JP7109688B2

JP7109688B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP7109688B2
Application number: JP2021566395A
Authority: JP
Inventors: 大斗水谷; 貴昭 ▲高▼原; 亮太近藤; 修森
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-12-23
Filing date: 2019-12-23
Publication date: 2022-07-29
Anticipated expiration: 2039-12-23
Also published as: WO2021130812A1; JPWO2021130812A1

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

電力変換装置は、一般的にスイッチング素子の駆動周波数を固定にしつつ、ゲートパルスの幅、またはゲートパルスの位相を調整することにより、入出力の電圧もしくは電流を制御している。

このような一般的な固定周波数動作に対して、スイッチング素子のスイッチング損失が導通損失より大きい条件にて、駆動周波数を低減する検討がなされている（例えば、特許文献１参照）。

国際公開第２０１７／１０４３０４号

特許文献１に記載の電力変換装置は、入出力電圧が直流(一定)電圧のＤＣ／ＤＣコンバータにて、出力電圧に基づいて、出力平滑リアクトルの電流リプルが最大固定値になるようスイッチング周波数を制御している。つまり、入力と出力の電圧がいずれも一定の場合でしか適用できない。このため、入力がスイッチング1周期間で瞬時かつ動的に変動するＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、固定電流リプルの下での連続動作は不可能となる。
また、先行技術では、出力電圧増加に伴いスイッチング周波数を低下させており、磁性部品の磁束密度の最大値が固定周波数動作時に対して増大することに伴い、鉄損とサイズがそれぞれ増大する課題がある。

本願は、上述のような問題を解決するためになされたもので、ＡＣ／ＤＣコンバータの連続制御を可能とし、特定部品もしくは回路全体の損失低減が可能となる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、
整流回路、リアクトル、およびスイッチング素子を有し、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、
交流電圧を検出する第１の電圧検出器と、
ＡＣ／ＤＣコンバータで変換された直流電圧を検出する第２の電圧検出器と、
第１の電圧検出器の出力および第２の電圧検出器の出力の少なくとも一方に基づいて、スイッチング素子の駆動周波数を制御する制御装置と、
を備え、
制御装置は、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、リアクトルの磁束密度、リアクトルの電流リプル、または電力変換損失のいずれかが一定値となるようにスイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする。

本願に開示される電力変換装置によれば、第１または第２の電圧検出器の出力に基づいて、動的に駆動周波数を制御できる。これにより、電力変換の際の損失低減が可能となる。

実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成の１例を示す回路構成図である。実施の形態１に係る制御装置のハードウエア構成図である。実施の形態１に係る比較例の簡易動作波形図である。実施の形態１に係る簡易動作波形図である。実施の形態２に係る比較例の簡易動作波形図である。実施の形態２に係る簡易動作波形図である。実施の形態３に係る比較例の簡易動作波形図である。実施の形態３に係る簡易動作波形図である。実施の形態４に係る簡易動作波形図である。実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成の１例を示す回路構成図である。実施の形態５に係る簡易動作波形図である。実施の形態５に係る別の簡易動作波形図である。実施の形態５に係る別の簡易動作波形図である。

以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、同一内容および相当部については同一符号を配し、その詳しい説明は省略する。以降の実施の形態も同様に、同一符号を付した構成について重複した説明は省略する。

<入力電圧位相に応じた制御>
実施の形態１．
実施の形態１に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の回路構成図の１例であり、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０を備えている。

[回路構成の説明]
実施の形態１に示す電力変換装置は、交流電源１、入力側ダイオード整流ブリッジ２、力率改善用リアクトル３、ダイオード素子４、スイッチング素子５、平滑用コンデンサ６、第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２、第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４、直流負荷８と、制御装置９により構成される。力率改善用リアクトル３、ダイオード素子４、スイッチング素子５、および平滑用コンデンサ６で昇圧チョッパ回路を構成している。

