WO2021130812A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2021130812A1
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voltage
switching element
power conversion
reactor
voltage detector
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PCT/JP2019/050340
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French (fr)
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大斗 水谷
貴昭 ▲高▼原
亮太 近藤
森　修
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • This application relates to a power conversion device.
  • the power conversion device generally controls the input / output voltage or current by adjusting the width of the gate pulse or the phase of the gate pulse while fixing the drive frequency of the switching element.
  • the power conversion device described in Patent Document 1 is a DC / DC converter having a DC (constant) voltage input / output voltage, and sets the switching frequency so that the current ripple of the output smoothing reactor becomes a maximum fixed value based on the output voltage. I'm in control. That is, it can be applied only when both the input and output voltages are constant. For this reason, in an AC / DC converter in which the input fluctuates instantaneously and dynamically during one switching cycle, continuous operation under a fixed current ripple becomes impossible. Further, in the prior art, the switching frequency is lowered as the output voltage increases, and as the maximum value of the magnetic flux density of the magnetic component increases with respect to the fixed frequency operation, there is a problem that the iron loss and the size increase respectively. is there.
  • the present application has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present application is to provide a power conversion device capable of continuous control of an AC / DC converter and reduction of loss of a specific component or an entire circuit. And.
  • the power converter disclosed in the present application is An AC / DC converter that has a rectifier circuit, reactor, and switching element and converts AC voltage from an AC power supply into DC voltage.
  • a first voltage detector that detects AC voltage
  • a second voltage detector that detects the DC voltage converted by the AC / DC converter
  • a control device that controls the drive frequency of the switching element based on at least one of the output of the first voltage detector and the output of the second voltage detector.
  • the control device is a part of one cycle of the AC power supply, including the time when the detection voltage of the first voltage detector is maximized, the magnetic flux density of the reactor, the current ripple of the reactor, or the current ripple of the reactor. It is characterized in that the drive frequency of the switching element is controlled so that any of the power conversion losses becomes a constant value.
  • the drive frequency can be dynamically controlled based on the output of the first or second voltage detector. This makes it possible to reduce the loss during power conversion.
  • FIG. 1 It is a circuit block diagram which shows an example of the circuit structure of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a hardware block diagram of the control device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a simplified operation waveform diagram of the comparative example which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a simple operation waveform diagram which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a simplified operation waveform diagram of the comparative example which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a simplified operation waveform diagram of the comparative example which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a simple operation waveform diagram which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a simple operation waveform diagram which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a simple operation waveform diagram which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is a circuit block diagram which shows an example of the circuit structure of the power conversion apparatus which concerns on Embodiment 5. It is a simple operation waveform diagram which concerns on Embodiment 5. It is another simple operation waveform figure which concerns on Embodiment 5. FIG. It is another simple operation waveform figure which concerns on Embodiment 5.
  • FIG. It is another simple operation waveform figure which concerns on Embodiment 5.
  • FIG. 1 is an example of a circuit configuration diagram of the power conversion device according to the first embodiment, and includes an AC / DC converter 10 that converts AC power into DC power.
  • the power conversion device shown in the first embodiment includes an AC power supply 1, an input side diode rectifying bridge 2, a power factor improving reactor 3, a diode element 4, a switching element 5, a smoothing capacitor 6, and a first voltage detector 71. It is composed of a second voltage detector 72, a first current detector 73, a second current detector 74, a DC load 8, and a control device 9.
  • a boost chopper circuit is composed of a power factor improving reactor 3, a diode element 4, a switching element 5, and a smoothing capacitor 6.
  • the AC power supply 1 is a commercial AC system or a private power generator.
  • the DC load 8 is composed of not only a pure resistance load but also, for example, a high-pressure battery for driving a vehicle, a lead battery as a power source for electrical components for a vehicle, and an electric double layer capacitor (EDLC: Electric Double Layer Capacitor). Is also good. It is self-evident that the AC power supply 1 and the DC load 8 are not limited to the above.
  • the power factor improving reactor 3 is a flow reduction reactor in which one end is connected to the positive electrode side output bus of the input side diode rectifying bridge 2 and the other end is connected to the connection point between the diode element 4 and the switching element 5.
  • the power factor improving reactor 3 may be connected to the negative side output bus of the input side diode rectifying bridge 2 and the source terminal of the switching element 5, respectively, at both ends of the input / output bus of the input side diode rectifying bridge 2. It may be connected in a distributed manner.
  • the diode element 4 is not limited to the types of a fast recovery diode (FRD: Fast Recovery Diode) and a soft recovery diode (SRD: Soft Recovery Diode), as well as SiC (Silicon Carbide), GaN (Gallium Nitride), or Ga 2 O 3.
  • a material such as (gallium oxide) may be used.
  • a switching element may be substituted for synchronous rectification.
  • the switching element 5 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) , not only the MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ), SiC-MOSFET, GaN-FET, GaN-HEMT (High Electron Mobility Transistor), or Ga 2 O 3 - MOSFETs may be used.
  • the AC / DC converter shown in FIG. 1 has a step-up chopper circuit configuration as described above, but a semi-bridgeless type or a totem pole type configuration in which the input side diode rectifying bridge 2 is omitted may be used. Needless to say.
  • the power conversion device of the present application uses a first voltage detector 71, a second voltage detector 72, a first current detector 73, and a second current detector 74, and uses a part of the detected values or a part of the detected values.
  • the control device 9 performs a feedback calculation based on all of them.
  • the control device 9 controls the switching element 5. That is, the switching element 5 is based on a part or all of the detected values obtained from the first voltage detector 71, the second voltage detector 72, the first current detector 73, and the second current detector 74.
  • a desired operation can be performed by transmitting a drive signal X to the gate of the above and controlling the on / off of the switching element 5.
  • control device 9 calculates the duty ratio duty of the switching element 5 for controlling the detected value of the AC input current Iin obtained from the first current detector 73 so that the value of the input power factor becomes 1. To do. Specifically, the detection of a sinusoidal predetermined current command (target sinusoidal current) Iin * synchronized with the detection value of the AC input voltage bin obtained from the first voltage detector 71 and the AC input current Iin. Calculate the current difference from the value. The calculated current difference is calculated as a feedback amount by proportional control or proportional integration control, and the duty ratio duty_fb related to power factor control is output.
  • FIG. 2 shows an example of the hardware of the microcomputer in the control device 9. It is composed of a processor 100 and a storage device 101, and although not shown, the storage device includes a volatile storage device such as a random access memory and a non-volatile auxiliary storage device such as a flash memory. Further, an auxiliary storage device of a hard disk may be provided instead of the flash memory.
