WO2021059949A1 - エネルギ移動回路、及び蓄電システム - Google Patents

エネルギ移動回路、及び蓄電システム Download PDF

Info

Publication number
WO2021059949A1
WO2021059949A1 PCT/JP2020/033861 JP2020033861W WO2021059949A1 WO 2021059949 A1 WO2021059949 A1 WO 2021059949A1 JP 2020033861 W JP2020033861 W JP 2020033861W WO 2021059949 A1 WO2021059949 A1 WO 2021059949A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
inductor
cell
circuit
clamp
clamp switch
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/033861
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
倉貫　正明
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニックＩｐマネジメント株式会社 filed Critical パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority to CN202080056563.6A priority Critical patent/CN114258621A/zh
Priority to JP2021548758A priority patent/JP7418457B2/ja
Priority to EP20869087.5A priority patent/EP4037124A4/en
Priority to US17/635,689 priority patent/US20220285949A1/en
Publication of WO2021059949A1 publication Critical patent/WO2021059949A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0013—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries acting upon several batteries simultaneously or sequentially
    • H02J7/0014—Circuits for equalisation of charge between batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0029—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries with safety or protection devices or circuits
    • H02J7/00304—Overcurrent protection
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L58/00—Methods or circuit arrangements for monitoring or controlling batteries or fuel cells, specially adapted for electric vehicles
    • B60L58/10—Methods or circuit arrangements for monitoring or controlling batteries or fuel cells, specially adapted for electric vehicles for monitoring or controlling batteries
    • B60L58/18—Methods or circuit arrangements for monitoring or controlling batteries or fuel cells, specially adapted for electric vehicles for monitoring or controlling batteries of two or more battery modules
    • B60L58/22—Balancing the charge of battery modules
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/425—Structural combination with electronic components, e.g. electronic circuits integrated to the outside of the casing
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/44—Methods for charging or discharging
    • H01M10/441—Methods for charging or discharging for several batteries or cells simultaneously or sequentially
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/48—Accumulators combined with arrangements for measuring, testing or indicating the condition of cells, e.g. the level or density of the electrolyte
    • H01M10/482—Accumulators combined with arrangements for measuring, testing or indicating the condition of cells, e.g. the level or density of the electrolyte for several batteries or cells simultaneously or sequentially
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0013—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries acting upon several batteries simultaneously or sequentially
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0013—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries acting upon several batteries simultaneously or sequentially
    • H02J7/0014—Circuits for equalisation of charge between batteries
    • H02J7/0016—Circuits for equalisation of charge between batteries using shunting, discharge or bypass circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0047—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries with monitoring or indicating devices or circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0047—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries with monitoring or indicating devices or circuits
    • H02J7/0048—Detection of remaining charge capacity or state of charge [SOC]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/425—Structural combination with electronic components, e.g. electronic circuits integrated to the outside of the casing
    • H01M2010/4271—Battery management systems including electronic circuits, e.g. control of current or voltage to keep battery in healthy state, cell balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions

Definitions

  • the present invention relates to an energy transfer circuit that transfers energy between a plurality of cells or modules connected in series, and a power storage system.
  • secondary batteries such as lithium-ion batteries and nickel-metal hydride batteries have been used for various purposes.
  • in-vehicle including electric bicycles
  • peak shifts and backups aimed at supplying power to EV (Electric Vehicle), HEV (Hybrid Electric Vehicle), and PHV (Plug-in Hybrid Vehicle) driving motors.
  • EV Electric Vehicle
  • HEV Hybrid Electric Vehicle
  • PHV Plug-in Hybrid Vehicle
  • an equalization process for equalizing the capacity among a plurality of cells connected in series is executed from the viewpoint of maintaining power efficiency and ensuring safety.
  • a discharge resistor is connected to each of a plurality of cells connected in series, and the other cell is discharged so as to match the voltage of the other cell with the voltage of the cell having the lowest voltage.
  • the active method is a method in which the capacities among a plurality of cells are made uniform by transferring energy between a plurality of cells connected in series. The active method has less power loss and can reduce the amount of heat generated, but at present, the passive method with a simple circuit configuration and low cost is the mainstream.
  • an object of the present invention is to provide a technique for realizing highly accurate overcurrent protection at an appropriate circuit scale and cost in an energy transfer circuit using an inductor. ..
  • the energy transfer circuit of the present disclosure is provided between the inductor, n (n is an integer of 2 or more) cells connected in series with the inductor, and the inductor. Both ends of a selection cell consisting of any one of the cells or a plurality of cells connected in series, a cell selection circuit capable of conducting both ends of the inductor, and the cell selection circuit select any cell.
  • a clamp circuit having at least one clamp switch for forming a closed loop including the inductor, a current detection circuit for detecting the value of the current flowing through the inductor, and a detection detected by the current detection circuit. It includes a low-pass filter that band-limits the value, and an overcurrent detection circuit that activates protection of the inductor when the detection value band-limited by the low-pass filter exceeds the threshold value.
  • FIG. 3 (a)-(h) is a circuit diagram for explaining a basic operation sequence example of the equalization processing of the power storage system according to the first embodiment.
  • 4 (a)-(c) are diagrams for explaining a specific example of the equalization processing of the power storage system according to the first embodiment.
  • FIG. 8 (a)-(h) show a schematic waveform of the inductor current input to the overcurrent detection circuit according to the comparative example and the inductor current input to the overcurrent detection circuit according to Examples 1 and 2. It is the figure which compared the typical waveform.
  • 9 (a)-(c) are diagrams showing an example of the detection waveform of the inductor current according to the comparative example.
  • 10 (a)-(c) are diagrams showing an example of the detection waveform of the inductor current according to the first and second embodiments.
  • FIGS. 11 (a)-(b) are diagrams showing the detection waveform of the inductor current that has not passed through the low-pass filter and the detection waveform of the inductor current that has passed through the low-pass filter whose cutoff frequency is set to 20 MHz. is there. 12 (a)-(b) show the detection waveform of the inductor current passing through the low-pass filter having the cutoff frequency set to 8 MHz and the detection of the inductor current passing through the low-pass filter having the cutoff frequency set to 4 MHz. It is a figure which showed each waveform.
  • FIG. 13 (a)-(b) show the detection waveform of the inductor current passing through the low-pass filter having the cutoff frequency set to 2 MHz and the detection of the inductor current passing through the low-pass filter having the cutoff frequency set to 1 MHz. It is a figure which showed each waveform. It is a figure which showed the detection waveform of the inductor current which passed through the low-pass filter 15 which set the cutoff frequency to 0.5MHz.
  • 15 (a)-(b) are diagrams showing the detection waveform of the ringing noise that has not passed through the low-pass filter and the detection waveform of the ringing noise that has passed through the low-pass filter whose cutoff frequency is set to 20 MHz. is there.
  • 16 (a)-(b) show the detection waveform of the ringing noise passing through the low-pass filter having the cutoff frequency set to 2 MHz and the detection of the ringing noise passing through the low-pass filter having the cutoff frequency set to 1 MHz. It is a figure which showed each waveform.
  • 17 (a)-(b) shows the ringing noise detection waveform that passed through the low-pass filter whose cutoff frequency was set to 0.5 MHz, and the low-pass filter whose cutoff frequency was set to 0.25 MHz. It is a figure which showed the detection waveform of the ringing noise respectively. It is a figure which showed the detection waveform of the ringing noise which passed through the low-pass filter which the cutoff frequency was set to 0.125MHz. It is a figure which shows the structure of the power storage system which concerns on Example 3.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example 1 of the power storage system 1 according to the first embodiment.
  • the power storage system 1 includes a equalization circuit 10 and a power storage unit 20.
  • the power storage unit 20 includes n (n is an integer of 2 or more) cells connected in series.
  • FIG. 1 depicts an example in which four cells C1-C4 are connected in series. The number of cells connected in series varies according to the voltage specifications required for the power storage system 1.
  • a chargeable and dischargeable power storage element such as a lithium ion battery cell, a nickel hydrogen battery cell, a lead battery cell, an electric double layer capacitor cell, or a lithium ion capacitor cell can be used.
  • a lithium ion battery cell nominal voltage: 3.6-3.7 V
  • the equalization circuit 10 includes a voltage detection unit 14, a cell selection circuit 11, an energy holding circuit 12, a control unit 13, and an overcurrent protection unit.
  • the voltage detection unit 14 detects each voltage of n (4 in FIG. 1) cells connected in series. Specifically, the voltage detection unit 14 is connected to each node of n cells connected in series by (n + 1) voltage lines, and detects the voltage between two adjacent voltage lines, respectively. , Detect the voltage of each cell.
  • the voltage detection unit 14 can be configured by, for example, a general-purpose analog front-end IC or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit). The voltage detection unit 14 converts the detected voltage of each cell into a digital value and outputs it to the control unit 13.
  • the cell selection circuit 11 is provided between the n cells connected in series and the inductor L1 included in the energy holding circuit 12, both ends of the cell selected from the n cells, and the inductor L1. It is a circuit that can conduct both ends.
