WO2024075246A1 - レーダ装置 - Google Patents

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WO2024075246A1
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Inventor
尚志 吉子
弘毅 深町
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三菱電機株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses

Definitions

  • This disclosure relates to a radar device that continuously transmits multiple transmission pulses into space and sequentially receives reflected signals from a target to measure the distance to the target and the Doppler frequency.
  • Coded pulse radar devices that use coded pulse compression technology to increase transmission power and prevent degradation of distance resolution have been known (for example, see Non-Patent Document 1 below).
  • a transmission pulse is generated by performing phase modulation using a code sequence (hereinafter referred to as "code modulation") at a time interval shorter than the transmission pulse.
  • code modulation a code sequence
  • the code-modulated transmission pulse is radiated from the antenna into space P times (P is a positive integer) for each pulse repetition interval (hereinafter, abbreviated as "PRI" where appropriate).
  • a signal pulse reflected from the target is received and converted into a digital video signal, and the code sequence (number of codes L, bandwidth per code B) used in generating the transmission pulse is used as a reference function for the converted digital video signal, and a pulse hit signal at point P containing distance information is obtained for each time delay by correlation processing between the digital video signal and the reference function.
  • this correlation processing i.e., correlation processing using the code sequence as a reference function, is called “pulse compression (processing).”
  • the pulse hit signal obtained by the correlation processing is subjected to a discrete Fourier transform of P points for each time delay to measure the distance to the target, and the Doppler frequency is measured from the phase change in the pulse hit direction.
  • the code sequence applied to the multiple transmitted pulses transmitted in succession is the same for each PRI, so it is not possible to determine which code modulation was applied to the received pulse, which can result in "distance ambiguity" in which the distance to the target becomes unclear.
  • Distance ambiguity is a phenomenon that occurs when the time delay is equal to or greater than the PRI, and can lead to erroneous measurements when calculating distance, so there has been a demand for suppressing distance ambiguity.
  • the present disclosure has been made in consideration of the above, and aims to obtain a radar device that is capable of suppressing distance ambiguity even under conditions in which distance ambiguity occurs.
  • the radar device is a radar device that continuously transmits multiple transmission pulses into space and sequentially receives reflected signals from a target to measure the distance to the target and Doppler frequency, and includes a code generation unit that generates a basic code, an interval modulation unit that modulates the intervals of the codes generated by the code generation unit to generate N code sequences (N is an integer equal to or greater than 2) that are uncorrelated with each other, a transmission unit that up-converts and amplifies the code sequence generated by the interval modulation unit, and generates a transmission signal for emitting M code-modulated transmission pulses (M is an integer equal to or greater than N) per observation time for each pulse repetition period, an antenna that radiates the transmission signal generated by the transmission unit into space, and a receiving unit that receives reflected waves from the target, detects the received signal, and converts it into an analog video signal.
  • M is an integer equal to or greater than N
  • the system includes an analog-to-digital (A/D) converter that converts the analog video signal converted by the receiver into a digital video signal, and a distance and Doppler frequency measurement unit that generates a pulse hit signal containing distance information for each time delay by correlation processing between the digital video signal and the reference function using the code sequence generated by the interval modulation unit as a reference function, and measures the distance to the target and the Doppler frequency based on the generated pulse hit signal.
  • A/D analog-to-digital
  • the distance and Doppler frequency measurement unit is characterized by having a correlation unit that generates a pulse hit signal, an ambiguity coupling processing unit that rearranges the output of the correlation unit for each distance wraparound, and a frequency analysis unit that performs frequency analysis on the distance wraparound pulse hit signal output by the ambiguity coupling processing unit.
  • the radar device disclosed herein has the effect of suppressing distance ambiguity even under conditions where distance ambiguity occurs, and eliminating transmission blindness.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a radar device according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 1 shows a sequence of a transmission signal according to the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a code sequence according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the detailed operation of the ambiguity combination processor in the radar device according to the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining in detail the operation for solving the problem in this embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining why transmission blindness is eliminated in the radar device of the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing received power in a radar device according to an embodiment of the present invention. A diagram showing the basic configuration of a coded pulse radar device.
  • FIG. 1 shows a sequence of a transmission signal according to the present embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a code sequence according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the detailed operation of the ambiguity combination processor
  • FIG. 9 is a diagram showing a sequence of a transmission signal in the coded pulse radar device shown in FIG. 8.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining distance ambiguity in the coded pulse radar device shown in FIG. 8.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining why transmission blindness occurs in the coded pulse radar device shown in FIG. 8.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a radar device according to this embodiment.
  • the radar device according to this embodiment comprises a code generation unit 1 that generates a basic code, an interval modulation unit 11 that modulates the intervals of the codes generated by the code generation unit to generate N code sequences (N is an integer equal to or greater than 2) that are uncorrelated with each other, a transmission unit 2 that up-converts and amplifies the code sequences generated by the interval modulation unit 11, and generates a transmission signal for emitting M code-modulated transmission pulses (M is an integer equal to or greater than N) per observation time for each PRI, an antenna 3 that radiates the transmission signal generated by the transmission unit 2 into space, and an antenna 4 that receives reflected waves from a target, detects the received signal, and converts it into an analog signal.
