JP4409395B2 - 伝搬路推定方法及び推定装置 - Google Patents

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Description

本発明は、伝搬路推定方法及び推定装置に係わり、特に、直交周波数分割多重(OFDM)伝送方式を利用した通信を行う際、受信機において送信信号が通過した伝搬路を推定する伝搬路推定方法及び推定装置に関する。
広帯域無線通信においては、マルチパス環境による周波数選択性フェージングが発生する。このため、伝送帯域幅を周波数選択性フェージングが生じないような狭帯域(サブキャリア)に分割して並列伝送するマルチキャリア変調方式が有用となる。
現在、デジタルＴＶ／音声放送(日本、欧州)や無線ＬＡＮ(IEEE802.11a)などの規格がマルチキャリア変調方式の一種である直交周波数分割多重(OFDM)伝送方式をベースとして標準化されている。また、次世代移動通信システムにおいてもOFDMベースの変調方式が提案されている。
OFDMベースの変調方式を用いた無線通信システムでは、伝送に用いる全てのサブキャリアの伝搬路特性（伝搬路情報）を推定する必要があり、その推定精度は他の同期検波を用いた無線通信システムと同様に伝送誤り率に大きな影響を与える。このため、OFDMベースの変調方式を用いた無線通信システムでは、伝送に用いるサブキャリアで既知シンボルを伝送し、サブキャリア毎の伝搬路情報を推定している。先に説明した様に、伝搬路推定精度は伝送誤り率に大きな影響を与えるため、既知シンボルを用いて推定した伝搬路推定値に含まれている背景雑音を抑圧する技術を施す場合が多い。例えば、第1従来技術として隣接するサブキャリア間の周波数平均化処理技術(非特許文献１)や、第2従来技術として推定された伝搬路のインパルス応答群の強制0置換技術(特許文献1)などがある。
新，安部田，佐和橋，"繰り返しチャネル推定を用いたときの下りブロードバンドパケットTD-OFCDMの特性,"信学技報RCS2000-186, 2001年１月（TECHNICAL REPORT OF IEICE. RCS2000-186(2001-01)） 特開2000-341242号公報
第1従来技術は、周波数方向のコヒーレント性(一様性)を利用して隣接サブキャリア間を平均化することにより背景雑音を抑圧するものである。例えば、図３２に示すように512個の各サブキャリアの伝搬路特性をｈ1〜ｈ512とすれば、隣接する3つのサブキャリアの伝搬路特性を平均して真ん中のサブキャリアの伝搬路特性とする。第1従来技術は、遅延スプレッド(delay spread)の逆数に比例するコヒーレント帯域幅内において伝搬路特性がコヒーレントであり、このコヒーレント帯域幅内にＭ個のサブキャリアが存在すれば、これらＭ個のサブキャリアの伝搬路特性は同じであるという性質を利用している。第1従来技術は、遅延スプレッドが小さければ、周波数方向への伝搬路特性の変動量がゆるやかであるため(相関が大きいため)、周波数方向の平均化数を増やすことにより背景雑音を有効に抑圧することができる。なお、遅延スプレッドとは、マルチパス環境において受信波到達時間に差が発生するが、この遅延時間の広がりを遅延スプレッドという。
しかし、第１従来技術において、遅延スプレッドが大きくなるにつれ、隣り合うサブキャリアのチャネル変動量の相関が小さくなる。このため、周波数方向の平均化数を必要以上に大きくすると推定精度が劣化する問題がある。実際の遅延スプレッドは非常に変動が大きく、屋外において市街地で0.2−2.0μsとなり、山岳地で10−20μsとなる。このため、第１従来技術では遅延スプレッドを測定しながら最適な平均化数を選択する必要がある。また、最適な平均化数を選択できたとしても、山岳地などの遅延スプレッドが大きい環境では平均化を行えず背景雑音の抑圧がなされないという問題がある。
第2従来技術は、推定された伝搬路のインパルス応答群の電力と予め定めた閾値とを比較し、閾値以下のインパルスを強制的に0で置換することにより背景雑音を抑圧するものである。OFDM信号はサブキャリアにマッピングされた信号をIFFT処理により時間領域に変換して送信しているが、IFFTサイズ(NポイントIFFT)と信号伝送に使用するサブキャリア数(Nc)が異なると、周波数軸上で矩形窓が乗算されたことと等しくなる。このため、OFDMの時間信号はIFFTサイズ(N)と使用サブキャリア数(Nc)に基づいて決まるsinc関数が畳込まれた信号となる。第２従来技術はこの特徴を利用して、閾値をメインローブから約13dB低い値に設定することによりsinc関数のサイドローブを有効なパス(インパルス)と判別しない様にしている。
N個のデータをN個のサブキャリアｆ1〜ｆNの成分としてNポイントのIFFT処理を行なうと、周波数スペクトラムは図３３の（Ａ）に示すようになる。OFDMではIFFT処理した信号をアナログに変換し、該アナログ信号よりローパスフィルタによりｆ1〜ｆNのべースバンド信号成分を抽出し、無線周波数にアップコンバートして送信する。ｆ1〜ｆNのべースバンド信号成分を選択するには急峻な遮断特性を有するローパスフィルタが必要になるが、そのようなフィルタの作成は難しい。そこで、図３３の（B）に示すようにN個のサブキャリアｆ1〜ｆNの両側のキャリアをデータ伝送に使用せず、すなわち、Nc個 （Nc＜Ｎ）のサブキャリアをデータ伝送に使用する。このように、データ伝送するサブキャリア数NcとIFFTサイズ（＝N）が異なると、図３４に示すように伝搬路応答はインパルスとならずsinc関数となり、メインローブのピーク値はNc／Ｎに減少する。このため、Nc＝Nの場合において伝搬路応答が図３５の（A）に示すようにインパルスになっていたものが、Nc＜Ｎの場合には図３５の（B）に示すようにsinc関数が重ね合わされた波形になる。第２従来技術は、閾値をメインローブから約13dB低い値に設定することによりsinc関数のサイドローブを有効なパス(インパルス)と判別しないようにして背景雑音を抑圧する。
第２従来技術において、sinc関数のサイドローブを削除し、メインローブのみを有効なパスと判断する。しかし、sinc関数の特徴からメインローブの振幅はNc/Nに減少しているため、第２従来技術の方法では固定的な推定誤差が含まれてしまうという問題がある。また、パス間隔が近い伝搬環境においては、sinc関数のサイドローブ間が干渉し合し、合成値が閾値以上となり、パスのないところをパス有りと誤判定する問題もある。
以上から本発明の目的は、遅延スプレッドやパス間隔等の伝搬環境によらず背景雑音を抑圧可能な伝搬路推定方法及び伝搬路推定装置を提供することである。
本発明の別の目的は、実環境におけるマルチパスの各パス位置がシステムで計測されるサンプル位置から外れる場合であっても、正しく伝搬路を推定してＢＥＲ特性を向上することができる伝搬路推定方法及び伝搬路推定装置を提供することである。
本発明は、直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定方法および伝搬路推定装置である。
本発明の第１の伝搬路推定方法は、伝搬路のインパルス応答群を推定するステップ、該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択するステップ、該選択されたCIRを要素として含むCIR推定ベクトル


Figure 0004409395
、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとにより決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル


Figure 0004409395
を用いて行列式を生成し、該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求めるステップを有している。行列式は雑音電力ベクトルを考慮すると
Figure 0004409395
 であり、この行列式より伝搬路応答ベクトルを求める。
また、前記行列Ｓは、前記IFFTのポイント数Ｎとサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列であり、該Ｓ行列の逆行列を求め、該逆行列をCIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを計算し、乗算により得られた伝送路応答ベクトルの要素のうち、閾値以下の要素をゼロとして伝搬路を推定する。あるいは、前記行列Ｓは、前記IFFTのポイント数Ｎとサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列であり、該Ｓ行列、雑音の分散を用いて最小二乗平均誤差法（MMSE規範）に従ったウエイト行列を求め、該行列をCIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを計算し、該伝送路応答ベクトルより前記伝搬路を推定する。
本発明の第２の伝搬路推定方法は、伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定するステップ、該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリング（Mは１以上の整数）するステップ、該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換するステップ、該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択してインパルス応答ベクトルを生成するステップ、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいた時間応答関数に従う時間応答関数行列を作成し、その逆行列を前記インパルス応答ベクトルに乗算して伝搬路の時間応答を推定するステップ、該推定した時間応答を周波数領域に変換した後、Ｍ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定するステップを有している。
本発明の第１の伝搬路推定装置は、伝搬路のインパルス応答(CIR)群を推定するCIR推定部、該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択する有効インパルス判定部、前記選択されたCIRを用いて伝搬路を推定する伝搬路推定部を備え、該伝搬路推定部は、前記選択されたCIRを要素として含むCIR推定ベクトル


Figure 0004409395
、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとにより決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル


Figure 0004409395
を用いて行列式を生成し、該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求めて伝搬路を推定する。
本発明の第２の伝搬路推定装置は、伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定するインパルス応答推定部、該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリング（Mは１以上の整数）するオーバサンプリング部、該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換する逆フーリエ変換部、該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択してインパルス応答ベクトルを生成する有効インパルス判定部、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎの整数倍Ｍ×Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいた時間応答関数を用いて時間応答関数行列を作成し、その逆行列を前記インパルス応答ベクトルに乗算して伝搬路の時間応答を推定する伝搬路時間応答推定部、該推定した伝搬路時間応答を周波数領域に変換するフーリエ変換部、該周波数領域の伝搬路時間応答をＭ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定する手段を備えている。
本発明によれば、データ伝送に使用しないサブキャリアが存在するOFDMベースの変調方式を用いた通信において、たとえGI(ガードインターバル)を超えた遅延波が発生した場合においても伝搬路が既知の場合と同等レベルまで、背景雑音を抑圧した伝搬路推定値を得ることが可能である。
また、本発明によれば、遅延スプレッドやパス間隔等の伝搬環境によらず背景雑音を抑圧可能である。
また、本発明によれば、実環境におけるマルチパスの各パス位置がシステムで計測されるサンプル位置から外れる場合であっても、オーバサンプリングすることにより、サンプル位置から外れることによる誤差を抑圧することができる。この結果、背景雑音を抑圧でき、抑圧後にダウンサンプリングすることにより該パスの伝搬路時間応答特性を正しく推定でき、ＢＥＲ特性を向上することができる。
OFDM通信システムにおけるOFDM受信機の伝搬路推定に際して、CIR(チャネルインパルス応答)推定部は伝搬路のインパルス応答群を推定し、有効インパルス判定部は該インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答（CIR）を選択し、伝搬路推定部は、該選択されたCIRを要素として含むCIR推定ベクトル、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとにより決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトルを用いて行列式を生成し、該行列式を解くことにより伝搬路応答ベクトルを求めて伝搬路を推定する。
図１は本発明のチャネル推定装置を備えたOFDM通信システムの構成図である。OFDM送信機１０において、符号部１１はバイナリーデータを符号化し、例えば畳み込み符号あるいはターボ符号により符号化し、変調部１２はインタリーブ後に、符号化されたデータを例えばQPSKにより変調する。ついで、シリアルパラレル変換器(Ｓ／P変換器)１３は変調データシンボルまたはパイロットシンボルをNcシンボルの並列データ列に変換し、Ｎc個のサブキャリア成分を発生する。
Ｎポイントの高速逆フーリエ変換部（IFFT）1４は、N個のサブキャリアのうち(N−Nc)のサブキャリア成分を０として、Ｓ／Ｐ変換器1３から入力するＮc個のサブキャリア成分(変調データ)に逆フーリエ変換処理（IFFT）を施してＮ個の時系列データを並列出力する。パラレルシリアル変換器(Ｐ／Ｓ変換器)1５はIFFT処理により得られるＮ個の時系列データをシリアルに変換してOFDMシンボルとして出力する。ガードインターバル挿入部1６はＮ個の時系列データよりなるOFDMシンボルにガードインターバルGIを挿入し、ディジタルアナログ変換器（D／A）１７はガードインターバル挿入部から出力する信号をアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ１８はベースバンド信号成分を選択して出力し、無線部１９はベースバンド信号を無線周波数にアップコンバートした後、増幅してアンテナATSより送信する。アンテナATSより送信された信号はマルチパス伝搬路(マルチパスフェージングチャネル)２０を伝搬してOFDM受信機３０に受信される。送信信号には伝搬中に加法性雑音AWGN (additive white Gaussian noise)が乗る。
図２は、データフォーマット及びＳ／Ｐ変換器１３のシリアルパラレル変換説明図である。1フレームは３２×Ncシンボルで構成され、送信データＤＴの前方にパイロットＰが時間多重されている。1フレーム当たりのパイロットＰは、たとえば4×Ｎcシンボル、送信データは28×Ｎcシンボルである。Ｓ／Ｐ変換器１３より並列データとして最初の4回までパイロットのＮcシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＮcシンボルが出力する。この結果、1フレーム期間において、４回パイロットシンボルよりなるOFDMシンボルを伝送でき、受信側で該パイロットシンボルを用いて伝搬路（チャネル)を推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
図３はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、例えばＮ個のサブキャリアサンプル（＝1 OFDMシンボル）に応じたIFFT出力信号を1単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルGIを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉ISI (Inter symbol interference)の影響を無くすことが可能になる。
図1に戻って、OFDM受信機３０において、バンドパスフィルタ(BPF)３１はアンテナATRにより受信された信号にフィルタリングを施して不要周波数成分を除去し、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３２は無線信号をべースバンド周波数に周波数変換し、アナログディジタル変換器(図示せず)は該べースバンド信号をアナログディジタル変換し、ガードインターバル除去部３３はガードインターバルを除去する。Ｓ／Ｐ変換器３４は、ガードインターバルが除去されたＮ個の時系列データを並列データに変換して受信信号ベクトル
Figure 0004409395
を伝搬路推定部３５と伝搬路補償部３６に入力する。伝搬路推定部３５は、パイロットシンボルを用いて後述する方法により、Ｎ個の時系列要素よりなる伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を算出し、伝搬路補償部３６は受信信号ベクトル
Figure 0004409395
のN個の時系列データに伝搬路応答複素共役ベクトル
Figure 0004409395
の各要素を乗算して伝搬路（チャネル）を補償する。
Nポイントのフーリエ変換部３７は、伝搬路補償されたN個の時系列データにNポイントFFT処理を施してＮc個のサブキャリア成分を出力し、Ｐ／Ｓ変換器３８はＮc個のサブキャリア成分を順番にシリアルに出力し、復調部３９は入力信号を例えばQPSKにより復調し、復号部４０はデインタリーブ後に入力データを復調して出力する。
（ａ）伝搬路推定部の第1の構成
図４は伝搬路推定部３５の構成図であり、受信信号ベクトル
Figure 0004409395
と既知のパイロット信号ベクトル
Figure 0004409395
を用いて伝搬路のインパルス応答（チャネルインパルスレスポンス）CIRを推定してCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
を出力するCIR推定部５１、CIR推定ベクトル
Figure 0004409395
の各CIR要素と閾値TH1を比較してTH1以上のCIR要素を維持し、TH1以下のCIR要素をゼロにする(伝搬路応答がないものとする)有効インパルス判定部５２、前記のNc、Ｎを用いて後述するＳ行列の列ベクトルを生成する列ベクトル生成部５３、列ベクトルを用いてＳ行列を生成するＳ行列生成部５４、Ｓ行列の逆行列Ｓ-1をウエイト行列Ｘとして算出するウエイト生成部５５、CIR推定値にウエイトを乗算して伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を出力する乗算部５６を備えている。以下、各部の動作を、数式を用いて説明する。
(1) CIR推定ベクトルの算出
OFDM伝送方式を利用した通信では、通常等電力を有するパイロット信号(パイロットシンボル)を周波数領域に配置し、当該パイロット信号を用いてCIRの推定を行っている。パイロット信号の周波数領域での信号ベクトル
Figure 0004409395
および時間領域での信号ベクトル
Figure 0004409395
をそれぞれ
Figure 0004409395
 と置く。ここで、Tは転置行列を意味し、
Figure 0004409395
の各要素の電力は0もしくは1を取る。すなわち、ＮはIFFTサイズであり、パイロット信号を伝送するNc個のサブキャリア信号の電力は１、パイロット信号を伝送しない（N−Nc）個のサブキャリア信号の電力は０である。
Figure 0004409395
の関係は次の関係にある。ここで、
Figure 0004409395
はサンプル数NのIFFT処理を示す。
Figure 0004409395
 時間領域における真の伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
と加法性雑音
Figure 0004409395
を
Figure 0004409395
 と置く。図5の（A）に示すように送信機１０と受信機３０の間に８つの伝搬路PT0〜PT7(マルチパス)が存在するものとすれば、
Figure 0004409395
はそれぞれのパスの伝搬路応答ベクトルであり、この伝搬路応答ベクトルはたとえば図５の（B）に示すようになる。簡単化のために符号間干渉がないものとし、このためにパイロット信号のガードインターバル(GI)をデータシンボル長以上として説明する。
時間領域での受信信号ベクトル
Figure 0004409395
は次の様に表現することができる。
Figure 0004409395
図６にN=8の場合の例を示す。ただし、加法性雑音は無視している。図6において最上位の列はパスPT0を介して受信機３０に到来する時系列信号、2番目の列はパスPT1を介して受信機３０に到来する時系列信号、第(ｉ＋1)番目の列はパスPTiを介して受信機３０に到来する時系列信号である。また、Pt(j)はパイロット、Dt(j)はデータであり、１はパイロット信号の時間領域での信号、２はパイロット信号のGI、３はパイロット信号に続くデータ信号であり、４はデータ信号のGIである。
前述のようにパイロット信号のGIがデータシンボル長以上であればFFT Window内の受信信号は巡回畳み込みが保証されている。このことから、受信信号ベクトル
Figure 0004409395
を次のように行列表現できる。この受信信号ベクトルが図４のCIR推定部５１に入力される。
Figure 0004409395
 (8)式より受信信号ベクトル
Figure 0004409395
と既知のパイロット信号ベクトル
Figure 0004409395
を用いてスライディング相関によりチャネルインパルスレスポンスCIRは次の様に推定できる。すなわち、CIR推定ベクトルは
Figure 0004409395
 となる。上式を行列表現すると、
Figure 0004409395
 となり、次のように変形できる。
Figure 0004409395
 である。
CIR推定部５１は(11)式よりCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
を推定して有効インパルス判定部５２に入力する。
以上では、時間領域でのCIR推定方法について説明したが、周波数領域においても同様の処理が可能である。すなわち、周波数領域においては、時間領域の(10)式の代わりに、
Figure 0004409395
 を使用して周波数領域信号処理を行なう。０≦k≦Ｎ−１は時間領域と同じであるが、ｋはサブキャリア番号である（時間領域においてkはサンプル番号である）。上式の周波数領域信号処理では最終的にIFFTを行なうため、｛ ｝内の周波数信号は時間領域信号に変換されて(10)式の時間領域信号となる。なお、周波数領域で信号処理を行なう方が、時間領域で直接計算するより回路規模が小さく済む利点がある。
(２) 有効インパルスの判定
(12)式で与えられるCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
は次の様に表現でき、
Figure 0004409395
 さらに、列をベクトルとして表現すると(例えばj=0)、(14)式は次のように巡回畳み込み演算の式に変形できる。
Figure 0004409395
 巡回畳み込み演算は、周波数領域での積をIFFTしたものと等価であるため
Figure 0004409395
 と変形できる。ここで、
Figure 0004409395
はそれぞれFFT処理、IFFT処理を示す。この式は、
Figure 0004409395
がパイロット信号の電力であるため
Figure 0004409395
の各要素の情報を補償し、無送信サブキャリアは0、伝送に用いるサブキャリアは1となることを意味している。
以上のように、
Figure 0004409395
の各要素の情報を補償したことにより、無送信サブキャリアが存在しない場合(
Figure 0004409395
の各要素が全て1)、
Figure 0004409395
はインパルスとなり、無送信サブキャリアが存在する場合(
Figure 0004409395
の要素に0が含まれる)、
Figure 0004409395
はＮ，Ｎｃにより特定されるsinc関数となる。すなわち、端のサブキャリアを無送信サブキャリアにするため（データ送信に使用しないため）、周波数軸上で矩形関数になり、これをIFFTすると時間軸上でsinc関数になる。このことから、
Figure 0004409395
は偶関数であるため次のように定義できる。
Figure 0004409395
 図７はsinc関数の波形説明図であり、メインローブのピーク値ＡはNc／Ｎとなり、また幅ＷはNcが小さくなる程広くなる。 図においてsinc関数の左半分を点線で示すように折り返したときの各時系列データS(0)，S(1)，．．．,S(1)が(17)式における列ベクトル
Figure 0004409395
の各要素となる。また、k列目のベクトルは、
Figure 0004409395
をkだけシフトしたベクトルとなり、結局
Figure 0004409395
 は次に示す行列として現すことができる。
Figure 0004409395
 すなわち、(18)式の各列ベクトル
Figure 0004409395
は図８に示すように、伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
の各要素の時間差分Δｔだけ順次図7のsinc関数をシフトしたものとなる。
上記までの説明によりCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
は次の様に表現できる。
Figure 0004409395
 つまり、
Figure 0004409395

に伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を乗じたものに加法性雑音が加えられたものと考えられる。ここで、
Figure 0004409395
はsinc関数の形状を有したベクトルにより形成されているため、メインローブのピーク値であるｓ(0)から離れるに従い急激に小さな値を取る。図９は
Figure 0004409395
 とした場合のCIR推定ベクトルの説明図であり、メインローブのピーク値であるｓ(0)から離れるに従い急激に小さな値を取ることがわかる。このことから、伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
の情報(エネルギー)はメインローブからある特定の区間に分散されていることになる。
以上を考慮して、(11)式により計算されるCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
は図９に示す形状を有している。そこで、有効インパルス判定部５２は、CIR推定ベクトルの各CIR要素(インパルス)と閾値TH1を比較してTH1以上のインパルスを選択し、TH1以下のインパルスをないものとする（ゼロにする）。たとえば、図９ではCIR要素ｈCIR(3)=0にし、伝搬路応答がないものとする。また、選択されたインパルスの最大ピーク値ｓ(0)の前後の所定数ｍ個（1≦m≦N）のサンプル以外を0に置き換える。閾値TH1は、CIRの最大ピーク値からOFDM変調に用いるIFFTのポイント数Nと実際に伝送に用いるサブキャリア数Ncとから決定される値だけ下回る電力とする。あるいは、閾値TH1は何らかの方法で推定した背景雑音電力を予め決められた値だけ上回る電力とする。
つまり、閾値1以上のインパルス応答のサンプル位置を示す集合ベクトル
Figure 0004409395
をウエイト生成部５５に出力するとともに、
Figure 0004409395
を集合ベクトルに応じたサイズの縮退が施された
Figure 0004409395
として出力する。ウエイト生成部５５では、集合ベクトル
Figure 0004409395
とｍとから次に示す行列Ａ
Figure 0004409395
 を生成し、この行列Ａをそのままウエイト行列Ｘとして出力する。
ここで、行列Ａにおける1の区間は、集合ベクトル
Figure 0004409395
で表されるインデックスと、その前後（m−１）個である。乗算部５６では、
Figure 0004409395
とウエイト行列Ｘを掛け合わせることにより、選択されたインパルス応答の前後ｍサンプル以外を0に置き換えることになる。
以上のように、本発明はCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
の各CIR要素(インパルス)を独立に推定でき、閾値TH1以上のインパルスを選択すると共に所定数ｍ個のサンプルで該インパルスを表現するようにしたため、エネルギーの減少を最小限に抑えられることから、従来技術で問題となっていた、メインローブの振幅がNc/Nであるため固定的な推定誤差が含まれてしまうという問題を解決できる。なお、前記サンプル数ｍは、IFFTのポイント数Ｎと実際に伝送に用いるサブキャリア数Ncとから決定される既知の値である。
（３）Ｓ行列の生成／ウエイトの生成／伝搬路応答ベクトルの算出
(19)式からCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
にＳの逆行列を乗じることにより、伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を得ることができる。すなわち、次式
Figure 0004409395
 により、伝搬路応答ベクトルを求めることができる。
そこで、列ベクトル生成部５３はNc、Ｎを用いて(18)式のＳ行列の列ベクトル
Figure 0004409395
を生成し、Ｓ行列生成部５４はこれら列ベクトルを用いてＳ行列を生成し、ウエイト生成部５５は該Ｓ行列の逆行列Ｓ-1をウエイト行列として算出する。乗算部５６は、(20)式に従って有効インパルス判定部５２から出力するCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
にウエイトを乗算して伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を出力する。なお、Nc、Ｎによりsinc関数が一意に決定されるから、列ベクトル生成部５３は該sinc関数に基づいて列ベクトル
Figure 0004409395
を生成することができる。この場合、列ベクトル生成部５３は予めNc、Ｎに応じた列ベクトル
Figure 0004409395
を演算して保存しておくことにより、一々これら列ベクトルを演算しないようにできる。また、列ベクトル生成部５３は
Figure 0004409395
 より、(13)式の行列
Figure 0004409395
とその共役転置行列
Figure 0004409395
の行列演算により列ベクトル
Figure 0004409395
を演算してＳ行列生成部５４に入力することもできる。
有効インパルス判定部５２はCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
から閾値(TH1)以上のインパルス応答を選択し、閾値以下のインパルス応答は存在しないものとして０にする。Ｓ行列生成部５４は０にされたインパルス応答に応じた
Figure 0004409395
行列要素を0としてS行列を作成することにより、そのサイズを縮小して演算を軽減することができる。
以上、第1の伝搬路推定部によれば、CIR推定ベクトル
Figure 0004409395
の各CIR要素をパス毎に独立して推定することができるため、パス間が接近して各パスのチャネルインパルスレスポンスCIRのサイドローブが重なり合う場合にも、閾値TH1以下のCIRは存在しないものと正しく判定でき、これにより背景雑音を抑圧した伝搬路推定値を得ることができる。
また、閾値TH1以上のCIRを構成するサンプルのうち所定数のサンプルを用いてCIRを推定するため、第２従来技術で問題となったCIR推定誤差を減少でき、しかも、不要なサイドローブ部分をゼロにすることにより背景雑音を抑圧した伝搬路推定が可能となる。
（ｂ）伝搬路推定部の第２の構成
図１０は伝搬路推定部３５の別の構成図であり、図４の構成と異なる点は再インパルス判定部５７を設けた点である。
再インパルス判定部５７は逆行列を乗算して得られた伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を閾値TH2で再度閾値判定し、TH2以下の伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
の要素を０にして出力する。これは、有効インパルス判定部５２で閾値判定により選択した
Figure 0004409395
には図１１の（A）の点線矢印で示すようにsinc関数のサイドローブ間の影響により閾値(TH1)を超えたインパルスが含まれる場合があり、該インパルスが（B）に示すように有効インパルス判定部５２から有効インパルスとして出力されるからである。このインパルスは実際に存在しないものである。そこで、再インパルス判定部５７は、（Ｃ）に示すようにサイドローブの影響を除去した後の伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を再度閾値TH2で閾値判定し、（D）に示すように閾値TH2以下のインパルスを0に置き換える。これにより図１０の伝搬路推定部によれば背景雑音を更に抑圧することが可能となる。なお、閾値TH2は既述の閾値TH1と同じ基準に従って決定する。
図１２は伝搬路推定部３５のチャネル推定処理フローであり、CIR推定部５１は受信信号ベクトル
Figure 0004409395
とパイロット信号ベクトル
Figure 0004409395
を用いてチャネルインパルスレスポンスCIRを推定してCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
を出力する(ステップ１０１)。有効インパルス判定部５２はCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
の各CIR要素と閾値TH1を比較してTH1以上のCIR推定ベクトルのCIR要素を維持し、TH1以下のCIR要素をゼロにする(ステップ１０２)。ついで、Ｓ行列生成部５４はＳ行列を生成する(ステップ１０３)。ウエイト生成部５５は集合行列
Figure 0004409395
およびｍから決定される行列、もしくは、Ｓ行列の逆行列Ｓ-1をウエイト行列として算出し(ステップ１０４)、乗算部５６はCIR推定値にウエイトを乗算して伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を推定し(ステップ１０５)、再インパルス判定部５７は逆行列を乗算して得られた伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を閾値TH2で再度閾値判定し、TH2以下の伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
の要素を０にして出力する(ステップ１０６)。
（ｃ）演算の削減
演算量削減のために、(19)式を集合ベクトル
Figure 0004409395
に関係するインデックスのみに縮退し（Ｓ→Ｓ′）、その逆行列を解くことが可能である。例えば、有効インパルス判定部５２で選択されたインパルスをブロック化できる場合、ブロック毎に逆行列を分割して生成する。ここでは、N=4の場合について説明する。推定されたCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
について(19)式より次式が成立する。
Figure 0004409395
 ここで、閾値以上のCIR推定ベクトルのCIR要素(インパルス)が
ｈCIR(0)とｈCIR (1)であったとすると、以下のように行列
Figure 0004409395
を縮退させた行列で表現できる。
Figure 0004409395
 ここで、
Figure 0004409395
 である。(21)式を(22)式に変形できれば逆行列の演算量が大幅に削減できる。更に、縮退行列が複数になったとしても、それぞれの行列式に相関性がないため個別に行列式を解けば良い。
上記のようにして求めた縮退行列は、
Figure 0004409395
 と表記できることから、
Figure 0004409395
の逆行列を乗じることにより,伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を次のようにして得ることができる。
Figure 0004409395
 つまり、ＮおよびNcによって決定される行列Ｓを行列生成部５４で生成し、ウエイト生成部５５では、有効インパルス判定部５２からの出力
Figure 0004409395
および行列生成部からのＳを用いてＳ′を生成する。さらに、Ｓ′の逆行列を求めウエイト行列Ｘとして乗算部５６に出力する。乗算部５６では、
Figure 0004409395
成分により構成される
Figure 0004409395
とウエイト行列Ｘを掛け合わせることにより応答ベクトル
Figure 0004409395
を求める。また、閾値以上のCIRが
Figure 0004409395
のみだった場合や選択されたインパルス間が離れている場合では、(21)式は更に
Figure 0004409395
 となる。かかる場合には、逆行列を求めずｓ(0)で
Figure 0004409395
を除算するだけで良く、演算量を削減できる。また、ｓ(0)はNc/Nであるため、
Figure 0004409395
 となる。これは、従来技術においてメインローブの振幅がNc/Nとなり固定的な推定誤差が含まれてしまうという問題を解決していることに相当する。