  • the cell selection circuit 11 includes a first wiring W1 connected to the first end of the inductor L1, a second wiring W2 connected to the second end of the inductor L1, a plurality of first wiring side switches, and at least one first wire. It has two wiring side switches.
  • the plurality of first wiring side switches are connected between the odd number node and the first wiring W1 among the nodes (n + 1) of the n cells connected in series. At least one second wiring side switch is connected between the even node and the second wiring W2 among the nodes (n + 1) of the n cells connected in series.
  • n 4
  • the number of nodes 5
  • the cell selection circuit 11 has three first wiring side switches and two second wiring side switches.
  • the first switch S1, the fifth switch S5, and the ninth switch S9 are the first wiring side switches
  • the fourth switch S4 and the eighth switch S8 are the second wiring side switches.
  • the energy holding circuit 12 (also referred to as a clamp circuit) includes an inductor L1, a first clamp switch Sc1, a second clamp switch Sc2, a third clamp switch Sc3, and a fourth clamp switch Sc4.
  • the first clamp switch Sc1, the second clamp switch Sc2, the third clamp switch Sc3, and the fourth clamp switch Sc4 form a full bridge circuit.
  • the first arm in which the first clamp switch Sc1 and the second clamp switch Sc2 are connected in series, and the second arm in which the third clamp switch Sc3 and the fourth clamp switch Sc4 are connected in series are the first. It is connected in parallel between the 1st wiring W1 and the 2nd wiring W2.
  • the inductor L1 is connected between the node between the first clamp switch Sc1 and the second clamp switch Sc2 and the node between the third clamp switch Sc3 and the fourth clamp switch Sc4.
  • the first clamp switch Sc1-the fourth clamp switch Sc4 can conduct both ends of the inductor L1 in the energy holding circuit 12. Specifically, in a state where the cell selection circuit 11 does not select any cell, the first clamp switch Sc1 and the third clamp switch Sc3 are in a conductive state, and the second clamp switch Sc2 and the fourth clamp switch Sc4 are non-conducting. By controlling the first clamp switch Sc1 and the third clamp switch Sc3 in a non-conducting state and the second clamp switch Sc2 and the fourth clamp switch Sc4 in a conductive state, the inductor L1 is included in the energy holding circuit 12. A closed loop can be formed.
  • the first clamp switch Sc1-fourth clamp switch Sc4 can switch the direction of the current flowing through the inductor L1. Specifically, in a state where the cell selection circuit 11 selects any cell, the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc4 are in a conductive state, and the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 are not. The direction of the current flowing through the inductor L1 depending on whether the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc4 are controlled in the non-conducting state and the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 are controlled in the conductive state. Can be switched.
  • the control unit 13 executes an equalization process between the n cells connected in series based on the voltage of the n cells detected by the voltage detection unit 14.
  • the control unit 13 can be configured by, for example, a microcomputer.
  • the control unit 13 and the voltage detection unit 14 may be integrated into one chip.
  • control unit 13 executes equalization processing between n cells connected in series by the active cell balance method.
  • energy is transferred from one cell (cell to be discharged) to another cell (cell to be charged) between n cells connected in series. Equalize the capacity of one cell and another. By repeating this energy transfer, the capacitance between n cells connected in series is equalized.
  • the control unit 13 controls the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc4 in a conductive state and the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 in a non-conductive state, or the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp.
  • the switch Sc4 is controlled to be in a non-conducting state
  • the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 are controlled to be in a conductive state
  • the cell selection circuit 11 is controlled to control both ends of the cell to be discharged and an inductor among the n cells. Both ends of L1 are made conductive for a predetermined time to generate a discharge path.
  • the control unit 13 controls the cell selection circuit 11 to electrically cut off the n cells and the inductor L1, and keeps the first clamp switch Sc1 and the third clamp switch Sc3 conductive and the second clamp switch Sc2.
  • the fourth clamp switch Sc4 is in a non-conducting state, or the first clamp switch Sc1 and the third clamp switch Sc3 are in a non-conducting state, and the second clamp switch Sc2 and the fourth clamp switch Sc4 are in a conductive state to generate a clamp path.
  • a circulating current flows through the closed loop, and the inductor current is actively clamped in the energy holding circuit 12.
  • the control unit 13 controls the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc4 in the conductive state and the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 in the non-conducting state, or the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc1 and the fourth.
  • the clamp switch Sc4 is controlled to be in a non-conducting state
  • the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 are controlled to be in a conductive state
  • the cell selection circuit 11 is controlled to control both ends of the cell to be charged among the n cells. Both ends of the inductor L1 are made conductive for a predetermined time to generate a charging path.
  • the equalization circuit 10 includes a shunt resistor Rs, a differential amplifier AP1, a low-pass filter 15, and an overcurrent detection circuit 16 as components of the overcurrent protection unit.
  • the shunt resistor Rs is connected in series with the inductor L1.
  • the differential amplifier AP1 amplifies the voltage across the shunt resistor Rs and outputs it to the low-pass filter 15.
  • the shunt resistor Rs and the differential amplifier AP1 function as a current detection circuit that detects the value of the current flowing through the inductor L1.
  • the value of the current detected by the current detection circuit passes through the low-pass filter 15.
  • the low-pass filter 15 can be configured by a general RC filter circuit. The method of setting the cutoff frequency fc of the RC filter circuit will be described later.
  • the overcurrent detection circuit 16 compares the detected value that has passed through the low-pass filter 15 with the overcurrent protection threshold value THocp, and activates the protection of the inductor L1 when the detected value that has passed through the low-pass filter 15 exceeds the overcurrent protection threshold value THocp. ..
  • the overcurrent detection circuit 16 can be composed of an absolute value circuit and a comparator.
  • the absolute value circuit converts the detected value that has passed through the low-pass filter 15 into an absolute value and outputs it to the comparator. Since a current flows in the inductor L1 in both directions, the polarity of the current detection value is unified by providing an absolute value circuit in front of the comparator.
  • the overcurrent detection circuit 16 may be composed of a positive comparator for detecting a positive overcurrent and a negative comparator for detecting a negative overcurrent.
  • the outputs of the positive comparator and the negative comparator are connected by a diode OR circuit, and when an overcurrent is detected by either the positive comparator or the negative comparator, the protection of the inductor L1 is activated.
  • the overcurrent detection circuit 16 may be configured by a comparator capable of switching between a positive overcurrent protection threshold value THocp + and a negative overcurrent protection threshold value THocp ⁇ .
  • the control unit 13 controls the direction of the current flowing through the inductor L1 by controlling the on / off of the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc4.
  • the control unit 13 notifies the overcurrent detection circuit 16 of the direction of the current flowing through the inductor L1, and the overcurrent detection circuit 16 has a positive overcurrent protection threshold of THocp + and a negative value according to the direction of the current flowing through the inductor L1.
  • the overcurrent protection threshold THoc- is switched. In this case, the absolute value circuit can be omitted.
  • the first method is a method of stopping the operation of the equalization circuit 10.
  • the overcurrent detection circuit 16 outputs an abnormal stop signal when an overcurrent is detected.
  • the abnormal stop signal is output to the control terminals of the first clamp switch Sc1-fourth clamp switch Sc4, respectively, and the first clamp switch Sc1-fourth clamp switch Sc4 is turned off when the abnormal stop signal is received.
  • the abnormal stop signal is also output to the control unit 13, and when the control unit 13 receives the abnormal stop signal, the operation of the equalization circuit 10 is stopped.
  • the second method is a method of continuing the operation of the equalization circuit 10 while blocking the current flowing into the inductor L1.
  • the overcurrent detection circuit 16 outputs an abnormal signal to the control unit 13.
  • the control unit 13 Upon receiving the abnormal signal, the control unit 13 immediately shifts the equalization circuit 10 to the clamped state.
  • the clamped state the n cells and the inductor L1 are electrically cut off, so that the current discharged from the cells is prevented from flowing into the inductor L1. After that, the control unit 13 returns to normal control.
  • the control unit 13 may stop the operation of the equalization circuit 10 instead of shifting to the clamped state.
  • the first method Whether to adopt the first method or the second method depends on the application of the equalization circuit 10. If the application places importance on safety, the first method is adopted, and if the application places importance on continuity of operation, the second method is adopted.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example 2 of the power storage system 1 according to the first embodiment.
  • the configuration example 2 shown in FIG. 2 has a different configuration of the overcurrent detection unit from the configuration example 1 shown in FIG.
  • the Hall element Hs is used instead of the shunt resistor Rs.
  • the Hall element Hs generates a voltage corresponding to the current flowing through the inductor L1 by applying a ground in the vertical direction to the current flowing through the inductor L1. Subsequent configurations are the same as in Configuration Example 1.
  • FIG. 3 (a)-(h) is a circuit diagram for explaining a basic operation sequence example of the equalization processing of the power storage system 1 according to the first embodiment.
  • the number of cells in series is set to 2 in order to simplify the explanation.