  • M is an integer equal to or greater than N
  • a receiver 4 that converts the analog video signal converted by the receiver 4 into a digital video signal
  • an A/D converter 5 that converts the analog video signal converted by the receiver 4 into a digital video signal
  • a correlation unit 6 that obtains a pulse hit signal containing distance information for each time delay by correlation processing between the digital video signal and the reference function using the code sequence generated by the interval modulator 11 as a reference function
  • an ambiguity combination processor 12 that rearranges the output of the correlation unit 6 for each distance wraparound
  • a frequency analyzer 7 that performs frequency analysis on the distance wraparound pulse hit signal that is the output of the ambiguity combination processor 12.
  • the code generation unit 1, the interval modulation unit 11, and the transmission unit 2 constitute a radar signal generation unit 50.
  • the radar signal generation unit 50 may be configured as a radar signal generation device.
  • the correlation unit 6, the ambiguity combination processing unit 12, and the frequency analysis unit 7 constitute a distance and Doppler frequency measurement unit 100.
  • the correlation unit 6 is provided with a code sequence 1 correlation unit 6 1 , a code sequence 2 correlation unit 6 2 , ..., a code sequence N correlation unit 6 N , each of which is configured to receive the output of the A/D conversion unit 5.
  • the frequency analysis unit 7 is provided with a distance wrap-around 0 frequency analysis unit 7 1 , a distance wrap-around 1 frequency analysis unit 7 2 , ..., a distance wrap-around N-1 frequency analysis unit 7 N in accordance with the configuration of the correlation unit 6. Details of the processing in the correlation unit 6, the ambiguity combination processing unit 12, and the frequency analysis unit 7 will be described later.
  • Figure 2 is a diagram showing a sequence of a transmission signal in this embodiment
  • Figure 3 is a diagram showing an example of a code sequence in this embodiment
  • Figure 4 is a diagram explaining the detailed operation of the ambiguity combination processing unit in the radar device of this embodiment
  • Figure 5 is a diagram explaining in detail the operation for solving the problem in this embodiment.
  • the code generation unit 1 generates a basic code sequence.
  • An example of a code sequence is shown in FIG. 9, which is a code sequence with L codes and B bandwidth per code.
  • the interval modulation unit 11 uses the code sequence generated by the code generation unit 1 to generate N types of code sequences (code sequence 1 to N) by modulating the intervals between codes in the code sequence.
  • the N types of code sequences (code sequence 1 to code sequence N) shown in Figure 2 are just examples, and are pre-selected as combinations that are uncorrelated with each other. Note that the uncorrelated combinations referred to here are combinations such as those shown in Figure 3.
  • Figure 3 shows three types of code sequence: code sequence 1: [11000010-1000], code sequence 2: [1001-10000100], and code sequence 3: [-100010000101].
  • the correlation between code sequence 1 and code sequence 2 only takes values in the range of ⁇ 1 at all times, as shown by the + marks in Figure 3(a) and the x marks in Figure 3(b)
  • the correlation between code sequence 2 and code sequence 3 only takes values in the range of ⁇ 1 at all times, as shown by the ⁇ marks in Figure 3(b) and the + marks in Figure 3(c)
  • the correlation between code sequence 3 and code sequence 1 only takes values in the range of ⁇ 1 at all times, as shown by the ⁇ marks in Figure 3(a) and the x marks in Figure 3(c).
  • the transmitter 2 up-converts and amplifies the code sequence 1 to code sequence N generated by the interval modulation unit 11, and emits the interval code modulated pulses N times from the antenna 3 for each PRI. After emitting code sequence N into space, the transmitter 2 returns to code sequence 1 and repeats the emission a preset number of times.
  • the example in FIG. 2 is an example in which the total number of PRIs in one observation time is set to M, which satisfies the relationship M ⁇ N.
  • code sequence 1 is transmitted
  • MPRI which is the last time period of one observation time
  • code sequence Z is transmitted. Note that when the order of code sequence 1 to code sequence N is repeated in a fixed manner, as in the example of this embodiment, if the code sequence number in the time period of MPRI is Z, Z can be expressed by the following formula.
  • the digital video signal converted by the A/D converter 5 is converted into a distance signal and a Doppler frequency signal in the correlation unit 6.
  • the code sequence 1 correlation unit 61 the code sequence 1 generated by the interval modulator 11 is used as a reference function, and correlation processing is performed between the digital video signal and the reference function.
  • the code sequence 2 correlation unit 62 the code sequence 2 generated by the interval modulator 11 is used as a reference function, and correlation processing is performed between the digital video signal and the reference function. Similar processing is performed sequentially thereafter, and in the code sequence N correlation unit 6N , the code sequence N generated by the interval modulator 11 is used as a reference function, and correlation processing is performed between the digital video signal and the reference function. This correlation processing is also called "pulse compression processing".
  • the correlation results calculated by the code sequence 1 correlator 6 1 to the code sequence N correlator 6 N are sorted by the ambiguity combining processor 12 .
  • one observation time consists of M intervals from 1PRI to MPRI.
  • each interval into which one observation time is divided into M is defined as a PRI signal interval.
  • the width of the PRI signal interval is the generation cycle of the digital video signal generated for each transmission pulse.
  • distance wrap 0 means that the detected target does not cross PRI intervals.
  • target 2 detected in a signal interval of 2PRI is due to a signal pulse of code sequence 2
  • it does not cross multiple PRI intervals so it corresponds to a case where there is no distance wrap, and is classified as "distance wrap 0”.
