo 240 inclui a derivação 212 possuindo o ganho complexo de hi e uma derivação 216 possuindo um ganho complexo de h_e. (1-N_ex/N_F) . A redução no ganho da derivação 216 em relação ao ganho da derivação 214 é designada como a atenuação de canal e resulta do excesso de espalhamento de retardo para a derivação 214. a quantidade de atenuação está relacionada ao excesso N_ex.

Um receptor efetua a estimativa de canal de modo a derivar uma estimativa de canal para o canal sem fio. A estimativa de canal é tipicamente efetuada com base em símbolos piloto, os quais são símbolos de modulação que são conhecidos a priori pelo receptor. Os símbolos piloto podem ser transmitidos de várias maneiras, tal como descrito mais adiante.

A Figura 3 apresenta uma estrutura de sub-banda exemplar que pode ser utilizada para o sistema OFDM. O sistema OFDM possui uma largura de banda total do sistema de BW MHz, que é particionada em N_F sub-bandas ortogonais utilizando OFDM. Cada sub-banda possui uma largura de banda de BW/N_f MHz. Para um sistema OFDM espectralmente conformado, somente N_a das N_F sub-bandas totais são utilizadas para a transmissão de dados / piloto, em que Ν_σ< N_f, e as N_f - N_n sub-bandas restantes não são utilizadas para a transmissão de dados / piloto e servem como subbandas de guarda para permitir que o sistema atenda às exigências de máscara espectral. Para maior simplicidade, a descrição que se segue presume que todas as N_F sub-bandas podem ser utilizadas no sistema OFDM.

A Figura 3 mostra também um esquema de transmissão de piloto 300 multiplexado por divisão em freqüência (FDM). N_p sub-bandas são utilizadas para a transmissão de piloto e são designadas como sub-bandas

11/36 piloto. Para simplificar a computação para a estimativa de canal, N_p pode ser selecionado como uma potência de dois e as N_p sub-bandas piloto podem estar uniformemente distribuídas pelas N_F sub-bandas totais, de tal forma que sub-bandas piloto consecutivas fiquem espaçadas por N_F/N_Psub-bandas.

O receptor pode derivar uma estimativa de resposta em freqüência inicial do canal sem fio com base em símbolos piloto recebidos para as sub-bandas piloto, da seguinte forma:

>^{para keK}r* EqCQ p(k) em que y_P(k) é um símbolo piloto recebido para a subbanda k ;

p(k) é um símbolo piloto transmitido através da sub-banda k ;

H_P(k) é uma estimativa de ganho de canal para a sub-banda piloto k; e

K_p é um conjunto de sub-bandas piloto.

Λ

Um vetor H_P de N_p x 1 para a estimativa de resposta em freqüência inicial para N_p sub-bandas piloto uniformemente distribuídas pode ser formado como H_P=[ H _P(Y)H _P(2) ...

A(ⁿp)]^Tz em que ^T denota a transposição. Caso símbolos piloto não sejam transmitidos através de qualquer uma das N_p sub-bandas piloto (por exemplo, para um sistema OFDM espectralmente conformado), então extrapolação e/ou interpolação podem ser efetuadas conforme necessário para obter estimativas de ganho de canal para sub-bandas piloto sem transmissão de piloto. Uma filtragem também pode ser efetuada sobre os vetores H_P obtidos para diferentes

12/36 períodos de símbolos OFDM para melhorar a qualidade da estimativa de resposta em freqüência inicial.

A estimativa de resposta em freqüência para as N_Fsub-bandas totais pode ser obtida com base na estimativa de resposta em freqüência inicial H_p utilizando-se várias técnicas. Para uma técnica de estimativa de canal de mínimos quadrados, uma estimativa de resposta ao impulso de mínimos quadrados para o canal sem fio é inicialmente obtida como se segue:

em que

W_NpXN_p é uma matriz DFT de N_p x N_p para as N_p subbandas piloto; e h_Np é um vetor de N_p x 1 para a estimativa de resposta ao impulso de mínimos quadrados.

A equação (7) indica que o número máximo de derivações de canal que pode ser estimado fica limitado ao número de subbandas piloto (isto é, N_tap = N_p) .

O vetor h_Np pode ser pós-processado, por exemplo, configurando para zero de derivações com valores menores do que um limiar predeterminado, configurar as derivações para o canal em excesso para zero e assim por diante, tal como descrito mais adiante. O vetor h_Np é a seguir preenchido com zeros até o comprimento N_F. O vetor h_Np preenchido com zeros é transformado com uma FFT de N_F pontos para obter um vetor H_Nf para a estimativa de resposta em freqüência final, da seguinte forma:

_ Eq(8)

Em que

H_Np = [â(W(2)...H(N_F)]^T

13/36

Figura 4A apresenta uma resposta ao impulso genérica 410 para um canal sem fio. A resposta ao impulso de canal 410 inclui (1) N_cp derivações com índices de 1 a N_cp para o canal principal e (2) L derivações com índices de N_cp + 1 a N_cp + L para o canal de excesso. L é o intervalo de tempo ou comprimento do canal de excesso e é maior do que zero quando está presente um excesso de espalhamento de retardo. Cada derivação possui um ganho complexo de h_t, o qual, de um modo geral, pode ser um valor de zero ou diferente de zero.

Figura 4B apresenta uma resposta ao impulso 420 para um canal efetivo para o canal sem fio na Figura 4A. A resposta ao impulso de canal 420 inclui todas as derivações da resposta ao impulso de canal 410. No entanto, cada uma da L derivações para o canal em excesso é escalonada por um fator de escalonamento de <z_Wj = (1—TV,/N_F) , em que N, é o excesso para a derivação e N_i = 1...L. O intervalo de tempo do canal efetivo é igual ao intervalo de tempo do canal sem fio e é maior do que o comprimento do prefixo cíclico na presença de excesso de espalhamento de retardo. A resposta em freqüência para o canal sem fio pode ser obtida efetuando-se uma FFT sobre a resposta ao impulso 420 para o canal efetivo.

A resposta ao impulso de canal para o canal efetivo pode ser estimada com base nos símbolos piloto recebidos, tal como mostrado nas equações (6) e (7). A precisão da resposta ao impulso de canal é influenciada pelo número de sub-bandas piloto.

Para um sistema OFDM criticamente amostrado, o número de sub-bandas piloto é igual ao comprimento do prefixo cíclico (isto é, N_p = N_cp) . Uma vez que o número de sub-bandas piloto determina o intervalo de tempo máximo que pode ser estimado para a resposta ao impulso de canal, até

14/36

N_cp derivações de canal para os índices de 1 a N_cp podem ser estimadas para o sistema criticamente amostrado.

A Figura 4C apresenta uma resposta ao impulso 430 para um canal estimado para o sistema OFDM criticamente amostrado com espalhamento de retardo excessivo. O intervalo de tempo do canal efetivo é mais longo do que o comprimento de prefixo cíclico quando está presente um excesso de espalhamento de retardo. Em tal caso, as derivações de canal em excesso nos índices N_cp + 1 a N_cp + L não podem ser estimadas, pois existe um número insuficiente de graus de liberdade para o sistema OFDM criticamente amostrado. Além disso, a resposta ao impulso de canal para o canal sem fio é sub-amostrada no domínio da freqüência pelas N_p sub-bandas piloto. Isto então causa um efeito de reinicio cíclico do canal de excesso no domínio do tempo de forma que a derivação de canal em excesso no índice N_cp + 1 aparece no índice 1, a derivação de canal em excesso no índice N_CP + 2 aparece no índice 2 e assim por diante. Cada derivação de canal em excesso que reinicia ciclicamente causa um erro na estimativa da correspondente derivação do canal principal.