以上要約すると、閾値以上の伝搬路インパルス応答（CIR）が複数のブロックに分割できる場合、ブロック毎に行列式を分割して伝搬路応答ベクトルを求める。この場合、前記ブロックに属している伝搬路インパルス応答（CIR）が1つだけであれば、行列式を生成せず、IFFTポイント数Nと信号伝送に使用するサブキャリア数Ncとから決定される固定値をCIR推定ベクトルに乗ずることにより伝搬路応答ベクトルを求める。
ところで、CIR推定ベクトル
Figure 0004409395
における閾値以上のCIR要素の数に応じて逆行列の演算量が大幅に変化する。そこで、CIRの状態に応じて演算量が少なくなる方法に従って伝搬路を推定する。
（ｄ）ウエイト演算の別の構成
以上では、S行列の逆数よりウエイト演算してCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
を乗算して伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を計算したが、加法性雑音の影響を軽減するためにMMSE(Minimum Mean Square Error)規範に基づきウエイトを求める方法も考えられる。以下、MMSE法に基づいてウエイトを算出する方法を説明する。
Figure 0004409395
 と置くと、評価関数
Figure 0004409395
 を最小とするウエイト行列
Figure 0004409395
は、
Figure 0004409395
 を解く事により求められる。(24)式において、Jは評価関数、Ｅは期待値、
Figure 0004409395
は推定値、
Figure 0004409395
は実際の伝搬路応答ベクトルである。（24a）式を解けば、ウエイトベクトル行列は
Figure 0004409395
 で与えられる。ここで
Figure 0004409395
はベクトルの2乗ノルム, σ2は加法性雑音の分散、Ｉは単位行列をである。
図１３は、MMSE法に基づいてウエイトを算出するウエイト生成部の構成図であり、分散算出部５５ａは加法性雑音の分散を演算し、ウエイト算出部５５ｂは (25)式によりウエイト行列Ｘを計算して出力する。雑音の統計的性質が判れば、(25)式により雑音を考慮したウエイトを算出でき、より精度の高い伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を出力できる。
図１４は伝搬路推定部を備えたOFDM通信システムの第2実施例構成図であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、
(1)フーリエ変換部４１を設け、伝搬路推定部35から出力する時間領域の伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
にFFT変換処理を施して周波数領域の伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を出力する点、
(2)伝搬路補償部４２を設け、フーリエ変換された周波数領域の受信信号ベクトル
Figure 0004409395
 に伝搬路応答複素共役ベクトル
Figure 0004409395
を乗算することにより、すなわち、
Figure 0004409395
 により、チャネル補償している点である。
以上では、OFDM受信機における伝搬路推定に本発明を適用した場合であるが、符号分割多元接続方式（CDMA）のRAKE受信機におけるパスサーチに適用することができる。図１５は本発明をRAKE受信機のパスサーチに適用した第３実施例の構成図である。
無線受信部６2はアンテナ６１で受信した高周波信号をべースバンド信号に周波数変換すると共に直交復調し、ローパスフィルタ(LPF)６３は不要帯域成分を除去してAD変換器６４に入力する。AD変換器６４は入力した直交復調信号をデジタルに変換し、パスサーチャ６５は受信信号Ｒtよりマルチパスを構成するパスをサーチする。フィンガー部６６ａ〜６６ｎはマルチパスの各パスに対応して設けられ、図示しないがそれぞれ逆拡散部や遅延回路を備えている。タイミング発生部６７は、各パスの遅延タイミングを逆拡散タイミングとして各フィンガー部６６ａ〜６６ｎの逆拡散部に入力すると共に、各逆拡散部から出力される逆拡散信号のタイミングを一致させるための遅延時間を各フィンガー部６６ａ〜６６ｎの遅延回路に入力する。RAKE合成部６8は、各フィンガー部６６ａ〜６６ｎから出力する逆拡散信号を最大比合成して次段の図示しないチャネルコーデック部に出力する。
パスサーチャ６５は図４の伝搬路推定部と同一の構成を備え、同一の方法で伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を計算し、パスをサーチする。異なる点は、Ｓ行列の列ベクトルの生成に際して、ベクトル
Figure 0004409395
の代わりにローパスフィルタ６３のインパルス応答を用いる点である。これは例えばＣＤＭＡ方式の標準化（３GPP）で規定されているコサインルートオフフィルタのインパルス応答値を用いることで適用できる。
すなわち、WLPF、WCDMAによりsinc関数が一意に決定されるから、該sinc関数に基づいてＳ行列を作成する。
なお、前記全ての実施例において、推定された伝搬路のインパルス応答群のうち、予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択し、選択されたインパルス応答における最大ピークの前後所定数のサンプル以外を０に置き換えたが、例えば、浮動小数点もしくは固定小数点演算においてＬＳＢを１、残りを0とした値、もしくはヌルの状態等、実質的にゼロとして取り扱える値を用いればよい。
同様に、Ｓ行列の逆行列をＣＩＲ推定ベクトルに乗算して得られた伝搬路応答ベクトルの要素のうち、閾値以下の要素をゼロとして伝搬路推定したが、例えば、浮動小数点もしくは固定小数点演算においてＬＳＢを１、残りを0とした値、もしくはヌルの状態等、実質的にゼロとして取り扱える値を用いればよい。
・シミュレーション結果
上記本発明の効果をシミュレーションにより、第2従来技術の場合と比較しながら明らかにする。
(a)第1のシミュレーション
第1のシミュレーションはマルチパスのパス数が少なく、かつ、パス間隔が広い場合である。第1のシミュレーションにおけるシミュレーションパラメータを図１６に示す。伝送モデルにおいて、パス数は2、各パスの受信レベルは同一、パス間の遅延時間は1サンプル／300サンプル、フェージング周波数は960Hzである。また、閾値TH1はCIR内のピーク電力から−15dBとした。これは、Nc=896,N=1024から決定した値である。
図１７に処理無し、従来技術、本発明のEb/N0対Mean Square Error(MSE)特性をそれぞれ示す。本発明は、(22)式により伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を推定した場合である。図１７において、曲線Ａは背景雑音抑圧処理を行わない場合、曲線Ｂは従来技術を適用した場合、曲線Ｃは本発明を適用した場合の特性である。これらの特性より、従来技術では、Eb/N0が悪い環境において背景雑音抑圧能力が出ているもののEb/N0が良い環境において固定的な推定誤差を含んでいるため特性の改善が見られない。一方、本発明では、Eb/N0の増大に従い特性の改善が見られ、背景雑音の抑圧効果があることを示している。また、本シミュレーション条件は、パス間隔が非常に狭い場合や、正規化遅延スプレッドが大きな環境(約0.14)においても効果的である事を示している。
(b)第２のシミュレーション
第２のシミュレーションはマルチパスのパス数が多く、パス間隔が狭い場合であり、パス間隔の近い伝搬環境においても本発明が効果的であることを示す。図１８は第2シミュレーションのシミュレーションパラメータである。伝送モデルにおいて、パス数は１２、各パスの受信レベルは遅延時間に応じて指数関数的に減少、パス間隔は１サンプル、フェージング周波数は80Hzである。また、本発明の閾値TH1はCIR内のピーク電力から−15dBとした。
図１９に図3にRMS遅延スプレッド対BER=10-3を満足するEb/N0特性を示し、曲線Ａは背景雑音抑圧処理を行わない場合の特性、曲線Ｂは伝搬路を既知(Perfect)とした場合の特性、曲線Ｃは従来技術の周波数平均化を隣接5サブキャリアに対して行った時の特性、曲線Dは(23)式により伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を推定した本発明の特性、曲線Ｅは(20)式により伝搬路応答ベクトルを推定した本発明の特性である。
従来技術の特性から、該来技術のアルゴリズムが最適となる遅延スプレッドが存在することが分かる。今回の条件では、遅延スプレッド0.111usが最適値であり伝搬路カンニング(Perfect)との差は約0.3dBとなっている。しかし、その最適値から離れるに従い特性が劣化し、遅延スプレッド0.667usにおいては約4.5dBもの劣化となり、処理を行わないよりも特性劣化してしまう。一方、本願発明の特性Ｄは、遅延スプレッドが小さな条件において、隣接パスからの影響により伝搬路カンニングからの劣化が生じ約0.6dBの劣化となっているが、遅延スプレッドが大きい条件では、劣化が0.2dBとなっている。また、本願発明の特性Eは、遅延スプレッドに係わらず、常に約0.1dBの差となっており、理想的に背景雑音が抑圧できることが確認できた。
以上より、本発明によれば、データ伝送に使用しないサブキャリアが存在するOFDMベースの変調方式を用いた通信において、例えGI(ガードインターバル)を越えた遅延波が発生した場合においても伝搬路が既知の場合と同等レベルまで、背景雑音を抑圧した伝搬路推定値を得ることが可能である。
以上の実施例では伝送サブキャリア数ＮcとOFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎ、つまりは復調に用いられるFFTポイント数Nとの関係から決定される巡回sinc関数行列をSと定義したが、第４実施例では前記Ncと復調に用いられるFFTポイント数Nの整数倍であるM×Nとの関係から決定される巡回時間応答関数行列をSと定義する。すなわち、第４実施例は第１、第２実施例を拡張するもので、M=１とした場合が第１、第２実施例に相当する。なお、第1、第２実施例ではsinc関数という限定した表記としたが、これは伝送しないサブキャリアの位置を両端にした場合の時間応答関数であり、両端以外のサブキャリア位置で無伝送とした場合はS行列の時間応答ベクトルは異なる形をとる。このため、第４実施例では時間応答関数、時間応答関数行列という。なお、時間応答関数そのものの形を知らなくても、時間応答関数の全ての離散的時間応答値は実際にIFFTすれば得られるため、第1実施例で説明したS行列の作成手法と同一の方法で作成することができ、既知であることには変わりない。
図２０は第４実施例のＯＦＤＭ通信システムのブロック図であり、図１４と同等のシステム構成を有するが、一部構成を省略するとともに、ＩＦＦＴ部１４へのデータ入力位置およびＦＦＴ部からのデータ出力位置を明示している。また、Ｐ／Ｓ変換部１５とガードインターバル挿入部１６の位置、並びにガードインターバル除去部３３とＳ／Ｐ変換部３４の位置が逆になっている。第４実施例の伝搬路推定部７１は後述する図２３に示す構成を有している。
図２１はOFDMフレームフォーマット例であり、複数のパイロットシンボルよりなるパイロット用OFDMシンボルPがデータ用OFDMシンボルＤ1〜Ｄmに時間多重されている。各OFDMシンボルの先頭にはガードインターバルＧＩ挿入されている。なお、パイロットシンボルの配置は図２１に限定されず任意の位置に配置することができる。さらには、周波数−時間の2次元に離散的に配置されたパイロット信号でも構わない。