交流電源１は、商用交流系統または自家発電機などである。直流負荷８は、純粋な抵抗負荷だけでなく、例えば、車両走行用の高圧バッテリ、または車用電装品の電源である鉛バッテリ、電気２重層コンデンサ（ＥＤＬＣ：ＥｌｅｃｔｒｉｃＤｏｕｂｌｅＬａｙｅｒＣａｐａｃｉｔｏｒ）で構成しても良い。なお、交流電源１および直流負荷８が上記のものに限定されるものでないことは自明である。

力率改善用リアクトル３は、一端が入力側ダイオード整流ブリッジ２の正極側出力母線と接続され、他端がダイオード素子４とスイッチング素子５の接続点と接続される減流リアクトルである。なお、力率改善用リアクトル３は、入力側ダイオード整流ブリッジ２の負極側出力母線とスイッチング素子５のソース端子とに接続してもよく、入力側ダイオード整流ブリッジ２の入出力母線の両端にそれぞれ分散して接続しても良い。

ダイオード素子４は、ファストリカバリダイオード（ＦＲＤ：ＦａｓｔＲｅｃｏｖｅｒｙＤｉｏｄｅ）、ソフトリカバリダイオード（ＳＲＤ：ＳｏｆｔＲｅｃｏｖｅｒｙＤｉｏｄｅ）の種類に限定されない他、ＳｉＣ（ＳｉｌｉｃｏｎＣａｒｂｉｄｅ）、ＧａＮ（ＧａｌｌｉｕｍＮｉｔｒｉｄｅ）、またはＧａ_２Ｏ_３（酸化ガリウム）などの材料を用いたものでもよい。さらに、スイッチング素子で代用して同期整流をしても良い。

スイッチング素子５は、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に限らず、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ（ＨｉｇｈＥｌｅｃｔｒｏｎＭｏｂｉｌｉｔｙＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、またはＧａ_２Ｏ_３－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
また、図１に示すＡＣ／ＤＣコンバータでは、上述した通り、昇圧チョッパ回路構成としているが、入力側ダイオード整流ブリッジ２を省略したセミブリッジレス型、またはトーテムポール型の構成であっても良いことは言うまでもない。

本願の電力変換装置は、第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２と第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４を用いて、それらの検出値の一部または全部に基づいて制御装置９でフィードバック演算を行う。制御装置９は、スイッチング素子５の制御を行う。すなわち、第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２と第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４から得られる検出値の一部または全部に基づいて、スイッチング素子５のゲートに対して駆動信号Ｘを送信し、スイッチング素子５のオンオフを制御することにより所望の動作を行うことができる。

また、制御装置９は、入力力率の値が１となるように、第１の電流検出器７３から得られる交流入力電流Ｉｉｎの検出値を制御するためのスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを演算する。具体的には、第１の電圧検出器７１から得られる交流入力電圧ｖｉｎの検出値と同期した正弦波状の予め定められた電流指令（目標正弦波電流）Ｉｉｎ＊と、交流入力電流Ｉｉｎの検出値との電流差を算出する。算出した電流差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、力率制御に関するデューティ比ｄuｔｙ＿ｆｂを出力する。

制御装置９内のマイコンのハードウエアの一例を図２に示す。プロセッサ１００と記憶装置１０１から構成され、図示していないが、記憶装置はランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１００は、記憶装置１０１から入力されたプログラムを実行することにより、駆動信号Ｘを出力する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１００にプログラムが入力される。また、プロセッサ１００は、演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。

[磁束密度一定制御]
はじめに、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを対象としてスイッチング素子５の駆動周波数の制御を行う場合について説明する。まず、比較例を説明する。なお、実施の形態１では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔの変動量をゼロ、つまり一定値として扱うこととする。

図３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の比較例の簡易動作波形図であり、交流電源の１周期における動作を示している。図３において、交流電源１からの入力電圧ｖｉｎの瞬時値（第１の電圧検出器７１の出力）は、入力側ダイオード整流ブリッジ２を介して全波整流され、｜ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔ（第２の電圧検出器７２の出力）は、一定値の直流電圧としている。さらに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを予め設定した最大値ｆｓｗ，ｍａｘで固定しているものとする。

このとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙは、入力電圧ｖｉｎがゼロとなる位相で１となり、ピークとなる位相で最小となるよう変化する。本動作は、式（１）で表すことが出来る。式（１）で得られたデューティ比ｄｕｔｙ＿ｖｔと上述した力率制御に関するデューティ比ｄｕｔｙ＿ｆｂとに基づいてスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを決定する。

なお、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは、式（２）となる。ここで、式（２）のＮは力率改善用リアクトル３の巻数であり、Ａｅは力率改善用リアクトル３の磁性コアの実効断面積である。式（２）からわかるように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが固定値の場合、入力電圧の位相に応じて、磁束密度Ｂはゼロから磁束密度の最大値Ｂｍａｘまで変化する。

この比較例の制御では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定のため、入力電圧ｖｉｎが低下するに従い、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは低下する。
従って、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂがゼロとなってもスイッチング素子５は、固定周波数ｆｓｗ，ｍａｘで動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。

これに対して、本実施の形態の制御では、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを、比較例で説明した磁束密度の最大値Ｂｍａｘ以下の一定値になるように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御する。すなわち、比較例の説明において述べたデューティ比ｄuｔｙのフィードバック制御に加え、力率改善用リアクトル３の磁束密度が一定値となるようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを演算する。具体的には、予め定められた電圧指令（目標正弦波電圧）ｖｉｎ＊と、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎの瞬時値との電圧差を算出する。算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを算出する。

図４は、実施の形態１の電力変換装置の簡易動作波形図であり、図３と同様に交流電源の１周期における動作を示している。制御装置９は、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器７１の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、一定値である予め設定した磁束密度の指令値Ｂｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御する。図４に示す例では、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが交流電源の１周期のうちの一部の期間においてＢｍａｘとなるように、スイッチング素子５の駆動周波数を制御する。

ここで、入力電圧ｖｉｎがゼロのときに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗをゼロにすると、式（２）の関係から、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂは理論上、無限大に発散してしまう。このため、入力電圧ｖｉｎのゼロクロス点近傍では、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを、入力電圧ｖｉｎが最大となる時点における駆動周波数ｆｓｗより小さい、ゼロでない周波数とする。例えば、図３のように設定したスイッチング素子５の駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎを下限値として設定し、ゼロクロス点では、この駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎとなるように制御しておくことで、磁束密度Ｂの発散を抑制することができる。なお、駆動周波数ｆｓｗと力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂの増減関係はこれに限るものでない。

また、図４の例では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値であるため、入力電圧ｖｉｎの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。逆に、入力電圧ｖｉｎが既知の一定値である場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。入力電圧ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがいずれも動的に変化する場合は、両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算することはいうまでもない。

なお、上述のフィードバック制御のみならず、式（３）を用いてフィードフォワード制御を加えて、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御しても良い。具体的には、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと、力率改善用リアクトル３の巻数Ｎと、磁性コアの実効断面積Ａｅと、予め設定した磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆとを式（３）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、上述したフィードバック制御のフィードバック演算項に加算することで、精度良くスイッチング素子５の駆動周波数を制御することができる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器７２から得られる検出値だけでなく、制御指令値Ｂｒｅｆに対する電圧を設けている場合は、これを用いても良い。

以上のように、実施の形態１では、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが、一定値である予め設定した磁束密度の指令値Ｂｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することにより、電力変換時の無駄な損失を低減できる。また、入力電圧ｖｉｎのゼロクロス点で、駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎを下限値として設定することにより、ゼロクロス点での無駄な損失を抑制できる。

実施の形態２．
[電流リプル一定制御]
次に、前述のように力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを指令値追従制御の対象とする代わりに、入力電流リプル（脈動）を対象とした、スイッチング素子５の駆動周波数の制御について説明する。なお、回路構成は実施の形態１と同様であるので、説明は省略する。