  • the processor 100 outputs the drive signal X by executing the program input from the storage device 101. In this case, a program is input from the auxiliary storage device to the processor 100 via the volatile storage device. Further, the processor 100 may output data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 101, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • FIG. 3 is a simplified operation waveform diagram of a comparative example of the AC / DC converter 10, and shows the operation of the AC power supply in one cycle.
  • the instantaneous value of the input voltage vin from the AC power supply 1 (the output of the first voltage detector 71) is full-wave rectified via the input-side diode rectification bridge 2 to become
  • the output voltage Vout of the AC / DC converter 10 (the output of the second voltage detector 72) is a constant value DC voltage.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 is fixed at the preset maximum values fsw and max.
  • the duty ratio duty of the switching element 5 changes so that it becomes 1 in the phase where the input voltage bin becomes zero and becomes the minimum in the peak phase.
  • This operation can be expressed by the equation (1).
  • the duty ratio duty of the switching element 5 is determined based on the duty ratio duty_vt obtained by the equation (1) and the duty ratio duty_fb related to the power factor control described above.
  • the magnetic flux density B of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor is given by the formula (2).
  • N in the formula (2) is the number of turns of the power factor improving reactor 3
  • Ae is the effective cross-sectional area of the magnetic core of the power factor improving reactor 3.
  • the switching element is set so that the magnetic flux density B of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor is a constant value equal to or less than the maximum value Bmax of the magnetic flux density described in the comparative example.
  • the drive frequency fsw of 5 is controlled. That is, in addition to the feedback control of the duty ratio duty described in the explanation of the comparative example, the drive frequency fsw of the switching element 5 is calculated so that the magnetic flux density of the power factor improving reactor 3 becomes a constant value.
  • the voltage difference between the predetermined voltage command (target sinusoidal voltage) bin * and the instantaneous value of the input voltage bin obtained from the first voltage detector 71 is calculated.
  • the calculated voltage difference is calculated as a feedback amount by proportional control or proportional integral control, and the drive frequency fsw of the switching element 5 is calculated.
  • FIG. 4 is a simplified operation waveform diagram of the power conversion device of the first embodiment, and shows the operation of the AC power supply in one cycle as in FIG.
  • the magnetic flux density B of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor is a part of one cycle of the AC power supply, and the detection voltage of the first voltage detector 71 becomes the maximum.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 is controlled so as to follow the command value Blef of the preset magnetic flux density which is a constant value.
  • the drive frequency of the switching element 5 is controlled so that the magnetic flux density B of the magnetic core of the power factor improving reactor 3 becomes Bmax in a part of one cycle of the AC power supply.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 is set to zero when the input voltage bin is zero, the magnetic flux density B of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor is theoretically infinite due to the relation of the equation (2). It diverges greatly. Therefore, in the vicinity of the zero crossing point of the input voltage bin, the drive frequency fsw of the switching element 5 is set to a non-zero frequency smaller than the drive frequency fsw at the time when the input voltage bin becomes maximum.
  • the minimum drive frequencies fsw and min of the switching element 5 set as shown in FIG. 3 are set as the lower limit values, and the minimum drive frequencies fsw and min are controlled at the zero cross point. Therefore, the divergence of the magnetic flux density B can be suppressed.
  • the relationship between the increase / decrease relationship between the drive frequency fsw and the magnetic flux density B of the magnetic core of the power factor improving reactor 3 is not limited to this.
  • the duty ratio duty may be calculated using the detected value of the input voltage bin.
  • the duty ratio duty may be calculated using the detected value of the output voltage Vout.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 may be controlled by adding feedforward control using the equation (3).
  • the input voltage bin obtained from the first voltage detector 71, the output voltage Vout obtained from the second voltage detector 72, the number of turns N of the reactor 3 for improving the power factor, and the effectiveness of the magnetic core By substituting the cross-sectional area Ae and the preset command value Bref of the magnetic field density of the magnetic core into the equation (3), the feed-forward calculation term obtained is added to the feedback calculation term of the feedback control described above.
  • the drive frequency of the switching element 5 can be controlled with high accuracy.
  • the output voltage Vout not only the detection value obtained from the second voltage detector 72 but also the voltage for the control command value Blef may be used.
  • the magnetic flux density B of the magnetic core of the power factor improving reactor 3 is preset to be a constant value as the input voltage bin rises from the zero cross point or decreases to the zero cross point.
  • Embodiment 2 [Constant current ripple control] Next, instead of targeting the magnetic flux density B of the magnetic core of the power factor improving reactor 3 for command value follow-up control as described above, the drive frequency of the switching element 5 is targeted for input current ripple (pulsation). The control will be described. Since the circuit configuration is the same as that of the first embodiment, the description thereof will be omitted.
  • FIG. 5 is a simplified operation waveform diagram of the AC / DC converter 10 shown as a comparative example.
  • the instantaneous value of the input voltage bin from the AC power supply 1 is full-wave rectified via the input side diode rectification bridge 2 and becomes
  • the output voltage Vout of the AC / DC converter 10 is a DC voltage having a constant value.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 is fixed at the preset maximum values fsw and max.
  • the feedback control for calculating the duty ratio duty of the switching element 5 is the same as that of the first embodiment, and thus the description thereof will be omitted.
  • the current ripple ⁇ Irip is superimposed on the instantaneous input current Iin obtained from the first current detector 73 by exciting and resetting (degaussing) the power factor improving reactor 3.
  • the current ripple ⁇ Irip can be expressed by the equation (4).
  • Lpfc in the equation (4) is the inductance of the reactor 3 for improving the power factor.
  • the current ripple ⁇ Irip of the instantaneous input current Iin obtained from the first current detector 73 is set to the maximum value (fsw, max) of the drive frequency of the switching element 5 to be set.
  • the drive frequency of the switching element 5 is controlled so that it becomes a constant value of ⁇ Irip, max or less, which is the maximum value of the current ripple when the current ripple is operated in a fixed manner. That is, in addition to the above-mentioned feedback control of the duty ratio duty, switching for controlling the instantaneous value of the input voltage bin obtained from the first voltage detector 71 so that the current ripple ⁇ Irip of the input current Iin becomes a constant value.
  • the drive frequency fsw of the element 5 is calculated. Specifically, a voltage command (target sine wave voltage) vin * predetermined so that the current ripple ⁇ Irip of the input current Iin becomes a constant value, and an instantaneous input voltage vin obtained from the first voltage detector 71. Calculate the voltage difference from the value. The calculated voltage difference is calculated as a feedback amount by proportional control or proportional integral control, and the drive frequency fsw of the switching element 5 is output.
  • FIG. 6 is a simplified operation waveform diagram of the power conversion device of the second embodiment, and shows the operation of the AC power supply in one cycle.
