TWI422193B

TWI422193B - 通道估測裝置與方法

Info

Publication number: TWI422193B
Application number: TW098138099A
Authority: TW
Inventors: Yi Ying Liao; Chen Yi Liu; Tai Lai Tung
Original assignee: Mstar Semiconductor Inc
Priority date: 2009-05-11
Filing date: 2009-11-10
Publication date: 2014-01-01
Also published as: US20100284478A1; CN101888351A; CN101888351B; US8675747B2; TW201041347A

Description

通道估測裝置與方法

本發明係有關於通道估測，特別是用於正交分頻多工(OFDM)通訊系統之通道估測方法與裝置。

在無線通訊系統(wireless communication system)中，由於其無線電通道(radio channel)通常有多重路徑衰減(multipath fading)效應，以致於在接收的信號中會有符號間干擾(inter symbol interference，ISI)之問題。為了消除符號間干擾，一般的作法乃在接收器中設置等化器(equalizer)，而等化器之運作需用到通道脈衝響應(channel impulse response，CIR)之資訊，使得通道脈衝響應之估測在行動無線電系統中扮演相當關鍵的角色。

正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)在無線通訊領域中已是重要通信技術，可增加資料傳輸率。例如IEEE 802.11a採用OFDM技術，其資料傳輸率可達54Mbps；而IEEE 802.11b未用OFDM技術，其資料傳輸率僅有11Mbps。故如何有效率地估測OFDM系統之通道脈衝響應以消除符號間干擾，以發揮OFDM高傳輸率之特性，為一重要課題。在OFDM系統中，初估頻域通道響應H (k )之估測，一般乃在各引導副載波處對其引導符號之頻域傳送值與頻域接收值施行一最小平方差演算而得。頻域傳送值和頻域接收值之關係為：Y (k )=H (k )X (k )+N _k ，其中Y (k )為接受器收到之訊號，X (k )為傳送器傳送之訊號，H (k )為頻域通道響應，N _k 代表雜訊。在一OFDM通道中，引導副載波傳送之資料X (k )為已知，資料副載波之X (k )仍為未知。因此可先得知引導符號對應之，雜訊項可先忽略，接著再用通道估測方法插出其餘資料副載波對應的頻域通道響應H (k )，因此，如果可以知道頻域通道響應H (k )，則可知資料副載波傳送的資料。

初估頻域通道響應H (k )只在頻率位置k 對應於引導副載波處有演算值，其他對應於資料副載波處之頻域通道響應值則先令其為0，表示在OFDM通道估測裝置中的反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)實際上只會在引導副載波處對應之轉換有非零值，故其IFFT計算規模應有改進之空間。

因此，需要提出一種通道估測裝置及其方法，可適當地調整IFFT之取樣點，縮小整體IFFT轉換規模，並保有相同之通道估測效能，進而降低電路成本。

本發明揭露一種通道估測裝置，用於一正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)通訊系統，其接收複數個OFDM符號，該通道估測裝置包含：一反快速傅立葉轉換單元，用以對各OFDM符號對應之具一第一數量響應值之初估頻域通道響應執行一第二數量取樣點之反快速傅立葉轉換，以產生對應於該些OFDM符號之複數個第一時域通道脈衝響應，其中該第一數量大於該第二數量；一窗口過濾單元，用以對各第一時域通道脈衝響應執行一時域窗口過濾處理，以產生對應於該些OFDM符號之複數個第二時域通道脈衝響應；一平滑化單元，用以對各第二時域通道脈衝響應執行一平滑化處理，以產生對應於該些OFDM符號之複數個平滑時域通道脈衝響應；以及一快速傅立葉轉換單元，用以對各平滑時域通道脈衝響應執行該第一數量取樣點之快速傅立葉轉換，以產生相關於該些OFDM符號之複數個頻域通道響應。

