BRPI0808485A2 - Ajustes de temporização para estimação de canal em um sistema multiportadora - Google Patents

Description

"AJUSTES DE TEMPORIZAÇÃO PARA ESTIMAÇÃO DE CANAL EM UM SISTEMA MULTI PORTADORA" Reivindicação de Prioridade nos termos do 35 USC§119

0 presente pedido de patente reivindica a 5 prioridade para o pedido provisório N0 60/893.058 intitulado "AJUSTES DE TEMPORIZAÇÃO PARA ESTIMAÇÃO DE CANAL EM UM SISTEMA MULTI PORTADORA" depositado em 5 de março de 2007, e cedido ao cessionário deste e por meio deste expressamente incorporado ao presente por referência e 10 pedido provisório N0 60/893.060 intitulado "EQUIPAMENTOS E MÉTODOS DE CONTAGEM PARA CONTROLE DE GANHO AUTOMÁTICO EM UM SISTEMA MULTIPORTADORA" depositado em 5 de março de 2007, e cedido ao cessionário deste e por meio deste expressamente incorporado ao presente por referência.

Referência a Pedidos Relacionados de Patente

O presente pedido de patente está relacionado aos seguintes pedidos de patente US copendentes:

"CORREÇÃO DE TEMPORIZAÇÃO EM UM SISTEMA MULTIPORTADORA E PROPAGAÇÃO PARA UM FILTRO DE TEMPO DE 20 ESTIMAÇÃO DE CANAL" por Bojan Vrcelj et al., tendo um pedido de patente US N0 11/373.764, depositado em 9 de março de 2006, cedido ao cessionário deste, e expressamente incorporado ao presente por referência; e

"EQUIPAMENTOS E MÉTODOS DE CONTAGEM PARA CONTROLE 25 DE GANHO AUTOMÁTICO EM UM SISTEMA MULTIPORTADORA" por Matthias Brehler, tendo o pedido de patente US N0 11/777.263, depositado em 12 de julho de 2007, cedido ao cessionário deste, e expressamente incorporado ao presente por referência.

3 0 DESCRIÇÃO DA TÉCNICA ANTERIOR

CAMPO DA INVENÇÃO A presente revelação refere-se a ajustes de temporização para a estimação de canal em um sistema sem fio multiportadora, e, mais particularmente, para ajuste de temporização assegurando que os entrelaçamentos tom piloto 5 tenham bases de tempo compatíveis, e também compatibilizar a uma base de tempo símbolo.

DESCRIÇÃO DA TÉCNICA ANTERIOR

A multiplexação por divisão de frequência ortogonal (OFDM) é um método de modulação digital no qual um sinal é dividido em vários canais de banda estreita em diferentes frequências portadoras ortogonais entre si. Estes canais são às vezes chamados de subbandas ou subportadoras. Em alguns aspectos, o OFDM é semelhante à multiplexação por divisão de frequência convencional (FDM) exceto na forma pela qual os sinais são modulados e demodulados. Uma vantagem da tecnologia OFDM consiste em que ela reduz o montante de interferência ou diafonia entre canais e símbolos em transmissões de sinal. Variação de tempo e canais com desvanecimento seletivo na frequência, contudo, apresentam problemas em muitos sistemas OFDM.

Para se calcular problemas de variação de tempo e canais com desvanecimento seletivo na frequência, utilizase a estimação de canal. Em sistemas de detecção coerentes, os valores de referência ou "símbolos piloto" (também 25 conhecidos simplesmente como "pilotos") introduzidos nos dados de cada símbolo OFDM podem ser usados para a estimação de canal. Pode-se obter o rastreamento de tempo e freqüência utilizando-se pilotos para a estimação de canal. Por exemplo, se cada símbolo OFDM compõe-se de um número de BO subportadoras N e número de pilotos P, logo um número de subportadoras N-P pode ser usado para a transmissão de dados e o número P deles pode ser destinado a tons piloto. Estes números de pilotos P são às vezes uniformemente espalhados pelas subportadoras N, para que cada dois tons piloto sejam separados por subportadoras de dados N/P-l (ou, em outras palavras, cada piloto ocorre a cada portadora N/Pesimo) . Tais subconjuntos uniformes de subportadoras dentro de um símbolo OFDM e em um número de símbolos que ocorrem no tempo são chamados entrelaçamentos.

Em uma área da aplicação, o OFDM também foi usado na Europa e no Japão, como exemplos, para serviços de broadcast digitais, como no Broadcast de Vídeo Digital (DVB-T/H (terrestre/portátil)) e Serviço Integrado de Broadcast Digital (ISDB-T) padrões. Em tais sistemas de comunicação sem fios, características de canal quanto ao número de derivação (taps) de canal (isto é, o número de amostras ou "comprimento" do filtro de Resposta de Impulso Finita (FIR) que é usado para representar o canal de um sinal recebido) com significante energia, ganhos de rota, e os retardos de rota são previstos para variar de forma bastante significativa por um certo período de tempo. Em um sistema OFDM, um receptor reage a modificações no perfil do canal selecionando a borda do símbolo OFDM apropriadamente (isto é, a correção da janela de temporização) para maximizar a energia capturada em uma janela de Transformada Rápida de Fourier (FFT).

Quando as correções de temporização se realizam, é importante que o algoritmo de estimação de canal leve em conta as correções de temporização enquanto estiver computando a estimativa de canal para ser usada para demodular um determinado símbolo OFDM. Em algumas implementações, a estimativa de canal também é usada para determinar o ajuste de temporização à borda do símbolo que tem de ser aplicado a símbolos futuros, resultando assim em uma interação sutil entre as correções de temporização que já foram introduzidas e as correções de temporização que serão determinadas para os símbolos futuros. Além disso, é comum um bloco de estimação de canal em um receptor armazenar e depois processar as observações piloto de múltiplos símbolos OFDM, que resulta em uma estimativa de 5 canal com melhor média de ruído e resolve espalhamentos de retardo de canal mais longos. Isto é possível combinando-se as observações de canal de símbolos OFDM consecutivamente cronometrados em uma estimativa de canal mais longa em uma unidade chamada unidade de filtragem de tempo. Em geral, 10 estimativas de canal mais longas podem levar a algoritmos de sincronização de tempo mais robustos. Quando observações piloto de múltiplos símbolos OFDM são processadas em conjunto para gerar a estimativa de canal, contudo, se os entrelaçamentos combinados e os símbolos OFDM a serem 15 demodulados não estiverem alinhados com relação à temporização de símbolo (isto é, ter a mesma base de tempo), a estimação de canal pode se degradar ao ponto de não poder ser usada para uma demodulação de símbolo bem sucedida.

2 0 RESUMO DA INVENÇÃO

De acordo com um aspecto da presente revelação, um método para a correção de temporização em um sistema de comunicação é revelado. O método inclui o ajuste de bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto e a 25 combinação de um ou mais entrelaçamentos piloto. O método ainda inclui compatibilizar a base de tempo do entrelaçamento piloto combinado com um símbolo a ser demodulado, e depois obter uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados 30 tendo uma base de tempo compatível ao símbolo.

De acordo com outro aspecto da presente revelação, um processador para uso em um transceptor sem fios é revelado. Especialmente, o processador é configurado para ajustar bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto e combinar o um ou mais entrelaçamentos piloto. 0 processador também compatibiliza a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados com um simbolo a ser 5 demodulado, e obtém uma estimativa de canal corrigida com base em entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao símbolo.

De acordo com outro aspecto da presente revelação, um transceptor para uso em um sistema sem fios é revelado. 0 transceptor inclui uma unidade de estimação de canal configurada para ajustar bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto e combinar um ou mais entrelaçamentos piloto, compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados a um símbolo a ser demodulado, e obter uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao símbolo. 0 transceptor também inclui uma unidade de rastreamento de temporização configurada para estabelecer a temporização de uma unidade de transformada discreta de Fourier, com base na estimativa de canal corrigida.

Segundo ainda outro aspecto da presente revelação, um equipamento para uso em um transceptor sem fios é revelado. O equipamento inclui mecanismos para 25 ajustar as bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto a uma base de tempo comum e combinar um ou mais entrelaçamentos piloto, mecanismos para alinhar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados com um símbolo a ser demodulado, e mecanismos para obter uma estimativa de 30 canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao símbolo.

De acordo com outro aspecto da presente revelação, um produto de programa de computador é revelado. O produto de programa de computador compreende um meio legível por computador que tem um código para ajustar bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto e combinar um ou mais entrelaçamentos piloto. O meio legivel por 5 computador também inclui o código de instrução para compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinado a um símbolo a ser demodulado, e código para obter uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo 10 compatível ao símbolo.