  • the drive frequency fsw of the switching element when the input voltage win is maximized is set to the minimum values fsw and min
  • the first current detector 73 increases as the input voltage win rises from the zero cross point or decreases to the zero cross point.
  • the current ripple ⁇ Irip of the input current Iin obtained from is a constant value during a part of one cycle of the AC power supply, including the time when the detection voltage of the first voltage detector becomes maximum.
  • the drive frequency fsw of the switching element is controlled so as to follow a command value of a certain preset current ripple.
  • the frequency is set to be larger than the drive frequencies fsw and min at the time when the input voltage bin becomes maximum.
  • the operation near the zero cross point may be performed at fixed frequencies fsw and max as shown in FIG.
  • the increase / decrease relationship between the drive frequency fsw and the current ripple ⁇ Irip is not limited to this.
  • the duty ratio duty may be calculated using the detected value of the input voltage bin.
  • the duty ratio duty may be calculated using the detected value of the output voltage Vout.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 may be controlled by adding feedforward control using the equation (5).
  • the command values ⁇ Irip and ref of the current ripple into the equation (5) and adding the feed forward calculation term obtained to the feedback calculation term of the feedback control described above, the drive frequency of the switching element 5 can be accurately calculated. Can be controlled.
  • the output voltage Vout may be used not only as the detection value obtained from the second voltage detector 72 but also when the voltage of the control command value is provided.
  • the current ripple ⁇ Irip of the input current Iin obtained from the first current detector 73 is preset.
  • Embodiment 3 [Loss minimization control] Next, the control of the drive frequency of the switching element 5 for the power conversion loss instead of the magnetic flux density of the magnetic core of the power factor improving reactor 3 or the input current ripple will be described. Since the circuit configuration is the same as that of the first embodiment, the description thereof will be omitted.
  • FIG. 7 is a simplified operation waveform diagram of the AC / DC converter 10 of the comparative example.
  • the instantaneous value of the input voltage bin from the AC power supply 1 is full-wave rectified via the input side diode rectification bridge 2 and becomes
  • the output voltage Vout of the AC / DC converter is a constant value DC voltage.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 is fixed at the preset maximum values fsw and max. At this time, the duty ratio duty of the switching element 5 is the same as that described in the first embodiment, and thus the description thereof will be omitted.
  • the power conversion loss Plus of the power conversion device increases as the input voltage bin increases.
  • the power conversion loss Pass here is an input calculated from the input voltage bin obtained from the first voltage detector 71 of the AC / DC converter 10 and the input current Iin obtained from the first current detector 73.
  • the difference between the electric power and the output power obtained from the output voltage Vout obtained from the second voltage detector 72 and the output current Iout obtained from the second current detector 74 is shown. Since the power conversion loss Plus shown in FIG. 7 is an instantaneous value, it changes dynamically. In FIG. 7, the switching element 5 operates at the maximum frequencies fsw and max regardless of whether the instantaneous value of the power conversion loss is the minimum value Plus, min or the maximum value Plus, max.
  • the input / output first voltage detector 71, the second voltage detector 72, the input / output first current detector 73, and the second current detector 74 When the instantaneous power conversion loss Voltage obtained from the above is operated with the maximum value (fsw, max) of the drive frequency of the switching element 5 set in advance fixed, the maximum value of the instantaneous power conversion loss Voltage is less than the maximum value.
  • the drive frequency of the switching element 5 is controlled so as to be a preset constant value of. That is, in addition to the feedback control of the duty ratio duty described above, the drive frequency fsw of the switching element 5 such that the power conversion loss Plus becomes a constant value is calculated.
  • the calculated difference value is calculated as a feedback amount by proportional control or proportional integral control, and the drive frequency fsw of the switching element 5 is output.
  • FIG. 8 is a simplified operation waveform diagram of the power conversion device of the third embodiment, and shows the operation of the AC power supply in one cycle.
  • the instantaneous power conversion loss Ploss is constant during a period of a part of one cycle of the AC power supply, including the time when the detection voltage of the first voltage detector 71 becomes maximum.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 is controlled so as to follow the command values Plus and ref of the instantaneous power conversion loss set in advance, which are the values.
  • the instantaneous power conversion loss Plus is minimized regardless of the drive frequency fsw of the switching element 5. Therefore, as shown in FIG. 7, the vicinity of the zero cross can be operated at a fixed frequency. good.
  • the relationship between the increase / decrease relationship between the drive frequency fsw and the instantaneous power conversion loss Plus is not limited to this.
  • the duty ratio duty may be calculated using the detected value of the input voltage bin.
  • the duty ratio duty may be calculated using the detected value of the output voltage Vout.
  • the instantaneous power conversion loss Plus becomes the preset command value of the instantaneous power conversion loss Plus, ref.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 may be controlled from the relationship between the magnetic flux density B of the magnetic core of the power factor improving reactor 3 and the input current ripple ⁇ Irip. That is, the magnetic flux density B or the current ripple ⁇ Irip is increased or decreased according to the fluctuation of the drive frequency fsw, and the switching element 5 is controlled so as to follow the preset power conversion loss. For example, as shown in FIG. 9, when the magnetic flux density B of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor increases and the input current ripple ⁇ Irip decreases as the drive frequency fsw of the switching element 5 increases.
  • the magnetic flux density B and the current ripple ⁇ Irip are adjusted, and the drive frequency fsw is controlled so as to follow the preset command values Powers and ref of the instantaneous power conversion loss. Since the circuit configuration is the same as that of the first embodiment, the description thereof will be omitted.
  • the magnetic flux density B and the current ripple ⁇ Irip are increased or decreased while dynamically using the drive frequency fsw as parameters, and a point that follows the command value of the instantaneous power is searched for.
  • the drive frequency may be changed to a preset operation point as in the look-up table to follow the command value of the instantaneous power.
  • the increase / decrease relationship between the drive frequency, the magnetic flux density, and the current ripple is not limited to this.
  • the magnetic flux density of the reactor and the loss depending on any of the current ripples are balanced, and the control is performed in the low loss drive frequency region to perform power conversion. Useless switching loss can be reduced.
  • FIG. 10 is an example of a circuit configuration diagram of the power conversion device according to the fifth embodiment, and is an insulating type between the output terminal of the AC / DC converter 10 described in the first embodiment and the DC load 8.
  • the configuration is via a DC / DC converter 11. Since the configuration of the AC / DC converter 10 is described in the first embodiment, detailed description thereof will not be repeated.
  • the isolated DC / DC converter 11 includes a primary side inverter circuit composed of switching elements 1111 to 1114, an isolated transformer 112, a secondary side rectifier circuit composed of diode elements 1131 to 1134, a smoothing reactor 114, and the like.