本發明亦揭露一種通道估測方法，用於一正交分頻多工通訊系統，其接收複數個OFDM符號，該通道估測方法包含以下步驟：對各OFDM符號對應之第一數量個響應值之初估頻域通道響應執行一第二數量個取樣點之反快速傅立葉轉換和一相位平移，以產生對應於各OFDM符號之第一時域通道脈衝響應，其中該第一數量大於該第二數量；以及根據該些第一時域通道脈衝響應，以產生相關於該些OFDM符號之複數個頻域通道響應。

本發明亦揭露一種反快速傅立葉轉換單元，用於一正交分頻多工通訊系統之通道估測，該轉換單元包含：一反快速傅立葉轉換器，用以對具一第一數量響應值之一初估頻域通道響應計算一第二數量取樣點之反快速傅立葉轉換，以產生一反快速傅立葉轉換結果，其中該第一數量大於該第二數量；以及一相位平移乘法器，用以將該反快速傅立葉轉換結果執行一相位平移，以產生一時域通道脈衝響應。

第一圖係OFDM通道估測裝置之方塊圖。OFDM通道估測裝置包含一8192取樣點反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)單元101、一窗口過濾(windowing)單元102、一8192取樣點FFT(Fast Fourier Transform，FFT)單元103及一頻域通道響應之平滑化(smoothing)單元104。8192取樣點IFFT單元101用以對初估頻域通道響應H (k )執行8192取樣點反快速傅立葉轉換(IFFT)，以產生一時域通道脈衝響應h (n )，，共有8192個時域通道脈衝響應結果：h (0),h (1),...,h (8191)，如第二圖所示。載波之頻率與時間分佈如第三圖所示，符號「○」代表引導符號，符號「×」代表資料符號，橫軸代表頻域載波索引(carrier index)，縱軸代表時域OFDM符號索引。該8192取樣點反快速傅立葉轉換(IFFT)轉換之取樣值實際上只會在576或577引導副載波對應處有非零值，其餘皆為零，故其8192之IFFT計算規模顯得過大而缺乏效率。

該窗口過濾單元102根據一臨界數值及一窗口長度，過濾該第一時域通道脈衝響應h (n )，以濾除窗口長度以外及低於該臨界數值之時域通道脈衝響應，而產生該第二時域通道脈衝響應h _w (n )。該8192取樣點FFT單元103對該時域通道脈衝響應h _w (n )執行8192取樣點快速傅立葉轉換(FFT)，以產生一頻域通道響應,k =0～8191。該頻域通道響應之平滑化單元104依各頻域通道響應對應之OFDM符號，前後4組不同OFDM符號對應之各頻域通道響應，執行一算術平均運算，以產生一經平滑化之頻域通道響應，例如，，其中k 代表載波編號，l 代表OFDM符號，a _m 代表權重係數，例如，執行算術平均時，。

第四圖係根據本發明一具體實施例之通道估測裝置400之方塊圖。於此實施例中，以歐規數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting-Second Generation Terrestrial，DVB-T2)OFDM之傳輸規格為例，假設每一OFDM通道共有N個副載波，其中可用的副載波有(K _max +1 )個，N大於(K _max +1 )，其餘N-(K _max +1 )個副載波位於保護頻帶(guard band)上不使用，可用的副載波中每D個副載波有一個為引導副載波(pilot sub-carrier)，用以承載一引導符號(pilot symbol)，其餘副載波稱為資料副載波(data sub-carrier)，用以承載一資料符號(data symbol)。於本實施例中，以N=8192、K _max =6912、D=12舉例之。亦即在該6913個可用的副載波中，有576或577個引導副載波用以承載引導符號，有6337或6336個資料副載波用以承載資料符號，其在6913個可用的副載波以外的1279個副載波中設有保護頻帶(guard band)而不使用，以避免訊號間干擾。

如第四圖所示，通道估測裝置400包含一IFFT單元401、一窗口過濾單元402、一時域通道脈衝響應之平滑化單元403、一臨界過濾單元404及一FFT單元405。IFFT單元401用以對第一數量個響應值之初估頻域通道響應H (k )，執行第二數量個取樣點IFFT和一相位平移，以產生第一時域通道脈衝響應h (n )。在本實施例中，舉例而言，當引導副載波對應於k=0、12、24、…、3456、4736、4748、…、8180等位置，其中k=3457～4735之副載波位於保護頻帶不使用，則第一時域通道脈衝響應h (n )可表示如下：