  • target 2 detected in a signal interval of 2PRI is due to a signal pulse of code sequence 1
  • it crosses two PRI intervals so it corresponds to a case where there is a distance wrap, and is classified as "distance wrap 1".
  • distance wrap 2 For example, if target 3 detected in a signal interval of NPRI is due to a signal pulse of code sequence 1, it crosses N PRI intervals, so it is classified as “distance wrap N-1".
  • the transmission signal is delayed by 1 PRI, so PC(N,1), PC(1,2), PC(2,3), ..., PC(N-1,N), PC(N,N+1), PC(1,N+2), PC(2,N+3), ..., PC(Z-1,M), have high correlation values, so they are rearranged in the pulse hit direction to obtain a range wraparound 1 pulse hit signal.
  • the transmission signal is delayed by (N-1) PRI, so PC(2,1), PC(3,2), PC(4,3), ..., PC(1,N), PC(2,N+1), PC(3,N+2), PC(4,N+3), ..., PC(Z-N+1,M) have high correlation values, so they are rearranged in the pulse hit direction to obtain the range wrap N-1 pulse hit signal.
  • the distance folded 0 frequency analysis unit 7 1 , the distance folded 1 frequency analysis unit 7 2 and the distance folded N-1 frequency analysis unit 7 N provided in the frequency analysis unit 7 measure the Doppler frequency by applying an L-point discrete Fourier transform in each pulse hit direction to the distance folded 0 pulse hit signal, the distance folded 1 pulse hit signal and the distance folded N-1 pulse hit signal obtained by the ambiguity combination processing unit 12.
  • the L-point discrete Fourier transform is just an example, and other frequency analysis methods may be used.
  • Fig. 8 is a diagram showing the basic configuration of a coded pulse radar device
  • Fig. 9 is a diagram showing the sequence of a transmission signal in the coded pulse radar device shown in Fig. 8
  • Fig. 10 is a diagram explaining distance ambiguity in the coded pulse radar device shown in Fig. 8.
  • the basic configuration of the coded pulse radar device is as shown in Fig. 8, and does not include the interval modulation section 11 shown in Fig. 1, nor does the distance and Doppler frequency measurement section 101 include the ambiguity combination processing section 12 shown in Fig. 1. Furthermore, the correlation section 6 does not include the code sequence 1 correlation section 61 , code sequence 2 correlation section 62 , ..., code sequence N correlation section 6N shown in Fig. 1, and the frequency analysis section 7 does not include the distance wrap-around 0 frequency analysis section 71 , distance wrap-around 1 frequency analysis section 72 , ..., distance wrap-around N-1 frequency analysis section 7N .
  • FIG. 9 An example of a transmission signal sequence when using the coded pulse radar device shown in FIG. 8 is as shown in FIG. 9.
  • a code sequence with L codes and a bandwidth B per code is transmitted P times per observation time.
  • a "distance ambiguity" occurs, as explained in the background art section.
  • FIG. 10 shows an example of distance ambiguity.
  • the code sequence applied to the transmitted pulse is the same for each PRI, so it may not be possible to identify which code sequence is used to reflect the wave from target 2.
  • the distance R1 can be correctly measured for target 1, but the distance to target 2 is R2-Rpri, which is an apparent distance.
  • R2-Rpri which is an apparent distance.
  • a distance ambiguity occurs in the distance measurement for target 2, resulting in an erroneous measurement.
  • target 1 is at distance wrap
  • target 2 is at distance wrap 1
  • target 3 is at distance wrap N-1 (both targets 2 and 3 are in a situation where distance ambiguity occurs)
  • FIG. 5 illustrates an example in which the target has two distance wraps
  • the range of the target's distance wrap can be identified from 0 to N-1, and is not limited to the range shown in the example in FIG. 5.
  • the distance where distance ambiguity does not occur is extended to the number of code sequences times (N times in the example of this embodiment) compared to the distance where distance ambiguity does not occur in a conventional coded pulse radar device. If the distance where distance ambiguity does not occur in the radar device according to this embodiment is Rmax, it can be expressed as follows using the speed of light c.
  • Figure 6 is a diagram explaining why transmission blinds are eliminated in the radar device of this embodiment, and shows a schematic diagram of the timing of sending the transmission signal and the timing of receiving the reception signal.
  • Figure 7 is a diagram showing the received power in the case of Figure 6, showing the relationship between the received power and the distance.
  • Figure 11 is a diagram explaining why transmission blinds occur in the coded pulse radar device shown in Figure 8.
  • Figure 12 is a diagram showing the change in received power when transmission blinds occur.
  • the coded pulse radar device shown in FIG. 8 transmits the same pulse for each PRI, which can cause a transmission blind, where the target received power is zero during pulse transmission.
  • "0 delay”, “1 delay”, “2 delay”, “3 delay”, “4 delay”, “5 delay”, ... "PRI delay” indicate the reception state corresponding to the target distance with respect to the transmitted pulse. For example, at positions that are integer multiples of the PRI, such as "0 delay” and "PRI delay", the position of the transmitted pulse and the position of the received pulse coincide, and the received power is zero.
  • Figure 12 is a waveform plotting the received power shown on the right side of Figure 11. As indicated by the black circles in the figure, transmission blindness occurs at distances equivalent to integer multiples of PRI (Rpri, 2 ⁇ Rpri, ..., (N-1) ⁇ Rpri, N ⁇ Rpri). In other words, with the coded pulse radar device shown in Figure 8, the received power becomes 0 at positions that are integer multiples of PRI, making it impossible to detect targets.