  • a smoothing capacitor 115, a load voltage detector 1161 for detecting a load voltage, and a load voltage detector 1162 for detecting a load current are provided.
  • the switching elements 1111 to 1114 constituting the primary side inverter of the isolated DC / DC converter 11 are not limited to IGBTs and MOSFETs, but use SiC-MOSFETs, GaN-FETs, GaN-HEMTs, or Ga 2 O 3-MOSFETs. You may. Further, the secondary side rectifier circuit may be a synchronous rectifier circuit using not only the diode rectifier bridge as shown in FIG. 10 but also a switching element such as a MOSFET.
  • the isolated DC / DC converter 11 when the isolated DC / DC converter 11 is connected to the front stage of the DC load 8, the isolated DC / DC converter 11 has a duty ratio or switching in order to control the output to the DC load 8.
  • the drive frequency of the element 5 the input voltage of the isolated DC / DC converter 11, that is, the output voltage Vout of the AC / DC converter 10 may fluctuate. Therefore, in the fourth embodiment, the case where the drive frequency fsw of the switching element 5 of the AC / DC converter is controlled according to the fluctuation amount of the output voltage Vout will be described.
  • control in the fifth embodiment is the same as in the first to third embodiments, with the magnetic flux density of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor 3, the input current ripple, or the power conversion loss as the target.
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 of the AC / DC converter can be controlled.
  • FIG. 11 is a simplified operation waveform diagram of the power conversion device when the magnetic flux density of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor is targeted.
  • FIG. 12 is a simplified operation waveform diagram of the power conversion device when the input current ripple is targeted.
  • FIG. 13 is a simplified operation waveform diagram of the power conversion device when the power conversion loss is targeted.
  • the output voltage Vout of the AC / DC converter obtained from the second voltage detector 72 fluctuates at time T1.
  • the initial time is set to 0.
  • the output voltage Vout fluctuates at time T1
  • the output voltage Vout in other periods is controlled to be constant
  • the input voltage vin is an AC voltage having a constant effective value of vin, rms. Since the operation is the same as that of the first to third embodiments between the initial time 0 and the output voltage fluctuation time T1, the description thereof will be omitted.
  • the difference between the maximum value Bmax before the time T1 and the maximum value Bmax2 after the time T1 may be caused by a useless switching loss, and in order to suppress this, the drive frequency of the switching element 5 after the time T1 It is necessary to set the maximum values fsw and max2 of to be lower than the maximum values fsw and max1 before the time T1 and keep Bmax constant.
  • the magnetic flux density B of the magnetic core of the reactor 3 for power factor improvement is set to the output voltage.
  • the command value Bref of the magnetic flux density of the magnetic core of the power factor improving reactor 3 may be changed for each fluctuation of the output voltage, and it goes without saying that the same control is established in that case as well.
  • the difference between the maximum values ⁇ Irip, max2 and the maximum values ⁇ Irip, max may be caused by unnecessary switching loss, and in order to suppress this, the minimum value of the drive frequency of the switching element 5 after the time T1. It is necessary to set fsw and min2 to values lower than the minimum values fsw and min1 before the time T1 and keep ⁇ Irip and max constant.
  • the power conversion loss is defined as the loss in the part of the AC / DC converter 10.
  • the output voltage Vout obtained from the second voltage detector 72 fluctuates to Vout2 lower than Vout1 at time T1
  • the drive frequency fsw of the switching element 5 is the same value as before time T1.
  • the maximum values of the power conversion loss after the time T1 and max2 are larger than the maximum values of the power conversion loss before the time T1 and the max.
  • the minimum values fsw and min2 of the drive frequency of the switching element 5 after the time T1 are the minimum values before the time T1 so that the power conversion loss Plus follows the command values Push and ref of the power conversion device before the time T1. It is necessary to set the value lower than fsw and min1 and keep the Plus and max constant.
  • the magnetic flux density, the input current ripple, or the power conversion loss of the magnetic core of the reactor 3 for improving the power factor is changed according to the fluctuation of the output voltage of the second voltage detector 72.
  • the drive frequency of the switching element 5 so that any of the above is a constant value, the switching loss of the switching element, which accounts for most of the power conversion loss, can be reduced.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

整流回路（２）、リアクトル（３）、およびスイッチング素子（５）を有し、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ（１０）と、交流電圧を検出する第１の電圧検出器（７１）と、ＡＣ／ＤＣコンバータ（１０）で変換された直流電圧を検出する第２の電圧検出器（７２）と、第１の電圧検出器（７１）の出力および第２の電圧検出器（７２）の出力の少なくとも一方に基づいて、スイッチング素子（５）の駆動周波数を制御する制御装置（９）とを備え、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器（７１）の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、リアクトル（３）の磁束密度、電流リプル、または電力変換損失のいずれかが一定値となるように制御する。

Description

電力変換装置
　本願は、電力変換装置に関するものである。
　電力変換装置は、一般的にスイッチング素子の駆動周波数を固定にしつつ、ゲートパルスの幅、またはゲートパルスの位相を調整することにより、入出力の電圧もしくは電流を制御している。