第五圖顯示m與k之轉換對應關係。從上述式子可看出，第一數量N個取樣點之IFFT可簡化為第二數量N//4取樣點之IFFT，再多一相位移。此外，當引導副載波對應於k=3、15、27、…、3447、4739、4751、…、8183等位置時，則第一時域通道脈衝響應h (n )可表示如下：

同樣地，第一數量N個取樣點之IFFT運算亦可簡化為第二數量N/4取樣點之IFFT運算，再多一相位移。應注意到，該引導副載波之位置可相關於對應之時域OFDM符號，如第三圖所示。因此，利用引導副載波的規律性，並搭配乘法器將該IFFT結果施以一相位移，則IFFT單元401之取樣點可簡化為N除以一簡化參數實現之，其中a與OFDM符號索引有關，由方程式推導結果可得知，該相位移係相關於第一數量(N)、各OFDM符號對應之引導副載波的位置、引導副載波的規律性(D)和可用的副載波數量(K _max +1 )，亦即和保護頻帶的大小有關。上述方程式係以簡化參數等於4舉例之，實際應用時只要該簡化參數可整除引導副載波的間隔數D即可，例如本實施例之D=12，可以被4整除。較佳地，利用IFFT運算，簡化參數為2的冪次，也就是說，當取樣點為2的冪次時，利用IFFT運算，可節省轉換耗費的時間。本實施例中，N為8192，IFFT單元401只需取樣2048點，即可較8192取樣點IFFT單元減少所需緩衝器的大小和轉換時間，而且沒有額外的誤差產生。

第六圖顯示窗口過濾之示意圖，請同時參考第四圖，窗口過濾單元402根據一窗口長度保留窗口長度以內之第一時域通道脈衝響應h (n )，而產生第二時域通道脈衝響應h _w (n )。該時域通道脈衝響應之平滑化單元403係用以對複數組不同OFDM符號對應之各第二時域通道脈衝響應h _w (n )平滑化，以產生一平滑時域通道脈衝響應h _s (n )。在本實施例中，使用9組OFDM符號連續之第二時域通道脈衝響應h _w (n )，其係對應於待估測OFDM符號之通道脈衝響應及其時間軸前後各4組OFDM符號之通道脈衝響應，而該平滑化可為一平均運算或一加權運算，舉例而言，平滑化運算可為，其中k 代表頻域載波編號，l 代表時域OFDM符號，a _m 代表權重係數，例如，執行算術平均時，，當採用加權運算時，可以考慮時間軸上通道變化，以決定加權數，例如待估測OFDM符號對應之通道脈衝響應之權重較高，其前、後OFDM符號之通道脈衝響應之權重較低。應注意到，在本實施例中，各第二時域通道脈衝響應h _w (n )已經過窗口過濾單元402濾除窗口長度以外之時域通道脈衝響應，因此，可大幅減少平滑化單元403內部緩衝器儲存單元的需求。

第七圖顯示臨界過濾之示意圖，請同時參考第四圖，臨界過濾單元404係根據一臨界數值，以保留高於該臨界數值之各平滑時域通道脈衝響應h _s (n )，而產生該第三時域通道脈衝響應h _T (n )。舉例而言，該臨界數值可以為各時域通道脈衝響應值之各數值之加權平均值。應注意到，在此實施例中，由於各平滑時域通道脈衝響應h _s (n )已經過平滑化單元403之平滑化處理，因此可能有部份非雜訊之時域通道脈衝響應在平滑化處理前係小於該臨界值，但經平滑化處理後即大於該臨界值，也就是說，在進行臨界過濾處理之前先進行平滑化處理，可避免在進行臨界過濾處理時將部份非雜訊之時域通道脈衝響應濾除，以得到較準確之時域通道脈衝響應值。臨界過濾單元404主要係用以濾除雜訊，於另一實施例中，臨界過濾單元404亦可整合進平滑化單元403裡。FFT單元405係用以對該第三時域通道脈衝響應h _T (n )執行N取樣點FFT，以產生一頻域通道響應，於本實施例中N=8192，頻域通道響應在k=0～8191之所有副載波皆有頻域通道響應值，因此可得知資料副載波傳送的資料。