BREVE DESCRIÇÃO DAS FIGURAS

A FIGURAI ilustra um diagrama de bloco de um transceptor exemplar de acordo com a presente revelação.

A FIGURA2 é um diagrama de um esquema escalonado de tom piloto exemplar usado em determinados padrões OFDM.

A FIGURA3 é um diagrama de uma visualização de tom piloto combinado do esquema escalonado de tom piloto exemplar da FIGURA2.

A FIGURA4 ilustra uma estimativa de canal de domínio do tempo dividida em quatro segmentos de acordo com um método exemplar de combinação de entrelaçamentos.

A FIGURA5 ilustra uma visão de processamento de sinal conceituai exemplar de geração de entrelaçamentos.

A FIGURA6 ilustra janelas de temporização FFT para três ocorrências de tempo diferentes em um transceptor.

A FIGURA7 ilustra uma disposição de portadoras e o mapeamento dessas portadoras para Sistema ISDB-T conforme a presente revelação.

A FIGURA8 ilustra um método para executar

correções de temporização em um dispositivo sem fio.

A FIGURA9 ilustra outro equipamento para executar correções de tempo em dispositivo sem fio. A FIGURAIO ilustra uma visualização da execução das atualizações de temporização em um sistema de comunicação sem fio.

DESCRIÇÃO DETALHADA DA INVENÇÃO 5 A presente revelação discute o equipamento e o

método para determinar ajustes de temporização para estimação de canal e rastreamento de temporização em um sistema multiportadora.

A FIGURAI ilustra um diagrama de bloco de um transceptor OFDM exemplar ou parte de um transceptor de acordo com a presente revelação. 0 sistema da FIGURAI, em particular, pode empregar as técnicas reveladas para fazer ajustes de temporização usando tons piloto, que são usados para a estimação de canal. 0 sistema 100, que pode ser um transceptor ou um ou mais processadores, hardware, firmware, ou combinação desses, recebe um sinal RF transmitido, como mostrado. Um bloco de processamento de interface inicial 102 recebe o sinal RF e realiza várias funções de processamento inclusive a conversão analógicodigital, conversão descendente, e AGC (Controle Automático de Ganho). Após o processamento da interface inicial, os sinais resultantes são enviados ao servidor de amostra s 104, que efetua a janela de temporização real (p. ex. , a janela de temporização FFT) para amostrar as subportadoras dentro do sinal. A saída do servidor de amostra 106, que é um sinal digital sincronizado, então é introduzido a um rotor de frequência opcional 106. O rotor de frequência opcional 106 opera em conjunto e sob controle de um bloco de rastreamento de frequência 108 para girar ou deslocar a fase do sinal na frequência para fazer ajustes finos ou correções na frequência.

Os sinais do servidor de amostra 104 ou do rotor de frequência 106, se utilizados, são enviados a uma Transformada de Fourier (FFT) rápida 110, que realiza uma Transformada de Fourier discreta do sinal. Mais em particular, o FFT 110 extrai as portadoras de dados e as portadoras piloto. Os dados são enviados a um demodulador 5 112 para a demodulação dos dados, e um decodificador subsequente 114 para decodificar os dados segundo qualquer esquema conveniente de codificação utilizado. A saida do decodif icador é uma corrente de bits para uso por outros processadores, software, ou firmware dentro de um 10 dispositivo transceptor.

Os tons piloto extraídos por FFT 110 são enviados a uma área de armazenamento piloto 116, que armazena um número de entrelaçamentos piloto de um ou mais símbolos OFDM. De acordo com um exemplo aqui revelado, o armazenador 15 (buffer) 116 pode ser configurado para armazenar sete (7) entrelaçamentos piloto para uso na combinação dos entrelaçamentos de sistemas DVB-T/H ou ISDB-T, que será discutido mais detalhadamente a seguir. Os entrelaçamentos piloto armazenados são enviados pelo armazenador 116 a uma 20 unidade ou bloco de estimação de canal 118, que estima os canais utilizando os tons piloto entrelaçados inseridos pelo transmissor (não mostrado) nos símbolos do sinal digital. Como ainda será discutido, a estimação de canal

produz uma resposta de impulso de canal (CIR) hkn para ser

usada no rastreamento de temporização e uma resposta de

frequência de canal Hkn para ser usada para demodulação

dos dados de canal pelo demodulador 112. A resposta de

impulso de canal (CIR) hkn, em particular, é enviada a uma

unidade ou bloco de rastreamento de temporização 120, que efetua um algoritmo de rastreamento de temporização ou método para determinar uma decisão de temporização para a janela FFT que é usada pelo servidor de amostra 104. Conforme mencionado anteriormente, em um transceptor usado em um sistema OFDM, uma unidade de estimação de canal (p. ex., 118) é utilizada para se obter

uma estimativa de função de transferência de canal Hkn do

canal em cada portadora k e tempo de símbolo OFDM n para

demodulação dos símbolos de dados e uma estimativa hkn da

resposta de impulso de canal correspondente (CIR) para uso no rastreamento de temporização. Tanto em sistemas DVB-T/H como em sistemas ISDB-T, em particular, os tons piloto são transmitidos segundo um esquema de escalonamento de entrelaçamento predeterminado 200 como ilustrado pela FIGURA2, que ilustra o esquema de poucas primeiras portadoras k e tempos de símbolo n. Como pode ser visto na FIGURA2, em um tempo de símbolo dado n, os tons piloto p são inseridos em cada 12a portadora de um total de até Nk/12 tons piloto por símbolo OFDM n (p. ex., no tempo de símbolo 0 na FIGURA3 pode haver um número de tons pilotos Nk/ 12 onde a portadora 0 é usada para um tom piloto, mas Nk/ 12-1 para símbolos tendo pilotos escalonados tais como um tempo de símbolo OFDM 1, 2, e 3 na FIGURA2), onde Nk é o número total de portadoras. Para símbolos subsequentes, a inserção de tons piloto é deslocada por 3x(«mod4) tons, com base a partir do tempo 0 (n=0). Consequentemente, no símbolo 1 o primeiro tom piloto é inserido na portadora 3, no símbolo 2 o primeiro tom piloto é inserido na portadora 6, e assim por diante. Conforme ilustrado a seguir, tons

piloto plm são inseridos em cada portadora Iesima para um

respectivo entrelaçamento m , onde l é igual a 12 neste exemplo, e m = mod4 (isto é, 0 < m < 3) , onde mod BO significa uma operação módulo. Assim, depois de quatro símbolos OFDM (p. ex., tempos de símbolo OFDM 0-3), o padrão se repete. Por exemplo, a FIGURA2 ilustra o primeiro piloto (isto é, 1=0), o padrão de entrelaçamento é escalonado para m= 0 até 3, como pode ser visto pelos

quatro pilotos P00, p0], P02> Poi e inseridos nos símbolos 5 0, 1, 2, e 3, respectivamente.

Como um exemplo, algoritmos de estimação de canal conhecidos em sistemas que empregam o entrelaçamento ilustrado na FIGURA2 tipicamente combina os entrelaçamentos piloto de sete (7) símbolos OFDM consecutivos, que são 10 armazenados em um armazenador de entrelaçamento piloto (não mostrado), de uma maneira casada para encontrar uma estimativa de canal para um tempo n . Em particular, cada par de tons piloto corresponde ao mesmo piloto (isto é,

Iesima piloto) em diferentes exemplos de tempo de símbolo 15 OFDM e eles são combinados para estimar o canal correspondente ao tempo de dados. Como um exemplo de tal combinação, a FIGURA3 ilustra o diagrama 300 do entrelaçamento exemplar de símbolos pilotos p mostrado na FIGURA2 com mais uma representação visual da combinação de 20 tons piloto. Como ilustrado, um primeiro piloto plm para

1=0, por exemplo, é combinado no tempo apropriado para cada uma das portadoras (isto é, interpolado no tempo). Como pode ser visto na FIGURA3, um par 302, 304 de pilotos (p0} ) na portadora 3 (isto é, um deslocamento de 3 portadoras 25 (3x«mod4), portanto parte do mesmo entrelaçamento m +1) e tempos η +1 e n — 3, respectivamente, são combinados ao tempo do símbolo de tempo n (n sendo 0 neste exemplo) como indicado com setas verticais. Adicionalmente, um tom piloto interpolado 306 pode então ser interpolado na frequência 30 com outros tons piloto interpolados 308 ou um tom piloto existente no símbolo de tempo n OFDM 210, como ilustrado pelas setas horizontais na FIGURA3.

