JP4903026B2 - 遅延プロファイル解析回路及びそれを用いた装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送やデジタル伝送における受信信号の測定装置に関わり、特に、到来する遅延波の遅延時間分布である遅延プロファイルの雑音成分を適応的に除去して、伝送路特性のみが含まれる遅延プロファイルを生成及び表示する遅延プロファイル解析回路及びそれを用いた装置に関する。

図３は、従来の遅延プロファイル解析回路の構成を示すブロック図である。この遅延プロファイル解析回路１は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、伝送路応答算出部７、及びＩＦＦＴ部８を備えている。周波数変換部２は、被測定信号を入力し、当該被測定信号をＩＦ帯の信号に変換し、ＩＦ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換部３は、ＩＦ信号を入力し、図示しない同期再生部からのサンプリングクロックを用いてアナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換する。直交復調部４は、デジタルＩＦ信号を入力し、当該デジタルＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を出力する。

ＧＩ除去部５は、等価ベースバンド信号を入力し、図示しない同期再生部からＯＦＭＤ信号のシンボル周期及びタイミングを示す信号（シンボルタイミング）を用いて、ガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）に相当する期間を除去し、有効シンボル期間に相当する時間長の信号（有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号）を抽出する。ＦＦＴ部６は、有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）して、周波数領域信号であるキャリヤシンボルに変換する。伝送路応答算出部７は、キャリヤシンボルを入力し、当該キャリヤシンボルから伝送路応答（伝送路特性）を算出する。ＩＦＦＴ部８は、伝送路応答を入力し、当該伝送路応答をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）し、遅延プロファイルを求める。このように、遅延プロファイル解析回路１は、被測定信号を入力して解析し、遅延プロファイルを出力する。

図４は、図３に示した伝送路応答算出部７の構成を示すブロック図である。この伝送路応答算出部７は、パイロット信号抽出部７−１、パイロット信号生成部７−２、除算部７−３、及び補間部７−４を備えている。パイロット信号抽出部７−１は、図３のＦＦＴ部６により変換されたキャリヤシンボルを入力し、予め定められたシンボル番号及びサブキャリヤによって伝送されたパイロット信号を抽出する。基準パイロット信号生成部７−２は、予め定められた振幅及び位相を有する基準パイロット信号を生成する。

除算部７−３は、パイロット信号抽出部７−１により抽出されたパイロット信号を、基準パイロット信号生成部７−２により生成された基準パイロット信号で除算し、伝送路応答として出力する。補間部７−４は、除算部７−３から伝送路応答を入力し、シンボル間において伝送路応答を補間する。このように、伝送路応答算出部７は、パイロット信号を用いて伝送路応答を算出することができる。

このような遅延プロファイル解析回路１を用いた装置が、例えば特許文献１〜３に記載されている。

特開２０００−１１５０８７号公報 特開２００３−２２４５３６号公報 特開２００３−３００１３１号公報

通常、図３に示した遅延プロファイル解析回路１は、伝送路における遅延波の遅延時間分布（遅延プロファイル）を求めるものである。しかし、実際は、遅延プロファイル解析回路１に入力される被測定信号には、伝送路を通る前後において様々な雑音が加わっている。この雑音成分は遅延プロファイル上に一様に分布することから、求める遅延プロファイルのうち、実際の遅延波と雑音成分とを弁別することは容易でない。

そこで、本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、被測定信号に含まれる雑音成分を適応的に除去し、伝送路特性のみが含まれる遅延プロファイルを生成可能な遅延プロファイル解析回路及びそれを用いた装置を提供することにある。

本発明とともに開発した遅延プロファイル解析回路は、入力されるＯＦＤＭ信号を、周波数領域のキャリヤシンボルにＦＦＴするＦＦＴ部と、該ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、該伝送路応答算出部により算出された伝送路応答を、時間軸上の遅延プロファイルにＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルのチャネル等化を行うチャネル等化部と、該チャネル等化部により等化された等化後のキャリヤシンボルに基づいてしきい値を設定し、前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルに対してしきい値処理し、雑音成分を除去する雑音成分除去部とを備えることを特徴とする。

また、本発明とともに開発した遅延プロファイル解析回路は、前記雑音成分除去部が、前記チャネル等化部により等化された等化後のキャリヤシンボルとの信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを、実際に送信されたキャリヤシンボルの推定値として判定する判定部と、該判定部により判定された送信キャリヤシンボルの推定値と前記チャネル等化部により等化された等化後のキャリヤシンボルとの間の誤差を算出する誤差算出部と、前記判定部により判定された送信キャリヤシンボルの推定値及び前記誤差算出部により算出された誤差から、全てのデータシンボルを用いて変調誤差比を算出する変調誤差比算出部と、該変調誤差比算出部により算出された変調誤差比から遅延プロファイルのＳ／Ｎを推定し、しきい値を設定するしきい値設定部と、前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルから、前記しきい値設定部により設定されたしきい値以下の信号成分を除去するしきい値処理部とを有することを特徴とする。

また、本発明とともに開発した遅延プロファイル解析回路は、前記伝送路応答算出部が、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルから、予め定められたシンボル番号及びサブキャリヤ番号のサブキャリヤによって伝送されるパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、予め定められた振幅及び位相を有する基準パイロット信号を生成する基準パイロット信号生成部と、前記パイロット信号抽出部により抽出されたパイロット信号を、前記基準パイロット信号生成部により生成された基準パイロット信号で除算し、前記パイロット信号が伝送されるサブキャリヤの周波数における伝送路応答を算出する除算部とを有することを特徴とする。

また、本発明とともに開発した遅延プロファイル解析回路は、前記伝送路応答算出部が、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルから、予め定められたシンボル番号及びサブキャリヤ番号のサブキャリヤによって伝送されるパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、予め定められた振幅及び位相を有する基準パイロット信号を生成する基準パイロット信号生成部と、前記パイロット信号抽出部により抽出されたパイロット信号を、前記基準パイロット信号生成部により生成された基準パイロット信号で除算し、前記パイロット信号が伝送されるサブキャリヤの周波数における伝送路応答を算出する除算部と、該除算部により算出された伝送路応答の補間を行う補間部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記補間部により補間された伝送路応答で除算し、チャネル等化を行う除算部と、該除算部の出力する等化後のキャリヤシンボルとの信号空間上におけるユークリッド距離が最も小さい既知の送信シンボルを、実際に送信されたキャリヤシンボルの推定値として判定する判定部と、前記ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルを、前記判定部により判定された送信キャリヤシンボルの推定値で除算し、伝送路応答を算出する除算部とを有することを特徴とする。

請求項１に係る遅延プロファイル解析回路の発明は、入力されるＯＦＤＭ信号を、周波数領域のキャリヤシンボルにＦＦＴするＦＦＴ部と、該ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、該伝送路応答算出部により算出された伝送路応答を、時間軸上の遅延プロファイルにＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、該ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルについて、その信号電力の最小値を算出してしきい値を設定し、しきい値処理を施して雑音成分を除去する雑音成分除去部とを備え、前記雑音成分除去部が、前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルを、遅延時間毎に複数のブロックに分割する分割部と、該分割部により分割された遅延プロファイルのブロック毎に、遅延プロファイルの単位離散時間あたりの平均信号電力を求める平均信号電力算出部と、前記分割数分の単位離散時間あたりの平均信号電力の最小値を求める最小値算出部と、該最小値算出部により算出された平均信号電力の最小値に、予め定められた定数を乗算し、しきい値として出力する乗算部と、前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルから、前記乗算部により出力されたしきい値以下の信号成分を除去するしきい値処理部とを有することを特徴とする。