  • the interval modulation unit 11 performs interval modulation between codes, and therefore the transmission blind at each PRI interval is eliminated.
  • FIG. 6 for example, at “1 delay”, the 10 received pulses shown by hatching do not overlap with the transmitted pulses, and therefore reception is possible.
  • the received pulses that do not overlap with the transmitted pulses are also shown by hatching, and the received power is the value shown on the right.
  • FIG. 7 is a waveform plotting the received power shown on the right side of FIG. 6. As shown by the black circles in FIG. 7, the transmission blind at each PRI interval is eliminated. Therefore, according to the radar device according to this embodiment, the received power does not become 0 even at intervals that are integer multiples of the PRI, and targets can be detected.
  • 1 Code generation unit 2 Transmission unit, 3 Antenna, 4 Reception unit, 5 A/D conversion unit, 6 Correlation unit, 6 1 code sequence 1 correlation unit, 6 2 code sequence 2 correlation unit, 6 N code sequence N correlation unit, 7 Frequency analysis unit, 7 1 distance fold-back 0 frequency analysis unit, 7 2 distance fold-back 1 frequency analysis unit, 7 N distance fold-back N-1 frequency analysis unit, 11 Interval modulation unit, 12 Ambiguity coupling processing unit, 100, 101 Distance and Doppler frequency measurement unit.

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Abstract

空間に複数の送信パルスを連続して送信し、目標からの反射信号を順次受信して目標までの距離及びドップラ周波数を計測するレーダ装置には、基本となる符号を生成する符号生成部（１）、符号生成部（１）が生成する符号の間隔を変調し、互いに無相関であるＮ個（Ｎは２以上の整数）の符号系列を生成する間隔変調部（１１）および、間隔変調部（１１）が生成した符号系列をアップコンバート及び増幅し、符号変調された送信パルスをパルス繰り返し周期ごと１観測時間あたりＭ個（ＭはＮ以上の整数）放射するための送信信号を生成する送信部（２）を備えたレーダ信号生成部（５０）が設けられる。

Description

レーダ装置
　本開示は、空間に複数の送信パルスを連続して送信し、目標からの反射信号を順次受信して目標までの距離及びドップラ周波数を計測するレーダ装置に関する。
　従来より、送信電力増大及び距離分解能劣化防止の目的で、符号化パルス圧縮技術を用いるパルスドップラレーダ装置（以下、便宜的に「符号化パルスレーダ装置」または、単に「レーダ装置」と略す）が知られている（例えば、下記非特許文献１など）。
　下記非特許文献１に示される符号化パルスレーダ装置では、以下の処理が行われる。
　（１）送信パルス内を送信パルスより短い時間間隔で、符号系列による位相変調（以下「符号変調」と称する）を施した送信パルスを生成する。
　（２）符号変調された送信パルスを、パルス繰り返し周期（Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ：以下、適宜「ＰＲＩ」と略記）ごとに、アンテナから空間にＰ回（Ｐは正の整数）放射する。
　（３）目標から反射して戻ってきた信号パルスを受信してデジタルビデオ信号に変換し、変換されたデジタルビデオ信号に対して、送信パルスを生成する際に用いた符号系列（符号数Ｌ、１符号あたりの帯域幅Ｂ）を参照関数として、デジタルビデオ信号と参照関数との相関処理により、時間遅延ごとに、距離情報を含むＰ点のパルスヒット信号を得る。なお、この相関処理、すなわち符号系列を参照関数とする相関処理は、「パルス圧縮（処理）」と称される。