A combinação de tons piloto pode ser efetuada usando-se qualquer técnica conhecida inclusive técnicas de 5 interpolação. Observa-se ainda que entrelaçamentos podem ser combinados na frequência ou domínio de tempo, como será explicado detalhadamente a seguir. De um ponto de vista teórico, ambas estratégias de combinação (domínio de tempo ou frequência) produzem o mesmo desempenho. Observa10 se, contudo, que a combinação no tempo pode apresentar menos stress em um canal IFFT em uma implementação de ponto fixo (desde que seja mais curto).

A utilização do esquema espalhado piloto ilustrado nas FIGURAS 2 e 3, posições de tom piloto 15 espalhadas disponíveis são usadas para combinar tons piloto. Como resultado, a resposta de impulso de canal (CIR) cobre 1/3 do tempo de símbolo OFDM útil (4/3 de guarda máximo).

Uma primeira estratégia para combinar tons piloto dos entrelaçamentos consiste em combinar o domínio de frequência, como acima mencionado, usando um filtro. Combinar tons piloto no domínio de frequência pode ser matematicamente expresso como mostrado na equação (1)

abaixo, determinando a estimativa do tom piloto Hk .

__ IXe/4]

Hjc,n= Σ^,[η-4]4^/4],([η-*]4-/'4)]4 ' 0“ k < Np (1)

HX/ 4]

2 5 Na equação (1) acima, N é o comprimento da estimativa de canal de domínio do tempo final, são os coeficientes

de filtro do filtro, e Nc e Nnc são os comprimentos de filtro causais e não-causais, respectivamente. Observa-se que a notação []4 é uma notação abreviada onde o subscrito 4 é um lembrete da operação de módulo xmod4. Para simplificar só a filtragem de tons piloto correspondentes ao mesmo entrelaçamento que a saída de filtro é permitida. Em outras palavras, o filtro trabalha verticalmente como 5 indicado na FIGURA3 para o exemplo aqui revelado onde Nc = Nnc =3. Segundo este exemplo, os coeficientes de filtro S^° escolhidos para efetuar a interpolação linear

entre dois tons piloto e são mostrados na Tabela 1 a seguir. Como pode ser visto na tabela, os coeficientes de 10 filtro efetivamente pesam o efeito que aqueles tons mais próximos à portadora 0 (p. ex., k=l), neste exemplo, são dados mais peso do que aqueles tons (p. ex., k=3) mais distantes na frequência.

k 0 1 2 3 ITIo,k= 1 0.75 0.5 0.25 mi,k= 0 0.25 0.5 0.75 Tabela 1 - Coeficientes de filtro de interpolação linear Observa-se que um filtro mais geral pode

incorporar tons piloto de outros entrelaçamentos (isto é, também trabalham diagonalmente), com um aumento correspondente na complexidade. Após a filtragem do IFFT do

Hkn, ser retirada, derivação abaixo de um determinado limite são estabelecidos em zero, e depois do zerocompletados com 2 Np zeros (para interpolar na frequência), um FFT é conduzido para chegar à estimativa de canal final Hkn, onde Np é o comprimento da estimativa de canal do

domínio de tempo final.

Embora a combinação dos entrelaçamentos no

domínio de frequência, como discutido acima, seja direto, outra estratégia consiste em combinar entrelaçamentos no domínio de tempo, como foi contemplado no Pedido de Patente US N0 11/373.764, expressamente incorporado ao presente por referência, para um sistema de apenas link direto (FLO). Em um exemplo presente, a mesma combinação de domínio de tempo pode ser feita para sistemas OFDM DVB-T/H e ISDB-T, por 5 exemplo. Devido aos quatro (4) entrelaçamentos nos sistemas DVB-T/H e ISDB-T (vide p. ex., as FIGURAS I E 2), contudo, a mecânica é ligeiramente diferente do sistema FLO onde apenas dois (2) entrelaçamentos são usados para obter as derivações de canal "reais" e "excessivas". No exemplo 10 presente, 4 diferentes entrelaçamentos, como os usados nos sistemas DVB-T/H e ISDB-T, são usados para se obter 4 segmentos de resposta de impulso de canal completa (CIR).

Em primeiro lugar, um IFFT dos tons piloto de cada entrelaçamento é conduzido. Mais especificamente, zero-completados (isto é, a extensão de um sinal (ou espectro) com zeros para aumentar os limites de tempo (ou

Nk λ

banda de frequência) ) do (ou Para entrelaçamento

0) tons piloto Plm até Nil são efetuados, onde Nk

representa o número de portadoras, e Nil representa o 2 0 comprimento de entrelaçamentos na frequência depois do zero-completados. Em sistemas DVB-H, por exemplo, o número de portadoras Nk é 1705, 3409, ou 6817 dependendo do modo de operação. Sistemas ISDB-T segmento-0 como um novo exemplo tipicamente tem portadoras 108, 216, ou 432 Nk 25 dependendo do modo de operação. Em sistemas DVB-H, por exemplo, o comprimento dos entrelaçamentos Nil são 256 ou 512 ou 1024, dependendo do modo de operação. Sistemas ISDBT, como outro exemplo, teriam comprimentos de entrelaçamento de 16 ou 32 ou 64 dependendo do modo de

operação. Depois do zero-completados dos —— tons, um IFFT é conduzido para se obter uma estimativa de domínio de

tempo hkn do canal por entrelaçamento, governado pela

seguinte equação (2):

I ^ Ak tf N

hkn=-z_.Pi \n) e 'L r L = —~ para m= 0, L = ——-1, para τηφ 0

NilU 4 12 12 (2)

Na preparação para combinar o entrelaçamento do domínio do tempo estimativas de canal que tenham um comprimento Nil a uma estimativa de canal com o comprimento

Np (onde Np=ANil), as fases do hkm precisam ser

ajustadas. Consequentemente, a estimativa de canal é ajustada segundo a seguinte equação (3):

2π

j-[n]4k ^

Kn=eNP 0 Z k < Nfi - 1 (3)

onde bkm refere-se às áreas de armazenamento de

entrelaçamento. Como cada estimativa de canal de entrelaçamento deve ser usada quatro (4) vezes para o cálculo de estimativas de canal em tempos de símbolo OFDM consecutivos, os bkm são armazenados, necessitando de INil

espaços de armazenamento complexos para os exemplos aqui revelados.

Os armazenadores de entrelaçamento podem ser combinados para formar uma estimativa de canal de domínio de tempo Ziin tendo um comprimento de Np=ANil. A estimativa

de canal hkn então pode ser dividida em quatro segmentos

como ilustrado na FIGURA4. Cada um dos quatro segmentos u tem um comprimento de Nil , onde cada um dos segmentos u pode ser obtido a partir armazenadores como comprovado pela seguinte relação: τ I Vs* 4[«+ΐ]4«,

^k+uNlL,n — ^kn+l · 0<k<NlL~\, 0<U<3 (4)

4 I=-Nc

Para os mesmos coeficientes de filtro mlk as

derivações de canal de domínio do tempo aqui obtidas são simplesmente o IFFT dos tons piloto combinados da equação (1) acima. A combinação em domínio de tempo pode ser simplesmente vista como um modo de implementar um algoritmo rápido para a transformada discreta de Fourier (DFT) dos tons piloto combinados na frequência. Mais em particular, a equivalência é conseguida como se segue para o caso de usarmos exatamente quatro entrelaçamentos consecutivos e todos os 4 coeficientes de filtro mlk são um (um caso mais geral com a filtragem será considerada a seguir) . Então toda vez o entrelaçamento hkn pode ser visto como sendo

obtido a partir de um canal de domínio da frequência Hkn

por sub-amostragem e avanço (em frequência). A FIGURA5 ilustra a operação de sub-amostragem e operação de avanço

que pode ser considerado como geração de hkm em uma visão

de processamento de sinal conceituai.

Como ilustrado na FIGURA5, o canal amostrado em cada frequência portadora é introduzido e primeiro subamostrado por 3 no bloco 502 (correspondente a um piloto cada 3 tons, se todos os entrelaçamentos forem combinados), e ainda subamostrado por 4 (bloco 504) para o entrelaçamento 0. Para outros entrelaçamentos, os índices de frequência são trocados por um (o operador F no bloco 506 significa um deslocamento para frente) e depois subamostrado por 4 como ilustrado pelos blocos 508.