  • the control unit 13 controls the first switch S1, the first clamp switch Sc1, the fourth clamp switch Sc4, and the fourth switch S4 in a conductive state, and the fifth switch S5,
  • the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 are controlled to be in a non-conducting state to generate a discharge path.
  • a current flows from the first cell C1 to the inductor L1, and the energy discharged from the first cell C1 is stored in the inductor L1.
  • the control unit 13 controls the second clamp switch Sc2 and the fourth clamp switch Sc4 to be in a conductive state, and the first switch S1, the fourth switch S4, and the fifth switch S5,
  • the first clamp switch Sc1 and the third clamp switch Sc3 are controlled to be in a non-conducting state to generate a clamp path.
  • the energy stored in the inductor L1 flows in the closed loop as an inductor current and is actively clamped.
  • the control unit 13 controls the fourth clamp switch Sc4, the fourth switch S4, the fifth switch S5, and the first clamp switch Sc1 to be in a conductive state, and the first switch S1,
  • the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 are controlled to be in a non-conducting state to generate a charging path.
  • the inductor current actively clamped in the closed loop flows to the second cell C2, and the second cell C2 is charged.
  • the control unit 13 controls the first switch S1, the fourth switch S4, the fifth switch S5, and the first clamp switch Sc1-fourth clamp switch Sc4 in a non-conducting state.
  • This state is a state in which the energy transfer from the first cell C1 to the second cell C2 is completed. If completed up to this point, the mode in which the current of the inductor L1 does not reverse (mode in which it does not commutate) will be described.
  • the fourth state shown in FIG. 3 (d) is omitted, and from FIG. 3 (c), At the moment of commutation, the current of the inductor L1 becomes 0, and the current of the inductor L1 is inverted to reach FIG. 3 (e).
  • the control unit 13 controls the fourth switch S4, the second clamp switch Sc2, the third clamp switch Sc3, and the fifth switch S5 in a conductive state, and the first switch S1 and The first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc4 are controlled to be in a non-conducting state to generate a discharge path.
  • a current flows from the second cell C2 to the inductor L1, and the energy discharged from the second cell C2 is stored in the inductor L1.
  • the control unit 13 controls the first clamp switch Sc1 and the third clamp switch Sc3 to be in a conductive state, and the first switch S1, the fourth switch S4, and the fifth switch S5,
  • the second clamp switch Sc2 and the third clamp switch Sc3 are controlled to be in a non-conducting state to generate a clamp path.
  • the energy stored in the inductor L1 flows in the closed loop as an inductor current and is actively clamped.
  • the control unit 13 controls the third clamp switch Sc3, the first switch S1, the fourth switch S4, and the second clamp switch Sc2 to be in a conductive state, and the fifth switch S5,
  • the first clamp switch Sc1 and the fourth clamp switch Sc4 are controlled to be in a non-conducting state to generate a charging path.
  • the inductor current actively clamped in the closed loop flows to the first cell C1, and the first cell C1 is charged.
  • the control unit 13 controls the first switch S1, the fourth switch S4, the fifth switch S5, and the first clamp switch Sc1-fourth clamp switch Sc4 in a non-conducting state. To do.
  • This state is a state in which the energy transfer from the second cell C2 to the first cell C1 is completed.
  • the inductor current is actively clamped in the closed loop to ensure the continuity of the inductor current, so that the cell selection circuit 11 can be safely and reliably switched.
  • FIG. 4A is a diagram schematically showing the voltage state of the first cell C1 to the fourth cell C4 before the start of the equalization process.
  • the control unit 13 calculates the average value of the voltages of the first cell C1 to the fourth cell C4 detected by the voltage detection unit 14, and sets the calculated average value as the equalization target voltage (hereinafter, simply referred to as the target voltage). To do.
  • the control unit 13 transfers energy from a cell having a voltage higher than the target voltage to a cell having a voltage lower than the target voltage. For example, from the cell having the highest voltage among the cells having a voltage higher than the target voltage (first cell C1 in FIG. 4A) to the cell having the lowest voltage among the cells having a voltage lower than the target voltage (FIG. 4 (a)). In a), energy is transferred to the fourth cell C4).
  • the control unit 13 transfers energy within a range in which the voltage of the source cell (cell to be discharged) is equal to or higher than the target voltage and the voltage of the destination cell (cell to be charged) is equal to or lower than the target voltage. Determine the amount.
  • the control unit 13 determines the discharge time of the source cell and the charge time of the destination cell based on the determined energy transfer amount and the discharge current and charge current based on the design. Assuming that the amount of energy consumed while being actively clamped to the energy holding circuit 12 is negligible, the discharge time of the source cell and the charge time of the destination cell are basically the same.
  • FIG. 4B shows a state in which energy transfer from the first cell C1 which is the movement source cell to the fourth cell C4 which is the movement destination cell is completed.
  • the control unit 13 executes the above-described process again. Specifically, from the cell having the highest voltage among the cells having a voltage higher than the target voltage (third cell C3 in FIG. 4B) to the cell having the lowest voltage among the cells having a voltage lower than the target voltage (cells C3). In FIG. 4B, energy is transferred to the second cell C2).
  • FIG. 4C shows a state in which energy transfer from the movement source cell, the third cell C3, to the movement destination cell, the second cell C2, is completed. As described above, the equalization processing of the first cell C1 to the fourth cell C4 connected in series is completed.
  • the control unit 13 equalizes the voltages of the two cells by transferring energy from the cell having the highest voltage to the cell having the lowest voltage among the voltages of the plurality of cells connected in series. The control unit 13 repeatedly executes this process until the voltages of the plurality of cells connected in series are all equalized.
  • the example of using the voltage as the equalization target value has been described, but instead of the voltage, the actual capacity, the dischargeable capacity or the rechargeable capacity may be used.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration example 1 of the power storage system according to the second embodiment.
  • the cell selection circuit 11 has a first wiring W1 connected to the first end of the inductor L1, a second wiring W2 connected to the second end of the inductor L1, and (n + 1) first wiring sides. It has a switch and (n + 1) second wiring side switches.
  • N + 1) first wiring side switches are connected between each node of n cells connected in series and the first wiring W1.
  • N + 1) second wiring side switches are connected between each node of n cells connected in series and the second wiring W2, respectively.
  • the energy holding circuit 12 (also referred to as a clamp circuit) includes an inductor L1 and a clamp switch Sc.
  • the clamp switch Sc is a switch for conducting both ends of the inductor L1 in the energy holding circuit 12.
  • the energy holding circuit 12 can form a closed loop including the inductor L1 in a state where the cell selection circuit 11 does not select any cell. That is, when the clamp switch Sc is controlled to be in the ON state, a closed loop including the inductor L1 and the clamp switch Sc, that is, a clamp path is formed.
  • the path (discharging path and charging path) for energy transfer between the selected cell and the inductor L1 is a predetermined one first wiring side switch and a predetermined one second wiring side switch. It is formed.
  • the energy holding circuit 12 does not have a function of switching the direction of the current flowing through the inductor L1
  • the discharge path and the charging path are switched to the conductive state according to the direction of the current flowing through the inductor L1. It is formed by selecting the second wiring side switch.
  • the control unit 13 controls the clamp switch Sc1 to be in a conductive state, and also controls the cell selection circuit 11 to control both ends of the cell to be discharged and the inductor L1 among the n cells.
  • a discharge path is generated by conducting both ends of the above for a predetermined time. In the state where this discharge path is generated, a current flows between the cell to be discharged and the inductor L1, a state in which a current flows from the cell to be discharged to the inductor L1 (also referred to as an inductor increase state) occurs, and the inductor L1 Energy is stored in.
  • control unit 13 controls the cell selection circuit 11 to electrically cut off the n cells and the inductor L1 and controls the clamp switch Sc to be in a conductive state to generate a clamp path.
  • a circulating current flows through the closed loop, and the inductor current is actively clamped in the energy holding circuit 12.
  • the control unit 13 controls the clamp switch Sc to be in a conductive state, and also controls the cell selection circuit 11 to conduct both ends of the cell to be charged and both ends of the inductor L1 among the n cells for a predetermined time.
  • a charging path In the state where this charging path is generated, a current flows between the cell to be charged and the inductor L1, and the inductor current actively clamped in the energy holding circuit 12 flows to the cell to be charged (inductor current). (Also called a decreasing state) occurs. As described above, the energy transfer from one cell to another is completed.
  • the configuration of the overcurrent protection unit is the same as the configuration example 1 of the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration example 2 of the power storage system 1 according to the second embodiment.
  • the configuration example 2 shown in FIG. 6 has a different configuration of the overcurrent detection unit from the configuration example 1 shown in FIG.
  • the Hall element Hs is used instead of the shunt resistor Rs.
  • the Hall element Hs generates a voltage corresponding to the current flowing through the inductor L1 by applying a ground in the vertical direction to the current flowing through the inductor L1. Subsequent configurations are the same as in Configuration Example 1.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of the power storage system 1 according to the comparative example.