　このような一般的な固定周波数動作に対して、スイッチング素子のスイッチング損失が導通損失より大きい条件にて、駆動周波数を低減する検討がなされている（例えば、特許文献１参照）。
国際公開第２０１７／１０４３０４号
　特許文献１に記載の電力変換装置は、入出力電圧が直流(一定)電圧のＤＣ／ＤＣコンバータにて、出力電圧に基づいて、出力平滑リアクトルの電流リプルが最大固定値になるようスイッチング周波数を制御している。つまり、入力と出力の電圧がいずれも一定の場合でしか適用できない。このため、入力がスイッチング1周期間で瞬時かつ動的に変動するＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、固定電流リプルの下での連続動作は不可能となる。
また、先行技術では、出力電圧増加に伴いスイッチング周波数を低下させており、磁性部品の磁束密度の最大値が固定周波数動作時に対して増大することに伴い、鉄損とサイズがそれぞれ増大する課題がある。
　本願は、上述のような問題を解決するためになされたもので、ＡＣ／ＤＣコンバータの連続制御を可能とし、特定部品もしくは回路全体の損失低減が可能となる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、
　整流回路、リアクトル、およびスイッチング素子を有し、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、
　交流電圧を検出する第１の電圧検出器と、
　ＡＣ／ＤＣコンバータで変換された直流電圧を検出する第２の電圧検出器と、
　第１の電圧検出器の出力および第２の電圧検出器の出力の少なくとも一方に基づいて、スイッチング素子の駆動周波数を制御する制御装置と、
を備え、
　制御装置は、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、リアクトルの磁束密度、リアクトルの電流リプル、または電力変換損失のいずれかが一定値となるようにスイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする。
　本願に開示される電力変換装置によれば、第１または第２の電圧検出器の出力に基づいて、動的に駆動周波数を制御できる。これにより、電力変換の際の損失低減が可能となる。
実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成の１例を示す回路構成図である。 実施の形態１に係る制御装置のハードウエア構成図である。 実施の形態１に係る比較例の簡易動作波形図である。 実施の形態１に係る簡易動作波形図である。 実施の形態２に係る比較例の簡易動作波形図である。 実施の形態２に係る簡易動作波形図である。 実施の形態３に係る比較例の簡易動作波形図である。 実施の形態３に係る簡易動作波形図である。 実施の形態４に係る簡易動作波形図である。 実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成の１例を示す回路構成図である。 実施の形態５に係る簡易動作波形図である。 実施の形態５に係る別の簡易動作波形図である。 実施の形態５に係る別の簡易動作波形図である。
　以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、同一内容および相当部については同一符号を配し、その詳しい説明は省略する。以降の実施の形態も同様に、同一符号を付した構成について重複した説明は省略する。
<入力電圧位相に応じた制御>
実施の形態１．
　実施の形態１に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成図の１例であり、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０を備えている。
[回路構成の説明]
　実施の形態１に示す電力変換装置は、交流電源１、入力側ダイオード整流ブリッジ２、力率改善用リアクトル３、ダイオード素子４、スイッチング素子５、平滑用コンデンサ６、第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２、第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４、直流負荷８と、制御装置９により構成される。力率改善用リアクトル３、ダイオード素子４、スイッチング素子５、および平滑用コンデンサ６で昇圧チョッパ回路を構成している。
　交流電源１は、商用交流系統または自家発電機などである。直流負荷８は、純粋な抵抗負荷だけでなく、例えば、車両走行用の高圧バッテリ、または車用電装品の電源である鉛バッテリ、電気２重層コンデンサ（ＥＤＬＣ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｌａｙｅｒ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）で構成しても良い。なお、交流電源１および直流負荷８が上記のものに限定されるものでないことは自明である。
　力率改善用リアクトル３は、一端が入力側ダイオード整流ブリッジ２の正極側出力母線と接続され、他端がダイオード素子４とスイッチング素子５の接続点と接続される減流リアクトルである。なお、力率改善用リアクトル３は、入力側ダイオード整流ブリッジ２の負極側出力母線とスイッチング素子５のソース端子とに接続してもよく、入力側ダイオード整流ブリッジ２の入出力母線の両端にそれぞれ分散して接続しても良い。
　ダイオード素子４は、ファストリカバリダイオード（ＦＲＤ：Ｆａｓｔ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｄｉｏｄｅ）、ソフトリカバリダイオード（ＳＲＤ：Ｓｏｆｔ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｄｉｏｄｅ）の種類に限定されない他、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ　Ｎｉｔｒｉｄｅ）、またはＧａ２Ｏ３（酸化ガリウム）などの材料を用いたものでもよい。さらに、スイッチング素子で代用して同期整流をしても良い。
　スイッチング素子５は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に限らず、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、またはＧａ２Ｏ３－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
　また、図１に示すＡＣ／ＤＣコンバータでは、上述した通り、昇圧チョッパ回路構成としているが、入力側ダイオード整流ブリッジ２を省略したセミブリッジレス型、またはトーテムポール型の構成であっても良いことは言うまでもない。
　本願の電力変換装置は、第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２と第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４を用いて、それらの検出値の一部または全部に基づいて制御装置９でフィードバック演算を行う。制御装置９は、スイッチング素子５の制御を行う。すなわち、第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２と第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４から得られる検出値の一部または全部に基づいて、スイッチング素子５のゲートに対して駆動信号Ｘを送信し、スイッチング素子５のオンオフを制御することにより所望の動作を行うことができる。
　また、制御装置９は、入力力率の値が１となるように、第１の電流検出器７３から得られる交流入力電流Ｉｉｎの検出値を制御するためのスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを演算する。具体的には、第１の電圧検出器７１から得られる交流入力電圧ｖｉｎの検出値と同期した正弦波状の予め定められた電流指令（目標正弦波電流）Ｉｉｎ＊と、交流入力電流Ｉｉｎの検出値との電流差を算出する。算出した電流差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、力率制御に関するデューティ比ｄuｔｙ＿ｆｂを出力する。
　制御装置９内のマイコンのハードウエアの一例を図２に示す。プロセッサ１００と記憶装置１０１から構成され、図示していないが、記憶装置はランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１００は、記憶装置１０１から入力されたプログラムを実行することにより、駆動信号Ｘを出力する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１００にプログラムが入力される。また、プロセッサ１００は、演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
[磁束密度一定制御]
　はじめに、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを対象としてスイッチング素子５の駆動周波数の制御を行う場合について説明する。まず、比較例を説明する。なお、実施の形態１では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの変動量をゼロ、つまり一定値として扱うこととする。
　図３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の比較例の簡易動作波形図であり、交流電源の１周期における動作を示している。図３において、交流電源１からの入力電圧ｖｉｎの瞬時値（第１の電圧検出器７１の出力）は、入力側ダイオード整流ブリッジ２を介して全波整流され、｜ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（第２の電圧検出器７２の出力）は、一定値の直流電圧としている。さらに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを予め設定した最大値ｆｓｗ，ｍａｘで固定しているものとする。
　このとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙは、入力電圧ｖｉｎがゼロとなる位相で１となり、ピークとなる位相で最小となるよう変化する。本動作は、式（１）で表すことが出来る。式（１）で得られたデューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔと上述した力率制御に関するデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂとに基づいてスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを決定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　なお、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは、式（２）となる。ここで、式（２）のＮは力率改善用リアクトル３の巻数であり、Ａｅは力率改善用リアクトル３の磁性コアの実効断面積である。式（２）からわかるように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが固定値の場合、入力電圧の位相に応じて、磁束密度Ｂはゼロから磁束密度の最大値Ｂｍａｘまで変化する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　この比較例の制御では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定のため、入力電圧ｖｉｎが低下するに従い、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは低下する。
　従って、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂがゼロとなってもスイッチング素子５は、固定周波数ｆｓｗ，ｍａｘで動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。