Como a sub-amostragem na frequência corresponde à aliasing no tempo e deslocamento na frequência a um deslocamento de fase no tempo, uma pessoa versada na técnica irá considerar que a seguinte relação na equação (5) abaixo governa.

hk,n ~~ Σ e P k+lN„ ,nr ( 5 )

I=0

Por causa da derivação presente da combinação de entrelaçamento de dominio de tempo, entende-se que o canal é constante. Assim, para se obter hk+lN „ a partir dos

entrelaçamentos hkn os coeficientes aIanu podem ser encontrados segundo a equação (6) como se segue:

3 ~ _

'Sy,a'kmi}lkn-m ~ K+1N„ .n (6)

m=0

que pode ser alcançado se:

3 -y——Mí (k+lNIL)

Σαk™e Np =S(I-U) \/0<k< Nil -1, (7)

m=O

que assegura que na combinação linear da equação (6) que os

coeficientes na frente de hMN _m somam até a unidade e

para todos outros nomes alternativos a soma de coeficientes até zero.

Conforme uma pessoa versada na técnica irá reconhecer, a solução para akmu é portanto:

2π . 2π

I jrlITmk +JTTmuNiÍ

Vkmu=^e P e Np (8)

Nil 1

Devido ao posterior reconhecimento que a proporção -= —,

p 4

os coeficientes de armazenamento de entrelaçamento e deramping podem ser extraídos a partir desta solução.

A filtragem adicional introduzida com os coeficientes mt k pode ser vista para funcionar apenas em um

dado entrelaçamento, para que seja equivalente em tempo e domínio de frequência (isto é, as operações lineares são intercambiáveis). Se os entrelaçamentos filtrados estão combinados em frequência ou dominio de tempo o mesmo acontece segundo metodologias aqui reveladas. Consequentemente, a equação (4) acima pode ser reescrita como a seguinte equação (9):

. I &»-?]* ■ r

k+itN r, .n ~ T / e X, mi,rhk,n-(r-lA) ' (^)

^ r=0 /=-f^/4]

onde a soma interior corresponde à filtragem de entrelaçamento e a soma exterior corresponde à fase deramping e combinação de entrelaçamento no domínio de tempo.

Quando da combinação de entrelaçamentos, seja em

frequência ou domínio de tempo, determinados ajustes de temporização são necessários devido ao deslocamento de fase entre tons piloto em uma corrente n do símbolo OFDM e entrelaçamentos anteriores. Algoritmos de rastreamento de 15 tempo perfeitos conhecidos, por exemplo, retardam ou avançam a posição da janela FFT em um servidor de amostra (a ser discutido mais adiante). Estes ajustes de temporização correspondem a deslocamentos de fase no domínio de freqüência e, portanto afeta a estimação de 20 canal: os tons piloto no tempo n têm um deslocamento de fase comparado aos entrelaçamentos anteriores. Assim, a estimação de canal deve ser configurada para corrigir para este deslocamento de fase a fim de combinar os armazenadores de entrelaçamento. O avanço ou retardo

2 5 da janela FFT também pode ser referida como um avanço ou retardo da amostragem do símbolo OFDM.

Mais em particular, os algoritmos de rastreamento de tempo perfeitos e conhecidos avançam ou retardam a posição da janela FFT em tempo n por uma variável, aqui denominada de ADV RETn, onde ADV_RETn <0 corresponde a um avanço da janela FFT e ADV_RET> 0 a um atraso da janela FFT. Como um exemplo, a FIGURA6 ilustra três diferentes cenários de posição de janela FFT para uma determinada seqüência de dados de três símbolos OFDM consecutivos (n-1, 5 n, n+1). 0 primeiro cenário indicado pelo número de referência 600, mostra as janelas de temporização 602 onde o tempo entre as janelas mostradas pela seta 604, é essencialmente constante sem modificação de um símbolo (isto é, n-1) ao seguinte (n).

Admitindo-se que não há nenhuma modificação no

canal subjacente, um avanço da janela FFT, contudo, leva a um atraso do canal. Como um exemplo, o segundo cenário 606 na FIGURA 6 ilustra que a janela FFT 608 é avançada como indicado pela seta encurtada 610, fazendo, portanto com que 15 as amostras na janela sejam atrasadas. De modo correspondente, um atraso da janela FFT leva a um avanço do canal conforme ilustrado pelo cenário 612, onde a janela 614 é atrasada como indicado pela seta mais longa 616.

Por causa do efeito oposto dos ajustes da janela 20 FFT em direção ao canal, um ajuste de temporização é definido por an =-ADV_RETn. Consequentemente, quando a janela FFT é avançada as (canal/sinal) amostras dentro da janela são ciclicamente deslocadas para a direita, que eqüivale a um atraso do canal. Por outro lado, quando a 25 janela FFT é atrasada as amostras dentro da janela são ciclicamente deslocadas para a esquerda, que eqüivale a um avanço do canal.

Um ajuste de temporização por an no tempo símbolo n leva a um deslocamento de fase na frequência, isto é, sem outras modificações no canal os tons de canal exatos no tempo n podem ser representados por: 10

15

20

■ ,4-i ^

-J--+J

H

k,n-\ '

+J

2π

Nn

Νκ_

2

(10)

surge devido à

onde o segundo termo de fase (e ' rx^fft disposição específica da portadora da revelação predefinida porque na estimação de canal o "exato" termo DC destaca-se

em k =

Nr

. Como um exemplo visual, A FIGURA7 ilustra uma

disposição exemplar de portadora no padrão ISDB-T (que também seria do mesmo modo disposto para DVB-T/H), onde um deslocamento de FFT é efetuado multiplicando-se a entrada pela seqüência ±1.

Em particular, o deslocamento de fase inicialmente se destaca na interface inicial FFT, onde as

portadoras de interesse estão localizadas em

I l I P H I 2 N

RX FFT

N„

N -1

····'* RX FFT 1

(N1

RX FFT

sendo

tamanho da

interface inicial FFT). Estes podem ser vistos na FIGURA7 como 702 e 704, respectivamente. Para estimação e demodulação de canal, os índices superiores da interface

conforme

inferiores

inicial da FFT são mapeados a 0... 'NkI -1 ilustrado por 706, e Δλ OS mapeados a

Nr

...NK-1

, como ilustrado por 708, com 0 da

interface inicial FFT correspondente a

Nr

Como

interface inicial da portadora DC de FFT (portadora 0 na numeração aqui revelada) não vê nenhuma fase do deslocamento de fase, uma correção com o deslocamento adicional da fase para a disposição da portadora usada na demodulação/estimação de canal é necessária. Mapear desta maneira, reduz o espaço de armazenamento de memória, tornando o armazenamento mais fácil. Observa-se que esta implementação é simplesmente exemplar e que outras 5 implementações podem ter a portadora DC em uma posição diferente.

Uma consideração com as atualizações de temporização e estimação de canal consiste em que os entrelaçamentos que são combinados pelo algoritmo de 10 estimação de canal têm que ter a mesma base de tempo. Se os entrelaçamentos que são combinados não tiverem a mesma base de tempo, por exemplo, a estimativa de canal resultante é severamente degradada, ao ponto de não poder ser usada com sucesso para demodular os símbolos de dados. Além de ter a 15 mesma base de tempo entre os entrelaçamentos, a base de tempo da estimativa de canal e o símbolo OFDM que deve ser demodulado com a estimação tem que ser compatíveis. Consequentemente, reconhece-se que as bases de tempo do entrelaçamento têm que ser compatíveis, e além disso que a 20 base de tempo dos entrelaçamentos seja igual à base de tempo do símbolo OFDM a ser demodulado. A fim de efetuar-se tal alinhamento e correspondência, o próximo ponto trata de metodologias exemplares e equipamentos para sua realização.

Observa-se que ajustar ou alinhar a base de tempo 25 dos entrelaçamentos piloto pode ser realizado em tempo ou em domínio. Para simplificar, a seguinte discussão descreve de maneira concisa como modificar a base de tempo de um entrelaçamento único. Estas técnicas podem ser consideradas como blocos de construção a serem dispostos apropriadamente 30 no algoritmo de demodulação e estimação de canal para alcançar o alinhamento da base de tempo para múltiplos entrelaçamentos, por exemplo. Acerca do ajuste de bases de tempo no domínio de frequência, observa-se que na equação (10) acima, uma atualização de tempo de chips an aplicada no tempo n leva a um deslocamento da fase em domínio de frequência. Para modificar a base de tempo dos tons piloto P/[n]4 para a base

de tempo dos tons piloto Pl[n_ 1]4 este deslocamento de fase tem que ser invertido. Mais geralmente, para modificar-se a base de tempo dos pilotos P1M ao tempo m a diferença das

janelas FFT em tempos nem em amostras devem ser conhecidos. Esta diferença pode ser obtida somando-se as atualizações de temporização individuais entre tempos n e m, esta soma chamada aqui de a . Então os tons piloto Ρ^„·\

com a base de tempo correspondente ao tempo m pode ser obtido segundo a equação (11) abaixo:

+Jtt-—a(12/+3[n]4) -j- 2π

Ntr

p _ p nkx_fft Nrxffi- LzJn n p)

Se, por outro lado, a determinação dos tons

piloto Piimu com a base de tempo correspondente ao tempo n

é o que se deseja, o sinal nos ajustes de fase tem que ser modificado como demonstrado na equação (12) a seguir.