また、請求項２に係る遅延プロファイル解析回路の発明は、入力されるＯＦＤＭ信号を、周波数領域のキャリヤシンボルにＦＦＴするＦＦＴ部と、該ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、該伝送路応答算出部により算出された伝送路応答を、時間軸上の遅延プロファイルにＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、該ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルについて、その信号電力の最小値を算出してしきい値を設定し、しきい値処理を施して雑音成分を除去する雑音成分除去部とを備え、前記雑音成分除去部が、前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルに、重み付け移動平均処理を施す重み付け移動平均処理部と、該重み付け移動平均処理部により重み付け移動平均処理が施された遅延プロファイルにつき、該遅延プロファイルの最小値を算出する最小値算出部と、該最小値算出部により算出された遅延プロファイルの最小値に、予め定められた定数を乗算し、しきい値として出力する乗算部と、前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルから、前記乗算部により出力されたしきい値以下の信号成分を除去するしきい値処理部とを有することを特徴とする。

また、請求項３に係る回り込みキャンセラの発明は、受信信号をフィルタリングし、回り込み波のレプリカ信号を生成する適応フィルタと、該適応フィルタにより生成されたレプリカ信号を受信信号から減算する減算部と、前記遅延プロファイルを、回り込み波のレプリカ信号を生成するためのフィルタ係数として生成する請求項１または２に記載の遅延プロファイル解析回路とを備え、前記受信信号から、送受信アンテナ間の結合により生じる回り込み波をキャンセルすることを特徴とする。

本発明によれば、入力されるＯＦＤＭ信号に含まれる雑音成分を適応的に除去し、伝送路特性のみが含まれる遅延プロファイルを生成することが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明の実施の形態は、遅延プロファイル解析回路の第１の構成（遅延プロファイル解析回路／実施例１）、遅延プロファイル解析回路の第２の構成（遅延プロファイル解析回路／実施例２）、遅延プロファイル解析回路の第３の構成（遅延プロファイル解析回路／実施例３）、遅延プロファイル解析回路の第４の構成（遅延プロファイル解析回路／実施例４）、回り込みキャンセラの第１の構成（回り込みキャンセラ／実施例１）、回り込みキャンセラの第２の構成（回り込みキャンセラ／実施例２）、回り込みキャンセラの第３の構成（回り込みキャンセラ／実施例３）、及び回り込みキャンセラの第４の構成（回り込みキャンセラ／実施例４）の８つに分けて説明する。第１の回り込みキャンセラは第１の遅延プロファイル解析回路を用いた装置であり、第２の回り込みキャンセラは第２の遅延プロファイル解析回路を用いた装置であり、第３，４の回り込みキャンセラはそれぞれ第３，４の遅延プロファイル解析回路を用いた装置である。遅延プロファイル解析回路は、被測定信号のキャリヤシンボルから所定の処理によりしきい値を設定し、当該しきい値を用いて遅延プロファイルから雑音成分を除去することを特徴とする。また、回り込みキャンセラは、前記遅延プロファイル解析回路を用いて、回り込み波のレプリカ信号から雑音成分を除去することを特徴とする。

［遅延プロファイル解析回路／実施例１］
まず、遅延プロファイル解析回路の実施例１について説明する。図１は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第１の構成を示すブロック図である。この遅延プロファイル解析回路１００−１は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、伝送路応答算出部３０を有するチャネル等化部１０、雑音成分除去部２０、及びＩＦＦＴ部４１を備えている。チャネル等化部１０は、伝送路応答算出部３０及び除算部１５を備え、雑音成分除去部２０は、判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３、しきい値設定部２４、及びしきい値処理部２５を備えている。また、伝送路応答算出部３０は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、及び補間部１４を備えている。

図１に示す遅延プロファイル解析回路１００−１と図３に示した従来の遅延プロファイル解析回路１とを比較すると、両者は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６をこの順番の構成で備えている点で同一であるが、遅延プロファイル解析回路１００−１は、伝送路応答算出部３０を有するチャネル等化部１０、雑音成分除去部２０及びＩＦＦＴ部４１を、遅延プロファイル解析回路１の伝送路応答算出部７及びＩＦＦＴ部８の代わりに備えている点で相違する。以下、図１において、図３と共通する部分には図１と同一の符号を付し、その詳しい説明は省略する。

図１において、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６は、図３に示したものと同等の機能を有する。ここで、ＦＦＴ部６により変換されたキャリヤシンボルは２分配され、一方がチャネル等化部１０の除算部１５へ、他方がチャネル等化部１０の伝送路応答算出部３０におけるトレーニング信号抽出部であるＳＰ信号抽出部１１へそれぞれ入力される。

ＳＰ信号抽出部１１は、ＦＦＴ部６からキャリヤシンボルを入力し、予め定められたシンボル番号及びサブキャリヤ番号のサブキャリヤによって伝送されたパイロット信号であるＳＰ（スキャッタードパイロット：Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号を抽出して出力する。基準ＳＰ信号生成部１２は、予め定められた振幅及び位相を有するＳＰ信号を生成し、基準ＳＰ信号として出力する。除算部１３は、ＳＰ信号抽出部１１から被測定信号のＳＰ信号を入力し、基準ＳＰ信号生成部１２から基準ＳＰ信号を入力し、被測定信号のＳＰ信号を基準ＳＰ信号で除算し、伝送路応答を算出して出力する。補間部１４は、除算部１から伝送路応答を入力し、シンボル間における伝送路特性の補間を行い出力する。ここで、補間部１４により出力された伝送路応答は２分配され、一方が除算部１５へ、他方がＩＦＦＴ部４１へそれぞれ入力される。

除算部１５は、ＦＦＴ部６からキャリヤシンボルを入力し、除算部１５から伝送路応答を入力し、キャリヤシンボルのうちのデータシンボルを、当該サブキャリヤにおける伝送路応答で除算することにより、チャネル等化して出力する。ここで、除算部１５により出力された等化後のデータシンボルは２分配され、一方が誤差算出部２２へ、他方が判定部２１へそれぞれ入力される。

判定部２１は、除算部１５から等化後のデータシンボルを入力し、当該等化後のデータシンボルと既知の送信シンボルとの間において、信号空間上のユークリッド距離が最も小さい関係にある既知の送信シンボルを送信シンボルの推定値とし、当該送信シンボルの推定値を出力する。尚、判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３、しきい値設定部２４及びしきい値処理部２５を備えた雑音成分除去部２０の詳細については後述する。ここで、判定部２１により出力された送信シンボルの推定値は２分配され、一方が誤差算出部２２へ、他方が変調誤差比算出部２３へそれぞれ入力される。

誤差算出部２２は、除算部１５から等化後のデータシンボルを入力し、判定部２１から送信シンボルの推定値を入力し、これらの間の誤差を算出して出力する。変調誤差比算出部２３は、誤差算出部２２から等化後のデータシンボルと送信シンボルの推定値との間の誤差を入力し、判定部２１から送信シンボルの推定値を入力し、全てのデータシンボルを用いて、当該誤差及び送信シンボルの推定値から変調誤差比（ＭＥＲ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ）を算出して出力する。しきい値設定部２４は、変調誤差比算出部２３から変調誤差比を入力し、当該変調誤差比から遅延プロファイルのＳ／Ｎを推定し、しきい値を設定して出力する。