　これに対して、本実施の形態の制御では、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを、比較例で説明した磁束密度の最大値Ｂｍａｘ以下の一定値になるように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御する。すなわち、比較例の説明において述べたデューティ比ｄuｔｙのフィードバック制御に加え、力率改善用リアクトル３の磁束密度が一定値となるようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを演算する。具体的には、予め定められた電圧指令（目標正弦波電圧）ｖｉｎ＊と、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎの瞬時値との電圧差を算出する。算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを算出する。
　図４は、実施の形態１の電力変換装置の簡易動作波形図であり、図３と同様に交流電源の１周期における動作を示している。制御装置９は、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器７１の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、一定値である予め設定した磁束密度の指令値Ｂｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御する。図４に示す例では、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが交流電源の１周期のうちの一部の期間においてＢｍａｘとなるように、スイッチング素子５の駆動周波数を制御する。
　ここで、入力電圧ｖｉｎがゼロのときに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗをゼロにすると、式（２）の関係から、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは理論上、無限大に発散してしまう。このため、入力電圧ｖｉｎのゼロクロス点近傍では、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを、入力電圧ｖｉｎが最大となる時点における駆動周波数ｆｓｗより小さい、ゼロでない周波数とする。例えば、図３のように設定したスイッチング素子５の駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎを下限値として設定し、ゼロクロス点では、この駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎとなるように制御しておくことで、磁束密度Ｂの発散を抑制することができる。なお、駆動周波数ｆｓｗと力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂの増減関係はこれに限るものでない。
　また、図４の例では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値であるため、入力電圧ｖｉｎの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。逆に、入力電圧ｖｉｎが既知の一定値である場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。入力電圧ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがいずれも動的に変化する場合は、両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算することはいうまでもない。
　なお、上述のフィードバック制御のみならず、式（３）を用いてフィードフォワード制御を加えて、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御しても良い。具体的には、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと、力率改善用リアクトル３の巻数Ｎと、磁性コアの実効断面積Ａｅと、予め設定した磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆとを式（３）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、上述したフィードバック制御のフィードバック演算項に加算することで、精度良くスイッチング素子５の駆動周波数を制御することができる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器７２から得られる検出値だけでなく、制御指令値Ｂｒｅｆに対する電圧を設けている場合は、これを用いても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　以上のように、実施の形態１では、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが、一定値である予め設定した磁束密度の指令値Ｂｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することにより、電力変換時の無駄な損失を低減できる。また、入力電圧ｖｉｎのゼロクロス点で、駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎを下限値として設定することにより、ゼロクロス点での無駄な損失を抑制できる。
実施の形態２．
[電流リプル一定制御]
　次に、前述のように力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを指令値追従制御の対象とする代わりに、入力電流リプル（脈動）を対象とした、スイッチング素子５の駆動周波数の制御について説明する。なお、回路構成は実施の形態１と同様であるので、説明は省略する。
　図５は、比較例として示す、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の簡易動作波形図である。図５において、交流電源１からの入力電圧ｖｉｎの瞬時値は、入力側ダイオード整流ブリッジ２を介して全波整流され、｜ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、一定値の直流電圧としている。さらに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを予め設定した最大値ｆｓｗ，ｍａｘで固定しているものとする。このとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを演算するフィードバック制御については、実施の形態１と同様であるため説明は省略する。
　なお、第１の電流検出器７３から得られる瞬時の入力電流Ｉｉｎには、力率改善用リアクトル３の励磁およびリセット（消磁）により、電流リプルΔＩｒｉｐが重畳している。電流リプルΔＩｒｉｐは式（４）で表すことができる。ここで、式（４）のＬｐｆｃは、力率改善用リアクトル３のインダクタンスである。式（４）からわかるように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが固定値の場合、入力電圧の位相に応じて電流リプルが変化する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　この比較例の制御では、出力電圧Ｖｏuｔが一定のとき、入力電圧ｖｉｎが高くなるに従い、入力電流リプルΔＩｒｉｐは低下する。
　従って、入力電流リプルが最小値ΔＩｒｉｐ，ｍｉｎとなってもスイッチング素子５は、最大周波数ｆｓｗ，ｍａｘで動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。
　これに対して、本実施の形態の制御では、第１の電流検出器７３から得られる瞬時の入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐを、設定されるスイッチング素子５の駆動周波数の最大値（ｆｓｗ，ｍａｘ）固定で動作させた際の電流リプルの最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘ以下の一定値になるように、スイッチング素子５の駆動周波数を制御する。すなわち、上述のデューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが一定値となるように、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎの瞬時値を制御するためのスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを演算する。具体的には、入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが一定値となるように予め定められた電圧指令（目標正弦波電圧）ｖｉｎ＊と、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎの瞬時値との電圧差を算出する。算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを出力する。
　図６は、実施の形態２の電力変換装置の簡易動作波形図であり、交流電源の１周期における動作を示している。入力電圧ｖｉｎが最大となるときのスイッチング素子の駆動周波数ｆｓｗを最小値ｆｓｗ，ｍｉｎと設定するとき、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、一定値である予め設定した電流リプルの指令値に追従するようにスイッチング素子の駆動周波数ｆｓｗを制御する。なお、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス位相近傍にあるとき、入力電圧ｖｉｎが最大となる時点における駆動周波数ｆｓｗ，ｍｉｎより大きい周波数とする。例えば、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗによらず入力電流リプルΔＩｒｉｐは極大となるため、図６のようにゼロクロス点近傍は固定周波数ｆｓｗ，ｍａｘでの動作としても良い。なお、駆動周波数ｆｓｗと電流リプルΔＩｒｉｐの増減関係はこれに限るものでない。
　また、図６の例では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値であるため、入力電圧ｖｉｎの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。逆に、入力電圧ｖｉｎが既知の一定値である場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。入力電圧ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがいずれも動的に変化する場合は、両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算することはいうまでもない。
　なお、上述のフィードバック制御のみならず、式（５）を用いてフィードフォワード制御を加えて、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御しても良い。具体的には、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと、力率改善用リアクトル３のインダクタンスＬｐｆｃと、予め設定した入力電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆとを式（５）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、上述したフィードバック制御のフィードバック演算項に加算することで、精度良くスイッチング素子５の駆動周波数を制御することができる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器７２から得られる検出値だけでなく、制御指令値の電圧を設けている際は、これを用いても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　以上のように、実施の形態２では、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが、予め設定した電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子の駆動周波数ｆｓｗを制御することにより、電力変換時の無駄な損失を低減できる。