2/r . _. __ _ . 2π

-J —-a(12/+3[n]4) +j

p NRX_fft Nrx fft l * j p

r~l, [m]4 — K ^ LM4

Ajustar a base de tempo no domínio de frequência é benéfico se entrelaçamentos são combinados em frequência. Também pode ser útil quando entrelaçamentos são combinados no domínio de tempo para saber que a base de tempo de um entrelaçamento tem que ser modificada antes do IFFT.

Alternativamente, se os entrelaçamentos piloto são combinados no domínio de tempo, é necessário encontrar as operações equivalentes do deslocamento de fase no domínio de tempo. Este problema é descrito no pedido de patente N0 US 11/373.764, incorporado ao presente por referência, mas as particularidades de certos sistemas OFDM, tais como as disposições piloto escalonadas DVB-T/H e ISDB-T requerem consideração adicional para ajustar as bases de tempo.

Para se conseguir o efeito sobre os entrelaçamentos de domínio de tempo, deve ser observado que a equação (10) pode ser reescrita como se segue:

2π Nitx ppj 2π

VRX FFT

-a~Tf,— +Jl

_ ç NRX FFT ç nB'

Hk

k,n c

onde a atualização de temporização é generalizada a partir do tempo m até n e em que, por exemplo, nos casos de sistemas ISDB-T e DVB-T/H

3 Np

a =-a =

N

RX FFT

3

— ci para ISDB - T

t (14:

-a para DVB-TIH

Para que as seguintes equações aqui discutidas sejam exatas, deve-se supor que a seja um número inteiro. Em outras palavras, se as bases do tempo dos 15 entrelaçamentos devem ser ajustadas no domínio de tempo, as atualizações de temporização só podem ser feitas como múltiplos das 4 amostras ISDB-T e 2 amostras DVB-T/H. Esta limitação tem as suas raízes no espaçamento piloto espalhado e a consequentemente diferente frequência de 20 amostragem para a estimativa de canal do domínio de tempo nestes padrões. Em outros sistemas ODFM, tais como um sistema FLO, esta restrição não procede, já que o espaçamento piloto espalhado é em múltiplos de 8 portadoras daqueles padrões, contra 12 em ISDB-T e DVB-T/H. ?5 Praticamente, esta restrição não é grave, já que uma resolução de 3,9 με (ISDB-T) e 0,22 ps (DVB-T/H com 8 MHz de largura de banda) ainda é suficiente para colocar a janela FFT. Além disso, se a não for um número inteiro, este valor pode ser arredondado ao número inteiro mais próximo e, embora as correções de tempo não sejam perfeitas, o desempenho é melhor se comparado com nenhuma correção.

Assumindo-se que a é um número inteiro, técnicas semelhantes às discutidas anteriormente quanto à combinação de entrelaçamentos no dominio de tempo podem ser aplicadas. Consequentemente, pode mostrar-se que o entrelaçamento de 10 dominio de tempo do tempo m pode modificar sua base de tempo por amostras a segundo a seguinte relação.

2π Nk 2π

~ +JTr-~JT,-3α[ί”14 ~

L· _o Ni<x_FfT λ nrx_fft λ

~k,m e \k-a]Nn ,m

, ■ Λ 2π f ι (15)

_ JNrxfpt 2 JNpa 4r

^ r\k-a\NlL,m

De modo conceituai, a importância das equações acima mencionadas (13) - (15) é que o entrelaçamento no tempo do canal simplesmente é deslocado ciclicamente no 15 tempo e experimenta um deslocamento de fase. Como no algoritmo de combinação de entrelaçamento os armazenadores de entrelaçamento de fase de-ramped b^km são usadas em vez

d° \mf ® importante entender como os armazenadores de

entrelaçamento podem trocar bases de tempo.

Em primeiro lugar, considerando-se que a > 0,

b^km (o armazenador de entrelaçamento correspondente ao

tempo m no qual novas amostras a de base de tempo atrasaram) pode ser definido como:

, 2π Nk 2π r ,

Γ h ■■■ h l = e -FfT e p

lU~0,m U N„-Im Je

4°~ y W ]4 (<ar-l) — J-M4(Njl-I)^

* p h e p h e p h. ■ ■ ■ e p h

NIL-a,m · · · e NIL-\,m e rlO,m e nNIL-l-a,m

(16) LO

.5

■2π I

~ ι-ml

Np

e e

A seguir, hlm é substituído por blme reconhecido que o b^km para a<k< Nil-X são simplesmente

-k~a,m

Consequentemente, para 0 <&<« — !, a seguinte relação

pode ser obtida.

2·π Nk 2π

[b

0,777

b 1 = e 'v“-FfT e

J—imUO -j^km]4(N,L-a)

?Ne e Nf b

(cc-l) -j^km]4{NIL-1) „ Np „ Np

N„ -a, 7

bNrr -Ij

(17)

que depois de perceber que simplificada ao seguinte:

^=4^,, pode ser

2π

[K

~a-1 ,w

] = e

Nk

3—^ 2

Nn-a,m

NIL-\,m

:i8:

Em suma para a > 0, (isto é, o canal é atrasado e a janela FFT avançada por amostras a do tempo m ao tempo n) para atualizar a base de tempo do entrelaçamento de domínio de tempo b_km as seguintes operações têm que ser executadas, consequentemente:

2π

[b~ 0,77

]=e

->-[»1L

M7 -or,*

iVr, -1 ,m 0,r

(19)

De forma semelhante, para a < 0 (isto é, o canal é avançado e a janela FFT atrasada por amostras a do tempo m ao tempo n), para atualizar a base de tempo do entrelaçamento do domínio de tempo b__km as seguintes operações têm que ser executadas:

. 2π Nk r

\b-o,m ' ■' b Nii_X m ] — e

Nr.

■ ■ ■ bN[L_ lm e

0,777

A«]4

S2 è

-ΰτ-Ι.ττϊ

(20

De modo conceituai, o armazenador de entrelaçamento é ciclicamente deslocado, as derivações que se espalham são deslocados com as fases triviais μ\ (// = mmod4), e todas as derivações são multiplicadas

12 J M=o

pela fase constante devido à disposição da portadora. Observa-se que a multiplicação acima mencionada pelo deslocamento de fase constante não é necessária em sistemas 5 OFDM de tipo FLO porque as portadoras de guarda estão incluídas no esquema de numeração da portadora e a indexação piloto para estimação de canal atribui a portadora DC ao índice 0.

Como mencionado anteriormente, além de compatibilizar as bases de tempo dos entrelaçamentos, é também benéfico compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos com o símbolo OFDM que deve ser demodulado com a estimação de canal obtida a partir da combinação dos entrelaçamentos. Enquanto pode ser possível escolher uma base de tempo comum para coincidir com a base de tempo do símbolo que deve ser demodulado, observa-se que em alguns casos isto pode não ser possível ou necessariamente desejável. Por exemplo, uma estimativa de canal obtida para o tempo n para ser usada para demodular o símbolo OFDM n, a estimativa de canal deve ter a base de tempo correspondente à janela FFT usada para obter Ykn, em que

Ykn é a saída de FFT do receptor em uma portadora k e um

tempo de símbolo OFDM n.. Dependendo da implementação, contudo, pode não ser possível que a base de tempo da 25 estimativa de canal do tempo n seja compatível com aquele de Ykn . Com objetivos da presente revelação, uma estimativa de canal que tem a base de tempo correta é conhecida como Hkn enquanto uma estimativa com a base de tempo incorreta

é conhecida como H^kn . Na discussão a seguir, pelo menos duas opções diferentes de como corrigir a situação em que a estimativa do canal tem uma base de tempo incorreta são apresentados.

frequência. Para demodulação, a estimativa de canal da portadora k é multiplicada por Ykn com a portadora de dados

e o deslocamento da fase causado pelas bases de tempo diferentes pode ser corrigido pela seguinte relação:

tempo para H^kn e a janela FFT n é amostras a. Este método

requer pelo menos Nk múltiplos complexos (combinação das duas rotações de fase a uma única) , que pode funcionar

tanto em H~k,n ' Yk,n r ou o seu produto.

estimativa de canal no domínio de tempo. Como discutido anteriormente, a estimativa de canal A__kn é obtida por um

FFT de h__k (que por sua vez é somente uma versão limitada

de h__kn obtida a partir da combinação de entrelaçamentos no domínio de tempo ou o IFFT dos entrelaçamentos combinados no domínio de frequência) com zero-completados. Assim, h__kn zero-completo pode ser ciclicamente deslocado por

3 Np

a =-aposições (assumindo-se conforme acima que a e um

NRX _ FFT

número inteiro ou arredondado ao número inteiro mais próximo) . Assim, Hkn pode ser determinado tomando o FFT do seguinte:

A primeira opção é corrigir no domínio de

(21)

onde se supõe que a diferença entre as bases de

Uma segunda opção, por outro lado, é corrigir a para a> 0. Para a negativo, por outro lado, armazenador é atrasado pelas posições a, em que o seguinte FFT é obtido.