　（４）相関処理で得られたパルスヒット信号は、時間遅延ごとに、Ｐ点の離散フーリエ変換を適用することにより、目標までの距離を測定し、また、パルスヒット方向の位相変化から、ドップラ周波数を測定する。
Ｇｅｏｒｇｅ　Ｗ．　Ｓｔｉｍｓｏｎ著「ＩＮＴＲＯＤＵＣＴＩＯＮ　ＴＯ　ＡＩＲＢＯＲＮＥ　ＲＡＤＡＲ　ＳＥＣＯＮＤ　ＥＤＩＴＩＯＮ」、１９９８年、Ｐ１６９－１７６、Ｐ２０９－２４６
　しかしながら、上述した従来の符号化パルスレーダ装置では、連続して送信する複数の送信パルスにおいて、当該送信パルスに施した符号系列がＰＲＩごとに同一であるため、受信パルスがどの符号変調を施した送信パルスなのかの対応がとれなくなり、目標までの距離が不明になるという「距離アンビギュイティ」を生起させる場合があった。距離アンビギュイティは、時間遅延がＰＲＩ以上の場合において発生する現象であり、距離算出の際に誤計測を引き起こすことに繋がるため、距離アンビギュイティを抑圧することが求められていた。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、距離アンビギュイティが発生する条件であっても、距離アンビギュイティの抑圧を可能とするレーダ装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示によるレーダ装置は、空間に複数の送信パルスを連続して送信し、目標からの反射信号を順次受信して目標までの距離及びドップラ周波数を計測するレーダ装置であって、基本となる符号を生成する符号生成部と、符号生成部が生成する符号の間隔を変調し、互いに無相関であるＮ個（Ｎは２以上の整数）の符号系列を生成する間隔変調部と、間隔変調部が生成した符号系列をアップコンバート及び増幅し、符号変調された送信パルスをパルス繰り返し周期ごと１観測時間あたりＭ個（ＭはＮ以上の整数）放射するための送信信号を生成する送信部と、送信部が生成した送信信号を空間に放射するアンテナと、目標からの反射波を受信し、受信信号を検波してアナログビデオ信号に変換する受信部と、受信部が変換したアナログビデオ信号をデジタルビデオ信号に変換するアナログデジタル（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ：以下「Ａ／Ｄ」と略す）変換部と、間隔変調部が生成した符号系列を参照関数として、デジタルビデオ信号と参照関数との相関処理により、時間遅延ごとに、距離情報を含むパルスヒット信号を生成し、生成したパルスヒット信号に基づいて目標までの距離およびドップラ周波数を測定する距離及びドップラ周波数測定部と、を備え、距離及びドップラ周波数測定部は、パルスヒット信号を生成する相関部と、相関部の出力を距離折り返しごとに並び替えるアンビギュイティ結合処理部と、アンビギュイティ結合処理部が出力する距離折り返しパルスヒット信号を周波数分析する周波数分析部とを有したことを特徴とする。
　本開示によるレーダ装置によれば、距離アンビギュイティが発生する条件であっても、距離アンビギュイティの抑圧が可能になり、また、送信ブラインドが解消するという効果を奏する。
本実施の形態に係るレーダ装置の一構成例を示すブロック図 本実施の形態における送信信号のシーケンスを示す図 本実施の形態における符号系列の一例を示す図 本実施の形態のレーダ装置におけるアンビギュイティ結合処理部の詳細な動作を説明する図 本実施の形態における課題を解決する動作を詳細に説明する図 本実施の形態のレーダ装置において送信ブラインドが解消する理由を説明する図 本実施の形態のレーダ装置における受信電力を示す図 符号化パルスレーダ装置の基本的な構成を示す図 図８に示した符号化パルスレーダ装置における送信信号のシーケンスを示す図 図８に示した符号化パルスレーダ装置における距離アンビギュイティを説明する図 図８に示した符号化パルスレーダ装置において送信ブラインドが発生する理由を説明する図 送信ブラインドが発生するときの受信電力の変化を示す図
　以下に、本開示の実施の形態に係るレーダ装置を図面に基づいて詳細に説明する。
　図１は、本実施の形態に係るレーダ装置の一構成例を示すブロック図である。本実施の形態に係るレーダ装置は、基本となる符号を生成する符号生成部１と、符号生成部が生成する符号の間隔を変調し、互いに無相関であるＮ個（Ｎは２以上の整数）の符号系列を生成する間隔変調部１１と、間隔変調部１１が生成した符号系列をアップコンバート及び増幅し、符号変調された送信パルスをＰＲＩごと１観測時間あたりＭ個（ＭはＮ以上の整数）放射するための送信信号を生成する送信部２と、送信部２が生成した送信信号を空間に放射するアンテナ３と、目標からの反射波を受信し、受信信号を検波してアナログビデオ信号に変換する受信部４と、受信部４が変換したアナログビデオ信号をデジタルビデオ信号に変換するＡ／Ｄ変換部５と、間隔変調部１１が生成した符号系列を参照関数として、デジタルビデオ信号と参照関数の相関処理により、時間遅延ごとに、距離情報を含むパルスヒット信号を得る相関部６と、相関部６の出力を距離折り返しごとに並び替えるアンビギュイティ結合処理部１２と、アンビギュイティ結合処理部１２の出力である距離折り返しパルスヒット信号を周波数分析する周波数分析部７と、を備えて構成される。
　上記の構成において、符号生成部１、間隔変調部１１および送信部２は、レーダ信号生成部５０を構成する。レーダ信号生成部５０は、レーダ信号生成装置として構成してもよい。