第八圖係根據本發明具體實施例之通道估測流程圖。流程開始於步驟800，步驟810係對複數個OFDM符號對應之各第一數量個響應值之初估頻域通道響應H (k )執行第二數量取樣點之IFFT和一相位平移，以產生對應於各OFDM符號之第一時域通道脈衝響應h(n) 。其中第二數量係第一數量除以一簡化參數而得，該簡化參數可整除該第一數量，較佳地，該簡化參數為2的冪次方，以使簡化後之第二數量取樣點IFFT運算適用IFFT之快速演算法。該相位平移係將該第二數量取樣點之IFFT結果乘以一相位移，該相位移係相關於第一數量、該OFDM符號對應之引導副載波的位置和規律性，以及可用的副載波數量，亦即和保護頻帶的大小有關。舉例而言，上述實施例之推導方程式中，該第一數值為8192，簡化參數為4，第二數值為2048，使用2048取樣點之IFFT即可達成通道估測，可以大幅減少IFFT之硬體數量。步驟820係根據該些第一時域通道脈衝響應h(n) ，產生相關於該些OFDM符號之頻域通道響應。最後流程結束於步驟830，此時各頻域通道響應在k=0～8191之所有副載波皆有頻域通道響應值，完成通道估測之目的。

第九圖顯示第八圖中步驟820產生對應於各頻域通道響應之詳細步驟流程圖之一具體實施例。本流程開始於步驟900，步驟910係對各第一時域通道脈衝響應h(n) 執行一時域窗口(time-domain windowing)過濾，以產生對應於各OFDM符號之第二時域通道脈衝響應h _w (n) ；該窗口過濾根據一時域窗口長度，保留該窗口長度內之第一時域通道脈衝響應h(n) ，而產生各第二時域通道脈衝響應h _w (n) 。步驟920係對各第二時域通道脈衝響應h _w (n) 平滑化，以產生對應於各OFDM符號之一平滑時域通道脈衝響應h _s (n) ；舉例而言，該平滑化係使用9組OFDM符號連續之第二時域通道脈衝響應h _w (n) ，其包括一待估測OFDM符號之通道脈衝響應及其該OFDM符號時間軸前後各4組之第二時域通道脈衝響應，執行一平均運算，或一加權運算。舉例而言，該平滑化運算式為，其中k 代表載波編號，l 代表OFDM符號，a _m 代表權重係數，例如，執行算術平均時，。當採用加權運算時，則會考慮時間軸上通道變化，以決定加權數。當通道在時間軸上變化劇烈時，可以調高在待估測時間之通道脈衝響應之權重，而降低在待估測時間前、後時間之通道脈衝響應之權重，使離待測時間越遠之通道脈衝響應的權重降越低。應注意到，在本實施例中，待平滑化處理之各第二時域通道脈衝響應h _w (n )已經過窗口過濾，濾除窗口長度以外之時域通道脈衝響應，因此，可大幅減少平滑化運算時間和緩衝所需之儲存單元的需求。步驟930係對各平滑時域通道脈衝響應h _s (n) 執行一時域臨界(time-domain threshold)過濾處理，以產生對應於各OFDM符號之第三時域通道脈衝響應h _T (n) ；該臨界過濾可以參考一臨界數值，保留高於該臨界數值之各平滑時域通道脈衝響應h _s (n) ，而產生各第三時域通道脈衝響應h _T (n) ，舉例而言，該臨界數值可以為各時域通道脈衝響應各數值之加權平均值。步驟940係對各第三時域通道脈衝響應h _T (n) 執行具第一數值取樣點之FFT，以產生對應於各OFDM符號之一頻域通道響應，在本實施例中，該第一數值為8192，與初估頻域通道響應H(k) 具有相同之頻域通道響應數目，亦即在k=0～8191之所有副載波頻率處皆產生頻域通道響應值。最後流程結束於步驟950。