図２２はＩＦＦＴ、ＦＦＴのポイント数Ｎと実際のデータ伝送に用いるサブキャリア数Ｎcの関係およびＮc個のデータＸ0〜ＸNc/2-1，ＸN-Nc/2〜ＸN-1とＩＦＦＴのデータ入力端子の関係説明図である。図２２(Ａ)に示すように、ＮサブキャリアのうちＮc個のサブキャリアでデータ伝送するものとし、かつ、Nサブキャリア両側の(Ｎ−Ｎc)／２個のサブキャリアでデータ無送信とする。かかる場合、Ｎcサブキャリアで伝送するデータは、中央より２分され、ついで、図２２（B）に示すように、それぞれを周波数軸に関してひっくり返してＮポイントＩＦＦＴ部１４の両側Ｎc／2個の端子に入力する。すなわち、ＩＦＦＴ部１４の中央(Ｎ−Ｎc)個の端子にはデータが入力されない。なお、Ｎc個の無送信サブキャリアをどのように配置しても構わない。無送信キャリアの位置に応じて後述の(36)式に示す時間応答値の形が変るだけであり、本発明に何ら影響を及ぼさない。ＴSはサンプリング速度、ＴGはガードインターバル(GI)時間とし、NポイントのFFTを用いたOFDM通信システムにおけるOFDMシンボル時間はＴ＝Ｎ・ＴS＋ＴGである。
（ａ）第４実施例の伝搬路推定部
図２３は第４実施例の伝搬路推定部７１のブロック構成図である。Ｎポイントのフーリエ変換部（ＦＦＴ）８１は時間領域のパイロット受信信号にＮポイントフーリエ変換処理を施して周波数領域に変換し、図２４に示すようにＮ個の出力端子０〜Ｎ−１のうち、両側Ｎc／２個の端子から出力する。受信側で既知であるパイロットシンボルを受信すると、インパルス応答測定部(ゼロフォーシングチャネル推定部)８２はＦＦＴ出力信号を用いてゼロフォーシングにより伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答ｈZF(0)〜ｈZF(N-1)を測定し、アップサンプリング部（オーバサンプリング部）８３は図２５に示すように該観測したインパルス応答ｈZF(0)〜ｈZF(N-1)をＭ倍オーバサンプリングする（Mは１以上の整数で例えば２）。Ｍ×Nポイントの逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）８４は該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換し、有効インパルス判定部８５は該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値ＴＨ以上のインパルス応答を選択してインパルス応答ベクトルを生成して出力すると共に、第１実施例と同様に集合ベクトル
Figure 0004409395
を出力する。時間応答ベクトル生成部８６はOFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎの整数倍M×Nと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいた時間応答関数（第１実施例の場合はsinc関数）を用いて時間応答ベクトルを生成し、逆マトリクス作成部８７は該時間応答ベクトルを用いて時間応答関数行列Ｓを作成し、ウエイト生成部８８は第1実施例と同様に集合ベクトルとｍ(1≦m≦MN)を用いて(19a)式の行列Ａ、もしくは時間応答関数行列Ｓを小行列化した縮退行列Ｓ′を作成し、該縮退行列Ｓ′の逆行列を求め、ウエイト行列Ｘとして出力する。
乗算部（伝搬路時間応答推定部）８９は前記インパルス応答ベクトルにウエイト行列Ｘを乗算して伝搬路の時間応答を推定する。ゼロパッディング部９０、図26に示すようにＭ×Ｎ個のオーバサンプリング点のうち時間応答が得られなかったサンプリング点にゼロを挿入し、Ｍ×Nポイントのフーリエ変換(ＦＦＴ)部９１は、該推定した伝搬路時間応答を周波数領域に変換し、ダウンサンプリング部９２は図２５に示すように、周波数領域のＭ×N個の伝搬路時間応答をＭ倍ダウンサンプリングして周波数領域におけるN個の伝搬路応答にして伝播路補償部４２(図２０参照)に入力する。
伝搬路推定部７１において、各処理部は周波数領域(frequency- domain)もしくは時間領域(time-domain)のいずれかで行われる。ブロック構成上では、時間応答ベクトル生成部８６の入力信号の一方がＮからＭ×Ｎに変更される以外は中央の逆行列演算／推定ブロック（time-domainにおける処理）は第1実施例と同一である。しかし、この前処理でM倍にオーバーサンプルしているため、第1実施例の行列ＳのサイズがN×NからMN×MNに変更される。なお、Ｍ=1では第1実施例と同一となり、前後の周波数領域(frequency-domain)におけるアップサンプリング／ダウンサンプリング処理部は省かれる。
（ｂ）数式を用いた伝搬路推定部の動作説明
L本のマルチパス伝送路におけるチャネルインパルス応答(Channel impulse response, CIR)を
Figure 0004409395
 とおき、ここで、
Figure 0004409395
のパスの複素振幅およびパス位置を表す。さらにこの時、最大遅延パスは
Figure 0004409395
で表され、本例ではCIRを
Figure 0004409395
とする。尚、τmax＞ＴGの場合でも(27) 式の表現が異なるだけで本発明の本質に何ら変更される部分はない。
上記CIR条件下では、伝搬路通過後の周波数領域のN次元受信信号ベクトル
Figure 0004409395
 は次のように表現できる。
Figure 0004409395
 ここで、
Figure 0004409395
は巡回畳み込み演算子、FFTNおよびIFFTNはそれぞれNポイントのFFTおよびIFFTを示し、次のように定義される。
Figure 0004409395
 また、ｘ，ｇおよびｗは、それぞれN次元の送信信号ベクトル、伝搬路応答ベクトルおよび雑音ベクトルで
Figure 0004409395
 である。
(27)式の右辺は更に次のように変形できる。
Figure 0004409395
 ここで、Ｘは次に示す対角行列
Figure 0004409395
 であり、ＦNはN×N次元のFFT行列であり、k行n列の要素は
Figure 0004409395
 で表される。また、
Figure 0004409395
 である。
(30)式から従来の伝搬路推定法であるZero forcing(Least Squares)法では、既知の送信シンボルを用いて次のように,伝搬路の周波数応答を推定する。
Figure 0004409395
 ここで、
Figure 0004409395
である。
本発明は、干渉成分を時間領域で抑圧することを特徴とする。
まず、Zero forcing法により推定された伝搬路の周波数応答値
Figure 0004409395
に対し、以下のM倍のオーバサンプリングを行う。
Figure 0004409395
 ここで、Ｎcは送信に用いるサブキャリア数である。
次に、周波数領域でオーバサンプリングされた周波数応答をM×NポイントのIFFTで時間領域へ変換する。この変換された信号
Figure 0004409395
は次の様に表すことができる。
Figure 0004409395
 ここで、
Figure 0004409395
はM倍オーバサンプリングポイントでの真の時間応答ベクトル、Ｓは無送信サブキャリアを考慮した時間応答関数に従う行列であり,次の式で定義される。
Figure 0004409395
 ここで、両端を無送信とした場合、s(n)は次の式で定義される。本例ではsinc関数のサンプル点として表現されるが、任意のパイロット配置に対応した時間応答ベクトルの巡回行列Ｓが一意に決定される。つまり、受信側で既知情報としてＳ行列を用意することが可能となる。
Figure 0004409395
 (35)式より行列Ｓの逆行列を求め、(34)式の左から乗算することにより
Figure 0004409395
の推定値を得ることができる。
Figure 0004409395
 しかしながら、Ｓの逆行列を求めることは非常に大きな演算量が必要である。そこで、
Figure 0004409395
で示される干渉成分を抑制でき、かつ演算量を少なくするために(35)式の縮退行列式を生成する。このため、(35)式で表わされる時間応答関数たとえばsinc関数に従う行列は、対角成分から離れるに従い急激に電力が小さくなる点に着目する。
Figure 0004409395
の相関が高い。これは
Figure 0004409395
というフィルタリングを施されたものと考えられるからである。そこで、
Figure 0004409395
の成分の中で予め定めた閾値TH以下の成分を除去することにより行列式の縮退を以下の様に行う。まず、(34)式において、TH以下の成分をk番目のサンプル
Figure 0004409395
とすると当該サンプル、およびこれに対応する右辺の
Figure 0004409395
を削除する。
次に、Ｓにおいてこれら削除されたサンプルに対応する行と列を削除することで小行列S′を生成する。本処理を数学では「小行列」化と呼ぶが、この小行列化について以下に簡単な一例を示す。Ｍ＝１，Ｎ＝４とすれば(34)式は次式
Figure 0004409395
 で表現される。ここで、システムで予め与えられた閾値TH以下のZF(ゼロフォーシング)により推定されたサンプルが
Figure 0004409395
であるとする。まず、これに対応する右辺の
Figure 0004409395
を削除する。次に、Ｓにおいてこれら削除されたサンプルに対応する行と列を削除すると、上記行列式は
Figure 0004409395
 として縮退される。この時、小行列は
Figure 0004409395
 である。なお、上記縮退された行列式は(22)式と同じであり、本例は第１実施例で示した例示と本質的に同一である。
小行列化により縮退した行列式を次のように定義すると
Figure 0004409395
 S′の逆行列を求めることにより
Figure 0004409395
を求めることが可能であり、S′のサイズはSに比べて非常に小さな値になり、次式
Figure 0004409395
 が成り立つ。また、得られた
Figure 0004409395
以外のサンプルに関しては0で置換する（Zero-padding）ことにより干渉成分の抑制を図ることが可能となる。
0置換を完了した伝搬路の時間応答値を
Figure 0004409395
とすると、その周波数応答値は次式
Figure 0004409395
 で表すことができる。このことから、（40）式に従ってダウンサンプリングを行うことにより、干渉成分の抑制された伝送路の周波数応答値を得ることが可能となる。
Figure 0004409395
（ｃ）第４実施例による効果
第4実施例によれば、実際により近い伝搬路環境であっても特性劣化を発生させない。すなわち、物理的な現象として発生するマルチパス伝搬路は連続信号、つまりアナログ信号である。この時に発生する各パスの位置は常にシステムで計測されるサンプル位置、つまりサンプリング間隔とは限らず、その位置を外れることは実環境において煩雑に発生することが予想される。なお、サンプリング間隔にマッピングされたチャネルは"sample-spaced channel"と呼ばれる。
シミュレーションにおけるパスモデルでは、実環境を模擬すべくLパス指数関数モデルを定義する。図２７に示すように、L本の各パスは
Figure 0004409395
に位置し、
Figure 0004409395
番目のパスは先行波に対して
Figure 0004409395
減衰している。また、各パスの間隔は
Figure 0004409395
で定義されるものとする。ここでサンプル位置にパスが１つでもないチャネルは、"non-sample-spaced channel"と呼ばれており、(26)式において
Figure 0004409395
が整数とならないパスが1つ以上存在する場合が当てはまる。本チャネルモデルにおいて、時間領域でチャネル推定を行う本発明のような方式では特性が劣化することが知られている。ここでは、２つのチャネルモデルについて検討し、第4実施例の効果を明らかにする。