　また、相関部６、アンビギュイティ結合処理部１２及び周波数分析部７は、距離及びドップラ周波数測定部１００を構成する。相関部６には、符号系列１相関部６１、符号系列２相関部６２、……、符号系列Ｎ相関部６Ｎが設けられており、各々にはＡ／Ｄ変換部５の出力が入力される構成である。また、周波数分析部７には、相関部６の構成に合わせて、距離折り返し０周波数分析部７１、距離折り返し１周波数分析部７２、……、距離折り返しＮ－１周波数分析部７Ｎが設けられている。相関部６、アンビギュイティ結合処理部１２及び周波数分析部７における処理の詳細については後述する。
　次に、本実施の形態に係るレーダ装置における要部動作について、図１から図５の図面を適宜参照して説明する。図２は、本実施の形態における送信信号のシーケンスを示す図であり、図３は、本実施の形態における符号系列の一例を示す図であり、図４は、本実施の形態のレーダ装置におけるアンビギュイティ結合処理部の詳細な動作を説明する図であり、図５は、本実施の形態における課題を解決する動作を詳細に説明する図である。
　まず、符号生成部１は、基本となる符号系列を生成する。符号系列の一例は図９に示す通りであり、符号数Ｌ、１符号あたりの帯域幅Ｂの符号系列である。
　間隔変調部１１は、符号生成部１が生成した符号系列を使用して、符号系列内の符号間の間隔を変調した符号系列をＮ種類（符号系列１～Ｎ）生成する。図２に示される、Ｎ種類の符号系列（符号系列１～符号系列Ｎ）は、一例であり、互いに無相関な組み合わせとして事前に選定されたものである。なお、ここで言う無相関な組み合わせとは、図３に示すような組み合わせである。図３では、符号系列１：［１１００００１０－１０００］、符号系列２：［１００１－１００００１００］、符号系列３：［－１０００１００００１０１］の３種類を例示している。
　図３において、符号系列１、符号系列２及び符号系列３の自己相関は、それぞれ、図３（a）×印、（b）＋印、（c）◇印、で示されるようにある時間（横軸における時間“１１”のところ）で最大値となる。しかし、符号系列１と符号系列２との間の相関では、図３（a）＋印、（b）×印で示されるように全ての時間で±１の範囲の値しかとらず、符号系列２と符号系列３と間の相関では、図３（b）◇印、（c）＋印で示されるように全ての時間で±１の範囲の値しかとらず、符号系列３と符号系列１との間の相関では、図３（a）◇印、（c）×印で示されるように全ての時間で±１の範囲の値しかとらない。
　図２に戻り、送信部２は、間隔変調部１１にて生成された符号系列１～符号系列Ｎをアップコンバート及び増幅し、間隔符号変調されたパルスをＰＲＩごとにアンテナ３から空間にＮ回放射する。送信部２は、符号系列Ｎを空間に放射した後は、符号系列１に戻り、予め設定されている回数の放射を繰り返す。なお、図２の例は、１観測時間の総ＰＲＩ数を、Ｍ≧Ｎの関係を満たすＭに設定した例である。図２において、符号系列Ｎを送信した後の（Ｎ＋１）ＰＲＩの時間帯においては、符号系列１が送信され、１観測時間の最後の時間帯であるＭＰＲＩにおいては、符号系列Ｚが送信される。なお、本実施の形態の例のように、符号系列１～符号系列Ｎの順番を一定で繰り返す場合、ＭＰＲＩの時間帯における符号系列番号をＺとすると、Ｚは次式で表すことができる。
　Ｚ＝（Ｍ　ｍｏｄ　Ｎ）＋１
　ここで、上式における“Ｍ　ｍｏｄ　Ｎ”は整数Ｍを整数Ｎで割った剰余を表している。
　図１に示すように、Ａ／Ｄ変換部５によって変換されたデジタルビデオ信号は、相関部６において、距離信号及びドップラ周波数信号に変換される。符号系列１相関部６１では、間隔変調部１１にて生成された符号系列１を参照関数とし、デジタルビデオ信号と参照関数との間で相関処理が行われる。符号系列２相関部６２では、間隔変調部１１にて生成された符号系列２を参照関数とし、デジタルビデオ信号と参照関数との間で相関処理が行われる。以下同様な処理が順次行われ、符号系列Ｎ相関部６Ｎでは、間隔変調部１１にて生成された符号系列Ｎを参照関数とし、デジタルビデオ信号と参照関数との間の相関処理が行われる。なお、この相関処理は「パルス圧縮処理」とも称されている。
　符号系列１相関部６１から符号系列Ｎ相関部６Ｎで演算された相関結果に対して、アンビギュイティ結合処理部１２によって、相関結果の並び替え処理が行われる。
　並び替え処理の詳細は、図２及び図４を用いて説明する。まず、１観測時間は、図２に示すように、１ＰＲＩからＭＰＲＩまでのＭ個の区間からなる。ここで、１観測時間をＭ個に分割した各区間をＰＲＩ信号区間と定義する。ＰＲＩ信号区間の幅は、送信パルスごとに生成されるデジタルビデオ信号の生成周期である。また、ｐ番目（ｐ＝１，２，…，Ｍ）のデジタルビデオ信号（Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＮ，Ｃ１，Ｃ２，…，ＣＺ）と符号系列ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）との間の相関結果をＰＣ（ｎ，ｐ）と表記する。例えば、図４において、符号系列１とデジタルビデオ信号Ｃ１との間の相関結果は“ＰＣ（１，１）”と表記され、符号系列１とＮ＋１番目に位置するデジタルビデオ信号Ｃ１との間の相関結果は“ＰＣ（１，Ｎ＋１）”と表記される。なお、他のものも同様に表記される。