經由上述較佳實施例之揭露，本案提供一種具低計算複雜度、低成本、低功耗之通道估測裝置與方法，從而改進習知技術之缺點。本案所揭示者乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，例如引導副載波之排列方式、取樣點數之變更、平均組數之變更、平滑化處理方式之變更等，俱不跳脫本發明之精神範疇。

綜上所述，本發明揭露一種通道估測裝置，用於一OFDM系統，其接收複數個OFDM符號，該通道估測裝置包含：一反快速傅立葉轉換單元，用以對各OFDM符號對應之具一第一數量響應值之初估頻域通道響應執行一第二數量取樣點之反快速傅立葉轉換，以產生對應於該些OFDM符號之複數個第一時域通道脈衝響應，其中該第一數量大於該第二數量；一窗口過濾單元，用以對各第一時域通道脈衝響應執行一時域窗口過濾處理，以產生對應於該些OFDM符號之複數個第二時域通道脈衝響應；一平滑化單元，用以對各第二時域通道脈衝響應執行一平滑化處理，以產生對應於該些OFDM符號之複數個平滑時域通道脈衝響應；以及一快速傅立葉轉換單元，用以對各平滑時域通道脈衝響應執行該第一數量取樣點之快速傅立葉轉換，以產生相關於該些OFDM符號之複數個頻域通道響應。