Caso uma FFT seja efetuada sobre a resposta ao impulso de canal 430, então a estimativa de resposta em freqüência resultante para cada sub-banda pode ser expressa por:

Ê_a(ky = H(kpH_m(kD paraM.. N_Fí Eq(9) em que

H(Jc) é o ganho de canal real para a sub-banda k;

H_cs(fc) é a estimativa de ganho de canal para a sub-banda k com amostragem crítica; e

H_err(k) é o erro na estimativa de ganho de canal para a sub-banda k .

15/36 ff.(£)=2e

Para maior simplicidade, o erro de ganho de canal devido a outros ruídos não é mostrado na equação (9).

O erro de ganho de canal H_err(k) pode ser expresso por:

__se_ .ffjk} , para fe = l „ N_K , Eq(10) κ J em que H_e:Ak) é o ganho complexo para a sub-banda k devido ao canal em excesso, o qual pode ser obtido efetuando-se uma FFT sobre as derivações de canal em excesso. O erro de ganho de canal H_err(k) pode ser decomposto em quatro partes. O fator de 2 imediatamente à direita do sinal de igualdade na equação (10) reflete as duas fontes de erro de ganho de canal: (1) a incapacidade de amostrar o canal em excesso e (2) o reinicio cíclico do canal em excesso para o canal principal. O termo seno corresponde a uma senóide possuindo uma frequência determinada pela razão de N_cp sobre N_F. A potência total de ruído para os erros de ganho de canal para todas as sub-bandas pode ser expressa por:

irri f·ISf *Aí

-cosl—1 ,para £ = L. Np.Bq(n)

A relação sinal/ruído mais interferência (SNR) para cada sub-banda pode ser expressa por:

+oi, (*)+<?£ ia

Eq(12) em que N_o é o ruído de canal (o qual inclui o ruído térmico, a interferência proveniente de outras fontes, o ruído do receptor e assim por diante) e |\h\ |² é a norma 2 da resposta ao impulso do canal efetivo. Como mostrado na equação (12), o erro de estimativa de canal, ISI, e as potências de ruído ICI são todos escalonados pela potência de sinal E_s. Esses três termos de ruído, portanto se manifestam como um piso de ruído para a SNR. O piso de

16/36 ruído devido ao erro de estimativa de canal, ISI e potências de ruído ICI podem ser desprezados caso eles sejam menores do que o ruído de canal N_o. No entanto, tal piso de ruído pode limitar o desempenho do sistema caso tais potências de ruído sejam mais altas do que o ruído de canal N_o. A potência de ruído de erro de estimativa de canal pode dominar a ISI e potências de ruído ICI caso as derivações do canal em excesso contenham uma parte significativa (por exemplo, 10% ou mais) da energia de canal total.

Para mitigar os efeitos prejudiciais do espalhamento de retardo em excesso sobre o erro de estimativa de canal e SNR, pode ser elevado o número de sub-banda piloto. Para um sistema OFDM super amostrado, o número efetivo de sub-bandas piloto (o qual é o número de diferentes sub-bandas piloto utilizadas para a estimativa de canal) é maior do que o comprimento do prefixo cíclico (isto é, Np_eff > N_cp) . Caso N_Peff seja suficientemente grande de modo que a resposta ao impulso do canal sem fio (incluindo o canal em excesso) não supere N_Peff derivações, então um número suficiente de graus de liberdade fica disponível para estimar todas as derivações para o canal sem fio na presença de um excesso de espalhamento de retardo.

As sub-bandas piloto adicionais para sobreamostragem podem ser obtidas por vários dispositivos. Em um esquema de transmissão de piloto, Np_eff = N_p > N_cp e os símbolos piloto são transmitidos através de todas as N_psub-bandas piloto em cada período de símbolos OFDM. Para simplificar a computação, N_p pode ser selecionado como sendo uma potência de dois (por exemplo, N_p = 2.N_cp) e as N_psub-bandas piloto podem ser uniformemente distribuídas através das N_F sub-bandas totais. Menos sub-bandas ficariam disponíveis para a transmissão de dados para tal esquema de transmissão de piloto.

17/36

A Figura 5 apresenta um esquema de transmissão de piloto escalonado 500 que pode ser utilizado para aumentar o número efetivo de sub-bandas piloto sem elevar o overhead de piloto. Para o esquema 500 são utilizadas N_p = N_cp subbandas piloto para cada período de símbolos OFDM. No entanto, as N_cp sub-bandas piloto para os períodos de símbolos OFDM ímpares são escalonadas ou deslocadas em relação às N_cp sub-bandas piloto para períodos de símbolos OFDM pares em N_F/2N_cp sub-bandas. Esquema 500 utiliza dois conjuntos diferentes de N_cp sub-bandas piloto, o que corresponde a um fator de repetição de dois. O número efetivo de sub-bandas piloto é, portanto de N_Peff = 2.N_P = 2.N_cp. Para simplificar a computação, as N_cp sub-bandas piloto para cada símbolo OFDM podem ser uniformemente distribuídas através das N_F sub-bandas totais.

A Figura 6 apresenta um processo 600 para derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total com comprimento N_Peff = 2.N_cp para um canal sem fio com base no esquema de transmissão de piloto 500. Uma estimativa de resposta em freqüência inicial H_p0 é obtida com base em símbolos piloto recebidos para o primeiro conjunto de N_cpsub-bandas piloto utilizadas no período de símbolos OFDM n, tal como mostrado na equação (6) (bloco 612). Uma estimativa de resposta em freqüência inicial H_P1 é também obtida com base em símbolos piloto recebidos para o segundo conjunto de N_cp sub-bandas piloto utilizadas no período de símbolos OFDM n+1 (bloco 614) . Uma IFFT de N_cp pontos é efetuada sobre H_p0 para obtenção de uma estimativa de resposta ao impulso de canal h₀ com N_cp derivações (bloco

A

616) . Uma IFFT de N_cp pontos é também efetuada sobre H_P1para obter outra estimativa de resposta ao impulso de canal

A h, com N_cp derivações (bloco 618) . Para o esquema 500 com

18/36 uma repetição de dois, o vetor h₀ é repetido para obtenção de um vetor í?₀ de comprimento N_Peff = 2N_cp (bloco 620) . 0 vetor hj também é repetido, porém também ajustado em fase para obtenção de um vetor 1?! de comprimento N_Peff (também no bloco 620) . Os vetores h/₀ e hj são a seguir combinados (por exemplo, filtrados) para obtenção de uma estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Npcff com N_Peff derivações (bloco 622) . O vetor h_Np=n pode ser adicionalmente

processado	(por exemplo,	para suprimir	ruído)	e	é
preenchido	com zeros para	obtenção de um	vetor	Ín_f	de
comprimento	N_f (bloco 624).	Uma FFT de N_F pontos é a	seguir
efetuada sobre o vetor h_Np	para obtenção da	estimativa	de

resposta em frequência final H_Np para as N_F sub-bandas, tal como mostrado na equação (8) (bloco 626).