１）Channel A : τ0=0、Δτ=18[sample] ("sample-spaced channel")
２）Channel B: τ0=Ts/2、Δτ=18[sample] ("non-sample-spaced channel")
ここで、Channel Bは全てのパスがサンプル位置に存在しない実環境であり、第４実施例にとっての最悪条件と定義することができる。また、シミュレーション条件を表1に示す。ここで、閾値THは最大電力を有するサンプルの-16dBとした。
Figure 0004409395
 図２８（Channel A）と図２９(Channel B)に、１６QAMを用いた場合のEb/No対BER特性を示す。それぞれ、M=1とした第1実施例およびM=2とした第４実施例の特性を載せている。図２８より、Channel Aにおいては、伝播路既知（perfect channel-state information：perfect CSI）に対してＢＥＲ＝１０-3において、Ｍ＝１の第１実施例では0.1dB、第２実施例では0.2dBの劣化が見られる。しかしながら、図２９より明らかなように、より実環境に近いChannel Bにおいて、第４実施例はperfect CSIに対する特性変化が発生しない。なお、M=1の第１実施例の場合には、大きく特性劣化（ＢＥＲ＝１０-3において0.9dB）が発生していることがわかる。
また、図３０（Channel A）と図３１(Channel B)に、６４QAMを用いた場合のEb/No対BER特性を示す。それぞれ、M=1とした第1実施例およびM=2とした第４実施例の特性を載せている。１６QAMの場合よりノイズ耐性が低い６４QAMでは、図３０に示すようにChannel Aであってもperfect CSIに対する特性劣化が大きい。すなわち、BER=10-3において、Ｍ＝１の第１実施例ではperfect CSIに対して0.3dB、Ｍ=2の第２実施例では0.4dBの劣化が見られる。しかしながら、より実環境に近いChannel Bにおいては、図３１より明らかなようにＭ=2の第２実施例ではprefect CSIに対する特性差の変化が発生しない。しかし、M=1の第１実施例の場合には大きく特性劣化（BER=10-3において3.7dB）が発生していることがわかる。以上のシミュレーションより、第４実施例によれば、全てのパスがサンプル位置に存在しない実環境においてもチャネル推定に際して雑音干渉を抑圧して特性を向上することができる。
・付記
（付記１） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定方法において、
伝搬路のインパルス応答群を推定し、
該インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択し、
該選択されたインパルス応答における最大ピークの前後所定数のサンプル以外を所定値に置き換え、
前記置き換えにより得られたインパルス応答を用いて伝搬路を推定する、
ことを特徴とするOFDM伝搬路推定方法。
（付記２） 前記伝搬路インパルス応答（CIR）群を推定するステップにおいて、
受信信号ベクトルに既知パイロットシンボルの共役転置行列を乗算して、伝搬路毎に時系列の複数サンプルからなる伝搬路インパルス応答（CIR）を推定する、
ことを特徴とする付記1記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記３） 前記伝搬路を推定するステップにおいて、
OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと、実際の伝送に使用するサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列（S行列）の逆行列を求め、
該逆行列をCIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを計算し、
該伝送路応答ベクトルより前記伝搬路の特性を推定する、
ことを特徴とする付記１記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記４） 前記乗算により得られた伝送路応答ベクトルの要素のうち、閾値以下の要素を所定値として前記伝搬路を推定する、
ことを特徴とする付記３記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記５） OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと、実際の伝送に使用するサブキャリア数Ncとに基づいて、前記所定数を決定する、
ことを特徴とする付記1記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記６） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定方法において、
伝搬路のインパルス応答群を推定し、
該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択し、
該選択されたCIRを要素とするCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいて決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を用いて行列式を生成し、
該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求める、
ことを特徴とするOFDM伝搬路推定方法。
（付記７） 前記伝搬路インパルス応答（CIR）群を推定するステップにおいて、
受信信号ベクトルに既知パイロットシンボルの共役転置行列を乗算して、伝搬路毎に時系列の複数サンプルからなるCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
を推定する、
ことを特徴とする付記６記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記８） 前記行列Ｓは、前記IFFTのポイント数Ｎとサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列である、
ことを特徴とする付記６記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記９） 前記行列式を生成するステップは、雑音電力ベクトル
Figure 0004409395
を考慮して前記行列式を
Figure 0004409395
 として生成し、該行列式より前記伝搬路応答ベクトルを求める、
ことを特徴とする付記６記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記１０） 閾値以上の伝搬路インパルス応答（CIR）が複数のブロックに分割できる場合、ブロック毎に前記行列式を生成して前記伝搬路応答ベクトルを求める、
ことを特徴とする付記６記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記１１） 前記ブロックに属している伝搬路インパルス応答（CIR）が1つだけである場合、行列式を生成せず、前記ポイント数Nとサブキャリア数Ncとから決定される固定値を前記CIR推定ベクトルに乗ずることにより前記伝搬路応答ベクトルを求める、
ことを特徴とする付記９記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記１２） 前記伝搬路応答ベクトルを求めるステップにおいて、
前記IFFTのポイント数Ｎとサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列である前記行列Ｓの逆行列を求め、
該逆行列をCIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを求める、
ことを特徴とする付記６記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記１３） 前記伝搬路応答ベクトルを求めるステップにおいて、
前記IFFTのポイント数Ｎとサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列である前記行列Ｓ及び雑音の分散を用いて最小二乗平均誤差（MMSE）規範に従った行列を求め、
該行列をCIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを求める、
ことを特徴とする付記６記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記１４） 前記乗算により得られた伝送路応答ベクトルの要素のうち、閾値以下の要素を所定値として伝搬路を推定する、
ことを特徴とする付記12又は１３記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記１５） 前記閾値は、CIRの最大ピーク電力からOFDM変調に用いるIFFTのポイント数Nと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ncとから決定される値だけ下回る電力とし、あるいは、推定した背景雑音電力を予め決められた値だけ上回る電力とする、
付記６または１４記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記１６） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定装置において、
伝搬路のインパルス応答(CIR)群を推定するCIR推定部、
該インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択し、該選択されたインパルス応答における最大ピークの前後所定数のサンプル以外を所定値に置き換える有効インパルス判定部、
前記の有効インパルス応答を用いて伝搬路を推定する伝搬路推定部、
を有することを特徴とする伝搬路推定装置。
（付記１７） 前記CIR推定部は、受信信号ベクトルに既知シンボルの共役転置行列を乗算して、伝搬路毎に時系列の複数サンプルからなる伝搬路インパルス応答（CIR）を推定する手段を備えた、
ことを特徴とする付記1６記載の伝搬路推定装置。
（付記１８） 前記伝搬路推定部は、
OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと、実際の伝送に使用するサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列（S行列）及びその逆行列を取得する手段、
該逆行列を前記CIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを計算する手段、
を備えたことを特徴とする付記１６記載の伝搬路推定装置。
（付記１９） 前記伝搬路推定部は、さらに前記乗算により得られた伝送路応答ベクトルの要素のうち、閾値以下の要素を所定値として前記伝搬路を推定する手段、
を備えたことを特徴とする付記１８記載の伝搬路推定装置。
（付記２０） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定装置において、
伝搬路のインパルス応答(CIR)群を推定するCIR推定部、
該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択する有効インパルス判定部、
前記選択されたCIRを用いて伝搬路を推定する伝搬路推定部を備え、
該伝搬路推定部は、前記選択されたCIRを要素として含むCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいて決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を用いて行列式を生成し、該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求めて伝搬路を推定する、