  • the power storage unit 20 includes two cells C1 and C2 connected in series.
  • the energy transfer of the two cells C1 and 2 can be realized only by providing the two switches S1 and S5.
  • the state of clamping the current does not occur.
  • the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 will be described.
  • 8 (a)-(h) show a schematic waveform of the inductor current input to the overcurrent detection circuit 16 according to the comparative example, and the inductor input to the overcurrent detection circuit 16 according to the first and second embodiments. It is the figure which compared the typical waveform of the electric current.
  • 8 (a)-(d) show a schematic waveform of the inductor current input to the overcurrent detection circuit 16 according to the comparative example.
  • the current waveform shown in FIG. 8A shows the current waveform when it does not pass through the low-pass filter 15. Ringing noise is superimposed at the peak of the current waveform.
  • the current waveform shown in FIG. 8B shows a current waveform that has passed through the low-pass filter 15 in which the cutoff frequency fc is set to a high value.
  • the current waveform shown in FIG. 8C shows a current waveform that has passed through the low-pass filter 15 in which the cutoff frequency fc is set to a medium value.
  • the current waveform shown in FIG. 8D shows a current waveform that has passed through the low-pass filter 15 in which the cutoff frequency fc is set to a low value.
  • the cutoff frequency fc when the cutoff frequency fc is set to a high value as shown in the current waveform shown in FIG. 8B, the ringing noise is not completely removed, and the current in the normal range is caused by the instantaneous ringing noise. May be falsely detected as an overcurrent. In order to prevent this false detection, it is necessary to set the cutoff frequency fc to a low value as shown in the current waveform shown in FIG. 8D, but the lower the cutoff frequency fc is, the more wasteful it is. Design margin becomes large.
  • the overcurrent protection is activated in a state where the inductor L1 has a sufficient capacity to pass a current, and the capacity of the inductor L1 cannot be fully exhibited. Conversely, the inductor L1 and other elements that are excessive for the originally required capacity are used, and the equalization circuit 10 becomes large and costly. In particular, increasing the size of the inductor L1 leads to increasing the size of the equalizing circuit 10 as a whole.
  • FIG. 8 (e)-(h) show a schematic waveform showing the inductor current input to the overcurrent detection circuit 16 according to the first and second embodiments.
  • the inductor current is clamped near the peak value by the energy holding circuit 12 without decreasing immediately after the inductor current reaches the peak value.
  • a low-pass filter 15 having a cutoff frequency fc in which ringing noise is sufficiently suppressed is used as shown in the current waveform shown in FIG. 8 (h)
  • appropriate overcurrent protection is applied. be able to.
  • the peak value of the inductor current in which ringing noise is suppressed can be compared with the overcurrent protection threshold value THocp, and appropriate overcurrent protection can be applied. ..
  • FIG. 9 (a)-(c) are diagrams showing an example of the detection waveform of the inductor current according to the comparative example.
  • FIG. 9A shows a current waveform in which ringing noise is not superimposed
  • FIG. 9B shows a current waveform in which ringing noise is superimposed
  • FIG. 9C shows a current after passing through the low-pass filter 15. The waveforms are shown respectively.
  • ringing noise is superimposed as shown in FIG. 9B, even if the inductor current itself is within the normal range, it is erroneously detected as an overcurrent.
  • FIG. 9A shows a current waveform in which ringing noise is not superimposed
  • FIG. 9B shows a current waveform in which ringing noise is superimposed
  • FIG. 9C shows a current after passing through the low-pass filter 15. The waveforms are shown respectively.
  • FIG. 10 (a)-(c) are diagrams showing an example of the detection waveform of the inductor current according to the first and second embodiments.
  • FIG. 10A shows a current waveform in which ringing noise is not superimposed
  • FIG. 10B shows a current waveform in which ringing noise is superimposed
  • FIG. 10C shows a current after passing through the low-pass filter 15. The waveforms are shown respectively.
  • Examples 1 and 2 as shown in FIG. 10 (c), even when the low-pass filter 15 in which the cutoff frequency fc is set to a low value is provided, the true peak value of the inductor current and the overcurrent protection threshold THocp are used. The divergence is reduced and the design margin is optimized. In particular, it is possible to prevent the inductor L1 from becoming unnecessarily large.
  • the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 needs to be set to a value at which the suppression of the inductor current itself is small while suppressing the ringing noise.
  • 11 (a)-(b) show the detection waveform of the inductor current that has not passed through the low-pass filter 15 and the detection waveform of the inductor current that has passed through the low-pass filter 15 whose cutoff frequency fc is set to 20 MHz, respectively. It is a figure. 12 (a)-(b) shows the detection waveform of the inductor current that passed through the low-pass filter 15 whose cutoff frequency fc was set to 8 MHz, and the low-pass filter 15 whose cutoff frequency fc was set to 4 MHz. It is a figure which showed the detection waveform of the inductor current respectively.
  • FIG. 14 is a diagram showing a detection waveform of an inductor current that has passed through a low-pass filter 15 having a cutoff frequency fc set to 0.5 MHz.
  • the current detection waveform shown in FIG. 12B and the current detection waveform shown in FIG. 13A can be said to be current waveforms in which the inductor current itself is less suppressed while suppressing ringing noise. ..
  • the clamp switch Sc The relationship between the drive frequency fsw and the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 is as follows (Equation 1).
  • the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 is set to 10 times or more the drive frequency fsw of the clamp switch Sc, a desirable current waveform that suppresses ringing noise and less suppresses the inductor current itself. Is obtained.
  • the magnification of the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 with respect to the drive frequency fsw of the clamp switch Sc is preferably set to 10 times or more, but is not limited to this, and may be at least a predetermined time greater than 1 in some cases. It may be set according to the effect of suppressing ringing noise and the degree of suppression of inductor current.
  • FIG. 18 is a diagram showing a detection waveform of ringing noise that has passed through the low-pass filter 15 in which the cutoff frequency fc is set to 0.125 MHz.
  • the attenuation of the low-pass filter 15 is -3 dB (1 / ⁇ 2).
  • the attenuation of the low-pass filter 15 is ⁇ 20 dB (1/10).
  • the attenuation of the low-pass filter 15 is ⁇ 40 dB (1/100).
  • Ringing noise does not necessarily have to be completely removed, and it suffices if it is suppressed to a negligible level in the detection of inductor current. In the detection waveform shown in FIG. 18, it can be said that the ringing noise is suppressed to a negligible degree. From the above experimental results, as shown in the following (Equation 2), if the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 is set to 1/10 or less of the ringing frequency fr, the ringing noise can be suppressed to a negligible level.
  • the magnification of the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 with respect to the ringing frequency fr is preferably set to 1/10 or less, but is not limited to this, and may be set to a predetermined multiple of at least 1 or less. It may be set according to the effect of suppressing ringing noise and the degree of suppression of inductor current.
  • Examples 1 and 2 described above an example of equalizing a plurality of cells connected in series by an active method has been described.
  • the equalization circuit according to Examples 1 and 2 can be used to equalize a plurality of modules connected in series.
  • “cell” in the description of Examples 1 and 2 may be appropriately read as "module”.
  • FIG. 19 is a diagram showing the configuration of the power storage system 1M according to the third embodiment.
  • FIG. 19 shows a power storage system 1M including an equalization circuit that equalizes a plurality of modules connected in series.
  • each of the plurality of modules includes a cell equalization circuit and a power storage unit in which a plurality of cells are connected in series, similarly to the power storage system 1 shown in FIG.
  • the first module M1 includes a cell equalization circuit 10A and a power storage unit 20A
  • the second module M2 includes a cell equalization circuit 10B and a power storage unit 20B
  • the third module M3 has a cell equalization circuit 10C and a power storage unit 20B.
  • 20C is provided
  • the fourth module M4 includes a cell equalization circuit 10D and a power storage unit 20D.
  • the module equalization circuit 10M includes a voltage detection unit 14M, a module selection circuit 11M, an energy holding circuit 12M, and a control unit 13M.
  • control unit 13M executes equalization processing among m modules connected in series by the active module balance method.
  • energy is transferred from one module (module to be discharged) to another module (module to be charged) between m modules connected in series. Equalize the capacity of one module and another. By repeating this energy transfer, the capacitance between the m modules connected in series is equalized.
  • an equalization process between a plurality of cells connected in series in each module is performed.
  • the equalization process between a plurality of cells connected in series in each module may be executed multiple times with the equalization process between a plurality of modules.
  • the module equalization circuit 10M and the cell equalization circuit 10A-10D are operated in cooperation with each other by communication.
  • the equalization process between modules is preferably executed with priority over the equalization process between cells, and after the equalization process between modules is completed, the equalization process between cells is completed to complete the equalization process between modules. It is possible to eliminate the voltage difference of each cell generated by executing the equalization process of.
  • the configuration of the overcurrent protection unit is the same as the configuration example 1 of the first embodiment shown in FIG.