図５は、比較例として示す、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の簡易動作波形図である。図５において、交流電源１からの入力電圧ｖｉｎの瞬時値は、入力側ダイオード整流ブリッジ２を介して全波整流され、｜ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、一定値の直流電圧としている。さらに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを予め設定した最大値ｆｓｗ，ｍａｘで固定しているものとする。このとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙを演算するフィードバック制御については、実施の形態１と同様であるため説明は省略する。

なお、第１の電流検出器７３から得られる瞬時の入力電流Ｉｉｎには、力率改善用リアクトル３の励磁およびリセット（消磁）により、電流リプルΔＩｒｉｐが重畳している。電流リプルΔＩｒｉｐは式（４）で表すことができる。ここで、式（４）のＬｐｆｃは、力率改善用リアクトル３のインダクタンスである。式（４）からわかるように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが固定値の場合、入力電圧の位相に応じて電流リプルが変化する。

この比較例の制御では、出力電圧Ｖｏuｔが一定のとき、入力電圧ｖｉｎが高くなるに従い、入力電流リプルΔＩｒｉｐは低下する。
従って、入力電流リプルが最小値ΔＩｒｉｐ，ｍｉｎとなってもスイッチング素子５は、最大周波数ｆｓｗ，ｍａｘで動作するため、軽負荷条件の場合、全体損失に対するスイッチング損失の割合が大きくなり、電力変換効率の低下を招いてしまう。

これに対して、本実施の形態の制御では、第１の電流検出器７３から得られる瞬時の入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐを、設定されるスイッチング素子５の駆動周波数の最大値（ｆｓｗ，ｍａｘ）固定で動作させた際の電流リプルの最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘ以下の一定値になるように、スイッチング素子５の駆動周波数を制御する。すなわち、上述のデューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが一定値となるように、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎの瞬時値を制御するためのスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを演算する。具体的には、入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが一定値となるように予め定められた電圧指令（目標正弦波電圧）ｖｉｎ＊と、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎの瞬時値との電圧差を算出する。算出した電圧差をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを出力する。

図６は、実施の形態２の電力変換装置の簡易動作波形図であり、交流電源の１周期における動作を示している。入力電圧ｖｉｎが最大となるときのスイッチング素子の駆動周波数ｆｓｗを最小値ｆｓｗ，ｍｉｎと設定するとき、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、一定値である予め設定した電流リプルの指令値に追従するようにスイッチング素子の駆動周波数ｆｓｗを制御する。なお、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス位相近傍にあるとき、入力電圧ｖｉｎが最大となる時点における駆動周波数ｆｓｗ，ｍｉｎより大きい周波数とする。例えば、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗによらず入力電流リプルΔＩｒｉｐは極大となるため、図６のようにゼロクロス点近傍は固定周波数ｆｓｗ，ｍａｘでの動作としても良い。なお、駆動周波数ｆｓｗと電流リプルΔＩｒｉｐの増減関係はこれに限るものでない。

また、図６の例では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値であるため、入力電圧ｖｉｎの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。逆に、入力電圧ｖｉｎが既知の一定値である場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。入力電圧ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがいずれも動的に変化する場合は、両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算することはいうまでもない。

なお、上述のフィードバック制御のみならず、式（５）を用いてフィードフォワード制御を加えて、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御しても良い。具体的には、第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと、力率改善用リアクトル３のインダクタンスＬｐｆｃと、予め設定した入力電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆとを式（５）に代入して得られたフィードフォワード演算項を、上述したフィードバック制御のフィードバック演算項に加算することで、精度良くスイッチング素子５の駆動周波数を制御することができる。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器７２から得られる検出値だけでなく、制御指令値の電圧を設けている際は、これを用いても良い。