A Figura 6 apresenta uma modalidade pela qual as estimativas de canal para os dois conjuntos de sub-bandas piloto são combinadas no domínio do tempo. Tal é conseguido por (1) derivação de uma estimativa de resposta ao impulso de canal inicial para a estimativa de resposta em frequência inicial para cada conjunto de sub-bandas piloto (blocos 616 e 618) e (2) combinação das estimativas de resposta ao impulso de canal iniciais para os dois conjuntos de sub-bandas piloto para obtenção da estimativa de resposta ao impulso de canal total (bloco 622) . As estimativas de resposta de canal em freqüência iniciais para os dois conjuntos de sub-bandas piloto podem também ser combinadas no domínio da freqüência para obtenção de uma estimativa de resposta em freqüência intermediária, a qual pode ser a seguir utilizada para derivação da estimativa de resposta ao impulso de canal total.

19/36

A Figura 7 ilustra a derivação da estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Npdr , com N_Peff = 2.N_cpderivações com base no esquema de transmissão de piloto escalonado 500. O vetor h₀ representa uma estimativa de resposta ao impulso de canal com N_cp derivações e inclui (1) uma resposta 712 para o canal principal e (2) uma resposta 714 para o canal em excesso de reinicio cíclico, a qual é causada por sub-amostragem no domínio da frequência com N_cp sub-bandas piloto. O vetor h₀ é repetido para obter um vetor h/₀ = [h_oh_o]^T. De forma similar, o vetor hj inclui uma resposta 722 para o canal principal e uma resposta 724 para o canal em excesso de reinicio cíclico. O vetor h, também é repetido, com o caso repetido sendo invertido,

A Λ Λ Λ para obtenção de um vetor h/ = [ h., — h., ] . O vetor h_Npefr pode ser obtido pela soma dos vetores b/₀mostrado na Figura 7. O vetor h_Npcir pode e h)j, também tal como ser obtido por filtragem dos vetores bj₀ e hj,, seguir.

tal como descrito

O vetor h_Npdr representa a estimativa de resposta ao impulso de canal total com N_Peff = 2.N_cp derivações e inclui (1) uma resposta 732 para o canal principal, (2) uma resposta 734 para a parte não cancelada do canal em excesso de reinicio cíclico, (3) uma resposta 736 para o canal em excesso e (4) uma resposta 738 para a parte não cancelada do canal principal. Respostas 734 e 738 podem ser devido a vários fatores tais como, por exemplo, mudanças no canal

A Λ sem fio entre os momentos em que os vetores h₀ e h, são obtidos.

Como mostrado na Figura 7, a resposta ao impulso de canal total (com N_Peff derivações) do canal sem fio pode

20/36 ser estimada com base em dois símbolos OFDM recebidos, cada um contendo N_CP sub-bandas piloto. Caso o canal sem fio fique relativamente estático durante os dois símbolos OFDM, então as respostas 734 e 738 podem ser baixas e o vetor h_Npdj. é uma estimativa de resposta ao impulso total acurada do canal sem fio.

Ά estimativa de resposta ao impulso total h_Npode ser utilizada de várias maneiras para obtenção da estimativa de resposta em freqüência final H_Np . Todas ou algumas das derivações em h_N podem ser selecionadas para utilização e zero ou mais das derivações podem ser configuradas em zero (isto é, zeradas) para suprimir o ruído. Vários esquemas de seleção de derivações serão descritos a seguir.

A Figura 8A apresenta uma resposta ao impulso 810 para um canal estimado para um primeiro esquema de seleção de derivação. Para tal esquema, as primeiras N_cp derivações (para o canal principal) da estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Npeff são utilizadas e as últimas

Npeff ~ N_cp derivações (para o canal em excesso) são configuradas em zero (isto é, truncadas). A resposta ao impulso de canal estimada 810, portanto sofre um efeito de

	truncagem uma vez que	a resposta de	canal em excesso	foi
	zerada. No entanto,	a resposta	ao impulso . 810	não
25	experimenta o efeito	de reinicio	cíclico. 0 erro	de
	estimativa de canal	para tal esquema de seleção	de
	derivações é determinado pelo canal	em excesso e pode	ser
	expresso por:
	SP^ara-	= 1 .. N_F .	Eq (13)
30	A potência	de ruído de erro de estimativa	de

canal para tal esquema é da ordem da energia do canal em excesso e é aproximadamente metade da potência de ruído

21/36 para o caso criticamente amostrado apresentado na equação (11). Para o primeiro esquema de seleção de derivação, o efeito de truncagem apresenta um piso de ruído para SNR, porém o efeito de reinicio cíclico não está presente e não afeta o piso de ruído. Dessa forma, o piso de ruído para o primeiro esquema de seleção de derivação é mais baixo do que aquele para o caso criticamente amostrado.

primeiro esquema de seleção de derivação também provê um ganho de sobreamostragem, o qual consiste em uma redução no ruído resultante do zerar algumas das derivações. Uma vez que as últimas N_Peff - N_cp amostras são configuradas em zero, elas não introduzem qualquer ruído e não degradam a estimativa de resposta em freqüência final Bn_f · Caso Np_eff = 2.N_cp e as últimas N_cp derivações forem zeradas, então o ruído é reduzido em aproximadamente 3 dB em relação ao caso criticamente amostrado.

A Figura 8B apresenta uma resposta ao impulso 820 para um canal estimado para um segundo esquema de seleção de derivações. Para tal esquema, são utilizadas todas as

Np_eff derivações para a estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Npefr . Resposta ao impulso de canal estimada 820 não sofre o efeito de truncagem ou o efeito de reinicio cíclico uma vez que a resposta do canal em excesso é apropriadamente estimada com um número suficiente de sub25 bandas piloto. Como resultado, a potência de ruído de erro de estimativa de canal para tal esquema é aproximadamente zero e a SNR não observa um piso de ruído devido a tais dois efeitos. No entanto, uma vez que todas as N_Peff derivações são utilizadas, nenhuma redução de ruído (isto é, nenhum ganho de sobreamostragem) é conseguida em relação ao caso criticamente amostrado.

A Tabela 1 resume os efeitos observados para os casos de amostragem crítica e sobreamostragem. Um sim na coluna de truncagem indica que as últimas N_Peff - N_cp

22/36 derivações da estimativa de resposta ao impulso de canal h_N são configuradas em zero, enquanto que um não indica que todas as N_Peff derivações são utilizadas.

Tabela 1

Amostragem	Truncagem	Efeito de reinicio cíclico	Efeito de truncagem	Ganho de s obreamos trage m
Amostragem crítica (Np_eff = N_cp)		Sim	Sim	Não
Sobreamostragem	Sim	Não	Sim	Sim
> h^cp)	Não	Não	Não	Não

Os primeiro e segundo esquemas de seleção de derivações seleciona as derivações de uma maneira determinística. A seleção de derivações pode também ser efetuada de outras maneiras, algumas das quais serão descritas a seguir.