ことを特徴とする伝搬路推定装置。
（付記２１） 前記CIR推定部は、受信信号ベクトルに既知パイロットシンボルの共役転置行列を乗算して、伝搬路毎に時系列の複数サンプルからなるCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
を推定する手段を、
有することを特徴とする付記２０記載の伝搬路推定装置。
（付記２２） 前記伝搬路推定部は、
前記IFFTのポイント数Ｎとサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列である前記行列Ｓの逆行列を計算する手段、
該逆行列を前記CIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを求める手段、
を備えたことを特徴とする付記２０記載の伝搬路推定装置。
（付記２３） 前記伝搬路推定部は、
前記IFFTのポイント数Ｎとサブキャリア数Ncとに基づいて決まるsinc関数行列である前記行列Ｓ及び雑音の分散を用いて最小二乗平均誤差法（MMSE規範）に従った行列を求める手段、
該行列を前記CIR推定ベクトルに乗算して伝送路応答ベクトルを求める手段、
を備えたことを特徴とする付記２０記載の伝搬路推定装置。
（付記２４） 前記伝搬路推定部は、更に
前記乗算により得られた伝送路応答ベクトルの要素のうち、閾値以下の要素を所定値として前記伝搬路を推定する手段、
を備えたことを特徴とする付記２２又は２３記載の伝搬路推定装置。
（付記２５） ＣＤＭＡ通信システムにおけるレーク受信機のパスサーチャにおいて、
伝搬路のインパルス応答(CIR)群を推定するCIR推定部、
該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択する有効インパルス判定部、
該CIRを用いて伝搬路を推定する伝搬路推定部を備え、
該伝搬路推定部は、前記選択されたCIRを要素として含むCIR推定ベクトル
Figure 0004409395
、ローパスフィルタのインパルス応答により決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル
Figure 0004409395
を用いて行列式を生成し、該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求めて伝搬路をサーチする、
ことを特徴とするパスサーチャ。
（付記２６） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定方法において、
伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定し、
該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリングし（Mは１以上の整数）、
該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換し、
該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択し、
該選択されたインパルス応答における最大ピークの前後所定数のサンプル以外を所定値に置き換え、
前記置き換えにより得られたインパルス応答を用いて伝搬路の時間応答を推定し、
該推定した時間応答を周波数領域に変換した後、Ｍ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定する、
ことを特徴とするOFDM伝搬路推定方法。
（付記２７） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定方法において、
伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定し、
該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリングし（Mは１以上の整数）、
該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換し、
該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択してインパルス応答ベクトルを生成し、
OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎの整数倍Ｍ×Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいた時間応答関数に従う時間応答関数行列を作成し、その逆行列を前記インパルス応答ベクトルに乗算して伝搬路の時間応答を推定し、
該推定した時間応答を周波数領域に変換した後、Ｍ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定する、
ことを特徴とするOFDM伝搬路推定方法。
（付記２８） 前記時間応答関数における最大ピークの前後所定数のサンプル以外を所定値に置き換えて前記時間応答関数行列を作成する、
ことを特徴とする付記２７記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記２９） 時間領域のパイロット受信信号にＮポイントフーリエ変換処理を施して周波数領域に変換し、
該周波数領域信号を用いて周波数領域における伝搬路のインパルス応答を推定する、
ことを特徴とする付記２７または２８記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記３０） 前記Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答をＭ×Ｎポイントの逆フーリエ変換により時間領域のインパルス応答に変換し、
前記伝搬路時間応答をＭ×Ｎポイントのフーリエ変換により周波数領域の伝搬路時間応答に変換する、
ことを特徴とする付記２６または２７記載のOFDM伝搬路推定方法。
（付記３１） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定装置において、
伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定するインパルス応答推定部、
該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリング（Mは１以上の整数）するオーバサンプリング部、
該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換する逆フーリエ変換部、
該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択する有効インパルス判定部、
該選択されたインパルス応答における最大ピークの前後所定数のサンプル以外を所定値に置き換えて伝搬路の時間応答を推定する推定部、
該推定した伝搬路の時間応答を周波数領域に変換する逆フーリエ変換部、
該周波数領域の時間応答をＭ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定する伝搬路推定部、
を備えたことを特徴とする伝搬路推定装置。
（付記３２） 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定装置において、
伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定するインパルス応答推定部、
該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリング（Mは１以上の整数）するオーバサンプリング部、
該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換する逆フーリエ変換部、
該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択してインパルス応答ベクトルを生成する有効インパルス判定部、
OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎの整数倍Ｍ×Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいた時間応答関数を用いて時間応答関数行列を作成し、その逆行列を前記インパルス応答ベクトルに乗算して伝搬路の時間応答を推定する伝搬路時間応答推定部、
該推定した伝搬路時間応答を周波数領域に変換するフーリエ変換部、
該周波数領域の伝搬路時間応答をＭ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定する手段、
を備えたことを特徴とする伝搬路推定装置。
（付記３３） 前記伝搬路時間応答推定部は、前記選択されたインパルス応答における最大ピークの前後所定数のサンプル以外の値を所定値にするように前記時間応答関数行列を作成する、
ことを特徴とする付記３２記載の伝搬路推定装置。
（付記３４） 時間領域のパイロット受信信号にＮポイントフーリエ変換処理を施して周波数領域に変換するフーリエ変換部、
を備え、前記インパルス応答推定部は、該周波数領域信号を用いて伝搬路の周波数領域における伝搬路のインパルス応答を推定する、
ことを特徴とする付記３１または３２記載の伝搬路推定装置。
本発明の伝搬路推定部を備えたOFDM通信システムの構成図ある。 データフォーマット及びＳ／Ｐ変換器のシリアルパラレル変換説明図である。 ガードインターバル挿入説明図である。 伝搬路推定部の構成図である。 伝搬路応答ベクトル説明図である。 Ｎ＝８の場合の受信信号ベクトル説明図である。 sinc関数の波形説明図である。 Ｓ行列の列ベクトル説明図である。 CIR推定ベクトルのCIR要素の説明図である。 伝搬路推定部の別の構成図である。 再インパルス判定部の動作説明図である。 伝搬路推定部の伝搬路推定処理フローである。 MMSE法に基づいてウエイトを算出するウエイト生成部の構成図である。 伝搬路推定部を備えたOFDM通信システムの第2実施例構成図である。 本発明の伝搬路推定部をRAKE受信機のパスサーチに適用した第３実施例の構成図である。 第1のシミュレーションパラメータ説明図である。 第1のシミュレーション結果であるEb/N0対MSE特性である。 第２のシミュレーションパラメータ説明図である。 第２のシミュレーション結果である遅延スプレッド対所要Eb/N0特性である。 第４実施例のＯＦＤＭ通信システムのブロック図である。 OFDMフレームフォーマット例である。 ＩＦＦＴ、ＦＦＴのポイント数Ｎと実際のデータ伝送に用いるサブキャリア数Ｎcの関係およびＮc個のデータとＩＦＦＴのデータ入力端子の関係説明図である。 第４実施例の伝搬路推定部のブロック構成図である。 Ｎポイントフーリエ変換部の出力説明図である。 Ｍ倍オーバサンプリングおよびダウンサンプリング説明図である。 ゼロパッディング説明図である。 シミュレーションにおけるパスモデル説明図である。 １６QAMを用いた場合のＡチャネルのEb/No対BER特性である。 １６QAMを用いた場合のＢチャネルのEb/No対BER特性である。 ６４QAMを用いた場合のＡチャネルのEb/No対BER特性である。 ６４QAMを用いた場合のBチャネルのEb/No対BER特性である。 隣接サブキャリア間を平均化することにより背景雑音を抑圧する第１の従来技術説明図である。 サブキャリアｆ1〜ｆNをすべてデータ伝送に使用する場合と、両側を除いたサブキャリアでデータ伝送する場合における周波数スペクトラムである。 N個のサブキャリアｆ1〜ｆNの両側のサブキャリアをデータ伝送に使用しない場合の伝搬路応答（sinc関数）説明図である。 第２従来技術の問題点説明図である。
符号の説明
３５ 伝搬路推定部
５１ CIR推定部
５２ 有効インパルス判定部
５３ 列ベクトル生成部
５４ Ｓ行列生成部
５５ ウエイト生成部
５６ 乗算部