2π Nk

- ο V, - V,.-,-. 0 0I (23)

onde zeros condutores a são inseridos. Observe

-j

Nrxfft 2

que o deslocamento de fase constante a precisa ser aplicado a todos os elementos do armazenador ciclicamente deslocado.

A FIGURA8 ilustra um diagrama de fluxo de um método para executar correções de tempo em um sistema multiportador OFDM, como sistemas DVB-T/H e ISDB-T. Como mostrado, o processo 800 começa em um bloco de partida 802. O fluxo então passa ao bloco 804 onde um ajuste ou "alinhamento" das bases de tempo de um ou mais pilotos se entrelaçam a uma base de tempo comum e depois combinam o um ou mais entrelaçamentos piloto. Este ajuste pode ser segundo a metodologia discutida anteriormente nesta revelação, inclusive ajuste em domínios de frequência ou de tempo. Observa-se, além disso, que este ajuste pode ser efetuado pelo bloco de estimação de canal 118, por exemplo, um processador de sinal digital (DSP), uma combinação destes, ou quaisquer outros mecanismos convenientes.

Depois que as bases de tempo de entrelaçamento são ajustadas e combinadas no bloco 804, o fluxo passa ao bloco 806 onde a base de tempo dos entrelaçamentos combinados são alinhados ou compatibilizados a uma base de 25 tempo de símbolo OFDM que deve ser demodulado. Essa compatibilização pode ser conforme a metodologia discutida aqui anteriormente, inclusive a correção da estimativa de canal no domínio de frequência ou no domínio de tempo. Adicionalmente, esta funcionalidade do bloco 806 pode ser 30 efetuada, por exemplo, através do bloco de estimação de canal 118, um processador de sinal digital (DSP), uma combinação disso, ou qualquer outro mecanismo conveniente. Depois do bloco 806, o fluxo passa para o bloco 807, onde a estimativa de canal (isto é, uma estimativa de canal corrigida) é obtida baseada nos entrelaçamentos piloto 5 combinados tendo uma base de tempo compativel ao símbolo. Após a determinação da estimativa de canal, processo 800, quando examinado como um processo para se obter uma estimativa de canal corrigida, pode prosseguir ao bloco de terminação 810 onde o processo termina como mostrado na 10 FIGURA8.

Contudo, um fluxo adicional ou alternativo também é ilustrado na FIGURA8. Em particular, o fluxo pode proceder do bloco 807 para o bloco 808 (mostrado com linhas pontilhadas) onde a estimativa de canal é fornecida ao 15 rastreamento de temporização para determinar uma decisão de temporização a fim de estabelecer a janela de temporização (p. ex., a janela FFT) para o símbolo OFDM subsequente (p. ex., o símbolo n para ser demodulado) com base na estimativa obtida de canal corrigido. A funcionalidade do 20 bloco 808 pode ser efetuada pela estimação de canal do bloco 118 em conjunto com o bloco de rastreamento de temporização 120, conforme os exemplos.

Embora, para simplificar a explicação, a metodologia é mostrada e descrita como uma série ou número 25 de ações, deve-se entender que os processos aqui descritos não são limitados pela ordem de ações, já que algumas ações podem ocorrer em diferentes ordens e/ou concorrentemente com outras ações daquelas aqui mostradas e descritas. Por exemplo, as pessoas versadas, na técnica compreenderão que 30 uma metodologia poderia alternativamente ser representada como uma série de situações ou eventos relacionados, como em um diagrama apresentado. Além disso, nem todas as ações ilustradas podem ser requeridas para implementar uma metodologia de acordo com as metodologias aqui reveladas.

A FIGURA 9 ilustra outro equipamento para executar correções de temporização em um dispositivo sem 5 fio. 0 equipamento 900 recebe um sinal sem fio, como um sinal OFDM, em uma antena 902, que envia o sinal ao módulo 904 para ajustar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto a uma base de tempo comum e combinar os entrelaçamentos. Observe-se que o módulo 904 pode ser implementado por um ou 10 mais elementos 102, 104, 106, 108, 110, 116, e 118 ilustrado na FIGURAI, como um exemplo. Depois que os entrelaçamentos piloto são combinados pelo módulo 904, os entrelaçamentos são enviados ao módulo 906 para compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto 15 combinados a uma base de tempo de um símbolo a ser demodulado. 0 módulo 90 6 pode ser implementado pelo bloco de estimação de canal 118 na FIGURAI, um DSP, uma combinação disso, ou qualquer outro hardware, software, ou firmware conveniente.

Uma vez que o módulo 906 é alinhado ou

compatibilizado às bases de tempo dos entrelaçamentos combinados e o símbolo, um módulo 907 determina uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao 25 símbolo. Observa-se que o módulo 907 pode ser implementado pelo bloco de estimação de canal 118 na FIGURAI, um DSP, uma combinação disso, ou qualquer outro hardware, software, ou firmware conveniente. O módulo 907 emite a estimativa de canal corrigida ao módulo 908 para determinar uma decisão 30 de rastreamento de temporização com base na estimativa de canal. O módulo 908 pode ser implementado, por exemplo, pelo bloco de estimação de canal 118, bloco de rastreamento de temporização 120, o servidor de amostra 104, ou qualquer combinação disso. A decisão de temporização obtida pelo módulo 908 pode ser usada pelo servidor de amostra 104, por exemplo, para estabelecer (p. ex., avanço/retardo) a janela FFT para amostragem dos sinais de comunicação recebidos.

5 Observa-se que o equipamento 900 pode ser implementado em um transceptor, como um transceptor OFDM, e pode consistir de hardware, software, firmware, ou qualquer combinação disso.

As técnicas e metodologias apresentadas acima 10 podem ser consideradas como blocos de construção que permitem um projetista fazer as melhores escolhas possíveis para uma implementação específica. Uma implementação exemplar de um grupo de escolhas é discutida nos parágrafos seguintes. Observa-se que para outras limitações de 15 implementação, uma pessoa versada na técnica irá considerar que um grupo diferente de escolhas pode levar a outras simplificações.

De acordo com um exemplo, atualizações de temporização na frequência podem ser eficientemente 20 executadas com um algoritmo de estimação de canal combinado de entrelaçamento 7. Com objetivos deste exemplo, se aceita uma arquitetura em que os entrelaçamentos piloto são armazenados na memória DSP é assumida. A sua base de tempo é ajustada de forma que ela eqüivalha ao símbolo >5 demodulado. Como Nc=Nnc=S é escolhido (isto é, 7 entrelaçamentos são combinados, três deles nãocasualmente) , o entrelaçamento atual tem que ser ajustado à base de tempo correspondente aos três símbolos anteriores antes que os entrelaçamentos sejam combinados. A combinação 50 dos entrelaçamentos é executada pelo DSP no domínio de frequência para evitar que o acesso direto à memória adicional (DMA) passe entre o motor FFT e a memória DSP. Assim há uma necessidade de se corrigir as modificações de temporização no dominio de frequência modificando-se a fase de entrelaçamentos. Os detalhes de como as fases são atualizadas são discutidos a seguir.

Como a frequência de amostragem em DVB-T/H é aproximadamente 8 vezes maior do que em ISDB-T, a resolução de tempo pode ser, correspondentemente, maior. Uma resolução tão perfeita, contudo, não é requerida pelos algoritmos de rastreamento de temporização perfeita. Além disso, uma resolução de 1 cxl em DVB-T/H necessitaria como o incremento de fase menor 3.2n/8192 enquanto o rotor de hardware usado na parte do ajuste do temporização resolve o circulo inteiro em apenas 2048 partes. Assim, o algoritmo de temporização perfeita precisa apenas emitir atualizações de temporização como múltiplos de 8cxl em DVB-T/H, que assegura que o rotor de hardware e DSP podem executar todas as rotações necessárias descritas abaixo com a precisão suficiente. Esta limitação é uma mera escolha de implementação e não é significativa já que em canais 8MHz, 8cxl eqüivale a 0,875ps, isto é, a resolução ainda é suficientemente pequena quando comparada ao símbolo ou a duração de guarda (menor guarda é 7ps no modo 1 com guarda 1/32 que é uma combinação altamente improvável).