Em um terceiro esquema de seleção de derivações, é usado limiar para selecionar derivações de canal com energia suficiente e para zerar derivações de canal com baixa energia. As derivações de canal com baixa energia são provavelmente devido ao ruído e não à energia de sinal. Pode ser utilizado um limiar para determinar se uma dada derivação de canal possui ou não energia suficiente e deve ser retida. O limiar pode ser computado com base em vários fatores e de várias maneiras. O limiar pode ser um valor relativo (isto é, dependente da resposta de canal medida) ou um valor absoluto (isto é, não dependente da resposta de canal medida). Pode ser computado um limiar relativo com base na energia (por exemplo, total ou média) da estimativa de resposta ao impulso de canal. O uso do limiar relativo assegura que (1) o limiar não é dependente de variações na energia recebida e (2) as derivações de canal que estão presentes, mas que possuem baixa energia de sinal, não são zeradas. Pode ser computado um limiar absoluto com base no

23/36 ruído no receptor, na energia mais baixa esperada para os símbolos piloto recebidos e assim por diante. A utilização do limiar absoluto força as derivações de canal a encontrarem algum valor mínimo de modo a serem selecionadas para utilização. O limiar pode também ser computado com base em uma combinação de fatores utilizados para limiares relativos e absolutos. Como exemplo, o limiar pode ser computado com base na energia da estimativa de resposta ao impulso de canal e adicionalmente restringido como sendo igual ou maior que um valor mínimo predeterminado.

O limiar pode ser estabelecido de diversas maneiras. Em um esquema de limiar, o limiar é estabelecido após a truncagem das últimas Np_eff - N_cp derivações e pode ser expresso por:

for (A [²<E_a, caso contrário

Eq(14) em que hj é o i-ésimo elemento / derivação em h_Npcff ;

^A 2

I I é a energia para a i-ésima derivação;

E_th é o limiar utilizado para zerar as derivações de baixa energia.

O limiar pode ser definido, por exemplo, com base na energia das N_cp derivações para o canal principal, como se segue: E_th = «th· 1 I h_Npcn· | | , em que | | h_Npcff | | é a energia do canal principal (após a truncagem) e a_th θ um coeficiente. O coeficiente a_th pode ser selecionado com base em um equilíbrio entre a supressão de ruído e eliminação de sinal. Um valor mais alto para a_th propicia mais supressão de ruído, porém também aumenta a probabilidade de uma derivação de baixa energia ser zerada. O coeficiente a_th pode ser um valor dentro de uma faixa de 0 a 1/N_cp (por exemplo, ath = O,l/N_cp) .

24/36

Em outro esquema de limiar, o limiar é estabelecido sobre todos os Np_eff elementos de h_Np£ff (isto é, sem truncagem) utilizando-se um único limiar, de forma similar àquela apresentada na equação (14). Em mais outro esquema de limiar, o limiar é estabelecido sobre todos os Npeff elementos de h_Npsff utilizando-se múltiplos limiares. Como exemplo, um primeiro limiar pode ser utilizado para as primeira N_cp derivações em h_Npeff para o canal principal e um segundo limiar pode ser utilizado para as últimas N_Peff - N_cpderivações em h_N para o canal em excesso. 0 segundo limiar pode ser configurado como mais baixo do que o primeiro limiar. Em mais outro esquema de limiar, o limiar é estabelecido apenas sobre as últimas Np_eff - N_cp derivações em h_Npcff e não sobre as primeiras N_cp derivações. O limiar pode ser estabelecido de outras maneiras e isto se insere no escopo da invenção.

limiar é bem adequado para um canal sem fio que é esparso, tal como um canal sem fio em um sistema de broadcast macrocelular. Um canal sem fio esparso possui muito da energia de canal concentrada em umas poucas derivações. Cada derivação corresponde a um percurso de sinal separável, com um retardo de propagação diferente. Um canal esparso inclui poucos percursos de sinal, apesar do espalhamento de retardo (isto é, a diferença de tempo) entre tais percursos de sinal poder ser grande. As derivações correspondentes a percursos de sinal fracas ou não existentes podem ser zeradas.

Pode ser demonstrado que o desempenho do sistema pode ser significativamente melhorado por sobreamostragem com Np_eff > N_cp. A sobreamostragem em combinação com truncagem das últimas N_Peff - N_cp derivações provê (1) um piso de ruído mais baixo em SNR pois o efeito de reinicio cíclico não está presente e (2) redução de ruído devido ao

25/36 ganho de sobreamostragem. Sobreamostragem sem truncagem remove o piso de ruído devido a efeitos de reinicio cíclico e truncagem, porém não provê o ganho de sobreamostragem. Sobreamostragem em combinação com o limiar (com ou sem truncagem) pode prover melhoria adicional em certas situações. Truncagem e/ou limiar podem também ser desabilitadas ou habilitadas com base no espalhamento de retardo detectado. Como exemplo, caso seja detectada a condição de espalhamento de retardo excessivo (por exemplo, efetuando-se a correlação sobre os chips recebidos), então a truncagem pode ser desabilitada e a limitação pode ser habilitada ou desabilitada. Em qualquer dos casos, a sobreamostragem permite ao receptor obter a estimativa de resposta ao impulso de canal total, o que pode prover uma estimativa de canal mais acurada e melhorar o desempenho do sistema. De um modo geral, a quantidade de melhoria com a sobreamostragem aumenta à medida que aumenta a quantidade de energia no canal em excesso.

Figura 5 apresenta um esquema de transmissão de piloto escalonado exemplar com dois conjuntos de sub-bandas piloto entrelaçadas. Vários outros esquemas de transmissão de piloto também podem ser utilizados para obter o número efetivo necessário de sub-bandas piloto para a sobreamostragem.

A Figura 9A apresenta um esquema de transmissão de piloto escalonado 910 com quatro conjuntos diferentes de sub-bandas piloto. Cada um dos quatro conjuntos inclui N_Psbsub-bandas piloto. Para simplificar a computação, N_Psb pode ser selecionado como sendo uma potência de dois e as N_Psbsub-bandas piloto em cada conjunto podem estar uniformemente distribuídas através das N_F sub-bandas totais, de tal forma que as sub-bandas piloto consecutivas em cada conjunto fiquem espaçadas por N_F/N_Psb. Como exemplo, N_Psb pode ser igual a N_cp, N_cp/2 e assim por diante. As subbandas piloto nos quatro conjuntos estão também

26/36 entrelaçadas em uma estrutura similar a um pente, tal como mostrado na Figura 9A. Os quatro conjuntos de sub-bandas piloto são utilizados em quatro períodos de símbolos OFDM, por exemplo, na ordem apresentada na Figura 9A ou em uma ordem diferente.

Os símbolos piloto recebidos para os quatro conjuntos de sub-bandas piloto podem ser utilizados de várias maneiras para estimativa do canal. Uma estimativa de resposta ao impulso de canal de comprimento N_Psb, 2.N_Psb, ou 4.N_Psb pode ser obtida com base nos símbolos piloto recebidos para esses quatro conjuntos de sub-bandas piloto. Uma estimativa de resposta ao impulso de canal de comprimento N_Peff = 2.N_Psb pode ser obtida (1) efetuando-se uma IFFT de N_Psb pontos sobre os N_Psb símbolos piloto recebidos para cada período de símbolos OFDM para obter uma estimativa de resposta ao impulso h_Npsb de comprimento N_Psb, (2) repetindo-se a estimativa de resposta ao impulso h_Npsbuma vez e ajustando-se a fase de cada caso de h_N como necessário para obtenção de um vetor h_2N e (3) atualizando-se a estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Npeff com o vetor h'_2Npsb . Uma estimativa de resposta ao impulso de canal de comprimento N_Peff. - 4.N_Psb pode ser obtida (1) efetuando-se uma IFFT de N_Psb pontos sobre os N_Psbsímbolos piloto recebidos para cada período de símbolos OFDM para obter a estimativa de resposta ao impulso h_Npsb , (2) repetindo-se a estimativa de resposta ao impulso h_Npsbtrês vezes e ajustando-se as fases de cada caso de h_Npsb como necessário para obtenção de um vetor h'_4Npsb ^e (3) atualizando-se a estimativa de resposta ao impulso de canal

A A total h_N com o vetor h'_4Npsb . O ajuste de fase depende do

27/36 número de conjuntos de sub-bandas piloto e das sub-bandas piloto em cada conjunto.