　ここで、“距離折り返し”という文言と“数字”とで組み合わせた表記について、図５を参照して説明する。まず、“距離折り返し０”とは、検出目標がＰＲＩ区間を跨がないという意味である。例えば、図５において、２ＰＲＩの信号区間において検出された目標２が、符号系列２の信号パルスによるものである場合には、複数のＰＲＩ区間を跨いでいないため、距離折り返しがない場合に該当し、“距離折り返し０”として区分する。これに対し、２ＰＲＩの信号区間において検出された目標２が、符号系列１の信号パルスによるものである場合には、２つのＰＲＩ区間を跨いでいるため、距離折り返しがある場合に該当し、“距離折り返し１”として区分する。以下、“距離折り返し２”、“距離折り返し３”、…というように順次区分して行く。例えば、ＮＰＲＩの信号区間において検出された目標３が、符号系列１の信号パルスによるものである場合には、Ｎ個のＰＲＩ区間を跨いでいるため、“距離折り返しＮ－１”として区分する。
　図４に戻り、例えば、目標が距離折り返し０に存在する場合、一部をハッチッングで示した、ＰＣ（１，１），ＰＣ（２，２），ＰＣ（３，３），……，ＰＣ（Ｎ，Ｎ），ＰＣ（１，Ｎ＋１），ＰＣ（２，Ｎ＋２），ＰＣ（３，Ｎ＋３），……，ＰＣ（Ｚ，Ｍ）が高い相関値をもつため、これらをパルスヒット方向に並べ直し、距離折り返し０パルスヒット信号を得る。同様に、目標が距離折り返し１に存在する場合、送信信号が１ＰＲＩだけ遅延しているため、ＰＣ（Ｎ，１），ＰＣ（１，２），ＰＣ（２，３），……，ＰＣ（Ｎ－１，Ｎ），ＰＣ（Ｎ，Ｎ＋１），ＰＣ（１，Ｎ＋２），ＰＣ（２，Ｎ＋３），……，ＰＣ（Ｚ－１，Ｍ）が高い相関値をもつため、これらをパルスヒット方向に並べ直し、距離折り返し１パルスヒット信号を得る。以下同様に、目標が距離折り返しＮ－１に存在する場合、送信信号が（Ｎ－１）ＰＲＩだけ遅延しているため、ＰＣ（２，１），ＰＣ（３，２），ＰＣ（４，３），……，ＰＣ（１，Ｎ），ＰＣ（２，Ｎ＋１），ＰＣ（３，Ｎ＋２），ＰＣ（４，Ｎ＋３），……，ＰＣ（Ｚ－Ｎ＋１，Ｍ）が高い相関値をもつため、これらをパルスヒット方向に並べ直し、距離折り返しＮ－１パルスヒット信号を得る。
　周波数分析部７に設けられた距離折り返し０周波数分析部７１、距離折り返し１周波数分析部７２及び、距離折り返しＮ－１周波数分析部７Ｎは、アンビギュイティ結合処理部１２により得られた距離折り返し０パルスヒット信号、距離折り返し１パルスヒット信号及び、距離折り返しＮ－１パルスヒット信号に対して、各々のパルスヒット方向にＬ点の離散フーリエ変換を適用することによりドップラ周波数を測定する。なお、Ｌ点の離散フーリエ変換は一例であり、他の周波数分析手法を用いてもよい。
　次に、本実施の形態に係るレーダ装置が有する固有の効果について、図５及び図８から図１０の図面を参照して説明する。ここで、図８は、符号化パルスレーダ装置の基本的な構成を示す図であり、図９は、図８に示した符号化パルスレーダ装置における送信信号のシーケンスを示す図であり、図１０は、図８に示した符号化パルスレーダ装置における距離アンビギュイティを説明する図である。
　まず、符号化パルスレーダ装置の基本的な構成は図８に示す通りであり、図１に示すような間隔変調部１１は設けられておらず、また、距離及びドップラ周波数測定部１０１の内部にも、図１に示すようなアンビギュイティ結合処理部１２は設けられていない。さらに、相関部６の内部にも、図１に示すような符号系列１相関部６１、符号系列２相関部６２、……、符号系列Ｎ相関部６Ｎは設けられておらず、周波数分析部７の内部にも、距離折り返し０周波数分析部７１、距離折り返し１周波数分析部７２、……、距離折り返しＮ－１周波数分析部７Ｎは設けられていない。
　図８に示す符号化パルスレーダ装置を使用する場合の送信信号のシーケンスの一例は、図９に示す通りである。図９の例によれば、符号数Ｌ、１符号あたりの帯域幅Ｂの符号系列（１／帯域幅Ｂの時間幅）が１観測時間あたりＰ回送信されている。図９の場合、背景技術の項でも説明した「距離アンビギュイティ」が発生する。図１０は、距離アンビギュイティの発生例を示している。図示のように、時間遅延が１ＰＲＩ内の目標１と２ＰＲＩ内の目標２が存在する場合、送信パルスに施した符号系列がＰＲＩごとに同一であるため、目標２がどの符号系列による反射波なのかを識別することができない場合が出てくる。このような場合、目標１では正しくＲ１の距離計測が行える一方、目標２では、目標２までの距離が見かけ上の距離であるＲ２－Ｒｐｒｉとなる。すなわち、目標２の距離計測では、距離アンビギュイティが発生して誤計測となってしまう。
　これに対し、本実施の形態に係るレーダ装置では、図５に示すように、目標１が距離折り返し０の地点、目標２が距離折り返し１の地点及び、目標３が距離折り返しＮ－１の地点に存在する場合（目標２及び目標３ともに距離アンビギュイティが発生する状況下にある）においても、距離アンビギュイティを抑圧して、目標２及び目標３の距離の計測が可能になる。なお、図５では、目標の距離折り返しが２つの場合を例示しているが、目標の距離折り返しは、０からＮ－１の範囲まで識別可能であり、図５の例に示す限りではない。
　よって、本実施の形態に係るレーダ装置では、距離アンビギュイティが発生しない距離（非発生距離）は、従来の符号化パルスレーダ装置における距離アンビギュイティの非発生距離に対して、符号系列数倍（本実施の形態の例であればＮ倍）まで拡張される。本実施の形態に係るレーダ装置における距離アンビギュイティの非発生距離をＲｍａｘとすれば、光速ｃを用いて次式のように表すことができる。