ＩＦＦＴ部４１は、補間部１４から伝送路応答を入力し、当該伝送路応答をＩＦＦＴし、遅延プロファイルに変換して出力する。しきい値処理部２５は、ＩＦＦＴ部４１から遅延プロファイルを入力し、しきい値設定部２４からしきい値を入力し、当該遅延プロファイルに対してしきい値を用いたしきい値処理を行い雑音成分を除去し、当該雑音成分除去後の遅延プロファイルを出力する。

以上のように構成された図１の遅延プロファイル解析回路１００−１について、ＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）伝送方式の地上デジタル放送に適用した場合の動作を以下に示す。

地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式やＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式においては、図７に示すように、特定のシンボルの特定のサブキャリヤが、パイロット信号としてＳＰに割り当てられている。図７において、ＳＰを黒丸で、データシンボル等その他のキャリヤシンボルを白抜きの丸で示している。以下、ＳＰの配置について、連続するシンボルにおけるサブキャリヤ方向の間隔をＮ_ｆ、同一のサブキャリヤにおけるシンボル方向の間隔をＮ_ｔとする。ＳＰは、その振幅及び位相が予め定められた値であるため、受信側（図１に示した遅延プロファイル解析回路１００−１の基準ＳＰ信号生成部１２）でも同じ信号を生成することができる。

ＳＰの配置は、シンボル番号をｉ、サブキャリヤ番号をｋとすると、

を満足する。但し、ｍｏｄは剰余を示す。以下、式（１）を満足するｉ，ｋをそれぞれｉ_ｐ，ｋ_ｐとする。

図１において、ＳＰ信号抽出部１１により抽出される被測定信号のＳＰをＹ（ｉ_ｐ，ｋ_ｐ）、基準ＳＰ信号生成部１２により生成される基準ＳＰをＸ（ｉ_ｐ，ｋ_ｐ）とすると、シンボル番号ｉ，サブキャリヤ番号ｋにおいて、除算部１３により算出される伝送路応答Ｈ（ｉ_ｐ，ｋ_ｐ）は次式で表される。

ここでは、パイロット信号としてＩＳＤＢ−Ｔ方式で採用されているＳＰを用いて説明したが、受信側において既知のシンボルであればＳＰでなくても同様に伝送路応答を求めることができる。

ＩＦＦＴ部４１は、伝送路応答Ｈ（ｉ_ｐ，ｋ_ｐ）をＩＦＦＴすることにより、遅延プロファイルｈ（ｉ，ｍ）を求めることができる。

ここで、ｍは遅延プロファイルの離散時間を示す。

また、ＦＦＴ部６によりＦＦＴされた被測定信号のキャリヤシンボルをＹ（ｉ，ｋ）とすると、次式で表される。

ここで、Ｄ（ｉ，ｋ）は送信信号を、Ｎ（ｉ，ｋ）は加法性雑音を示す。

よって、式（３）は次式のようになる。

以上のように、ＳＰを用いた遅延プロファイル解析においては加法性雑音が加わっている。一般に、遅延プロファイル上では遅延波がｓｉｎｃ関数として現れるのに対し，雑音成分は遅延時間上に一様に分布する。そこで、雑音成分除去部２０のしきい値処理部２５は、ｓｉｎｃ関数として現れる遅延波及び遅延時間上に一様に分布する雑音成分の性質を利用し、遅延プロファイルに対して、振幅が所定のしきい値以下の成分である雑音成分を除去する。これにより、被測定信号に含まれる雑音成分を適応的に除去し、伝送路特性のみが含まれる遅延プロファイルを生成可能な遅延プロファイル解析回路を実現することができる。

［遅延プロファイル解析回路／実施例２］
次に、遅延プロファイル解析回路の実施例２について説明する。図２は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第２の構成を示すブロック図である。この遅延プロファイル解析回路１００−２は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、雑音成分除去部２０、チャネル等化部１０を有する伝送路応答算出部３０、及びＩＦＦＴ部４１を備えている。伝送路応答算出部３０は、チャネル等化部１０、判定部２１、及び除算部３１を備え、チャネル等化部１０は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４、及び除算部１５を備えている。また、雑音成分除去部２０は、伝送路応答算出部３０の一部と重複する判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３、しきい値設定部２４、及びしきい値処理部２５を備えている。

図２に示す遅延プロファイル解析回路１００−２と図１に示した遅延プロファイル解析回路１００−１とを比較すると、両者は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６をこの順番の構成で備えている点で同一であるが、チャネル等化部１０、雑音成分除去部２０、及び伝送路応答算出部３０の構成が相違する。

図２において、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６は、図１及び図３に示したものと同等の機能を有する。ここで、ＦＦＴ部６により変換されたキャリヤシンボルは３分配され、除算部１５、トレーニング信号抽出部であるＳＰ信号抽出部１１、及び除算部３１へそれぞれ入力される。

ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４及び除算部１５は、図１に示したものと同等の機能を有する。すなわち、ＳＰ信号抽出部１１はキャリヤシンボルからＳＰ信号を抽出し、基準ＳＰ信号生成部１２は基準ＳＰ信号を生成し、除算部１３は伝送路応答を算出し、補間部１４は伝送路応答の補間を行う。ここで、補間部１４により出力された伝送路応答は、除算部１５へ入力される。また、除算部１５は等化後のデータシンボルを算出する。

判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３及びしきい値設定部２４は、図１に示したものと同等の機能を有する。すなわち、判定部２１は、送信シンボルの推定値を判定する。ここで、判定部２１により出力された送信シンボルの推定値は３分配され、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３及び除算部３１へそれぞれ入力される。誤差算出部２２は、等化後のデータシンボルと送信シンボルの推定値との間の誤差を算出する。変調誤差比算出部２３は、全てのデータシンボルを用いて、誤差及び送信シンボルの推定値から変調誤差比を算出する。しきい値設定部２４は、変調誤差比から遅延プロファイルのＳ／Ｎを推定し、しきい値を設定する。

除算部３１は、ＦＦＴ部６からキャリヤシンボルを入力し、判定部２１から送信シンボルの推定値を入力し、当該キャリヤシンボルを送信シンボルの推定値で除算し、伝送路応答を算出して出力する。ＩＦＦＴ部４１は、除算部３１から伝送路応答を入力し、当該伝送路応答をＩＦＦＴし、遅延プロファイルに変換して出力する。

しきい値処理部２５は、図１に示したものと同等の機能を有する。すなわち、しきい値処理部２５は、遅延プロファイルに対してしきい値処理を行い雑音成分を除去し、当該雑音成分除去後の遅延プロファイルを出力する。

このように構成された図２の遅延プロファイル解析回路１００−２について、その動作を以下に示す。除算部１５は、ＦＦＴ部６により出力されたキャリヤシンボルのうちのＳＰ以外のキャリヤシンボル（データシンボル）Ｙ（ｉ，ｋ）について、補間部１４から出力された伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）で除算することにより、チャネル等化データ（等化後のデータシンボル）Ｚ（ｉ，ｋ）を算出する。伝送路応答の推定が理想的に行われるとすると、Ｚ（ｉ，ｋ）は次式のようになる。

このように、Ｚ（ｉ，ｋ）は、式（６）の第２項により信号点Ｄ（ｉ，ｋ）を中心に分散する。ここで、Ｄ（ｉ，ｋ）は送信信号、Ｎ（ｉ，ｋ）は加法性雑音を示す。

判定部２１は、等化後のデータシンボルＺ（ｉ，ｋ）と最も信号空間上におけるユークリッド距離の小さい既知の送信シンボルを送信シンボルの推定値として出力する。送信シンボルの推定値は、式（７）のようになる。