以上のように、実施の形態２では、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎの電流リプルΔＩｒｉｐが、予め設定した電流リプルの指令値ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子の駆動周波数ｆｓｗを制御することにより、電力変換時の無駄な損失を低減できる。

実施の形態３．
[損失最小化制御]
次に、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度、または入力電流リプルを対象とする代わりに、電力変換損失を対象とした、スイッチング素子５の駆動周波数の制御について説明する。なお、回路構成は実施の形態１と同様であるので、説明は省略する。

図７は、比較例のＡＣ／ＤＣコンバータ１０の簡易動作波形図である。図７において、交流電源１からの入力電圧ｖｉｎの瞬時値は、入力側ダイオード整流ブリッジ２を介して全波整流され、｜ｖｉｎ｜となる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは、一定値の直流電圧としている。さらに、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを、予め設定した最大値ｆｓｗ，ｍａｘで固定しているものとする。このとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙは、実施の形態１で説明したのと同様であるため説明は省略する。

図７に示すように、比較例として、入力電圧ｖｉｎが増加するに従い、電力変換装置の電力変換損失Ｐｌｏｓｓが増加する特性となる場合を想定する。なお、ここでの電力変換損失Ｐｌｏｓｓとは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎから算出される入力電力と、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと第２の電流検出器７４から得られる出力電流Ｉｏｕｔから得られる出力電力との差分を示す。なお、図７に示す電力変換損失Ｐｌｏｓｓは瞬時値であるため動的に変化している。図７では、電力変換損失の瞬時値が、最小値Ｐｌｏｓｓ，ｍｉｎの場合と最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘの場合のいずれにおいても、スイッチング素子５は、最大周波数ｆｓｗ，ｍａｘで動作している。

これに対して、本実施の形態の制御では、入出力の第１の電圧検出器７１、第２の電圧検出器７２および入出力の第１の電流検出器７３、第２の電流検出器７４から得られる瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓを、予め設定されるスイッチング素子５の駆動周波数の最大値（ｆｓｗ，ｍａｘ）固定で動作させた際の、瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓの最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘ未満の予め設定された一定値になるように、スイッチング素子５の駆動周波数を制御する。すなわち、上述のデューティ比ｄｕｔｙのフィードバック制御に加え、電力変換損失Ｐｌｏｓｓが一定値となるようなスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを演算する。具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の第１の電圧検出器７１から得られる入力電圧ｖｉｎと第１の電流検出器７３から得られる入力電流Ｉｉｎから算出される入力電力と、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔと第２の電流検出器７４から得られる出力電流Ｉｏｕｔから得られる出力電力との差分と、予め定められた損失指令（目標電力変換損失）Ｐｌｏｓｓ＊との電力差を算出する。算出した差分値をフィードバック量として比例制御もしくは比例積分制御により演算し、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを出力する。

図８は、実施の形態３の電力変換装置の簡易動作波形図であり、交流電源の１周期における動作を示している。制御装置９は、交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、第１の電圧検出器７１の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓが、一定値である予め設定した瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御する。

なお、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス位相近傍にあるとき、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗによらず瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓは極小となるため、図７のようにゼロクロス近傍は固定周波数での動作としても良い。なお、駆動周波数ｆｓｗと瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓの増減関係はこれに限るものでない。

また、図８の例では、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値であるため、入力電圧ｖｉｎの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。また、入力電圧ｖｉｎが既知の一定値である場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算すればよい。入力電圧ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔがいずれも動的に変化する場合は、両方の検出値を用いてデューティ比ｄｕｔｙを演算することはいうまでもない。

以上のように、実施の形態３では、入力電圧ｖｉｎがゼロクロス点から上昇、もしくはゼロクロス点へ低減するに従い、瞬時の電力変換損失Ｐｌｏｓｓが、予め設定した瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することにより、電力変換時の無駄な損失を低減できる。