  • the cutoff frequency fc of the low-pass filter 15 can be set to an appropriate value. This eliminates the need for a design with an excessive margin, and makes it possible to optimize the circuit scale and cost of the equalization circuit 10. Excessive specifications of components such as inductors, switches, and cells can be prevented. Moreover, since it is only necessary to optimize the time constant of the low-pass filter of a general overcurrent protection circuit, no special additional part is required.
  • the equalization circuit of the active cell balance method has been described, but it can also be applied to energy transfer not intended for equalization between a plurality of cells or modules. For example, when the temperatures between the two modules are significantly different, at least a portion of the energy of the hot module may be transferred to the cold module in order to suppress storage degradation.
  • Example 1-3 the energy transfer from one cell to another one cell has been described, but the energy transfer from a plurality of serially connected cells to another serially connected plurality of cells. Is also possible. It is also possible to transfer energy from one cell to another series of cells connected in series, and to transfer energy from a plurality of cells connected in series to another cell. The same applies to modules.
  • the embodiment may be specified by the following items.
  • a clamp having a clamp switch (Sc1-Sc4, or Sc) for forming a closed loop including the inductor (L1) in a state where the cell selection circuit (11) does not select any cell (C1-C4).
  • An energy transfer circuit (10) comprising. According to this, highly accurate overcurrent protection can be realized with an appropriate circuit scale and cost.
  • a control unit (13) for controlling the cell selection circuit (11) and the clamp circuit (12) is provided.
  • the control unit (13) To the nodes on both sides of the discharge cell (C1) so that a current flows from the discharge cell (C1), which is the selected cell to be discharged among the n cells (C1-C4), to the inductor (L1).
  • An inductor current increasing state in which both ends of the inductor (L1) are connected to form a discharge path and the current flowing through the inductor (L1) is increased.
  • a clamp path is generated in which both ends of the inductor (L1) are connected via the clamp switches (Sc1, Sc4) so that a clamp current flows between both ends of the inductor (L1), and the inductor (L1) Clamped state in which the current flowing through the clamp path is circulated through the clamp path.
  • the energy transfer circuit according to item 1, wherein a charging path to which both ends of the inductor (L1) are connected is generated, and control is performed in the order of an inductor current reduction state in which the current flowing through the inductor (L1) is reduced. 10). According to this, it is possible to realize highly sensitive overcurrent detection by utilizing the clamped state.
  • the cell selection circuit (11) is The first wiring (W1) connected to one end of the inductor (L1) and The second wiring (W2) connected to the other end of the inductor (L1) and When one of both ends of the selected cell is selectively connected to the first wiring (W1) (n + 1), the first wiring side switches (S1, S3, S5, S7, S9) Includes (n + 1) second wiring side switches (S2, S4, S6, S8, S10) that selectively connect the other ends of the selected cell to the second wiring (W2).
  • the energy transfer circuit (10) according to any one of items 1 to 4, wherein the clamp circuit (12) includes one clamp switch (Sc). According to this, the clamp switch (Sc) used for the clamp circuit (12) can be configured by one.
  • the cell selection circuit (11) is The first wiring (W1) connected to one end of the inductor (L1) and The second wiring (W2) connected to the other end of the inductor (L1) and Among the nodes (n + 1) of the n cells (C1-C4) connected in series, a plurality of first wiring side switches (S1) connected between the odd node and the first wiring (W1), respectively. , S5, S9) and Of the nodes (n + 1) of the n cells (C1-C4) connected in series, at least one second wiring side switch connected between the even node and the second wiring (W2), respectively.
  • the clamp circuit (12) includes a first clamp switch (Sc1) and a second clamp switch (Sc2) connected in series with each other, and a third clamp switch (Sc3) and a fourth clamp switch (Sc3) connected in series with each other.
  • the inductor (L1) is a node between the first clamp switch (Sc1) and the second clamp switch (Sc2) and a node between the third clamp switch (Sc3) and the fourth clamp switch (Sc4). Connected in between One end of the first clamp switch (Sc1) and the third clamp switch (Sc3) that is not connected to the inductor (L1) is connected to the first wiring (W1).
  • the clamp circuit (12) includes the inductor (L1), the first clamp switch (Sc1), the second clamp switch (Sc2), the third clamp switch (Sc3), and the fourth clamp switch (Sc4).
  • the energy transfer circuit (10) according to any one of items 1 to 4, wherein the energy transfer circuit is fully bridged. According to this, the number of the first wiring side switches (S1, S5, S9) and the second wiring side switches (S4, S8) can be reduced.
  • the cutoff frequency of the low-pass filter (15) is set to a predetermined multiple (for example, about 10 times) or more of the drive frequency of at least one clamp switch (Sc1-Sc4, or Sc).
  • the energy transfer circuit (10) according to any one of items 1 to 6, which is characterized. According to this, ringing noise can be suppressed without suppressing the inductor current itself.
  • the cutoff frequency of the low-pass filter (15) is set to a predetermined multiple (for example, 1/10) or less of the frequency of the ringing noise superimposed on the current flowing through the inductor (L1).
  • the energy transfer circuit (10) according to any one of items 1 to 7.
  • a voltage detection unit (14) for detecting the voltage of each of the n cells (C1-C4) is further provided.
  • the control unit (13) equalizes the n cells (C1-C4) based on the voltage of the n cells (C1-C4) detected by the voltage detection unit (14).
  • the energy transfer circuit (10) according to item 2 for executing processing According to this, it is possible to realize an equalization circuit using energy transfer.
  • the control unit (13) has the target voltage of the n cells (C1-C4) or the target voltage of the n cells (C1-C4) based on the voltage of the n cells (C1-C4) detected by the voltage detection unit (14).
  • Item 9 is characterized in that a target capacity is determined, a cell higher than the target voltage or target capacity is determined as a cell to be discharged, and a cell lower than the target voltage or target capacity is determined to be a cell to be charged.
  • Energy movement circuit (10) According to this, active cell balance can be realized by energy transfer between cells (C1-C4).
  • N is an integer of 2 or more cells (C1-C4) connected in series and The energy transfer circuit (10) according to any one of items 1 to 10 and A power storage system (1). According to this, it is possible to construct a power storage system (1) that realizes highly accurate overcurrent protection with an appropriate circuit scale and cost.
  • L1M inductor
  • M1-M4 modules
  • L1M inductor
  • a module selection circuit (11M) capable of conducting both ends of a selection module composed of a plurality of modules and both ends of the inductor (L1M).
  • a current detection circuit (Rs and AP1) that detects the value of the current flowing through the inductor (L1M), and A low-pass filter (15) that band-limits the detected values detected by the current detection circuits (Rs and AP1)
  • An overcurrent detection circuit (16) that activates protection of the inductor (L1M) when the detection value band-limited by the low-pass filter (15) exceeds a threshold value.
  • An energy transfer circuit (10M) comprising.
  • a control unit (13M) for controlling the module selection circuit (11M) and the clamp circuit (12M) is further provided.
  • the m modules (M1-M4) are each Multiple cells (C1-C4) connected in series and A cell voltage detection unit (14) that detects the cell voltage of each of the plurality of cells (C1-C4), and a cell voltage detection unit (14).
  • a cell equalization circuit (10A-10D) for equalizing a plurality of cell voltages in the same module (M1-M4) based on the cell voltage detected by the cell voltage detection unit (14) is included.
  • the cell equalization circuit (10A-10D) operates in cooperation with the control unit (13M) by communication, and after the equalization process between the m modules (M1-M4) is executed, the cell equalization circuit (10A-10D) is executed.