このように、除算部３１は、式（８）により、伝送路応答を算出する。尚、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）の算出方法以外は、図１に示した遅延プロファイル解析回路１００−１の第１の構成と同様であるため、説明を省略する。

［雑音成分除去部］
次に、図１及び図２に示した雑音成分除去部２０について詳細に説明する。除算部１５により出力される等化後のデータシンボルＺ（ｉ，ｋ）を次のようにベクトル表現する。

ここで、δＺ（ｉ，ｋ）は雑音による誤差成分を表している。変調誤差比算出部２３により算出される変調誤差比は、次式で定義される。

変調誤差比及びＣ／Ｎは、その主な劣化要因がガウス雑音であるときは等価であり、線形の関係にあることが知られている（“ＥＴＲ２９０：Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ ｆｏｒ ＤＶＢ ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＥＴＳＩ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ（１９９７）．を参照）。つまり、変調誤差比を求めることにより、被測定信号のＣ／Ｎを推定することができる。

遅延プロファイルのノイズフロアであるＳ／Ｎの平均値ＳＮＲ（ｄＢ）は、遅延プロファイルの算出に用いたサブキャリヤ数をＮ_ｃ、全てのサブキャリヤのＣ／Ｎの平均値をＣＮＲ（ｄＢ）とすると次式で表すことができる。

例えば、遅延プロファイル解析回路１００−１において、ＩＳＤＢ−Ｔモード３の場合、遅延プロファイルの算出に用いられる全サブキャリヤ数は１８７３であり、遅延プロファイルのＳ／Ｎは受信信号のＣ／Ｎよりも約３２．７ｄＢ（＝１０ｌｏｇ_１０１８７３）大きく観測される。また遅延プロファイル解析回路１００−２において、ＩＳＤＢ−Ｔモード３の場合、遅延プロファイルの算出に用いられるキャリヤシンボルの数は５６１７であり、遅延プロファイルのＳ／Ｎは受信信号のＣ／Ｎよりも約３７．５ｄＢ（１０ｌｏｇ_１０５６１７）大きく観測される。また、加法性雑音ｎ（ｉ，ｍ）の振幅がＳＮＲのノイズフロアを中心として正規分布になるとすると、離散時間ｍにおける遅延プロファイルｈ（ｉ，ｍ）にはＳＮＲより低いレベルにノイズフロアが現れる。よって、しきい値設定部２４は、ＳＮＲ（ｄＢ）に雑音のピークマージンＭ（ｄＢ）を減じた値をしきい値ｔｈとして設定し出力する。

雑音のピークマージンＭは、１０〜２０ｄＢ程度にするとよい。図８に、最も振幅の大きい到来波に対する振幅比が１０ｄＢ、遅延時間１０μｓである遅延波が存在し、また遅延プロファイルの算出に用いた全サブキャリヤの平均のＣ／Ｎが２０ｄＢの場合に、遅延プロファイル解析回路１００−２を用いて求めた遅延プロファイルの例を示す。この例は、ＩＦＦＴ部４１により出力され、雑音成分除去部２０へ入力される遅延プロファイルを示している。また、図９に、雑音成分除去部２０からの出力例であるしきい値以下が除去された遅延プロファイルを示す。

しきい値処理部２５は、ＩＦＦＴ部４１により出力される遅延プロファイルの各離散時間ｍにおいて、しきい値設定部２４により出力されるしきい値ｔｈを用いて、振幅がｔｈ以下の成分を除去する。しきい値ｔｈ以下の成分を除去する遅延プロファイルは、式（１３）のようになる。

尚、遅延プロファイル解析回路１００−１，２は、しきい値処理部２５により出力される雑音成分除去後の遅延プロファイルを、再度ＦＦＴして雑音成分除去後の周波数応答として出力するようにしてもよい。

以上のように、実施例１の遅延プロファイル解析回路１００−１及び実施例２の遅延プロファイル解析回路１００−２によれば、雑音成分除去部２０が、ＳＰ信号を用いて伝送路特性を等化した後のキャリヤシンボルから変調誤差比を求め、求めた変調誤差比から遅延プロファイルのＳ／Ｎを推定し、しきい値を設定し、ＩＦＦＴ部４１により伝送路応答をＩＦＦＴして求められた遅延プロファイルに対して、前記しきい値以下の成分を除去するためのしきい値処理を行うようにした。これにより、被測定信号に含まれる雑音成分を適応的に除去し、伝送路特性のみが含まれる遅延プロファイルを生成可能な遅延プロファイル解析回路を実現することができる。

［遅延プロファイル解析回路／実施例３］
次に、遅延プロファイル解析回路の実施例３について説明する。図１０は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第３の構成を示すブロック図である。この遅延プロファイル解析回路１００−３は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、伝送路応答算出部３３、ＩＦＦＴ部４１、及び雑音成分除去部２６を備えている。伝送路応答算出部３３は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、及び補間部１４を備えている。また、雑音成分除去部２６は、しきい値処理部２５及びしきい値設定部７０を備えている。

図１０に示す遅延プロファイル解析回路１００−３と図１に示した遅延プロファイル解析回路１００−１とを比較すると、両者は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６及びＩＦＦＴ部４１を備えている点で同一であるが、遅延プロファイル解析回路１００−３は、伝送路応答算出部３３及び雑音成分除去部２６を、遅延プロファイル解析回路１００−１のチャネル等化部１０及び雑音成分除去部２０の代わりに備えている点で相違する。

図１０において、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６は、図１に示したものと同等の機能を有する。ここで、ＦＦＴ部６により変換されたキャリヤシンボルは、伝送路応答算出部３３のＳＰ信号抽出部１１へ入力される。

伝送路応答部３３のＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３及び補間部１４は、図１に示したものと同等の機能を有する。すなわち、ＳＰ信号抽出部１１はキャリヤシンボルからＳＰ信号を抽出し、基準ＳＰ信号生成部１２は基準ＳＰ信号を生成し、除算部１３は伝送路応答を算出し、補間部１４は伝送路応答の補間を行う。ここで、補間部１４により出力された伝送路応答は、ＩＦＦＴ部４１へ入力される。

ＩＦＦＴ部４１、及び雑音成分除去部２６のしきい値処理部２５は、図１に示したものと同等の機能を有する。すなわち、ＩＦＦＴ部４１は、伝送路応答をＩＦＦＴして遅延プロファイルに変換し、しきい値処理部２５は、ＩＦＦＴ部４１から遅延プロファイルを、しきい値設定部７０からしきい値をそれぞれ入力し、遅延プロファイルに対してしきい値処理を行い雑音成分を除去する。

［しきい値設定部］
まず、図１０に示したしきい値設定部７０の第１の構成について説明する。図１１は、しきい値設定部７０の第１の構成を示すブロック図である。このしきい値設定部７０−１は、分割部７１、分割部７１により分割された遅延プロファイルの遅延時間範囲毎の平均電力算出部７２、最小値算出部７３、及び乗算部７４を備えている。分割部７１は、ＩＦＦＴ部４１から遅延プロファイルを入力し、求める遅延プロファイルの遅延時間範囲を複数のブロックに分割し、分割した遅延時間ブロックにおける遅延プロファイルを平均電力算出部７２にそれぞれ出力する。