実施の形態４．
上述した制御に加えて、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂと入力電流リプルΔＩｒｉｐの関係から、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御しても良い。すなわち、駆動周波数ｆｓｗの変動に応じて磁束密度Ｂまたは電流リプルΔＩｒｉｐを増減させ、予め設定された電力変換損失に追従するようにスイッチング素子５を制御する。例えば、図９のように、スイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが高くなるに従い、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂが増加し、且つ入力電流リプルΔＩｒｉｐが低減する関係にあるとき、磁束密度Ｂと電流リプルΔＩｒｉｐを調整し、予め設定した瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するように駆動周波数ｆｓｗを制御する。なお、回路構成は実施の形態１と同様であるので、説明は省略する。

なお、具体的な手法としては、山登り法のように、動的に駆動周波数ｆｓｗをパラメータとしつつ、磁束密度Ｂと電流リプルΔＩｒｉｐを増減させ、瞬時電力の指令値に追従するポイントを探索しても良く、ルックアップテーブルのように予め設定した動作ポイントへ駆動周波数を推移させて、瞬時電力の指令値に追従させても良い。なお、駆動周波数と磁束密度と電流リプルの増減関係はこれに限るものでない。

以上のように、実施の形態４によれば、リアクトルの磁束密度と、電流リプルのいずれかに依存する損失のバランスをとり、低損失な駆動周波数の領域で制御することにより、電力変換時の無駄なスイッチング損失を低減できる。

<出力電圧の変動量に応じた制御>
実施の形態５．
図１０は、実施の形態５に係る電力変換装置の回路構成図の１例であり、実施の形態１にて説明したＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力端子と直流負荷８との間に、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介した構成としている。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の構成については、実施の形態１にて述べているため、詳細な説明は繰り返さない。絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、スイッチング素子１１１１～１１１４から構成される１次側インバータ回路と、絶縁トランス１１２と、ダイオード素子１１３１～１１３４からなる２次側整流回路と、平滑用リアクトル１１４と、平滑用コンデンサ１１５と、負荷電圧を検出する負荷電圧検出器１１６１と、負荷電流を検出する負荷電圧検出器１１６２とを備える。

絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の１次側インバータを構成するスイッチング素子１１１１～１１１４は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ、またはＧａ_２Ｏ_３－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。また、２次側整流回路は、図１０のようなダイオード整流ブリッジだけでなく、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いて同期整流回路にしても良い。

図１０のように、直流負荷８の前段に絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が接続されている場合において、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は直流負荷８への出力制御を行うためにデューティ比またはスイッチング素子５の駆動周波数を制御することで、絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力電圧、つまりＡＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔが変動する場合がある。そこで、実施の形態４では、この出力電圧Ｖｏｕｔの変動量に応じて、ＡＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが制御される場合について説明する。

すなわち、実施の形態５における制御は、実施の形態１～３と同様に、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度、入力電流リプル、もしくは、電力変換損失のいずれかを対象として、図１１から図１３のようにＡＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することができる。

図１１は、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度を対象としたときにおける電力変換装置の簡易動作波形図である。また、図１２は、入力電流リプルを対象としたときにおける電力変換装置の簡易動作波形図である。また、図１３は、電力変換損失を対象としたときにおける電力変換装置の簡易動作波形図である。

図１１から図１３の動作波形図において、時刻Ｔ１で第２の電圧検出器７２から得られるＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔが変動した場合を想定する。なお、初期時刻を０とする。また、出力電圧Ｖｏｕｔは時刻Ｔ１に変動し、その他の期間における出力電圧Ｖｏｕｔは一定に制御されているものとし、入力電圧ｖｉｎは一定の実効値ｖｉｎ，ｒｍｓの交流電圧とする。なお、初期時刻０から出力電圧の変動時刻Ｔ１の間は、実施の形態１～３と同様の動作であるため説明を省略する。