実施の形態３．
[損失最小化制御]
　次に、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度、または入力電流リプルを対象とする代わりに、電力変換損失を対象とした、スイッチング素子５の駆動周波数の制御について説明する。なお、回路構成は実施の形態１と同様であるので、説明は省略する。
　図７は、比較例のＡＣ／ＤＣコンバータ１０の簡易動作波形図である。図７において、交流電源１からの入力電圧ｖｉｎの瞬時値は、入力側ダイオード整流ブリッジ２を介して全波整流され、｜ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは、一定値の直流電圧としている。さらに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを、予め設定した最大値ｆｓｗ，ｍａｘで固定しているものとする。このとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙは、実施の形態１で説明したのと同様であるため説明は省略する。
　図７に示すように、比較例として、入力電圧ｖｉｎが増加するに従い、電力変換装置の電力変換損失Ｐｌｏｓｓが増加する特性となる場合を想定する。なお、ここでの電力変換損失Ｐｌｏｓｓとは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎから算出される入力電力と、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと第２の電流検出器７４から得られる出力電流Ｉｏｕｔから得られる出力電力との差分を示す。なお、図７に示す電力変換損失Ｐｌｏｓｓは瞬時値であるため動的に変化している。図７では、電力変換損失の瞬時値が、最小値Ｐｌｏｓｓ，ｍｉｎの場合と最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘの場合のいずれにおいても、スイッチング素子５は、最大周波数ｆｓｗ，ｍａｘで動作している。
　これに対して、本実施の形態の制御では、入出力の第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２および入出力の第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４から得られる瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓを、予め設定されるスイッチング素子５の駆動周波数の最大値（ｆｓｗ，ｍａｘ）固定で動作させた際の、瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓの最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘ未満の予め設定された一定値になるように、スイッチング素子５の駆動周波数を制御する。すなわち、上述のデューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、電力変換損失Ｐｌｏｓｓが一定値となるようなスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを演算する。具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎから算出される入力電力と、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと第２の電流検出器７４から得られる出力電流Ｉｏｕｔから得られる出力電力との差分と、予め定められた損失指令（目標電力変換損失）Ｐｌｏｓｓ＊との電力差を算出する。算出した差分値をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを出力する。
　図８は、実施の形態３の電力変換装置の簡易動作波形図であり、交流電源の１周期における動作を示している。制御装置９は、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器７１の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓが、一定値である予め設定した瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御する。
　なお、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス位相近傍にあるとき、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗによらず瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓは極小となるため、図７のようにゼロクロス近傍は固定周波数での動作としても良い。なお、駆動周波数ｆｓｗと瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓの増減関係はこれに限るものでない。
　また、図８の例では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値であるため、入力電圧ｖｉｎの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。また、入力電圧ｖｉｎが既知の一定値である場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。入力電圧ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがいずれも動的に変化する場合は、両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算することはいうまでもない。
　以上のように、実施の形態３では、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓが、予め設定した瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することにより、電力変換時の無駄な損失を低減できる。
実施の形態４．
　上述した制御に加えて、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂと入力電流リプルΔＩｒｉｐの関係から、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御しても良い。すなわち、駆動周波数ｆｓｗの変動に応じて磁束密度Ｂまたは電流リプルΔＩｒｉｐを増減させ、予め設定された電力変換損失に追従するようにスイッチング素子５を制御する。例えば、図９のように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが高くなるに従い、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが増加し、且つ入力電流リプルΔＩｒｉｐが低減する関係にあるとき、磁束密度Ｂと電流リプルΔＩｒｉｐを調整し、予め設定した瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するように駆動周波数ｆｓｗを制御する。なお、回路構成は実施の形態１と同様であるので、説明は省略する。
　なお、具体的な手法としては、山登り法のように、動的に駆動周波数ｆｓｗをパラメータとしつつ、磁束密度Ｂと電流リプルΔＩｒｉｐを増減させ、瞬時電力の指令値に追従するポイントを探索しても良く、ルックアップテーブルのように予め設定した動作ポイントへ駆動周波数を推移させて、瞬時電力の指令値に追従させても良い。なお、駆動周波数と磁束密度と電流リプルの増減関係はこれに限るものでない。
　以上のように、実施の形態４によれば、リアクトルの磁束密度と、電流リプルのいずれかに依存する損失のバランスをとり、低損失な駆動周波数の領域で制御することにより、電力変換時の無駄なスイッチング損失を低減できる。
<出力電圧の変動量に応じた制御>
実施の形態５．
　図１０は、実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成図の１例であり、実施の形態１にて説明したＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力端子と直流負荷８との間に、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介した構成としている。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の構成については、実施の形態１にて述べているため、詳細な説明は繰り返さない。絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチング素子１１１１～１１１４から構成される１次側インバータ回路と、絶縁トランス１１２と、ダイオード素子１１３１～１１３４からなる２次側整流回路と、平滑用リアクトル１１４と、平滑用コンデンサ１１５と、負荷電圧を検出する負荷電圧検出器１１６１と、負荷電流を検出する負荷電圧検出器１１６２とを備える。
　絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の１次側インバータを構成するスイッチング素子１１１１～１１１４は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ、またはＧａ２Ｏ３－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。また、２次側整流回路は、図１０のようなダイオード整流ブリッジだけでなく、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いて同期整流回路にしても良い。
　図１０のように、直流負荷８の前段に絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が接続されている場合において、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流負荷８への出力制御を行うためにデューティ比またはスイッチング素子５の駆動周波数を制御することで、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧、つまりＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔが変動する場合がある。そこで、実施の形態４では、この出力電圧Ｖｏｕｔの変動量に応じて、ＡＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが制御される場合について説明する。
　すなわち、実施の形態５における制御は、実施の形態１～３と同様に、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度、入力電流リプル、もしくは、電力変換損失のいずれかを対象として、図１１から図１３のようにＡＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することができる。
　図１１は、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度を対象としたときにおける電力変換装置の簡易動作波形図である。また、図１２は、入力電流リプルを対象としたときにおける電力変換装置の簡易動作波形図である。また、図１３は、電力変換損失を対象としたときにおける電力変換装置の簡易動作波形図である。
　図１１から図１３の動作波形図において、時刻Ｔ１で第２の電圧検出器７２から得られるＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔが変動した場合を想定する。なお、初期時刻を０とする。また、出力電圧Ｖｏｕｔは時刻Ｔ１に変動し、その他の期間における出力電圧Ｖｏｕｔは一定に制御されているものとし、入力電圧ｖｉｎは一定の実効値ｖｉｎ，ｒｍｓの交流電圧とする。なお、初期時刻０から出力電圧の変動時刻Ｔ１の間は、実施の形態１～３と同様の動作であるため説明を省略する。