各平均電力算出部７２は、分割部７１から遅延時間ブロックにおける遅延プロファイルをそれぞれ入力し、当該遅延プロファイルについて単位離散時間あたりの平均信号電力を求めて出力する。最小値算出部７３は、平均電力算出部７２から遅延時間ブロック毎の遅延プロファイルの単位離散時間あたりの平均信号電力を入力し、その最小値を算出して出力する。乗算部７４は、最小値算出部７３から最小の平均信号電力を入力し、当該最小信号電力に予め定められた定数を乗算し、その結果をしきい値として出力する。

次に、図１１に示したしきい値設定部７０−１について詳細に説明する。ＩＦＦＴ部４１が出力した遅延プロファイルを

とする。ここで、ｉは時間、ｍは遅延プロファイルに関する離散時間を示す。尚、以下の説明においてｉは省略する。

分割部７１は、測定対象となる遅延時間幅をＫ個の遅延ブロックに分割し、次式に示す信号を出力する。

ここで、Ｎは各遅延ブロックに含まれる遅延プロファイルの標本数を示し、Ｎ＝Ｍ／Ｋである。

ここでは説明を簡単にするため、Ｋ及びＮをＭの約数としているが、必ずしも同じ標本数毎に分割する必要はない。また、それぞれの遅延ブロックが重なっていてもよい。例えば、遅延ブロックｋに対して、ｈ（ｎ）の離散時間ｎ_ｋからｍ_ｋ個の標本を取り出して、次式に示す信号を出力するようにしてもよい。

平均電力算出部７２は、遅延ブロック毎に、次式のように、遅延プロファイルの単位離散時間あたりの平均信号電力を求める。

ここでは説明を簡単にするため、遅延ブロック内の平均値を求めているが、遅延ブロック内の各離散時間に対して重み付けをして、次式のように、平均信号電力を求めるようにしてもよい。

ここで、ω_ｎは、遅延ブロック内の離散時間ｎにおける重みを示す。

尚、それぞれの遅延ブロックにおいて、有意な遅延波が存在する場合には、前述の平均信号電力Ｐ_ｋは大きくなり、有意な遅延波が存在しない場合には、平均信号電力Ｐ_ｋは遅延プロファイルのＳ／Ｎとなる。

最小値算出部７３は、平均電力算出部７２により算出された平均信号電力について、以下のｋの範囲における最小値を求め、出力する。

乗算部７４は、雑音のピークマージンを持たせるため、最小値算出部７３により算出された最小信号電力に、予め定められた定数αを乗算し、次式のように、しきい値として出力する。

尚、それぞれの遅延ブロックに含まれる標本数Ｍ／Ｋは、遅延波が存在しない場合においても平均信号電力Ｐ_ｋが標本値の平均となるのに十分な数にする必要がある。また、遅延ブロック数Ｋは、少なくとも一つの遅延ブロックに遅延波が存在しないように、大きい数にする必要がある。

図１３は、図１１に示したしきい値設定部７０−１によるしきい値設定手法を説明するための図であり、遅延プロファイルの例が波形図で示してある。図１３に示すように、しきい値設定部７０−１は、遅延プロファイルに対し、点線で示した遅延時間におけるその間隔を遅延時間幅として複数の遅延ブロックに分割し、遅延ブロック毎の信号電力のうちの最小信号電力を求め、それをしきい値として出力する。

次に、図１０に示したしきい値設定部７０の第２の構成について説明する。図１２は、しきい値設定部７０の第２の構成を示すブロック図である。このしきい値設定部７０−２は、重み付け移動平均処理部７５、最小値算出部７６、及び乗算部７７を備えている。重み付け移動平均処理部７５は、ＩＦＦＴ部４１から遅延プロファイルを入力し、当該遅延プロファイルの時間方向に重み付け移動平均処理を施して遅延プロファイルを平滑化し、平滑化した遅延プロファイルを出力する。

最小値算出部７６は、重み付け移動平均処理部７５から平滑化された遅延プロファイルを入力し、各離散時間における遅延プロファイルの標本値のうちの最小値を求め、最小信号電力として出力する。乗算部７７は、最小値算出部７６から最小信号電力を入力し、当該最小信号電力に予め定められた定数を乗算し、その結果をしきい値として出力する。

このように構成された図１２のしきい値設定部７０−２については、前述のｍ_ｋを定数とし、ｎ_ｋ＋１−ｎ_ｋ＝１とした場合に相当するため、数式を用いた詳細な説明は省略する。

以上のように、実施例３の遅延プロファイル解析回路１００−３によれば、伝送路応答算出部３３が、ＳＰ信号を用いて伝送路特性を算出し、雑音成分除去部２６が、ＩＦＦＴ部４１により伝送路応答をＩＦＦＴして求められた遅延プロファイルに対し、遅延プロファイルにおける最小信号電力に基づいたしきい値を用いて、しきい値以下の成分を除去するためのしきい値処理を行うようにした。これにより、被測定信号に含まれる雑音成分を適応的に除去し、伝送路特性のみが含まれる遅延プロファイルを生成可能な遅延プロファイル解析回路を実現することができる。

［遅延プロファイル解析回路／実施例４］
次に、遅延プロファイル解析回路の実施例４について説明する。図１４は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第４の構成を示すブロック図である。この遅延プロファイル解析回路１００−４は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、伝送路応答算出部３４、ＩＦＦＴ部４１、及び雑音成分除去部２６を備えている。伝送路応答算出部３４は、チャンネル等化部１０、判定部２１、及び除算部３１を備え、チャンネル等化部１０は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４、及び除算部１５を備えている。また、雑音成分除去部２６は、しきい値処理部２５及びしきい値設定部７０を備えている。

図１４に示す遅延プロファイル解析回路１００−４と図２に示した遅延プロファイル解析回路１００−２とを比較すると、両者は、同一構成のチャンネル等化部１０及び伝送路応答算出部３０，３４を備えている。また、図１４の遅延プロファイル解析回路１００−４と図１０に示した遅延プロファイル解析回路１００−３とを比較すると、両者は、同一構成のＩＦＦＴ部４１及び雑音成分除去部２６を備えている。つまり、遅延プロファイル解析回路１００−４は、遅延プロファイル解析回路１００−２に備えた伝送路応答算出部３０と、遅延プロファイル解析回路１００−３に備えたＩＦＦＴ部４１及び雑音成分除去部２６とを組み合わせて構成されている。

図１４において、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６は、図１，２及び図１０に示したものと同等の機能を有し、伝送路応答部３４は、図２に示したものと同等の機能を有し、ＩＦＦＴ部４１及び雑音成分除去部２６は、図１０に示したものと同等の機能を有する。

以上のように、実施例４の遅延プロファイル解析回路１００−４によれば、伝送路応答算出部３４が、ＳＰ信号を用いて伝送路特性を算出し、雑音成分除去部２６が、ＩＦＦＴ部４１により伝送路応答をＩＦＦＴして求められた遅延プロファイルに対し、遅延プロファイルにおける最小信号電力に基づいたしきい値を用いて、しきい値以下の成分を除去するためのしきい値処理を行うようにした。これにより、被測定信号に含まれる雑音成分を適応的に除去し、伝送路特性のみが含まれる遅延プロファイルを生成可能な遅延プロファイル解析回路を実現することができる。