  • the energy transfer circuit (10M) according to item 12, wherein the equalization process between the plurality of cells (C1-C4) is executed. According to this, the active module balance by the energy transfer between the modules (M1-M4) and the active cell balance by the energy transfer between the cells (C1-C4) are used together to efficiently equalize all the cells. It can be realized.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Chemical Kinetics & Catalysis (AREA)
  • Electrochemistry (AREA)
  • General Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Sustainable Development (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Sustainable Energy (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)

Abstract

セル選択回路（１１）は、直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個のセル（Ｃ１－Ｃ４）とインダクタ（Ｌ１）間に設けられ、選択セルの両端と、インダクタ（Ｌ１）の両端を導通可能である。クランプ回路（１２）は、セル選択回路（１１）がいずれのセル（Ｃ１－Ｃ４）も選択していない状態で、インダクタ（Ｌ１）を含む閉ループを形成するための少なくとも１つのクランプスイッチ（Ｓｃ１－Ｓｃ４）を有する。電流検出回路（Ｒｓ、ＡＰ１）は、インダクタ（Ｌ１）に流れる電流の値を検出する。ローパスフィルタ（１５）は、検出値を帯域制限する。過電流検出回路（１６）は、帯域制限された検出値が閾値を超えるとインダクタ（Ｌ１）の保護を発動する。

Description

エネルギ移動回路、及び蓄電システム
　本発明は、直列接続された複数のセルやモジュール間のエネルギを移動するエネルギ移動回路、及び蓄電システムに関する。
　近年、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などの二次電池が様々な用途で使用されている。例えば、ＥＶ(Electric Vehicle)、ＨＥＶ (Hybrid ElectricVehicle)、ＰＨＶ(Plug-in Hybrid Vehicle)の走行用モータに電力を供給することを目的とする車載（電動自転車を含む）用途、ピークシフト、バックアップを目的とした蓄電用途、系統の周波数安定化を目的としたＦＲ（Frequency Regulation）用途などに使用されている。
　一般的に、リチウムイオン電池などの二次電池では電力効率の維持および安全性担保の観点から、直列接続された複数のセル間において容量を均等化する均等化処理が実行される。均等化処理にはパッシブ方式とアクティブ方式がある。パッシブ方式は、直列接続された複数のセルにそれぞれ放電抵抗を接続し、最も電圧が低いセルの電圧に、他のセルの電圧を合わせるように他のセルを放電して、複数のセル間の容量を揃える方式である。アクティブ方式は、直列接続された複数のセル間でエネルギ移動を行うことにより、複数のセル間の容量を揃える方式である。アクティブ方式のほうが電力損失が少なく、発熱量を抑えることができるが、現在、回路構成がシンプルで低コストなパッシブ方式が主流となっている。
　近年、特に車載用途において、電池パックのエネルギ容量と出力が増加してきている。即ち、電池パック内の各セルの容量と、セルの直列数が増加してきている。それに伴い、複数のセル間において不均衡となっているエネルギ量が増大してきている。従って、均等化処理により、複数のセル間の不均衡を解消するために必要な時間も増大してきている。
　これに対して、特に車載用途において、均等化処理に必要な時間の短縮が求められている。大きなエネルギ不均衡を短時間で解消するには、大電流を流して均等化する必要がある。パッシブ方式では、電圧が高いセルの容量を抵抗で消費させることによりエネルギ不均衡を解消させるため、抵抗に流す電流が大きくなると発熱量も大きくなる。上述のように、セルの直列数が増加してくると、基板上に、抵抗発熱に対する放熱面積を確保することが難しくなってくる。
　そこで、エネルギを熱に変換して消費させるのではなく、エネルギを容量が少ないセルに移動させるアクティブ方式の必要性が高まっている。アクティブ方式の均等化回路の構成として、２つのセルの中点と、２つのセルに並列接続された２つのスイッチの中点との間にインダクタを接続する構成がある（例えば、特許文献１参照）。
特開平７－３２２５１６号公報
　インダクタを用いたアクティブ方式の均等化回路では、インダクタの飽和を防止するために過電流保護回路を設ける必要がある。インダクタに流れる電流の検出波形には、スイッチングに伴う高周波ノイズが重畳される。この高周波ノイズを抑制するために過電流検出回路の前段にローパスフィルタを設置することが考えられる。
　上述したアクティブ方式の均等化回路の過電流保護回路では、インダクタ電流が上昇から下降へ切り替わる瞬間のピーク電流値を捉える必要があるが、ローパスフィルタの影響により、真のピーク電流値を捉えることが困難であった。
　また、高周波ノイズによる過電流保護回路の誤検知を防止するためには、ローパスフィルタの時定数を大きく設計し、過電流検出用の閾値を低く設計する必要がある。この場合、インダクタの性能を十分に活かすことができなくなる。通常動作の範囲に対して、マージンが過剰な設計になり、回路規模およびコストに大きな無駄が発生する。
　本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、インダクタを用いたエネルギ移動回路において、適正な回路規模およびコストで、高精度な過電流保護を実現する技術を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本開示のある態様のエネルギ移動回路は、インダクタと、直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個のセルと前記インダクタ間に設けられ、前記ｎ個のセルのいずれか１個あるいは直列接続される複数個のセルからなる選択セルの両端と、前記インダクタの両端を導通させることが可能なセル選択回路と、前記セル選択回路がいずれのセルも選択していない状態で、前記インダクタを含む閉ループを形成するための少なくとも１つのクランプスイッチを有するクランプ回路と、前記インダクタに流れる電流の値を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された検出値を帯域制限するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタにより帯域制限された検出値が閾値を超えると前記インダクタの保護を発動する過電流検出回路と、を備える。
　本開示によれば、インダクタを用いたエネルギ移動回路において、適正な回路規模およびコストで、高精度な過電流保護を実現することができる。
実施例１に係る蓄電システムの構成例１を示す図である。 実施例１に係る蓄電システムの構成例２を示す図である。 図３（ａ）－（ｈ）は、実施例１に係る蓄電システムの均等化処理の基本動作シーケンス例を説明するための回路図である。 図４（ａ）－（ｃ）は、実施例１に係る蓄電システムの均等化処理の具体例を説明するための図である。 実施例２に係る蓄電システムの構成例１を示す図である。 実施例２に係る蓄電システムの構成例２を示す図である。 比較例に係る蓄電システムの構成例を示す図である。 図８（ａ）－（ｈ）は、比較例に係る過電流検出回路に入力されるインダクタ電流の模式的な波形と、実施例１、２に係る過電流検出回路に入力されるインダクタ電流の模式的な波形を比較した図である。 図９（ａ）－（ｃ）は、比較例に係るインダクタ電流の検出波形例を示す図である。 図１０（ａ）－（ｃ）は、実施例１、２に係るインダクタ電流の検出波形例を示す図である。 図１１（ａ）－（ｂ）は、ローパスフィルタを通過していないインダクタ電流の検出波形と、カットオフ周波数が２０ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したインダクタ電流の検出波形をそれぞれ示した図である。 図１２（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数が８ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したインダクタ電流の検出波形と、カットオフ周波数が４ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したインダクタ電流の検出波形をそれぞれ示した図である。 図１３（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数が２ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したインダクタ電流の検出波形と、カットオフ周波数が１ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したインダクタ電流の検出波形をそれぞれ示した図である。 カットオフ周波数が０．５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したインダクタ電流の検出波形を示した図である。 図１５（ａ）－（ｂ）は、ローパスフィルタを通過していないリンギングノイズの検出波形と、カットオフ周波数が２０ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したリンギングノイズの検出波形をそれぞれ示した図である。 図１６（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数が２ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したリンギングノイズの検出波形と、カットオフ周波数が１ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したリンギングノイズの検出波形をそれぞれ示した図である。 図１７（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数が０．５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したリンギングノイズの検出波形と、カットオフ周波数が０．２５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したリンギングノイズの検出波形をそれぞれ示した図である。 カットオフ周波数が０．１２５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタを通過したリンギングノイズの検出波形を示した図である。 実施例３に係る蓄電システムの構成を示す図である。