Figura 9B apresenta um esquema de transmissão de piloto escalonado 920 com três conjuntos diferentes de subbandas piloto. O primeiro conjunto inclui 2.N_Psb sub-bandas piloto e o segundo e o terceiro conjuntos incluem, cada um, N_Psb sub-bandas piloto. Para simplificar a computação, N_Psbpode ser selecionado de modo a ser uma potência de dois e as Np_sb ou 2.Np_Sb sub-bandas piloto em cada conjunto podem estar uniformemente distribuídas através das N_F sub-bandas totais. As sub-bandas piloto nos três conjuntos estão também entrelaçadas em uma estrutura similar a um pente, tal como mostrado na Figura 9B. Os três conjuntos de subbandas piloto podem ser utilizados em três períodos de símbolos OFDM, por exemplo, na ordem apresentada na Figura 9B, ou em uma ordem diferente.

De um modo geral, um esquema de transmissão de piloto escalonado utiliza diferentes conjuntos de subbandas piloto para diferentes períodos de símbolos OFDM e o número efetivo de sub-bandas piloto é igual ao número de diferentes sub-bandas utilizadas para a transmissão de piloto. Pode ser utilizado qualquer número de conjuntos (ou repetições) de sub-bandas piloto. Uma maior repetição corresponde de um modo geral a um número efetivo mais alto de sub-bandas piloto e também a um retardo de estimativa de canal mais longo. Além disso, pode ser utilizado qualquer número de sub-bandas piloto para cada conjunto e os conjuntos podem incluir os mesmos ou diferentes números de sub-bandas. Pode não ser vantajoso reciclar e transmitir símbolos piloto em tantas das N_F sub-bandas totais quanto possível. No entanto, apenas um pequeno número de (por exemplo, N_cp) sub-bandas é utilizado em cada período de símbolos OFDM de modo a reduzir o overhead de piloto.

Figura 10 apresenta um processo 1000 para efetuar a estimativa de canal para um dado esquema de transmissão

28/36 de piloto escalonado. Inicialmente, um grupo de símbolos piloto recebidos é obtido para um conjunto de sub-bandas piloto utilizadas para transmissão de piloto no atual período de símbolos OFDM n (bloco 1012) . Uma estimativa de resposta em freqüência inicial H_p(n) é derivada para tais sub-bandas piloto com base nos símbolos piloto recebidos (bloco 1014) . Uma estimativa de resposta ao impulso de canal inicial h(n) é a seguir derivada com base (por exemplo, efetuando-se uma IFFT) na estimativa de resposta em freqüência inicial H_p(n) (bloco 1016) . A estimativa de resposta ao impulso de canal inicial h(n) é repetida uma vez, ou possivelmente mais vezes (bloco 1018). Cada caso de h(n) é apropriadamente ajustado, por exemplo, em fase, com base nas sub-bandas piloto específicas utilizadas no atual período de símbolos OFDM n (também no bloco 1018). A saída do bloco 1018 é uma estimativa de resposta ao impulso de

Λ Λ canal estendida h'(n) com mais derivações do que h(n) .

A estimativa de resposta ao impulso de canal total h_N para o atual período de símbolos OFDM n é a seguir atualizada com base em h'(n) (bloco 1020) . A atualização de h_Npcff (ri) pode ser efetuada de várias maneiras, dependendo (1) do esquema de transmissão de piloto escalonado selecionado para utilização, (2) de se é efetuada ou não filtragem e (3) possivelmente de outros fatores. Como exemplo, caso a filtragem não seja efetuada e seja utilizado o esquema de transmissão de piloto 500 apresentado na Figura 5, então h_N (n) pode ser configurado em h'(n) para um período de símbolos OFDM de número ímpar e computado como h_Npeff(n) = [ h_Npcff (n-1) + h'(n) ] /2 para um período

Λ de símbolos OFDM de número par. Filtragem de h'(n) para

29/36 obtenção de h_Npejr(n) será descrita mais adiante. A estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Xpcfr(ⁿ) pode ser adicionalmente processada (por exemplo, truncada, limitada e assim por diante) e preenchida com zeros para obtenção de um vetor h_Np(n) de comprimento N_F (bloco 1022) . Uma estimativa de resposta em freqüência final Ò_Np(n) para o atual período de símbolos OFDM n é a seguir derivada com base na estimativa de resposta ao impulso de canal h_Np(n) (bloco 1024) . Blocos 1012 a 1024 podem ser efetuados para cada período de símbolos OFDM ou sempre que sejam recebidos símbolos piloto.

Como foi acima descrito, a estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Npdr(n) pode ser obtida por filtragem de h'(n) . Como exemplo, h_Npca.(n) pode ser obtida por meio de um filtro FIR, como se segue:

Eq (15) em que

Ci é um vetor com N_Peff coeficientes para a derivação de filtro FIR z; e

Li e L₂ são as extensões de tempo do filtro FIR. Para um filtro FIR causai, = 0, L₂ > 1 e a estimativa de resposta em freqüência filtrada h_Npcjr(n) é uma soma ponderada das estimativas de resposta ao impulso de canal estendida h'(n) para L₂ dos períodos de símbolos OFDM anterior e atual. Para um filtro FIR não causai, L₂ > 1, L₂ > 1 e a estimativa de resposta em freqüência filtrada h_Kp_CÍT(ⁿ) é uma soma ponderada das estimativas de resposta ao impulso de canal estendida h'(n) para L₂ dos períodos de símbolos OFDM atuais, L2 anteriores e L_x futuros. Armazenamento em buffer

30/36 de Lí símbolos OFDM recebidos é necessário para a implementação do filtro FIR não causai.

Os coeficientes para o filtro FIR podem ser selecionados de várias maneiras. Os L₂ + L₂ + 1 vetores c,. para as L]_ + L₂ + 1 derivações do filtro FIR são selecionados para obtenção das características de filtragem desejadas (por exemplo, largura de banda e roll-off de filtro) . Os N_Peff coeficientes para cada vetor ç_; podem também ser selecionados de várias maneiras. Em uma modalidade, os N_Peff coeficientes no vetor ç para cada derivação do filtro FIR são todos configurados no mesmo valor. Em outra modalidade, os primeiros N_cp coeficientes (para o canal principal) no vetor c_; para cada derivação de filtro FIR são configurados em um valor e os restantes Np_eff- N_CP coeficientes são configurados em outro valor. De um modo geral, podem ser utilizados pesos iguais ou diferentes para os Np_eff coeficientes em cada vetor C; .

A estimativa de resposta ao impulso de canal total h_Npcff(n) pode também ser obtida por meio de um filtro IIR da seguinte forma:

íbwOO = , Eq(16) em que oc_t é uma constante de tempo para a filtragem. A constante de tempo cc_t pode ser selecionada com base nas características (por exemplo, o tempo de coerência) do canal sem fio.

A estimativa de resposta em freqüência inicial H_p(n) e/ou a estimativa de resposta em freqüência final

H_Np(n) podem também ser filtradas para obter maior qualidade.