［回り込みキャンセラ／実施例１］
次に、回り込みキャンセラの実施例１について説明する。図５は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１００−１（実施例１の遅延プロファイル解析回路）を用いた回り込みキャンセラの第１の構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ２００−１は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、適応フィルタ５４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、周波数変換部５８、及び回り込み伝搬路推定部６１を備えている。回り込み伝搬路推定部６１は、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、伝送路応答算出部３０を有するチャネル等化部１０、雑音成分除去部２０、キャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、及び遅延部５３を備えている。チャネル等化部１０は、伝送路応答算出部３０及び除算部１５を備え、伝送路応答算出部３０は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、及び補間部１４を備えている。また、雑音成分除去部２０は、判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３、しきい値設定部２４、及びしきい値処理部２５を備えている。

図５において、周波数変換部２は、受信信号を入力し、当該受信信号をＩＦ帯の信号に変換し、ＩＦ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換部３は、ＩＦ信号を入力し、図示しない同期再生部からのサンプリングクロックを用いてアナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換する。直交復調部４は、デジタルＩＦ信号を入力し、当該デジタルＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を出力する。減算部５５は、直交復調部４から等価ベースバンド信号を入力し、適応フィルタ５４から回り込み波のレプリカ信号を入力し、当該等価ベースバンド信号から回り込み波のレプリカ信号を減算し、レプリカ信号減算後の等価ベースバンド信号を出力する。ここで、減算部５５により出力された等価ベースバンド信号は３分配され、直交変調部５６、適応フィルタ５４、及び回り込み伝搬路推定部６１のＧＩ除去部５へそれぞれ入力される。

直交変調部５６は、減算部５５から等価ベースバンド信号を入力し、当該等価ベースバンド信号を直交変調してデジタルＩＦ信号を出力する。Ｄ／Ａ変換器５７は、デジタルＩＦ信号を入力し、図示しない同期再生部からのサンプリングクロックを用いてデジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換して出力する。周波数変換部５８は、アナログＩＦ信号を入力し、当該アナログＩＦ信号を周波数変換し、送信信号として外部へ出力する。

ＧＩ除去部５は、減算部５５からもう一方の等価ベースバンド信号を入力し、図示しない同期再生部からＯＦＭＤ信号のシンボル周期及びタイミングを示す信号（シンボルタイミング）を用いて、１つのＯＦＤＭ伝送シンボル期間のうちのＧＩに相当する期間を除去し、有効シンボル期間に相当する時間長の信号（有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号）を抽出する。ＦＦＴ部６は、有効シンボル期間分の時間領域のＯＦＤＭ信号を入力し、ＦＦＴして周波数領域信号であるキャリヤシンボルに変換する。ここで、ＦＦＴ部６により変換されたキャリアシンボルは２分配され、一方が除算部１５へ、他方がＳＰ信号抽出部１１へそれぞれ入力される。

ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４及び除算部１５は、図１に示したものと同等の機能を有する。すなわち、ＳＰ信号抽出部１１はキャリヤシンボルからＳＰ信号を抽出し、基準ＳＰ信号生成部１２は基準ＳＰ信号を生成し、除算部１３は伝送路応答を算出し、補間部１４は伝送路応答の補間を行う。ここで、補間部１４により出力された伝送路応答は２分配され、一方が除算部１５へ、他方がキャンセル残差算出部５１へそれぞれ入力される。また、除算部１５は等化後のデータシンボルを算出する。

判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３及びしきい値設定部２４は、図１に示したものと同等の機能を有する。すなわち、判定部２１は、送信シンボルの推定値を判定する。ここで、判定部２１により出力された送信シンボルの推定値は２分配され、誤差算出部２２及び変調誤差比算出部２３へそれぞれ入力される。誤差算出部２２は、等化後のデータシンボルと送信シンボルの推定値との間の誤差を算出する。変調誤差比算出部２３は、全てのデータシンボルを用いて、誤差及び送信シンボルの推定値から変調誤差比を算出する。しきい値設定部２４は、変調誤差比から遅延プロファイルのＳ／Ｎを推定し、しきい値を設定する。

キャンセル残差算出部５１は、補間部１４から伝送路応答を入力し、等価ベースバンド信号に含まれる回り込みのキャンセル残差の伝送路応答を算出して出力する。ＩＦＦＴ部４１は、キャンセル残差算出部５１から回り込みのキャンセル残差の伝送路応答を入力し、当該伝送路応答をＩＦＦＴし、回り込み伝搬路のインパルス応答の更新分に変換して出力する。加算部５２は、ＩＦＦＴ部４１からインパルス応答の更新分を入力し、遅延部５３から前回更新後のフィルタ係数を入力し、当該インパルス応答の更新分をフィルタ係数に加算し、フィルタ係数として出力する。しきい値処理部２５は、加算部５２からフィルタ係数を入力し、しきい値設定部２４からしきい値を入力し、当該フィルタ係数に対してしきい値を用いたしきい値処理を行い雑音成分を除去し、当該雑音成分除去後のフィルタ係数を出力する。ここで、しきい値処理部２５により出力されるフィルタ係数は２分配され、一方が適応フィルタ５４へ、他方が遅延部５３へそれぞれ入力される。

遅延部５３は、しきい値処理部２５からフィルタ係数を入力し、当該フィルタ係数を次回のフィルタ係数更新時まで遅延及び保持し、次回のフィルタ係数更新時に加算部５２へ出力する。適応フィルタ５４は、しきい値処理部２５からフィルタ係数を入力し、減算部５５から等価ベースバンド信号を入力し、当該フィルタ係数を用いて等価ベースバンド信号をフィルタリングし、回り込み波のレプリカ信号を生成して、減算部５５に出力する。

このように構成された図５の回り込みキャンセラ２００−１について、その動作を以下に示す。回り込みキャンセラは、受信信号の周波数と同一周波数で再送信を行うＳＦＮ放送波中継局において、送受アンテナ間の結合により生じる回り込み波を受信信号からキャンセルし、親局信号のみを再送信するための装置である。

回り込みは、送信アンテナから放射された電波の一部が回り込み伝搬路を通った後、受信アンテナで受信されて生じるものである。このため、回り込みキャンセラの内部で、回り込み伝搬路と同じ特性を有する回路を実現することができれば、回り込み波のレプリカ信号を生成することができる。

回り込みキャンセラの動作原理は、内部で生成した回り込み波のレプリカ信号を受信信号から減算することにより回り込みをキャンセルし、親局信号のみを取り出すというものである。回り込み伝搬路と同じ伝送路特性を実現するのが、図５に示した適応フィルタ５４であり、適応フィルタ５４が入力するフィルタ係数は、回り込み伝搬路の遅延プロファイルに基づいて生成される。

図５に示した回り込みキャンセラ２００−１における回り込み伝搬路推定部６１に、図１に示した遅延プロファイル解析回路１００−１を用いることができる。図５に示した回り込み伝搬路推定部６１と図１に示した遅延プロファイル解析回路１００−１との間の違いは、回り込み伝搬路推定部６１が、補間部１４とＩＦＦＴ部４１との間にキャンセル残差算出部５１を備えている点、及び、加算部５２の後段に雑音成分除去部２０を備えている点にある。尚、回り込みキャンセラの詳細については、特開平１１−３５５１６０号公報「回り込みキャンセラ」や学会発表論文「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継局用回り込みキャンセラの基礎検討」（映像情報メディア学会誌 Ｖｏｌ．５４，Ｎｏ．１１，ｐｐ．１５６８−１５７５（２０００））に記載されているため、ここでは説明は省略する。