　図１は、実施例１に係る蓄電システム１の構成例１を示す図である。蓄電システム１は、均等化回路１０及び蓄電部２０を備える。蓄電部２０は、直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個のセルを含む。図１では、４個のセルＣ１－Ｃ４が直列接続された例を描いている。なお、直列接続されるセル数は、蓄電システム１に要求される電圧仕様に応じて変わる。
　各セルには、リチウムイオン電池セル、ニッケル水素電池セル、鉛電池セル、電気二重層キャパシタセル、リチウムイオンキャパシタセル等の充放電可能な蓄電素子を用いることができる。以下、本明細書ではリチウムイオン電池セル（公称電圧：３．６－３．７Ｖ）を使用する例を想定する。
　均等化回路１０は、電圧検出部１４、セル選択回路１１、エネルギ保持回路１２、制御部１３及び過電流保護部を含む。電圧検出部１４は、直列接続されたｎ（図１では４）個のセルの各電圧を検出する。具体的には電圧検出部１４は、直列接続されたｎ個のセルの各ノードと、（ｎ＋１）本の電圧線で接続され、隣接する２本の電圧線間の電圧をそれぞれ検出することにより、各セルの電圧を検出する。電圧検出部１４は例えば、汎用のアナログフロントエンドＩＣまたはＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）で構成することができる。電圧検出部１４は、検出した各セルの電圧をデジタル値に変換し、制御部１３に出力する。
　セル選択回路１１は、直列接続されたｎ個のセルと、エネルギ保持回路１２に含まれるインダクタＬ１との間に設けられ、ｎ個のセルの内から選択されたセルの両端と、インダクタＬ１の両端を導通させることができる回路である。セル選択回路１１は、インダクタＬ１の第１端に接続される第１配線Ｗ１、インダクタＬ１の第２端に接続される第２配線Ｗ２、複数の第１配線側スイッチ、及び少なくとも１個の第２配線側スイッチを有する。
　複数の第１配線側スイッチは、直列接続されたｎ個のセルの各ノード（ｎ＋１）の内、奇数ノードと第１配線Ｗ１との間にそれぞれ接続される。少なくとも１個の第２配線側スイッチは、直列接続されたｎ個のセルの各ノード（ｎ＋１）の内、偶数ノードと第２配線Ｗ２との間にそれぞれ接続される。
　図１に示す例ではｎ＝４、ノード数＝５であり、セル選択回路１１は、３個の第１配線側スイッチ、及び２個の第２配線側スイッチを有する。図１では、第１スイッチＳ１、第５スイッチＳ５及び第９スイッチＳ９が第１配線側スイッチであり、第４スイッチＳ４及び第８スイッチＳ８が第２配線側スイッチである。
　エネルギ保持回路１２（クランプ回路ともいう）は、インダクタＬ１、第１クランプスイッチＳｃ１、第２クランプスイッチＳｃ２、第３クランプスイッチＳｃ３及び第４クランプスイッチＳｃ４を含む。第１クランプスイッチＳｃ１、第２クランプスイッチＳｃ２、第３クランプスイッチＳｃ３及び第４クランプスイッチＳｃ４はフルブリッジ回路を構成している。具体的には、第１クランプスイッチＳｃ１及び第２クランプスイッチＳｃ２が直列に接続された第１アームと、第３クランプスイッチＳｃ３及び第４クランプスイッチＳｃ４が直列に接続された第２アームが、第１配線Ｗ１と第２配線Ｗ２間に並列に接続される。インダクタＬ１は、第１クランプスイッチＳｃ１と第２クランプスイッチＳｃ２間のノードと、第３クランプスイッチＳｃ３と第４クランプスイッチＳｃ４間のノードとの間に接続される。
　第１クランプスイッチＳｃ１－第４クランプスイッチＳｃ４は、インダクタＬ１の両端をエネルギ保持回路１２内で導通させることができる。具体的には、セル選択回路１１がいずれのセルも選択していない状態で、第１クランプスイッチＳｃ１及び第３クランプスイッチＳｃ３を導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態、または第１クランプスイッチＳｃ１及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第４クランプスイッチＳｃ４を導通状態に制御することにより、エネルギ保持回路１２内において、インダクタＬ１を含む閉ループを形成することができる。
　また、第１クランプスイッチＳｃ１－第４クランプスイッチＳｃ４は、インダクタＬ１に流れる電流の向きを切り替えることができる。具体的には、セル選択回路１１がいずれかのセルを選択している状態で、第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態に制御するか、第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を導通状態に制御するかにより、インダクタＬ１に流れる電流の向きを切り替えることができる。
　制御部１３は、電圧検出部１４により検出されたｎ個のセルの電圧をもとに、直列接続されたｎ個のセル間の均等化処理を実行する。制御部１３は例えば、マイクロコンピュータで構成することができる。なお制御部１３と電圧検出部１４は、ワンチップに統合されて構成されてもよい。
　本実施例では制御部１３は、アクティブセルバランス方式により直列接続されたｎ個のセル間の均等化処理を実行する。本実施例に係るアクティブセルバランス方式では、直列接続されたｎ個のセル間において、あるセル（放電対象のセル）から、別のセル（充電対象のセル）にエネルギ移動を行うことにより、あるセルと別のセルの容量を均等化する。このエネルギ移動を繰り返すことにより、直列接続されたｎ個のセル間の容量を均等化する。
　まず制御部１３は、第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態に制御する、又は第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を導通状態に制御するとともに、セル選択回路１１を制御してｎ個のセルの内の放電対象とするセルの両端とインダクタＬ１の両端を所定時間、導通させて放電経路を生成する。この放電経路が生成された状態において、放電対象のセルとインダクタＬ１との間で電流が流れ、放電対象のセルからインダクタＬ１に電流が流れる状態（インダクタ増加状態ともいう）が発生し、インダクタＬ１にエネルギが蓄積される。
　次に制御部１３は、セル選択回路１１を制御してｎ個のセルとインダクタＬ１を電気的に遮断するとともに、第１クランプスイッチＳｃ１及び第３クランプスイッチＳｃ３を導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態、または第１クランプスイッチＳｃ１及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第４クランプスイッチＳｃ４を導通状態に制御してクランプ経路を生成する。このクランプ状態では、上記閉ループに循環電流が流れ、エネルギ保持回路１２内で、インダクタ電流がアクティブクランプされる。
　次に制御部１３は、第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態に制御する、又は第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態かつ第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を導通状態に制御するとともに、セル選択回路１１を制御してｎ個のセルの内の充電対象とするセルの両端とインダクタＬ１の両端を所定時間、導通させて充電経路を生成する。この充電経路が生成された状態において、充電対象のセルとインダクタＬ１との間で電流が流れ、エネルギ保持回路１２内にアクティブクランプされているインダクタ電流が、充電対象のセルに流れる状態（インダクタ電流減少状態ともいう）が発生する。以上により、あるセルから別のセルへのエネルギ移動が完了する。
　均等化回路１０は、過電流保護部の構成要素として、シャント抵抗Ｒｓ、差動アンプＡＰ１、ローパスフィルタ１５及び過電流検出回路１６を含む。シャント抵抗ＲｓはインダクタＬ１と直列に接続される。差動アンプＡＰ１は、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧を増幅してローパスフィルタ１５に出力する。シャント抵抗Ｒｓ及び差動アンプＡＰ１は、インダクタＬ１に流れる電流の値を検出する電流検出回路として機能する。
　当該電流検出回路により検出された電流の値は、ローパスフィルタ１５を通過する。ローパスフィルタ１５は、一般的なＲＣフィルタ回路で構成することができる。ＲＣフィルタ回路のカットオフ周波数ｆｃの設定方法については後述する。
　過電流検出回路１６は、ローパスフィルタ１５を通過した検出値と、過電流保護閾値ＴＨｏｃｐを比較し、ローパスフィルタ１５を通過した検出値が過電流保護閾値ＴＨｏｃｐを超えるとインダクタＬ１の保護を発動する。
　過電流検出回路１６は、絶対値回路とコンパレータで構成することができる。絶対値回路は、ローパスフィルタ１５を通過した検出値を絶対値に変換して、コンパレータに出力する。インダクタＬ１には双方向に電流が流れるため、コンパレータの前段に絶対値回路を設けることにより、電流検出値の極性を統一させる。
　また過電流検出回路１６は、正の過電流を検出するための正側コンパレータと、負の過電流を検出するための負側コンパレータで構成してもよい。正側コンパレータと負側コンパレータの出力はダイオードＯＲ回路で接続され、正側コンパレータと負側コンパレータのどちらかで過電流が検出された場合、インダクタＬ１の保護が発動する。
　また過電流検出回路１６は、正の過電流保護閾値ＴＨｏｃｐ＋と、負の過電流保護閾値ＴＨｏｃｐ－を切り替え可能なコンパレータで構成してもよい。制御部１３は第１クランプスイッチＳｃ１－第４クランプスイッチＳｃ４のオン／オフを制御することにより、インダクタＬ１に流れる電流の向きを制御している。制御部１３は、インダクタＬ１に流れる電流の向きを過電流検出回路１６に通知し、過電流検出回路１６は、インダクタＬ１に流れる電流の向きに応じて、正の過電流保護閾値ＴＨｏｃｐ＋と負の過電流保護閾値ＴＨｏｃｐ－を切り替える。この場合、絶対値回路を省略できる。
　過電流検出時のインダクタＬ１の保護として２つの方法がある。第１の方法は均等化回路１０の動作を停止させる方法である。過電流検出回路１６は過電流が検出されると異常停止信号を出力する。異常停止信号は、第１クランプスイッチＳｃ１－第４クランプスイッチＳｃ４の制御端子にそれぞれ出力され、第１クランプスイッチＳｃ１－第４クランプスイッチＳｃ４は異常停止信号を受けるとオフ状態になる。異常停止信号は、制御部１３にも出力され、制御部１３は異常停止信号を受けると均等化回路１０の動作を停止させる。