図１１のように、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、これに応じて式（１）の関係からスイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙが変動する。Ｖｏｕｔ２がＶｏｕｔ１より小さいため、時刻Ｔ１以後のデューティ比ｄｕｔｙの最小値は時刻Ｔ１以前のものに対して低い値となる。このことから、時刻Ｔ１以後も時刻Ｔ１以前のスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗで動作させると、時刻Ｔ１以後の力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度の最大値Ｂｍａｘ２（図示せず）は、時刻Ｔ１以前の最大値Ｂｍａｘよりも低い値となる。このとき、時刻Ｔ１以前の最大値Ｂｍａｘと時刻Ｔ１以後の最大値Ｂｍａｘ２との差分は、無駄なスイッチング損失に起因することがあり、これを抑制するため、時刻Ｔ１以後のスイッチング素子５の駆動周波数の最大値ｆｓｗ，ｍａｘ２は、時刻Ｔ１以前の最大値ｆｓｗ，ｍａｘ１よりも低い値に設定し、Ｂｍａｘを一定にする必要がある。

これらのことから、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度Ｂを、出力電圧の変動前と同様の、予め設定した磁束密度の指令値Ｂｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することで、軽負荷時における全体損失に対するスイッチング損失の割合を低減でき、低損失な動作が実現可能となる。なお、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度の指令値Ｂｒｅｆは、出力電圧の変動ごとに変えても良く、その場合においても同様の制御が成り立つことはいうまでもない。

次に、入力電流の電流リプルを対象としてスイッチング素子５の駆動周波数を制御する場合について説明する。図１２のように、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、スイッチング素子５のデューティ比ｄｕｔｙが変動する。Ｖｏｕｔ２がＶｏｕｔ１より小さい場合、デューティ比ｄｕｔｙの時刻Ｔ１以後のピーク値は時刻Ｔ１以前のピーク値に対して低い値となる。このことから、時刻Ｔ１以前のスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗで動作すると、時刻Ｔ１以後の入力電流の電流リプルの最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘ２は、時刻Ｔ１以前の最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘよりも低い値となる。このとき、最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘ２と、最大値ΔＩｒｉｐ，ｍａｘとの差分は、無駄なスイッチング損失に起因することがあり、これを抑制するため、時刻Ｔ１以後のスイッチング素子５の駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ２は、時刻Ｔ１以前の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ１よりも低い値に設定し、ΔＩｒｉｐ，ｍａｘを一定にする必要がある。

これらのことから、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが、時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、入力電流の電流リプルΔＩｒｉｐを、出力電圧の変動前と同様の、予め設定した電流リプル指令値ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗを制御することで、軽負荷時における全体損失に対するスイッチング損失の割合を低減でき、低損失な動作が実現可能となる。なお、入力電流の電流リプルの指令値は、出力電圧の変動ごとに変えても良く、その場合においても同様の制御が成り立つことはいうまでもない。

次に、電力変換損失を対象としてスイッチング素子５の駆動周波数を制御する場合について説明する。ここで、電力変換損失とは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の部分における損失と定義する。図１３のように、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧Ｖｏｕｔが時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１より低いＶｏｕｔ２に変動し、且つスイッチング素子５の駆動周波数ｆｓｗが時刻Ｔ１以前と同値であるとき、時刻Ｔ１以後の電力変換損失の最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘ２が時刻Ｔ１以前の最大値Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘに対して大きい値となる。このとき、電力変換損失Ｐｌｏｓｓを時刻Ｔ１以前の電力変換装置の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するよう、時刻Ｔ１以後のスイッチング素子５の駆動周波数の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ２は、時刻Ｔ１以前の最小値ｆｓｗ，ｍｉｎ１よりも低い値に設定し、Ｐｌｏｓｓ，ｍａｘを一定にする必要がある。

これらのことから、第２の電圧検出器７２から得られる出力電圧が時刻Ｔ１にて、Ｖｏｕｔ１からＶｏｕｔ２に変動したとき、ＡＣ／ＤＣコンバータの瞬時の電力変換損失を、出力電圧の変動前と同様の、予め設定した電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆに追従するようにスイッチング素子５の駆動周波数を調整することで、低損失な動作が実現可能となる。なお、瞬時の電力変換損失の指令値Ｐｌｏｓｓ，ｒｅｆは、出力電圧Ｖｏｕｔの変動ごとに変えても良く、その場合においても同様の制御が成り立つことはいうまでもない。