［回り込みキャンセラ／実施例２］
次に、回り込みキャンセラの実施例２について説明する。図６は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１００−２（実施例２の遅延プロファイル解析回路）を用いた回り込みキャンセラの第２の構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ２００−２は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、適応フィルタ５４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、周波数変換部５８、及び回り込み伝搬路推定部６２を備えている。回り込み伝搬路推定部６２は、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、チャネル等化部１０を有する伝送路応答算出部３０、雑音成分除去部２０、キャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、及び遅延部５３を備えている。伝送路応答算出部３０は、チャネル等化部１０、判定部２１、及び除算部３１を備え、チャネル等化部１０は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４、及び除算部１５を備えている。また、雑音成分除去部２０は、判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３、しきい値設定部２４、及びしきい値処理部２５を備えている。

図６に示す回り込みキャンセラ２００−２と図５に示した回り込みキャンセラ２００−１とを比較すると、両者は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、及び周波数変換部５８をこの順番の構成で備え、回り込み波のレプリカ信号を減算部５５へフィードバックする適応フィルタ５４を備えている点で同一であるが、回り込み伝搬路推定部６２の構成、すなわち、チャネル等化部１０、雑音成分除去部２０、及び伝送路応答算出部３０の構成が相違する。

図６において、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、周波数変換部５８、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６は、図５に示したものと同等の機能を有する。ここで、ＦＦＴ部６により変換されたキャリヤシンボルは３分配され、除算部１５、トレーニング信号抽出部であるＳＰ信号抽出部１１、及び除算部３１へそれぞれ入力される。

ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４及び除算部１５は、図５に示したものと同等の機能を有する。ここで、補間部１４により出力された伝送路応答は、除算部１５へ入力される。

判定部２１、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３及びしきい値設定部２４は、図５に示したものと同等の機能を有する。ここで、判定部２１により出力された送信シンボルの推定値は３分配され、誤差算出部２２、変調誤差比算出部２３及び除算部３１へそれぞれ入力される。

除算部３１は、ＦＦＴ部６からキャリヤシンボルを入力し、判定部２１から送信シンボルの推定値を入力し、当該キャリヤシンボルを送信シンボルの推定値で除算し、伝送路応答を算出して出力する。

キャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、しきい値処理部２５及び遅延部５３は、図５に示したものと同等の機能を有する。すなわち、キャンセル残差算出部５１は、除算部３１から伝送路応答を入力し、等価ベースバンド信号に含まれる回り込みのキャンセル残差の伝送路応答を算出して出力する。ＩＦＦＴ部４１は、伝送路応答をＩＦＦＴし、回り込み伝搬路のインパルス応答の更新分に変換して出力する。加算部５２は、インパルス応答の更新分をフィルタ係数に加算し、フィルタ係数として出力する。しきい値処理部２５は、フィルタ係数に対してしきい値を用いたしきい値処理を行い雑音成分を除去し、当該雑音成分除去後のフィルタ係数を出力する。遅延部５３は、フィルタ係数を次回のフィルタ係数更新時まで遅延及び保持し、次回のフィルタ係数更新時に加算部５２へ出力する。また、適応フィルタ５４は、フィルタ係数を用いて等価ベースバンド信号をフィルタリングし、回り込み波のレプリカ信号を生成して、減算部５５に出力する。

このように構成された図６の回り込みキャンセラ２００−２については、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）の算出方法以外は図５に示した回り込みキャンセラ２００−１と同様であるため、以下説明を省略する。

［回り込みキャンセラ／実施例３］
次に、回り込みキャンセラの実施例３について説明する。図１５は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１００−３（実施例３の遅延プロファイル解析回路）を用いた回り込みキャンセラの第３の構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ２００−３は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、適応フィルタ５４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、周波数変換部５８、及び回り込み伝搬路推定部６３を備えている。回り込み伝搬路推定部６３は、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、伝送路応答算出部３３、キャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、雑音成分除去部２７、及び遅延部５３を備えている。伝送路応答算出部３３は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、及び補間部１４を備えている。また、雑音成分除去部２７は、しきい値設定部７０及びしきい値処理部２５を備えている。

図１５に示す回り込みキャンセラ２００−３と図５に示した回り込みキャンセラ２００−１とを比較すると、両者は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、及び周波数変換部５８をこの順番の構成で備え、回り込み波のレプリカ信号を減算部５５へフィードバックする適応フィルタ５４を備えている点で同一であるが、回り込み伝搬路推定部６３の構成が相違する。

図１５において、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、適応フィルタ５４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、周波数変換部５８、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６は、図５に示したものと同等の機能を有する。ここで、ＦＦＴ部６により変換されたキャリヤシンボルは、ＳＰ信号抽出部１１へ入力される。

ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３及び補間部１４は、図５に示したものと同等の機能を有する。ここで、補間部１４により出力された伝送路応答は、キャンセル残差算出部５１へ入力される。

キャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２及び遅延部５３は、図５に示したものと同等の機能を有する。ここで、ＩＦＦＴ部４１の出力は２分配され、雑音成分除去部２７のしきい値設定部７０及び加算部５２へそれぞれ入力される。しきい値設定部７０及びしきい値処理部２５は、図１０に示した遅延プロファイル解析回路１００−３のものと同等の機能を有する。

［回り込みキャンセラ／実施例４］
次に、回り込みキャンセラの実施例４について説明する。図１６は、本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１００−４（実施例４の遅延プロファイル解析回路）を用いた回り込みキャンセラの第４の構成を示すブロック図である。この回り込みキャンセラ２００−４は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、適応フィルタ５４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、周波数変換部５８、及び回り込み伝搬路推定部６４を備えている。回り込み伝搬路推定部６４は、ＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、チャンネル等化部１０を有する伝送路応答算出部３４、キャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、雑音成分除去部２７、及び遅延部５３を備えている。伝送路応答算出部３４は、チャンネル等化部１０、判定部２１、及び除算部３１を備え、チャンネル等化部１０は、ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４、及び除算部１５を備えている。また、雑音成分除去部２７は、しきい値設定部７０及びしきい値処理部２５を備えている。

図１６に示す回り込みキャンセラ２００−４と図６に示した回り込みキャンセラ２００−２とを比較すると、両者は、同一構成のＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、及び伝送路応答算出部３０，３４を備えている。また、図１６に示す回り込みキャンセラ２００−４と図１５に示した回り込みキャンセラ２００−３とを比較すると、両者は、同一構成のキャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、雑音成分除去部２７、及び遅延部５３を備えている。つまり、回り込みキャンセラ２００−４は、回り込みキャンセラ２００−２に備えたＧＩ除去部５、ＦＦＴ部６、及び伝送路応答算出部３０と、回り込みキャンセラ２００−３に備えたキャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、雑音成分除去部２７、及び遅延部５３とを組み合わせて構成されている。

図１６において、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、適応フィルタ５４、減算部５５、直交変調部５６、Ｄ／Ａ変換器５７、周波数変換部５８、ＧＩ除去部５及びＦＦＴ部６は、図５，図６及び図１５に示したものと同等の機能を有する。ここで、ＦＦＴ部６により変換されたキャリヤシンボルは３分配され、除算部１５、ＳＰ信号抽出部１１、及び除算部３１へ入力される。

ＳＰ信号抽出部１１、基準ＳＰ信号生成部１２、除算部１３、補間部１４、除算部１５、判定部２１、及び除算部３１は、図６に示したものと同等の機能を有する。ここで、除算部３１により出力された伝送路応答は、キャンセル残差算出部５１へ入力される。キャンセル残差算出部５１、ＩＦＦＴ部４１、加算部５２、しきい値設定部７０、しきい値処理部２５及び遅延部５３は、図１５に示したものと同等の機能を有する。