Como indicado anteriormente, a estratégia é ajustar a temporização dos 7 entrelaçamentos combinados na 25 estimação de canal de tempo n de forma que a sua base de tempo seja compatível à base de tempo de símbolo de dados n . Isto é alcançado assegurando-se que os seis "antigos" entrelaçamentos têm um tempo correspondente a n e girandose os tons piloto do último entrelaçamento a ser usado na 30 combinação (obtido no tempo n+3) de volta ao tempo n. Assim, para o último entrelaçamento o efeito das atualizações de temporização nos tempos n+1, n+2, e n+3 precisa ser invertido. É possível denotar a soma destas atualizações de temporização (CUM_T) com a seguinte equação:

CUM _T = Σα„, (24)

k=\

Os tons piloto atuais (n+3) com

/-——CUM_tÍ\21+3m- 1

Phm =eN™-™ V2\m, (25)

onde Plm é o tom piloto com tempo correspondente

a n+3. Esta rotação pode ser efetuada com um rotor de hardware (p. ex., 106) sob orientação de um DMP (Processador Propulsor de Dados). Após combinar os 7 entrelaçamentos para a estimativa de canal, precisa ser assegurado que os 6 entrelaçamentos que irão ser usados no LO tempo n+1 têm o tempo exato, isto é, eles têm de ser atualizados com a atualização de tempo correspondente ao tempo n+1 como matematicamente representado pela seguinte equação:

~;]7^α"+ιίΐ2/+ΗτΊ)

Pim =e AV- I *l,m (2 6)

De forma conceituai, a temporização dos L5 entrelaçamentos piloto armazenados atrasa o algoritmo de rastreamento de tempo por 3 símbolos. A atualização correspondente ao ajuste an+l é efetuada no DSP segundo o algoritmo visualizado na FIGURA10. A ideia é calcular

2π n .2*

-J~-12a„+1 -J--3 a„+l

JVpv Ffrr Ndy fttt / / . , _

e e e (através da aproximaçao polinomial no

!0 DSP) e usar o fato de que tanto no ISDB-T como no DVB-T/H um tom piloto está no DC. Começando pelo tom piloto DC 0, que não requer nenhuma rotação, a rotação necessária é acumulada de uma forma escalonada. Como mostrado na FIGURA10, o escalonamento escolhido para a implementação 5 inclui apenas dois estágios. Um rotor move-se sobre 4 tons piloto, como indicado pela seta 1002, do entrelaçamento 0 e posição de tom piloto 9 para entrelaçamento Oea posição de tom piloto 10, como um exemplo, que é uma rotação g-j2nm\2i 1024 Qu ^ outras palavras, 12 frequências de

portadora do tom DC 0 para tom 12. Outro rotor cobre o intervalo de fases como indicado pelas setas 1004, mostrando a rotação de uma posição de entrelaçamento/tom

para a seguinte. Esta rotação menor é uma β-·/2*"3/1024 f ou 3 frequências de portadora (p. ex., de portadora 0 (isto é, tom piloto DC) a portadora 3, a portadora 6, etc.). Escolhendo-se cuidadosamente o número de estágios (2 no exemplo) e o tamanho de atualizações individuais os ciclos necessários para computar as atualizações de fase (isto é, precisão) podem ser trocados com erro de ponto fixo. Observa-se, contudo, que os novos números de estágios podem ser implementados.

Como existe simetria em torno do tom DC 0, a rotação dos tons da portadora negativa também podem ser facilmente determinada com os conjugados complexos de

2π .2π 2π .2π

-J-Tr-12αη+1 -Jrr-3α„+ι J--12α„+ι J--3 α„+Ι

e e e Nsx fff (istQ ^ e Nrx fft e e Nrx fft )' Assim^

os conjugados podem ser aplicados em uma correspondência simétrica, como ilustrado pelas setas 1006 de frequências de portadora 3, 6, e 9, a frequências negativas simétricas correspondentes -3, -6, e -9 para determinar a rotação dos tons de portadora negativos.

À luz do precedente, o equipamento e os métodos revelados realizam o ajuste de temporização assegurando que entrelaçamentos de tom piloto tenham bases de tempo compatíveis, que também são compatíveis a uma base de tempo símbolo.

Entende-se que a ordem específica ou a hierarquia dos passos nos processos revelados é um exemplo de abordagens exemplares. Com base em preferências de projeto, entende-se que a ordem especifica ou a hierarquia dos passos nos processos podem ser reajustadas permanecendo dentro do escopo da presente revelação. O método 5 acompanhante reivindica elementos presentes de vários passos em uma ordem de amostra, e não são destinados para ser limitados à ordem especifica ou hierarquia apresentada.

Aqueles versados na técnica considerarão que informações e sinais podem ser representados utilizando-se 10 qualquer dentre várias tecnologias e técnicas diferentes. Por exemplo, dados, instruções, comandos, informações, sinais, bits, símbolos, e chips que podem referir-se a todas as descrições acima mencionadas podem ser representados por voltagens, correntes, ondas

eletromagnéticas, campos ou partículas magnéticos, campos ou partículas óticos, ou qualquer combinação disso.

Aqueles versados na técnica compreenderiam ainda que os diversos blocos lógicos ilustrativos, módulos, circuitos, e passos de algoritmo descritos com relação às 20 modalidades aqui reveladas podem ser implementadas como hardware eletrônico, software de computador, ou combinações de ambos. Com o propósito de ilustrar claramente esta permutabílidade de hardware e software, vários componentes ilustrativos, blocos, módulos, circuitos, e passos foram >5 descritos anteriormente em geral quanto à sua funcionalidade. Se a funcionalidade é implementada como hardware ou software depende da aplicação específica e limitações de projeto impostos ao sistema total. Os versados na técnica podem implementar a funcionalidade Ϊ0 descrita de modos variados para cada aplicação determinada, mas tais decisões de implementação não devem ser consideradas como motivação de um desvio do escopo da presente revelação. Os vários blocos lógicos ilustrativos, módulos, e circuitos descritos em relação às modalidades aqui reveladas podem ser implementados ou efetuados com um processador de uso geral, um processador de sinal digital (DSP), um Circuito Integrado de Aplicação Especifica (ASIC), uma matriz de porta programável em campo (FPGA) ou outro dispositivo lógico programável, porta discreta ou lógica de transistor, componentes de hardware discreto, ou qualquer combinação disso projetado para efetuar as funções aqui descritas. Um processador de uso geral pode ser um microprocessador, mas como alternativa, o processador pode ser qualquer processador convencional, controlador, microcontrolador, ou máquina de estados. Um processador também pode ser implementado como uma combinação dos dispositivos de computação, p. ex., uma combinação de um DSP e um microprocessador, uma pluralidade de microprocessadores, um ou mais microprocessadores em conjunto com um núcleo DSP, ou qualquer outra configuração semelhante.

Os passos de um método ou algoritmo descrito com relação às modalidades aqui reveladas podem ser incorporados diretamente no hardware, em um módulo de software executado por um processador, ou em uma combinação dos dois. Um módulo de software pode residir em memória RAM, memória rápida, memória ROM, memória EPROM, memória EEPROM, registradores, disco rígido, um disco removível, um CD-ROM, ou qualquer outra forma de mídia de armazenamento conhecido na técnica. Um meio de armazenamento exemplar (p. ex., memória 122 na FIGURAI) é acoplado ao processador para que o processador possa Ier informações a partir de, e escrever informações para, mídia de armazenamento. Como alternativa, o meio de armazenamento pode ser incorporado ao processador. O processador e o meio de armazenamento podem residir em um Circuito Integrado de Aplicação Específica (ASIC) . 0 ASIC pode residir em um terminal de usuário. Como alternativa, o processador e a mídia de armazenamento podem residir como componentes discretos em um terminal de usuário.