A estimativa de resposta em freqüência final H_Np(n) pode ser utilizada para detecção para recuperar os

31/36 símbolos de dados transmitidos. 0 símbolo recebido para cada sub-banda pode ser expresso por:

⁺ , para & = 1 - , Eq (17) em que

S(k) é o símbolo de transmissão para a sub-banda k;

H(k} é a estimativa de ganho de canal para a subbanda k ;

N(k) é o ruído observado para a sub-banda k ; e 10 Y(k) é o símbolo recebido para a sub-banda k .

A detecção pode ser efetuada como se segue:

»P^3ra , Eq(lS)

W.) em que

S(k) é um símbolo detectado na sub-banda k ;

N'(k) é o ruído pós-processado na sub-banda k; e

K_d é um conjunto de sub-bandas utilizadas para transmissão de dados (isto é, as sub-bandas de dados).

A operação na equação (18) é comumente designada como equalização e é tipicamente utilizada para um sistema não codificado. Alternativamente, a detecção pode ser efetuada por:

5(&) = Γ(&)Η’(^) = 5(ί)+W) , para k eK_a , Eq (19) em que denota o conjugado complexo. A operação na equação (19) é comumente designada como filtragem casada e é tipicamente utilizada para um sistema codificado.

Figura 11 apresenta um diagrama de blocos de um ponto de acesso 1100 e um terminal 1150 no sistema OFDM. No downlink, no ponto de acesso 1100, um processador de dados de transmissão (TX) 1110 recebe, formata, codifica, intercala e modula (isto é, mapeia os símbolos) dados de tráfego e provê símbolos de modulação (ou simplesmente,

32/36 símbolos de dados). Um modulador OFDM 1120 recebe os símbolos de dados e símbolos piloto, efetua a modulação OFDM tal como descrito na Figura 1 e provê um fluxo de símbolos OFDM. Símbolos piloto são transmitidos de uma maneira tal que o número efetivo de sub-bandas piloto é maior do que o comprimento do prefixo cíclico (isto é, N_Peff > N_cp) para obter a sobreamostragem. Uma unidade de transmissão (TMTR) 1122 recebe e converte o fluxo de símbolos OFDM para um ou mais sinais analógicos, condiciona (por exemplo, amplifica, filtra e converte ascendentemente em freqüência) os sinais analógicos para gerar um sinal de downlink e transmite o sinal através de uma antena 1124 para os terminais.

No terminal 1150, uma antena 1152 recebe o sinal de downlink e provê um sinal recebido para uma unidade de recepção (RCVR) 1154. Unidade de recepção 1154 condiciona (por exemplo, filtra, amplifica e converte descendentemente em freqüência) o sinal recebido, digitaliza o sinal condicionado e provê chips recebidos para um demodulador OFDM 1156.

Figura 12 apresenta uma modalidade do demodulador OFDM 1156. Uma unidade de remoção de prefixo cíclico 1212 remove o prefixo cíclico anexado a cada símbolo OFDM. Uma unidade FFT 1214 a seguir transforma cada símbolo transformado recebido para o domínio da freqüência utilizando uma FFT de N_F pontos e obtém N_F símbolos recebidos para as N_F sub-bandas. Unidade de FFT 1214 provê símbolos piloto recebidos para um processador 1170 e símbolos de dados recebidos para um detector 1216. O detector 1216 também recebe uma estimativa de resposta em freqüência Η_Νρ>()η para o downlink proveniente do processador 1170, efetua a detecção sobre os símbolos de dados recebidos para obter símbolos detectados (os quais são

33/36 estimativas dos símbolos de dados transmitidos) e provê os símbolos detectados para um processador de dados RX 1158.

Processador 1170 inclui um estimador de canal 1220 que obtém os símbolos piloto recebidos e efetua a estimativa de canal tal como foi acima descrito. No interior do estimador de canal 1220, um detector de piloto 1222 remove a modulação nos símbolos piloto recebidos e pode efetuar extrapolação e/ou interpolação conforme necessário para obtenção de uma estimativa de resposta em freqüência inicial H_pdn com estimativas de ganho de canal para N_dn sub-bandas uniformemente distribuídas em cada período de símbolos OFDM. Uma unidade de IFFT 1224 efetua uma IFFT sobre a estimativa de resposta em freqüência inicial para obtenção de uma estimativa de resposta ao impulso de canal h_Ndndn ^com N_dn derivações. Uma unidade de repetição 1226 repete a estimativa de resposta ao impulso de canal tantas vezes quanto necessário e também ajusta a fase de cada caso, caso necessário. Um combinador / filtro 1228 a seguir ou combina ou filtra a saída da unidade 1226 e provê uma estimativa de resposta ao impulso de canal total. Uma unidade de limiar e enchimento com zeros 1230 estabelece o limiar (caso habilitada) e enchimento com zeros para obtenção de um vetor com N_F derivações. Uma unidade de FFT 1232 a seguir efetua uma FFT sobre o vetor ílN_F,dn para obtenção da estimativa de resposta em freqüência final H_NF>dn para as N_F sub-bandas para o downlink.

Fazendo novamente referência à Figura 11, o processador de dados RX 1158 demodula (isto é, desmapeia os símbolos), deintercala e decodifica os símbolos detectados para recuperar os dados de tráfego transmitidos. O processamento pelo demodulador OFDM 1156 e pelo processador de dados RX 1158 é complementar ao processamento pelo

4» *?.

34/36 modulador OFDM 1120 e processador de dados TX 1110, respectivamente, no ponto de acesso 1100.

No uplink, um processador de dados TX 1182 processa os dados de tráfego e provê símbolos de dados. Um modulador OFDM 1184 recebe e multiplexa os símbolos de dados com símbolos piloto, efetua a modulação OFDM e provê um fluxo de símbolos OFDM. Os símbolos piloto podem ser transmitidos através de N_up sub-bandas que foram designadas para o terminal 1150 para a transmissão de piloto. O número de sub-bandas piloto (N_up) para o uplink pode ser o mesmo ou diferente do número de sub-bandas piloto (N_dn) para o downlink. Além disso, os mesmos ou diferentes esquemas de transmissão de piloto (por exemplo, escalonados) podem ser utilizados para o downlink e o uplink. Uma unidade de transmissão 1186 recebe e processa o fluxo de símbolos OFDM para gerar um sinal de uplink, o qual é transmitido através de uma antena 1152 para o ponto de acesso.

No ponto de acesso 1100, o sinal de uplink proveniente do terminal 1150 é recebido pela antena 1124 e processado por uma unidade de recepção 1142 para obtenção de chips recebidos. Um demodulador OFDM 1144 a seguir processa os chips recebidos e provê símbolos piloto e símbolos detectados para o uplink. Um processador de dados RX 1146 processa os símbolos detectados para recuperar os dados de tráfego transmitidos pelo terminal 1150.

O processador 1130 efetua a estimativa de canal para cada terminal que transmite através do uplink, tal como acima descrito. Múltiplos terminais podem transmitir o piloto concomitantemente no uplink em suas sub-bandas piloto designadas. Para reduzir a interferência, cada subbanda pode ser utilizada para piloto ou transmissão de dados por apenas um terminal em um dado período de símbolos OFDM. Processador 1130 pode implementar o estimador de canal 1220 apresentado na Figura 12. Para cada terminal m , o processador 1130 obtém uma estimativa de resposta em

35/36 freqüência inicial H_m para o uplínk para o terminal com base em símbolos piloto recebidos a partir do terminal, deriva uma estimativa de resposta ao impulso de canal h_{N m}para o terminal com base em H_m e deriva uma estimativa de resposta em freqüência final Η_Νρ>ηι para o terminal com base ^Λ Λ em h_Nupjm - A estimativa de resposta em freqüência H_Npjm para cada terminal é provida ao demodulador OFDM 1144 e utilizada para detecção para tal terminal.