　図１１のように、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、これに応じて式（１）の関係からスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙが変動する。Ｖｏｕｔ２がＶｏｕｔ１より小さいため、時刻Ｔ１以後のデューティ比ｄｕｔｙの最小値は時刻Ｔ１以前のものに対して低い値となる。このことから、時刻Ｔ１以後も時刻Ｔ１以前のスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗで動作させると、時刻Ｔ１以後の力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度の最大値Ｂｍａｘ２（図示せず）は、時刻Ｔ１以前の最大値Ｂｍａｘよりも低い値となる。このとき、時刻Ｔ１以前の最大値Ｂｍａｘと時刻Ｔ１以後の最大値Ｂｍａｘ２との差分は、無駄なスイッチング損失に起因することがあり、これを抑制するため、時刻Ｔ１以後のスイッチング素子５の駆動周波数の最大値ｆｓｗ，ｍａｘ２は、時刻Ｔ１以前の最大値ｆｓｗ，ｍａｘ１よりも低い値に設定し、Ｂｍａｘを一定にする必要がある。
　これらのことから、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを、出力電圧の変動前と同様の、予め設定した磁束密度の指令値Ｂｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することで、軽負荷時における全体損失に対するスイッチング損失の割合を低減でき、低損失な動作が実現可能となる。なお、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆは、出力電圧の変動ごとに変えても良く、その場合においても同様の制御が成り立つことはいうまでもない。
　次に、入力電流の電流リプルを対象としてスイッチング素子５の駆動周波数を制御する場合について説明する。図１２のように、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙが変動する。Ｖｏｕｔ２がＶｏｕｔ１より小さい場合、デューティ比ｄｕｔｙの時刻Ｔ１以後のピーク値は時刻Ｔ１以前のピーク値に対して低い値となる。このことから、時刻Ｔ１以前のスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗで動作すると、時刻Ｔ１以後の入力電流の電流リプルの最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘ２は、時刻Ｔ１以前の最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘよりも低い値となる。このとき、最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘ２と、最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘとの差分は、無駄なスイッチング損失に起因することがあり、これを抑制するため、時刻Ｔ１以後のスイッチング素子５の駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ２は、時刻Ｔ１以前の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ１よりも低い値に設定し、ΔＩｒｉｐ，ｍａｘを一定にする必要がある。
　これらのことから、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが、時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、入力電流の電流リプルΔＩｒｉｐを、出力電圧の変動前と同様の、予め設定した電流リプル指令値ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することで、軽負荷時における全体損失に対するスイッチング損失の割合を低減でき、低損失な動作が実現可能となる。なお、入力電流の電流リプルの指令値は、出力電圧の変動ごとに変えても良く、その場合においても同様の制御が成り立つことはいうまでもない。
　次に、電力変換損失を対象としてスイッチング素子５の駆動周波数を制御する場合について説明する。ここで、電力変換損失とは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の部分における損失と定義する。図１３のように、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１より低いＶｏｕｔ２に変動し、且つスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが時刻Ｔ１以前と同値であるとき、時刻Ｔ１以後の電力変換損失の最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘ２が時刻Ｔ１以前の最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘに対して大きい値となる。このとき、電力変換損失Ｐｌｏｓｓを時刻Ｔ１以前の電力変換装置の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するよう、時刻Ｔ１以後のスイッチング素子５の駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ２は、時刻Ｔ１以前の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ１よりも低い値に設定し、Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘを一定にする必要がある。
　これらのことから、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧が時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、ＡＣ／ＤＣコンバータの瞬時の電力変換損失を、出力電圧の変動前と同様の、予め設定した電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数を調整することで、低損失な動作が実現可能となる。なお、瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆは、出力電圧Ｖｏｕｔの変動ごとに変えても良く、その場合においても同様の制御が成り立つことはいうまでもない。
　以上のように実施の形態５によれば、第２の電圧検出器７２の出力電圧の変動に応じて、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度、入力電流リプル、もしくは、電力変換損失のいずれかが一定値となるようにスイッチング素子５の駆動周波数を制御することにより、電力変換の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１：交流電源、２：入力側ダイオード整流ブリッジ、３：力率改善用リアクトル、４：ダイオード素子、５：スイッチング素子、６：平滑用コンデンサ、７１：第１の電圧検出器、７２：第２の電圧検出器、７３：第１の電流検出器、７４：第２の電流検出器、８：直流負荷、９：制御装置、１０：ＡＣ／ＤＣコンバータ、１１：絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ
 

Claims (10)

  1. 　整流回路、リアクトル、およびスイッチング素子を有し、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記交流電圧を検出する第１の電圧検出器と、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータで変換された直流電圧を検出する第２の電圧検出器と、
    　前記第１の電圧検出器の出力および前記第２の電圧検出器の出力の少なくとも一方に基づいて、前記スイッチング素子の駆動周波数を制御する制御装置と、
    を備え、
    　前記制御装置は、前記交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、前記第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、前記リアクトルの磁束密度、前記リアクトルの電流リプル、または電力変換損失のいずれかが一定値となるように前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記ＡＣ／ＤＣコンバータに入力される交流入力電流を検出する第１の電流検出器をさらに備え、
    　前記制御装置は、
    　前記第１の電圧検出器の出力および前記第２の電圧検出器の出力の少なくとも一方と、前記第１の電流検出器の出力と、に基づいて前記スイッチング素子のデューティを算出し、
    　前記第１の電圧検出器の出力と、算出した前記デューティとに基づいて、前記スイッチング素子の駆動周波数を算出すること、を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御装置は、前記リアクトルの磁束密度が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点において、前記第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点における駆動周波数より小さい周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御装置は、前記リアクトルの磁束密度が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点では、前記交流電源の１周期における最も小さい駆動周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御装置は、前記リアクトルの電流リプルまたは前記電力変換損失が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点では、前記第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点における駆動周波数より大きい周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御装置は、前記リアクトルの電流リプルまたは前記電力変換損失が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点では、１周期における最も大きい駆動周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御装置は、前記第２の電圧検出器の検出結果が変動した場合において、前記リアクトルの磁束密度、前記リアクトルの電流リプル、または前記電力変換損失のいずれかが一定値となるように前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  8. 　前記スイッチング素子の駆動周波数の変動に応じて前記リアクトルの磁束密度または前記リアクトルの電流リプルを増減させ、予め設定された電力変換損失に追従するように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  9. 　前記制御装置は、以下の式を用いて前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     ただし、式中、
    Ｂｒｅｆは、磁束密度の指令値、
    Ｎは、リアクトルの巻数、
    Ａｅは、リアクトルの磁性コアの実効断面積、
    ｖｉｎは、第１の電圧検出器の出力、
    Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器の出力、
    ｆｓｗは、スイッチング素子の駆動周波数、
    を示すものとする。


  10. 　前記制御装置は、以下の式を用いて前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
    ただし、式中、
    ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆは、リアクトルの電流リプル指令値、
    Ｌｐｆｃは、リアクトルのインダクタンス、
    ｖｉｎは、第１の電圧検出器の出力、
    Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器の出力、
    ｆｓｗは、スイッチング素子の駆動周波数、
    を示すものとする。
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