Os exemplos descritos anteriormente são simplesmente exemplares e os versados na técnica podem agora fazer diversos usos deles, e a partir dos exemplos acima descritos sem partir dos conceitos inventivos aqui revelados. Várias modificações a estes exemplos podem ser prontamente evidentes para os versados na técnica, e os princípios genéricos aqui definidos podem ser aplicados a outros exemplos, p. ex., em um serviço de mensagem instantâneo ou qualquer aplicação de comunicação de dados sem fio em geral, sem partir do sentido ou escopo dos aspectos novos aqui descritos. Assim, o escopo da revelação não é destinado a ser limitado aos exemplos aqui mostrados, mas deve ser concedido o escopo mais amplo compatível com os princípios e novas características aqui revelados. A palavra "exemplar" é usada exclusivamente aqui para significar "servir como um exemplo, modelo, ou ilustração." Qualquer exemplo aqui descrito como "exemplar" não é para ser necessariamente interpretado como preferido ou vantajoso em relação a outros exemplos. Consequentemente, os aspectos novos aqui descritos devem ser definidos exclusivamente pelo escopo das seguintes reivindicações.

Claims (32)

1. Um método para correção de temporização em um sistema de comunicação compreendendo: ajustar as bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto e combinar um ou mais entrelaçamentos piloto; combinar a base de tempo de entrelaçamento piloto combinado com um símbolo para ser demodulado; e obter uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao símbolo.

2. 0 método, de acordo com a reivindicação 1, compreendendo adicionalmente: determinar uma decisão de temporização para estabelecer uma janela de amostragem para o símbolo com base na estimativa de canal corrigida obtida.

3. 0 método, de acordo com a reivindicação 1, compreendendo adicionalmente: demodular dados contidos no símbolo usando a estimativa do canal corrigida.

4. 0 método, de acordo com a reivindicação 1, em que a combinação de o um ou mais entrelaçamentos piloto é efetuada em um de domínio de frequência e domínio de tempo.

5. 0 método, de acordo com a reivindicação 1, em que o ajuste das bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto é efetuado em um dentre o domínio de frequência e domínio de tempo.

6. 0 método, de acordo com a reivindicação 1, em que a compatibilização da base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados a um símbolo a ser demodulado é efetuada dentre um domínio de frequência e um domínio de tempo.

7. O método, de acordo com a reivindicação 1, em que o ajuste das bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto inclui fases de modificação de um ou mais tons pilotos de o um ou mais entrelaçamentos piloto para corrigir modificações na frequência.

8. 0 método, de acordo com a reivindicação 7, em que as fases de modificação de o um ou mais tons piloto compreendendo adicionalmente: efetuar uma seqüência de rotações de pelo menos um tom piloto através de um número predeterminado de duas ou mais rotações de fase; e efetuar uma rotação única de um tom piloto quando a rotação única é equivalente ao número predeterminado de duas ou mais rotações de fase.

9. Um processador para uso em um transceptor sem fio, o processador compreendendo: um primeiro módulo configurado para ajustar bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto e combinar o um ou mais entrelaçamentos piloto; um segundo módulo configurado para compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados com um símbolo a ser demodulado; e um terceiro módulo para obter uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao símbolo.

10. 0 processador, de acordo com a reivindicação 9, compreendendo adicionalmente: um quarto módulo configurado para determinar uma decisão de temporização para estabelecer uma janela de amostragem para o símbolo com base na estimativa de canal corrigida obtida.

11. O processador, de acordo com a reivindicação9, em que a estimativa de canal corrigida é usada para demodular dados contidos no símbolo.

12. 0 processador, de acordo com a reivindicação9, em que o primeiro módulo é configurado para combinar o um ou mais entrelaçamentos piloto é efetuado em um dentre o domínio de freqüência e domínio de tempo.

13. O processador, de acordo com a reivindicação9, em que o primeiro módulo é configurado para ajustar as bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto em um dentre o domínio de freqüência e domínio de tempo.

14. 0 processador, de acordo com a reivindicação9, em que o segundo módulo é configurado para compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados com um símbolo para ser demodulado em um dentre o domínio de frequência e domínio de tempo.

15. 0 processador, de acordo com a reivindicação9, em que o primeiro módulo é adicionalmente configurado para ajustar as bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto modificando-se as fases de um ou mais tons piloto de o um ou mais entrelaçamentos piloto para corrigir modificações na frequência.

16. 0 processador, de acordo com a reivindicação15, em que o primeiro módulo é adicionalmente configurado para modificar as fases de o um ou mais tons piloto efetuando-se uma seqüência de rotações de pelo menos um tom piloto através de um número predeterminado de duas ou mais rotações de fase; e efetuar uma rotação única de um tom piloto quando a rotação única é equivalente ao número predeterminado de duas ou mais rotações de fase.

17. Um transceptor para uso em um sistema sem fio compreendendo: uma unidade de rastreamento de temporização configurada para ajustar a temporização de uma unidade de transformada discreta de Fourier com base na estimativa de canal corrigida.

18. O transceptor, de acordo com a reivindicação 17, compreendendo adicionalmente: uma unidade de demodulação configurada para receber e usar a estimativa do canal corrigida para demodular dados contidos no simbolo.

19. 0 transceptor, de acordo com a reivindicação 17, em que a unidade de estimação de canal é configurada para combinar o um ou mais entrelaçamentos piloto em um dentre o domínio de freqüência e domínio de tempo.

20. 0 transceptor, de acordo com a reivindicação 17, em que a unidade de estimação de canal é configurada para ajustar as bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto em um dentre o domínio de frequência e domínio do tempo.

21. 0 transceptor, de acordo com a reivindicação 17, em que a unidade de estimação de canal é configurada para compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados a um símbolo a ser demodulado em um dentre o domínio de frequência e domínio de tempo.

22. 0 transceptor, de acordo com a reivindicação 17, em que a unidade de estimação de canal é configurada para ajustar as bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto inclui a modificação das fases de um ou mais tons piloto de o um ou mais entrelaçamentos piloto para corrigir modificações em frequência.

23. 0 transceptor, de acordo com a reivindicação 17, compreendendo adicionalmente: uma unidade de rotor configurada para modificar fases de o um ou mais tons piloto efetuando uma seqüência de rotações de pelo menos um tom piloto por um número predeterminado de duas ou mais rotações de fase; e efetuando uma rotação única de o pelo menos um tom piloto quando a rotação única é equivalente ao número predeterminado de duas ou mais rotações de fase.

24. Um equipamento para uso em um transceptor sem fio, compreendendo: mecanismos para ajustar bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto a uma base de tempo comum e combinar o um ou mais entrelaçamentos piloto; mecanismos para alinhar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados com um símbolo a ser demodulado; e mecanismos para obter uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao símbolo.

25. O equipamento, de acordo com a reivindicação 24, compreendendo adicionalmente: mecanismos para determinar uma decisão de temporização para estabelecer uma janela de amostragem para o símbolo com base na estimativa de canal corrigida obtida.

26. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação 24, compreendendo adicionalmente: mecanismos para demodular dados contidos no símbolo usando a estimativa de canal corrigida.

27. O equipamento, de acordo com a reivindicação 24, em que os mecanismos para se combinar o um ou mais entrelaçamentos piloto são configurados para combinar em um dentre o domínios de frequência e domínio de tempo.

28. O equipamento, de acordo com a reivindicação 24, em que os mecanismos para ajustar as bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto são configurados para ajustar as bases de tempo em um dentre o domínios de frequência e domínio de tempo.

29. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação 24, em que os mecanismos para compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados com um símbolo a ser demodulado é configurado para compatibilizar em um dentre o domínios de frequência e domínio de tempo.

30. O equipamento, de acordo com a reivindicação 24, em que os mecanismos para ajustar as bases de tempo de o um ou mais entrelaçamentos piloto incluem mecanismos para modificar fases de um ou mais tons piloto de o um ou mais entrelaçamentos piloto para corrigir modificações em frequência.

31. 0 equipamento, de acordo com a reivindicação 30, em que os mecanismos de modificação de fases de o um ou mais tons pilotos compreendem adicionalmente: mecanismos para efetuar uma seqüência de rotações de pelo menos um tom piloto por um número predeterminado de duas ou mais rotações de fase; e mecanismos para efetuar uma rotação única de pelo menos um tom piloto quando a rotação única é equivalente ao número predeterminado de duas ou mais rotações de fase.

32. Um produto para programa de computador, compreendendo: uma mídia legível por computador compreendendo: código para fazer um computador ajustar as bases de tempo de um ou mais entrelaçamentos piloto e combinar o um ou mais entrelaçamentos piloto; código para fazer o computador compatibilizar a base de tempo dos entrelaçamentos piloto combinados com um símbolo a ser demodulado; e código para fazer o computador obter uma estimativa de canal corrigida com base nos entrelaçamentos piloto combinados tendo uma base de tempo compatível ao símbolo.