Processadores 1130 e 1170 orientam a operação no ponto de acesso 1100 e no terminal 1150, respectivamente. Unidades de memória 1132 e 1172 armazenam códigos de programa e dados utilizados pelos processadores 1130 e 1170, respectivamente. Processadores 1130 e 1170 também efetuam a estimativa de canal tal como foi acima descrito.

Para maior clareza, as técnicas de transmissão de piloto e estimativa de canal foram descritas para um sistema OFDM. Tais técnicas podem ser utilizadas para outras técnicas de modulação de multiportadoras, tais como multitom discreto (DMT).

As técnicas de transmissão de piloto e estimativa de canal aqui descritas podem ser implementadas por vários dispositivos. Como exemplo, tais técnicas podem ser implementadas em hardware, software, ou uma combinação de tais. Para uma implementação em hardware, as unidades de processamento utilizadas para estimativa de canal podem ser implementadas dentro de um ou mais circuitos integrados específicos para aplicação (ASICs), processadores de sinais digitais (DSPs), dispositivos processadores de sinais digitais (DSPDs), dispositivos lógicos programáveis (PLDs), arranjos de porta programáveis em campo (FPGAs), processadores, controladores, microcontroladores, microprocessadores, outras unidades eletrônicas projetadas

36/36 para efetuar as funções aqui descritas, ou uma combinação de tais.

Para uma implementação em software, as técnicas de transmissão de piloto e estimativa de canal podem ser implementadas através de módulos (por exemplo, procedimentos, funções e assim por diante) que efetuam as funções aqui descritas. Os códigos de software podem ser armazenados em uma unidade de memória (por exemplo, as unidades de memória 1132 e 1172 na Figura 11) e executadas por um processador (por exemplo, os processadores 1130 e 117 0) . Ά unidade de memória pode ser implementada no interior do processador ou externamente ao processador, caso este em que ela pode estar acoplada em comunicação com o processador através de vários dispositivos como conhecido na técnica.

A descrição acima das modalidades descritas é provida para permitir que os versados na técnica efetivem ou façam uso da presente invenção. Várias modificações dessas modalidades ficarão prontamente claras para os versados na técnica e os princípios gerais aqui definidos podem ser aplicados a outras modalidades sem a utilização das faculdades inventivas. Dessa forma, a presente invenção não deve ser limitada às modalidades aqui apresentadas, devendo receber o escopo mais amplo, consistente com os princípios e características novas aqui descritos.

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Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Método para estimar uma resposta em freqüência de um canal sem fio em um sistema de comunicação sem fio, caracterizado pelo fato de que compreende as

5 etapas de:

obter pelo menos dois grupos de símbolos piloto recebidos para pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto diferentes, onde uma sub-banda piloto é uma subbanda utilizada para transmissão piloto, um grupo de

10 símbolos piloto recebidos para cada conjunto de sub-bandas piloto, em que cada um dentre os pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto é utilizado para transmissão de piloto em um período de símbolos diferente;

obter pelo menos duas estimativas de resposta em

15 freqüência iniciais com base nos pelo menos dois grupos de símbolos piloto recebidos, uma estimativa de resposta em freqüência inicial para cada grupo de símbolos piloto recebidos (612, 626);

derivar uma estimativa de resposta ao impulso de

20 canal total com base nas pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais, em que a estimativa de resposta ao impulso de canal total compreende mais derivações que o número de sub-bandas piloto em cada um dentre os pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto

25 (616, 618, 620, 622) ; e derivar uma estimativa de resposta em freqüência total para o canal sem fio com base na estimativa de resposta ao impulso de canal total (624, 626) .
2. Método, de acordo com a reivindicação 1,

30 caracterizado pelo fato de que derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total com base nas pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais inclui:

derivar (620) pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal iniciais com base nas pelo

35 menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais,

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 4/19

2/9 uma estimativa de resposta ao impulso inicial para cada estimativa de resposta em freqüência inicial; e derivar (622) a estimativa de resposta ao impulso de canal total com base nas pelo menos duas estimativas de

5 resposta ao impulso de canal iniciais.
3. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total com base nas pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais inclui:

10 derivar uma estimativa de resposta em freqüência intermediária com base nas pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais; e derivar a estimativa de resposta ao impulso de canal total com base na estimativa de resposta em

15 freqüência intermediária.
4. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a estimativa de resposta ao impulso de canal total compreende NT derivações, onde NT é um comprimento da estimativa de resposta ao impulso de

20 canal total e é igual ao número total de sub-bandas piloto nos pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto.
5. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que as sub-bandas piloto em cada conjunto são uniformemente distribuídas através de NF sub25 bandas totais e são deslocadas a partir das sub-bandas piloto nos conjuntos restantes dentre os pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto, onde NF é um número inteiro maior que um.
6. Método, de acordo com a reivindicação 1,

30 caracterizado pelo fato de que símbolos piloto recebidos são obtidos em um primeiro conjunto de sub-bandas piloto em períodos de símbolos de número ímpar (n+1), e em que símbolos piloto recebidos são obtidos em um segundo conjunto de sub-bandas piloto em períodos de símbolos de

35 número par (n+2).

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 5/19

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7. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que os pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto incluem número igual de sub-bandas piloto.

5 8. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que os pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto incluem diferentes números de subbandas piloto.

9. Método, de acordo com a reivindicação 2, 10 caracterizado pelo fato de que derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total inclui adicionalmente:

repetir cada uma dentre as pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal iniciais pelo menos uma vez para obter pelo menos dois casos da

15 estimativa de resposta ao impulso de canal inicial;

formar uma estimativa de resposta ao impulso de canal estendida para cada estimativa de resposta ao impulso de canal inicial com base nos pelo menos dois casos da estimativa de resposta ao impulso de canal inicial (1018);

20 e derivar (1020) a estimativa de resposta ao impulso de canal total com base em pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal estendidas para as pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de

25 canal iniciais.

10. Método, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total inclui adicionalmente:

ajustar seletivamente a fase (1018) dos pelo 30 menos dois casos de cada estimativa de resposta ao impulso de canal inicial, e em que a estimativa de resposta ao impulso de canal estendida para cada estimativa de resposta ao impulso de canal inicial é formada com base em pelo menos dois casos de fase seletivamente ajustada da

35 estimativa de resposta ao impulso de canal inicial.

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 6/19

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11. Método, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total inclui adicionalmente:

escalonar cada uma dentre as pelo menos duas 5 estimativas de resposta ao impulso de canal estendidas com um respectivo conjunto de coeficientes para obter uma estimativa correspondente de resposta ao impulso de canal escalonada, em que pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal escalonadas são obtidas para as pelo

10 menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal estendidas com pelo menos dois conjuntos de coeficientes; e combinar as pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal escalonadas para obter a estimativa de resposta ao impulso de canal total.

15 12. Método, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que os pelo menos dois conjuntos de coeficientes são para um filtro de resposta finita ao impulso (FIR).