以上のように、図５、図６、図１５及び図１６に示した回り込みキャンセラ２００−１，２，３，４の回り込み伝搬路推定部６１，６２，６３，６４に、図３に示した従来の遅延プロファイル解析回路１を用いた場合は、推定される回り込み伝搬路特性（回り込み伝搬路推定部６１，６２，６３，６４が出力するフィルタ係数）に、送信信号に含まれる雑音成分を含んでしまう。このため、適応フィルタ５４は、回り込み波のレプリカ信号を生成する際、同時にこれに相当する雑音成分をも生成してしまう。雑音成分は加法性であるため、受信信号から回り込み波のレプリカ信号を減算しても雑音成分は加算され、その結果、送信信号の品質を劣化させてしまう。

しかし、図１、図２、図１０及び図１４に示した本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路１００−１，２，３，４を用いた場合は、推定される回り込み伝搬路特性（フィルタ係数）から雑音成分が除去されており、つまり当該フィルタ係数には雑音成分が含まれない。このため、適応フィルタ５４は、不要な雑音成分を生成することがない。したがって、回り込みキャンセラ２００−１，２，３，４は、受信信号に含まれる回り込み成分を良好にキャンセルすることができる。

以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、上記実施例では、遅延プロファイル解析回路１００−１，２，３，４を用いた回り込みキャンセラ２００−１，２，３，４の例を示したが、回り込みキャンセラ以外の装置、例えば補償器、中継装置またはデータ処理装置にも遅延プロファイル解析回路１００−１，２，３，４を用いることができる。

また、図１、図２、図５、図６、図１０、図１４、図１５及び図１６において、遅延プロファイル解析回路１００−１，２，３，４及び回り込みキャンセラ２００−１，２，３，４は、周波数変換部２、Ａ／Ｄ変換部３、直交復調部４、ＧＩ除去部５の順番で構成するようにしたが、Ａ／Ｄ変換部３及び直交復調部４の配置を逆にし、すなわち周波数変換部２、直交復調部４、Ａ／Ｄ変換部３、ＧＩ除去部５の順番で構成するようにしてもよい。この場合、直交復調部４であるアナログ直交復調部がＩ，Ｑの等価ベースバンド信号を出力し、２つのＡ／Ｄ変換部３のうちの１つのＡ／Ｄ変換部３がＩの等価ベースバンド信号を入力してデジタル信号を出力し、もう一方のＡ／Ｄ変換部３がＱの等価ベースバンド信号を入力してデジタル信号を出力する。

本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第１の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第２の構成を示すブロック図である。 従来の遅延プロファイル解析回路の構成を示すブロック図である。 図３の伝送路応答算出部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路を用いた回り込みキャンセラの第１の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路を用いた回り込みキャンセラの第２の構成を示すブロック図である。 ＳＰの配置を説明する図である。 遅延プロファイルの例を示す波形図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路により求められる遅延プロファイルの例を示す波形図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第３の構成を示すブロック図である。 図１０におけるしきい値設定部の第１の構成を示すブロック図である。 図１０におけるしきい値設定部の第２の構成を示すブロック図である。 しきい値設定手法を説明するための遅延プロファイルの例を示す波形図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路の第４の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路を用いた回り込みキャンセラの第３の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態による遅延プロファイル解析回路を用いた回り込みキャンセラの第４の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１，１００−１，１００−２，１００−３，１００−４ 遅延プロファイル解析回路
２，５７ 周波数変換部
３ Ａ／Ｄ変換部
４ 直交復調部
５ ＧＩ除去部
６ ＦＦＴ部
７ 伝送路応答算出部
７−１ パイロット信号抽出部
７−２ パイロット信号生成部
７−３，１３，１５，３１ 除算部
７−４ 補間部
８，４１ ＩＦＦＴ部
１０ チャネル等化部
１１ ＳＰ信号抽出部
１２ 基準ＳＰ信号生成部
１４ 補間部
２０，２６ 雑音成分除去部
２１ 判定部
２２ 誤差算出部
２３ 変調誤差比算出部
２４，７０ しきい値設定部
２５ しきい値処理部
３０，３３，３４ 伝送路応答算出部
５１ キャンセル残差算出部
５２ 加算部
５３ 遅延部
５４ 適応フィルタ
５５ 減算部
５６ 直交変調部
５７ Ｄ／Ａ変換器
６０，６１，６２，６３，６４ 回り込み伝搬路推定部
７１ 分割部
７２ 平均電力算出部
７３，７６ 最小値算出部
７４，７７ 乗算部
７５ 重み付け移動平均処理部
２００−１，２００−２，２００−３，２００−４ 回り込みキャンセラ

Claims (3)

1. 入力されるＯＦＤＭ信号を、周波数領域のキャリヤシンボルにＦＦＴするＦＦＴ部と、
   該ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
   該伝送路応答算出部により算出された伝送路応答を、時間軸上の遅延プロファイルにＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、
   該ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルについて、その信号電力の最小値を算出してしきい値を設定し、しきい値処理を施して雑音成分を除去する雑音成分除去部とを備え、
   前記雑音成分除去部が、
   前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルを、遅延時間毎に複数のブロックに分割する分割部と、
   該分割部により分割された遅延プロファイルのブロック毎に、遅延プロファイルの単位離散時間あたりの平均信号電力を求める平均信号電力算出部と、
   前記分割数分の単位離散時間あたりの平均信号電力の最小値を求める最小値算出部と、
   該最小値算出部により算出された平均信号電力の最小値に、予め定められた定数を乗算し、しきい値として出力する乗算部と、
   前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルから、前記乗算部により出力されたしきい値以下の信号成分を除去するしきい値処理部とを有することを特徴とする遅延プロファイル解析回路。
2. 入力されるＯＦＤＭ信号を、周波数領域のキャリヤシンボルにＦＦＴするＦＦＴ部と、
   該ＦＦＴ部により変換されたキャリヤシンボルから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
   該伝送路応答算出部により算出された伝送路応答を、時間軸上の遅延プロファイルにＩＦＦＴするＩＦＦＴ部と、
   該ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルについて、その信号電力の最小値を算出してしきい値を設定し、しきい値処理を施して雑音成分を除去する雑音成分除去部とを備え、
   前記雑音成分除去部が、
   前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルに、重み付け移動平均処理を施す重み付け移動平均処理部と、
   該重み付け移動平均処理部により重み付け移動平均処理が施された遅延プロファイルにつき、該遅延プロファイルの最小値を算出する最小値算出部と、
   該最小値算出部により算出された遅延プロファイルの最小値に、予め定められた定数を乗算し、しきい値として出力する乗算部と、
   前記ＩＦＦＴ部により変換された遅延プロファイルから、前記乗算部により出力されたしきい値以下の信号成分を除去するしきい値処理部とを有することを特徴とする遅延プロファイル解析回路。
3. 受信信号をフィルタリングし、回り込み波のレプリカ信号を生成する適応フィルタと、
   該適応フィルタにより生成されたレプリカ信号を受信信号から減算する減算部と、
   前記遅延プロファイルを、回り込み波のレプリカ信号を生成するためのフィルタ係数として生成する請求項１または２に記載の遅延プロファイル解析回路とを備え、
   前記受信信号から、送受信アンテナ間の結合により生じる回り込み波をキャンセルすることを特徴とする回り込みキャンセラ。

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