　Ｒｍａｘ＝（ｃ／２）・ＰＲＩ・Ｎ
　最後に、本実施の形態のレーダ装置における付帯効果について、図６、図７、図１１および図１２の図面を参照して説明する。図６は、本実施の形態のレーダ装置において送信ブラインドが解消する理由を説明する図であり、送信信号の送出タイミングと受信信号の受信タイミングとを模式的に示している。図７は、図６の場合の受信電力を示す図であり、受信電力を距離との関係で示している。一方、図１１は、図８に示した符号化パルスレーダ装置において送信ブラインドが発生する理由を説明する図である。図１２は、送信ブラインドが発生するときの受信電力の変化を示す図である。
　まず、図８に示した符号化パルスレーダ装置では、ＰＲＩごとに同一のパルスを送信するため、パルス送信中は目標受信電力が０となる送信ブラインドが発生する場合があるという問題がある。図１１において、“０遅延”、“１遅延”、“２遅延”、“３遅延”、“４遅延”、“５遅延”、……、“ＰＲＩ遅延”は、送信パルスに対して、目標の距離に対応した受信状態を示している。例えば、“０遅延”および“ＰＲＩ遅延”のようなＰＲＩの整数倍の位置では、送信パルスの位置と受信パルスの位置が一致し、受信電力が０となる。一方、“４遅延”および“５遅延”の場合には、送信パルスの位置と受信パルスの位置が重ならないので、受信電力は、３つのＰＲＩ区間で１２（＝４×３）となる。なお、“１遅延”、“２遅延”および“３遅延”のときも同様に計算できる。
　図１２は、図１１の右側に示した受信電力をプロットした波形である。図中の黒丸印で示すように、ＰＲＩの整数倍に相当する距離（Ｒｐｒｉ，２・Ｒｐｒｉ，……，（Ｎ－１）・Ｒｐｒｉ，Ｎ・Ｒｐｒｉ）で、送信ブラインドが発生している。すなわち、図８に示した符号化パルスレーダ装置では、ＰＲＩの整数倍の位置では、受信電力が０となり目標の検出が不可能となる。
　これに対し、本実施の形態に係るレーダ装置では、間隔変調部１１によって符号間の間隔変調を施しているため、ＰＲＩ間隔ごとの送信ブラインドは解消する。図６において、例えば“１遅延”では、ハッチングで示す１０個の受信パルスが送信パルスと重ならないため、受信可能となる。以下、“２遅延”、“３遅延”、“４遅延”、“５遅延”及び“ＰＲＩ遅延”についても、送信パルスと重ならない受信パルスをハッチングで示しており、受信電力は右側に示す値となる。図７は、図６の右側に示した受信電力をプロットした波形である。図７の黒丸印で示すように、ＰＲＩ間隔ごとの送信ブラインドは解消する。したがって、本実施の形態に係るレーダ装置によれば、ＰＲＩの整数倍の間隔においても受信電力が０とならず、目標の検出が可能となる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　符号生成部、２　送信部、３　アンテナ、４　受信部、５　Ａ／Ｄ変換部、６　相関部、６１　符号系列１相関部、６２　符号系列２相関部、６Ｎ　符号系列Ｎ相関部、７　周波数分析部、７１　距離折り返し０周波数分析部、７２　距離折り返し１周波数分析部、７Ｎ　距離折り返しＮ－１周波数分析部、１１　間隔変調部、１２　アンビギュイティ結合処理部、１００，１０１　距離及びドップラ周波数測定部。

Claims (2)

  1. 　空間に複数の送信パルスを連続して送信し、目標からの反射信号を順次受信して目標までの距離及びドップラ周波数を計測するレーダ装置であって、
    　基本となる符号を生成する符号生成部と、
    　前記符号生成部が生成する符号の間隔を変調し、互いに無相関であるＮ個（Ｎは２以上の整数）の符号系列を生成する間隔変調部と、
    　前記間隔変調部が生成した符号系列をアップコンバート及び増幅し、符号変調された送信パルスをパルス繰り返し周期ごと１観測時間あたりＭ個（ＭはＮ以上の整数）放射するための送信信号を生成する送信部と、
    　前記送信部が生成した送信信号を空間に放射するアンテナと、
    　目標からの反射波を受信し、受信信号を検波してアナログビデオ信号に変換する受信部と、
    　前記受信部が変換したアナログビデオ信号をデジタルビデオ信号に変換するアナログデジタル変換部と、
    　前記間隔変調部が生成した符号系列を参照関数として、前記デジタルビデオ信号と前記参照関数との相関処理により、時間遅延ごとに、距離情報を含むパルスヒット信号を生成し、生成したパルスヒット信号に基づいて目標までの距離およびドップラ周波数を測定する距離及びドップラ周波数測定部と、
    　を備え、
    　前記距離及びドップラ周波数測定部は、
    　前記パルスヒット信号を生成する相関部と、
    　前記相関部の出力を距離折り返しごとに並び替えるアンビギュイティ結合処理部と、
    　前記アンビギュイティ結合処理部が出力する距離折り返しパルスヒット信号を周波数分析する周波数分析部と、
    　を有したことを特徴とするレーダ装置。
  2. 　前記相関部は、
    　前記間隔変調部で生成した１パルス目からＮパルス目まで各符号系列を参照信号とし、該当パルスでの参照信号と受信信号との間の相関をとることで各パルスごとに目標検出処理を行うことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
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