13. Método, de acordo com a reivindicação 11,

20 caracterizado pelo fato de que os pelo menos dois conjuntos de coeficientes são para um filtro de resposta infinita ao impulso (IIR).

14. Método, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que cada conjunto de

25 coeficientes inclui Ncp coeficientes de um primeiro valor e NL coeficientes de um segundo valor, em que os Ncp coeficientes do primeiro valor são para primeiras Ncp derivações da estimativa de resposta ao impulso de canal total, e em que os NL coeficientes do segundo valor são

30 para derivações restantes da estimativa de resposta ao impulso de canal total, onde Ncp e NL são números inteiros maiores que um.

15. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que cada uma dentre as pelo

35 menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 7/19

5/9 iniciais é derivada efetuando-se uma transformada de Fourier rápida inversa (IFFT) sobre uma respectiva estimativa dentre as pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais.

5 16. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a estimativa de resposta em freqüência total é derivada efetuando-se uma transformada de Fourier rápida (FFT) sobre a estimativa de resposta ao impulso de canal total.

10 17. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

configurar derivações selecionadas dentre NT derivações da estimativa de resposta ao impulso de canal total em zero, onde NT é um comprimento da estimativa de

15 resposta ao impulso de canal total e é um número inteiro maior que um.

18. Método, de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que as últimas NZ dentre as NT derivações da estimativa de resposta ao impulso de canal

2 0 total são configuradas em zero, onde Nz é menor que Nt.

19. Método, de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de que NZ é igual a NT - Ncp, onde Ncp é um comprimento de prefixo cíclico para o sistema e é um número inteiro maior que um.

25 20. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

determinar energia de cada uma dentre NT derivações da estimativa de resposta ao impulso de canal total, onde NT é um comprimento da estimativa de resposta

30 ao impulso de canal total e é um número inteiro maior do que um; e configurar cada uma dentre as NT derivações em zero caso a energia da derivação seja menor que um limiar.

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 8/19

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21. Método, de acordo com a reivindicação 20, caracterizado pelo fato de que o limiar é derivado com base em energia total das NT derivações.

22. Método, de acordo com a reivindicação 1, 5 caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

determinar energia de cada uma dentre NT derivações da estimativa de resposta ao impulso de canal total, onde NT é um comprimento da estimativa de resposta ao impulso de canal total e é um número inteiro maior que

10 um;

reter NX derivações com maior energia dentre as NT derivações da estimativa de resposta ao impulso de canal total, onde NX é um número inteiro igual ou maior que um; e configurar NT - NX derivações restantes da 15 estimativa de resposta ao impulso de canal total em zero.

23. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente efetuar detecção sobre símbolos de dados recebidos com a estimativa de resposta em freqüência total.

2 0 24. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação sem fio utiliza multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM).

25. Método, de acordo com a reivindicação 1,

25 caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação sem fio utiliza multitom discreto (DMT).

26. Método, de acordo com a reivindicação 24, caracterizado pelo fato de que cada símbolo OFDM transmitido no sistema de comunicação sem fio inclui um

30 prefixo cíclico, e em que a estimativa de resposta ao impulso de canal total compreende mais derivações que um comprimento do prefixo cíclico (Ncp).

27. Equipamento para estimar uma resposta em freqüência de um canal sem fio em um sistema de comunicação

35 sem fio, caracterizado pelo fato de que compreende:

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 9/19

7/9 dispositivos (1156) para obter pelo menos dois grupos de símbolos piloto recebidos para pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto diferentes, onde uma subbanda piloto é uma sub-banda utilizada para transmissão

5 piloto, um grupo de símbolos piloto recebidos para cada conjunto de sub-bandas piloto, em que cada um dentre os pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto é utilizado para a transmissão de piloto em um período de símbolos diferente;

10 dispositivos (1122) para obter pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais para um canal sem fio com base nos pelo menos dois grupos de símbolos piloto recebidos, uma estimativa de resposta em freqüência inicial para cada grupo de símbolos piloto

15 recebidos;

dispositivos (1228) para derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total com base nas pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais, em que a estimativa de resposta ao impulso de canal total

20 compreende mais derivações do que o número de sub-bandas piloto em cada um dentre os pelo menos dois conjuntos de sub-bandas piloto; e dispositivos (1232) para derivar uma estimativa de resposta em freqüência total para o canal sem fio com

25 base na estimativa de resposta ao impulso de canal total.

28. Equipamento, de acordo com a reivindicação

27, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total com base nas pelo menos duas estimativas de resposta

30 em freqüência iniciais incluem:

dispositivos (1224) para derivar pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal iniciais com base nas pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais, uma estimativa de resposta ao impulso

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 10/19
8/9 de canal inicial para cada estimativa de resposta em freqüência inicial; e dispositivos para derivar a estimativa de resposta ao impulso de canal total com base nas pelo menos

5 duas estimativas de resposta ao impulso de canal iniciais.

29. Equipamento, de acordo com a reivindicação

27, caracterizado pelo fato de que os dispositivos (1288) para derivar uma estimativa de resposta ao impulso de canal total com base nas pelo menos duas estimativas de resposta

10 em freqüência iniciais incluem:

dispositivos para derivar uma estimativa de resposta em freqüência intermediária com base nas pelo menos duas estimativas de resposta em freqüência iniciais; e

15 dispositivos para derivar a estimativa de resposta ao impulso de canal total com base na estimativa de resposta em freqüência intermediária.

30. Equipamento, de acordo com a reivindicação

28, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

20 dispositivos (1228) para repetir cada uma dentre as pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal iniciais pelo menos um vez para obter pelo menos dois casos da estimativa de resposta ao impulso de canal inicial;

25 dispositivos para formar uma estimativa de resposta ao impulso de canal estendida para cada estimativa de resposta ao impulso de canal inicial com base nos pelo menos dois casos da estimativa de resposta ao impulso de canal inicial; e

30 dispositivos para derivar a estimativa de resposta ao impulso de canal total com base em pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal estendidas para as pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal iniciais.

Petição 870180033517, de 25/04/2018, pág. 11/19
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31. Equipamento, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

dispositivos para escalonar cada uma dentre as pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal

5 estendidas com um respectivo conjunto de coeficientes para obter uma estimativa de resposta ao impulso de canal escalonada correspondente, em que pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal escalonadas são obtidas para as pelo menos duas estimativas de resposta ao
10 impulso de canal estendidas com pelo menos dois conjuntos de coeficientes; e dispositivos para combinar as pelo menos duas estimativas de resposta ao impulso de canal escalonadas para obter a estimativa de resposta ao impulso de canal

15 total.

32. Equipamento, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente:

dispositivos (1230) para configurar derivações selecionadas dentre NT derivações da estimativa de resposta

20 ao impulso de canal total em zero, onde NT é um comprimento da estimativa de resposta ao impulso de canal total e é um número inteiro maior que um.

33. Equipamento, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação

25 sem fio utiliza multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM), em que cada símbolo OFDM transmitido no sistema de comunicação sem fio inclui um prefixo cíclico, e em que a estimativa de resposta ao impulso de canal total compreende mais derivações que um comprimento do prefixo

30 cíclico (Ncp).

34. Memória caracterizada pelo fato de que compreende instruções armazenadas na mesma para fazer com que um computador realize o método conforme definido em qualquer uma das reivindicações 1 a 26.

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1/15

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