Claims (6)

  1. 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定方法において、
    伝搬路のインパルス応答群を推定し、
    該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択し、
    該選択されたCIRを要素とするCIR推定ベクトル


    Figure 0004409395
    、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎcとに基づいて決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル


    Figure 0004409395
    を用いて行列式を生成し、
    該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求める、
    ことを特徴とするOFDM伝搬路推定方法。
  2. 前記行列式を生成するステップは、雑音電力ベクトル


    Figure 0004409395
    を考慮して前記行列式を
    Figure 0004409395
     として生成し、該行列式より前記伝搬路応答ベクトルを求める、
    ことを特徴とする請求項１記載のOFDM伝搬路推定方法。
  3. 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定装置において、
    伝搬路のパルス応答(CIR)群を推定するCIR推定部、
    該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択する有効インパルス判定部、
    前記選択されたCIRを用いて伝搬路を推定する伝搬路推定部を備え、
    該伝搬路推定部は、前記選択されたCIRを要素として含むCIR推定ベクトル


    Figure 0004409395
    、OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎcとに基づいて決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル


    Figure 0004409395
    を用いて行列式を生成し、該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求めて伝搬路を推定する、
    ことを特徴とする伝搬路推定装置。
  4. 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定方法において、
    伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定し、
    該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリングし（Mは１以上の整数）、
    該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換し、
    該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択してインパルス応答ベクトルを生成し、
    OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎの整数倍Ｍ×Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいた時間応答関数に従う時間応答関数行列を作成し、その逆行列を前記インパルス応答ベクトルに乗算して伝搬路の時間応答を推定し、
    該推定した時間応答を周波数領域に変換した後、Ｍ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定する、
    ことを特徴とするOFDM伝搬路推定方法。
  5. 直交周波数分割多重伝送方式(OFDM伝送方式)により通信するOFDM通信システムにおける受信機の伝搬路推定装置において、
    伝搬路の周波数領域におけるインパルス応答を推定するインパルス応答推定部、
    該推定したインパルス応答をＭ倍オーバサンプリング（Mは１以上の整数）するオーバサンプリング部、
    該Ｍ倍オーバサンプリングしたインパルス応答を時間領域に変換する逆フーリエ変換部、
    該時間領域のインパルス応答のうち予め定めた閾値以上のインパルス応答を選択してインパルス応答ベクトルを生成する有効インパルス判定部、
    OFDM変調に用いるIFFTのポイント数Ｎの整数倍Ｍ×Ｎと実際の伝送に用いるサブキャリア数Ｎｃとに基づいた時間応答関数を用いて時間応答関数行列を作成し、その逆行列を前記インパルス応答ベクトルに乗算して伝搬路の時間応答を推定する伝搬路時間応答推定部、
    該推定した伝搬路時間応答を周波数領域に変換するフーリエ変換部、
    該周波数領域の伝搬路時間応答をＭ倍ダウンサンプリングして伝搬路を推定する手段、
    を備えたことを特徴とする伝搬路推定装置。
  6. ＣＤＭＡ通信システムにおけるレーク受信機のパスサーチャにおいて、
    伝搬路のインパルス応答(CIR)群を推定するCIR推定部、
    該伝搬路インパルス応答群のうち予め定めた閾値以上の伝搬路インパルス応答(CIR)を選択する有効インパルス判定部、
    該CIRを用いて伝搬路を推定する伝搬路推定部を備え、
    該伝搬路推定部は、前記選択されたCIRを要素として含むCIR推定ベクトル


    Figure 0004409395
    、ローパスフィルタのインパルス応答により決まる行列Ｓ、および伝搬路応答ベクトル


    Figure 0004409395
    を用いて行列式を生成し、該行列式を解くことにより前記伝搬路応答ベクトルを求めて伝搬路をサーチする、
    ことを特徴とするパスサーチャ。
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