綜上所述，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

本案圖式中所包含之各元件列示如下：

400．．．通道估測裝置

101、401．．．IFFT單元

102、402．．．窗口過濾單元

103、405．．．FFT單元

104、403．．．平滑化單元

404．．．臨界過濾單元

本案得藉由下列圖式及說明，俾得更深入之了解：

第一圖係OFDM通道估測裝置之方塊圖。

第二圖係第一圖之IFFT結果之時域通道脈衝響應示意圖。

第三圖係OFDM載波於時間-頻率分佈之示意圖。

第四圖係根據本發明具體實施例之通道估測裝置之方塊圖。

第五圖係根據本發明具體實施例之初估頻域通道響應之索引轉換示意圖。

第六圖係根據本發明具體實施例之時域窗口過濾示意圖。

第七圖係根據本發明具體實施例之時域臨界過濾示意圖。

第八圖係根據本發明具體實施例之通道估測流程圖。

第九圖係根據本發明具體實施例之產生頻域通道響應之流程圖。

400．．．通道估測裝置

401．．．IFFT單元

402．．．窗口過濾單元

403．．．平滑化單元

404．．．臨界過濾單元

405．．．FFT單元

Claims

一種通道估測裝置，用於一正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)通訊系統，其接收複數個OFDM符號，該通道估測裝置包含：一反快速傅立葉轉換單元，用以對各OFDM符號對應之具一第一數量響應值之初估頻域通道響應執行一第二數量取樣點之反快速傅立葉轉換，以產生對應於該些OFDM符號之複數個第一時域通道脈衝響應，其中該第一數量大於該第二數量；一窗口過濾單元，用以對各第一時域通道脈衝響應執行一時域窗口過濾處理，以產生對應於該些OFDM符號之複數個第二時域通道脈衝響應；一平滑化單元，用以對各第二時域通道脈衝響應執行一平滑化處理，以產生對應於該些OFDM符號之複數個平滑時域通道脈衝響應；以及一快速傅立葉轉換單元，用以對各平滑時域通道脈衝響應執行該第一數量取樣點之快速傅立葉轉換，以產生相關於該些OFDM符號之複數個頻域通道響應。
如申請專利範圍第1項之裝置，其中該第二數量係該第一數量除以一簡化參數而得。
如申請專利範圍第1項之裝置，其中該第一數量係為該第二數量之2的冪次方倍數。
如申請專利範圍第1項之裝置，其中該些OFDM符號係符合數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting，DVB)之規範。
如申請專利範圍第1項之裝置，其中該反快速傅立葉轉換單元包含一乘法器，用以將各反快速傅立葉轉換結果施加一相位平移，以產生各第一時域通道脈衝響應。
如申請專利範圍第5項之裝置，其中該相位平移係相關於該第一數量、複數個引導副載波之一規律性，以及一保護頻帶範圍。
如申請專利範圍第1項之裝置，其中該窗口過濾單元係依據一時域窗口長度，對各第一時域通道脈衝響應過濾以保留窗口長度內之各第二時域通道脈衝響應。
如申請專利範圍第1項之裝置，其中該平滑化處理為一平均運算或一加權運算。
如申請專利範圍第1項之裝置，其中該平滑化單元更包含一臨界過濾單元，該平滑化單元對各第二時域通道脈衝響應執行該平滑化處理，並利用該臨界過濾單元執行一時域臨界過濾，以產生各平滑時域通道脈衝響應。
一種通道估測方法，用於一正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)通訊系統，其接收複數個OFDM符號，該通道估測方法包含以下步驟：對各OFDM符號對應之一第一數量個響應值之初估頻域通道響應執行一第二數量個取樣點之反快速傅立葉轉換和一相位平移，以產生對應於各OFDM符號之第一時域通道脈衝響應，其中該第一數量大於該第二數量；以及根據該些第一時域通道脈衝響應，以產生相關於該些OFDM符號之複數個頻域通道響應。
如申請專利範圍第10項之通道估測方法，其中該相位平移係將該第二數量取樣點之反快速傅立葉轉換結果執行一相位平移，該相位平移係相關於該第一數量、各OFDM符號對應之複數個引導副載波之一規律性，以及一保護頻帶範圍。
如申請專利範圍第10項之通道估測方法，該些OFDM符號係符合數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting，DVB)之規範。
如申請專利範圍第10項之通道估測方法，其中該產生該些頻域通道響應包含以下步驟：對各第一時域通道脈衝響應執行一時域窗口過濾處理，以產生對應於各OFDM符號之一第二時域通道脈衝響應；對各第二時域通道脈衝響應執行一平滑化運算，以產生對應於各OFDM符號之一平滑時域通道脈衝響應；對各平滑時域通道脈衝響應執行一時域臨界過濾處理，以產生對應於各OFDM符號之一第三時域通道脈衝響應；以及對各第三時域通道脈衝響應執行一具該第一數量取樣點之快速傅立葉轉換運算，以產生對應於各OFDM符號之頻域通道響應。
如申請專利範圍第13項之通道估測方法，其中該窗口過濾處理係根據一時域窗口長度，保留該窗口長度內之各第一時域通道脈衝響應，而產生各第二時域通道脈衝響應。
如申請專利範圍第13項之通道估測方法，其中該平滑化運算為一平均運算或一加權運算。
如申請專利範圍第13項之通道估測方法，其中該臨界過濾處理係根據一臨界數值，保留高於該臨界數值之各平滑時域通道脈衝響應，而產生各第三時域通道脈衝響應。
如申請專利範圍第16項之通道估測方法，其中該臨界數值為各平滑時域通道脈衝響各數值之一加權平均值。
一種反快速傅立葉轉換單元，用於一正交分頻多工(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)通訊系統之通道估測，該轉換單元包含：一反快速傅立葉轉換器，用以對具一第一數量響應值之一初估頻域通道響應計算一第二數量取樣點之反快速傅立葉轉換，以產生一反快速傅立葉轉換結果，其中該第一數量大於該第二數量；以及一相位平移乘法器，用以將該反快速傅立葉轉換結果執行一相位平移，以產生一時域通道脈衝響應。
如申請專利範圍第18項之轉換單元，其中該第一數量係為該第二數量之2的冪次方倍數。
如申請專利範圍第18項之轉換單元，其中該相位平移相關於該第一數量、複數個引導副載波之一規律性，以及一保護頻帶範圍。