以上のように実施の形態５によれば、第２の電圧検出器７２の出力電圧の変動に応じて、力率改善用リアクトル３の磁性コアの磁束密度、入力電流リプル、もしくは、電力変換損失のいずれかが一定値となるようにスイッチング素子５の駆動周波数を制御することにより、電力変換の損失の大部分を占めるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１：交流電源、２：入力側ダイオード整流ブリッジ、３：力率改善用リアクトル、４：ダイオード素子、５：スイッチング素子、６：平滑用コンデンサ、７１：第１の電圧検出器、７２：第２の電圧検出器、７３：第１の電流検出器、７４：第２の電流検出器、８：直流負荷、９：制御装置、１０：ＡＣ／ＤＣコンバータ、１１：絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ

Claims

整流回路、リアクトル、およびスイッチング素子を有し、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記交流電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータで変換された直流電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記第１の電圧検出器の出力および前記第２の電圧検出器の出力の少なくとも一方に基づいて、前記スイッチング素子の駆動周波数を制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、前記交流電源の１周期のうちの一部の期間であって、前記第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点を含む期間において、前記リアクトルの磁束密度、前記リアクトルの電流リプル、または電力変換損失のいずれかが一定値となるように前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
前記ＡＣ／ＤＣコンバータに入力される交流入力電流を検出する第１の電流検出器をさらに備え、
前記制御装置は、
前記第１の電圧検出器の出力および前記第２の電圧検出器の出力の少なくとも一方と、前記第１の電流検出器の出力と、に基づいて前記スイッチング素子のデューティを算出し、
前記第１の電圧検出器の出力と、算出した前記デューティとに基づいて、前記スイッチング素子の駆動周波数を算出すること、を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御装置は、前記リアクトルの磁束密度が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点において、前記第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点における駆動周波数より小さい周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記制御装置は、前記リアクトルの磁束密度が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点では、前記交流電源の１周期における最も小さい駆動周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
前記制御装置は、前記リアクトルの電流リプルまたは前記電力変換損失が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点では、前記第１の電圧検出器の検出電圧が最大となる時点における駆動周波数より大きい周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記制御装置は、前記リアクトルの電流リプルまたは前記電力変換損失が一定値となるように制御する場合、前記第１の電圧検出器から得られる入力電圧のゼロクロス点では、１周期における最も大きい駆動周波数で前記スイッチング素子を動作させることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
前記制御装置は、前記第２の電圧検出器の検出結果が変動した場合において、前記リアクトルの磁束密度、前記リアクトルの電流リプル、または前記電力変換損失のいずれかが一定値となるように前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記スイッチング素子の駆動周波数の変動に応じて前記リアクトルの磁束密度または前記リアクトルの電流リプルを増減させ、予め設定された電力変換損失に追従するように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記制御装置は、以下の式を用いて前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。

ただし、式中、
Ｂｒｅｆは、磁束密度の指令値、
Ｎは、リアクトルの巻数、
Ａｅは、リアクトルの磁性コアの実効断面積、
ｖｉｎは、第１の電圧検出器の出力、
Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器の出力、
ｆｓｗは、スイッチング素子の駆動周波数、
を示すものとする。
前記制御装置は、以下の式を用いて前記スイッチング素子の駆動周波数を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。

ただし、式中、
ΔＩｒｉｐ，ｒｅｆは、リアクトルの電流リプル指令値、
Ｌｐｆｃは、リアクトルのインダクタンス、
ｖｉｎは、第１の電圧検出器の出力、
Ｖｏｕｔは、第２の電圧検出器の出力、
ｆｓｗは、スイッチング素子の駆動周波数、
を示すものとする。