　第２の方法は、インダクタＬ１に流入する電流を阻止しつつ、均等化回路１０の動作を継続させる方法である。過電流検出回路１６は過電流が検出されると異常信号を制御部１３に出力する。制御部１３は異常信号を受けると即座に、均等化回路１０をクランプ状態に遷移させる。上述のようにクランプ状態では、ｎ個のセルとインダクタＬ１が電気的に遮断されるため、セルから放電された電流がインダクタＬ１に流入することが阻止される。その後、制御部１３は通常制御に戻る。所定時間内に複数回、過電流が検出された場合、制御部１３はクランプ状態への移行ではなく、均等化回路１０の動作を停止させてもよい。
　第１の方法を採用するか第２の方法を採用するかは、均等化回路１０のアプリケーションに依存する。安全性が重視されるアプリケーションであれば第１の方法を採用し、動作継続性が重視されるアプリケーションであれば第２の方法を採用する。
　図２は、実施例１に係る蓄電システム１の構成例２を示す図である。図２に示す構成例２は、図１に示した構成例１と比較して過電流検出部の構成が異なる。構成例２ではシャント抵抗Ｒｓの代わりに、ホール素子Ｈｓが使用される。ホール素子Ｈｓは、インダクタＬ１に流れる電流に対して、垂直方向に地場をかけることにより、インダクタＬ１に流れる電流に応じた電圧を発生させる。それ以降の構成は、構成例１と同様である。
　図３（ａ）－（ｈ）は、実施例１に係る蓄電システム１の均等化処理の基本動作シーケンス例を説明するための回路図である。本基本動作シーケンス例では説明を簡略化するために、セルの直列数を２としている。図３（ａ）に示す第１状態では、制御部１３は、第１スイッチＳ１、第１クランプスイッチＳｃ１、第４クランプスイッチＳｃ４及び第４スイッチＳ４を導通状態に制御し、第５スイッチＳ５、第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態に制御して放電経路を生成する。この放電状態では、第１セルＣ１からインダクタＬ１に電流が流れ、第１セルＣ１から放電されたエネルギがインダクタＬ１に蓄積される。
　図３（ｂ）に示す第２状態では、制御部１３は、第２クランプスイッチＳｃ２及び第４クランプスイッチＳｃ４を導通状態に制御し、第１スイッチＳ１、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第１クランプスイッチＳｃ１及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態に制御してクランプ経路を生成する。このクランプ状態では、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギが、インダクタ電流として閉ループ内を流れ、アクティブクランプされる。
　図３（ｃ）に示す第３状態では、制御部１３は、第４クランプスイッチＳｃ４、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５及び第１クランプスイッチＳｃ１を導通状態に制御し、第１スイッチＳ１、第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態に制御して充電経路を生成する。この充電状態では、閉ループ内にアクティブクランプされているインダクタ電流が第２セルＣ２に流れ、第２セルＣ２が充電される。
　図３（ｄ）に示す第４状態では、制御部１３は、第１スイッチＳ１、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、及び第１クランプスイッチＳｃ１－第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態に制御する。この状態は、第１セルＣ１から第２セルＣ２へのエネルギ移動が完了した状態である。ここまでで完結すれば、インダクタＬ１の電流が反転しないモード（転流しないモード）の説明となる。なお、第２セルＣ２の充電完了と同時に第２セルＣ２からの放電が開始する場合（転流モード）では、図３（ｄ）に示す第４状態は省略され、図３（ｃ）から、転流の瞬間にインダクタＬ１の電流が０となり、インダクタＬ１の電流が反転する図３（ｅ）に至る。
　図３（ｅ）に示す第５状態では、制御部１３は、第４スイッチＳ４、第２クランプスイッチＳｃ２、第３クランプスイッチＳｃ３及び第５スイッチＳ５を導通状態に制御し、第１スイッチＳ１、第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態に制御して放電経路を生成する。この放電状態では、第２セルＣ２からインダクタＬ１に電流が流れ、第２セルＣ２から放電されたエネルギがインダクタＬ１に蓄積される。
　図３（ｆ）に示す第６状態では、制御部１３は、第１クランプスイッチＳｃ１及び第３クランプスイッチＳｃ３を導通状態に制御し、第１スイッチＳ１、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、第２クランプスイッチＳｃ２及び第３クランプスイッチＳｃ３を非導通状態に制御してクランプ経路を生成する。このクランプ状態では、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギが、インダクタ電流として閉ループ内を流れ、アクティブクランプされる。
　図３（ｇ）に示す第７状態では、制御部１３は、第３クランプスイッチＳｃ３、第１スイッチＳ１、第４スイッチＳ４及び第２クランプスイッチＳｃ２を導通状態に制御し、第５スイッチＳ５、第１クランプスイッチＳｃ１及び第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態に制御して充電経路を生成する。この充電状態では、閉ループ内にアクティブクランプされているインダクタ電流が第１セルＣ１に流れ、第１セルＣ１が充電される。
　図３（ｈ）に示す第８状態では、制御部１３は、第１スイッチＳ１、第４スイッチＳ４、第５スイッチＳ５、及び第１クランプスイッチＳｃ１－第４クランプスイッチＳｃ４を非導通状態に制御する。この状態は、第２セルＣ２から第１セルＣ１へのエネルギ移動が完了した状態である。
　第２状態または第６状態において、閉ループ内にインダクタ電流がアクティブクランプされることにより、インダクタ電流の連続性が確保されるため、セル選択回路１１の安全かつ確実なスイッチ切替が可能となる。
　図４（ａ）－（ｃ）は、実施例１に係る蓄電システム１の均等化処理の具体例を説明するための図である。本具体例では、４つのセルＣ１－Ｃ４が直列接続されている例を想定する。図４（ａ）は、均等化処理の開始前の第１セルＣ１－第４セルＣ４の電圧の状態を模式的に示す図である。制御部１３は、電圧検出部１４により検出された第１セルＣ１－第４セルＣ４の電圧の平均値を算出し、算出した平均値を均等化目標電圧（以下、単に目標電圧という）に設定する。
　制御部１３は、目標電圧より電圧が高いセルから、目標電圧より電圧が低いセルへエネルギを移動させる。例えば、目標電圧より電圧が高いセルの内、最も電圧が高いセル（図４（ａ）では第１セルＣ１）から、目標電圧より電圧が低いセルの内、最も電圧が低いセル（図４（ａ）では第４セルＣ４）にエネルギを移動させる。
　制御部１３は、移動元のセル（放電対象のセル）の電圧が目標電圧以上となる範囲で、かつ移動先のセル（充電対象のセル）の電圧が目標電圧以下となる範囲で、エネルギ移動量を決定する。制御部１３は、決定したエネルギ移動量と、設計にもとづく放電電流及び充電電流に基づき、移動元のセルの放電時間と移動先のセルの充電時間を決定する。エネルギ保持回路１２にアクティブクランプされている間に消費されるエネルギ量は無視できると仮定すると、基本的に移動元のセルの放電時間と移動先のセルの充電時間は同じになる。
　図４（ｂ）は、移動元のセルである第１セルＣ１から、移動先のセルである第４セルＣ４へのエネルギ移動が完了した状態を示している。制御部１３は上述した処理を再び、実行する。具体的には、目標電圧より電圧が高いセルの内、最も電圧が高いセル（図４（ｂ）では第３セルＣ３）から、目標電圧より電圧が低いセルの内、最も電圧が低いセル（図４（ｂ）では第２セルＣ２）にエネルギを移動させる。
　図４（ｃ）は、移動元のセルである第３セルＣ３から、移動先のセルである第２セルＣ２へのエネルギ移動が完了した状態を示している。以上により、直列接続された第１セルＣ１－第４セルＣ４の均等化処理が完了する。
　図４（ａ）－（ｃ）に示した具体例では、はじめに、直列接続された複数のセルの電圧の平均値を算出し、目標値を設定した。この点、目標値を設定しないアルゴリズムも可能である。制御部１３は各時点において、直列接続された複数のセルの電圧の内、最も電圧が高いセルから最も電圧が低いセルへエネルギを移動させることにより、当該２つのセルの電圧を均等化する。制御部１３は、この処理を、直列接続された複数のセルの電圧が全て均等化されるまで繰り返し実行する。
　また上記具体例では、均等化目標値として電圧を使用する例を説明したが、電圧の代わりに、実容量、放電可能容量または充電可能容量を使用してもよい。
　図５は、実施例２に係る蓄電システムの構成例１を示す図である。実施例２では、セル選択回路１１は、インダクタＬ１の第１端に接続される第１配線Ｗ１、インダクタＬ１の第２端に接続される第２配線Ｗ２、（ｎ＋１）個の第１配線側スイッチ、及び（ｎ＋１）個の第２配線側スイッチを有する。（ｎ＋１）個の第１配線側スイッチは、直列接続されたｎ個のセルの各ノードと、第１配線Ｗ１との間にそれぞれ接続される。（ｎ＋１）個の第２配線側スイッチは、直列接続されたｎ個のセルの各ノードと、第２配線Ｗ２との間にそれぞれ接続される。
　エネルギ保持回路１２（クランプ回路ともいう）は、インダクタＬ１及びクランプスイッチＳｃを含む。クランプスイッチＳｃは、インダクタＬ１の両端をエネルギ保持回路１２内で導通させるためのスイッチである。エネルギ保持回路１２は、セル選択回路１１がいずれのセルも選択していない状態で、インダクタＬ１を含む閉ループを形成することができる。即ち、クランプスイッチＳｃがオン状態に制御されると、インダクタＬ１とクランプスイッチＳｃを含む閉ループ、すなわちクランプ経路が形成される。実施例２では、選択セルとインダクタＬ１との間でエネルギ移動を行う経路（放電経路及び充電経路）は、所定の１個の第１配線側スイッチ及び所定の１個の第２配線側スイッチにより形成される。ただし、エネルギ保持回路１２はインダクタＬ１に流す電流の向きを切り替える機能を有していないので、放電経路及び充電経路はインダクタＬ１に流す電流の向きに応じて導通状態に切り替える第１配線側スイッチ及び第２配線側スイッチを選択して形成される。
　セル間でエネルギを移動する際、制御部１３は、クランプスイッチＳｃ１を導通状態に制御するとともに、セル選択回路１１を制御してｎ個のセルの内の放電対象とするセルの両端とインダクタＬ１の両端を所定時間、導通させて放電経路を生成する。この放電経路が生成された状態において、放電対象のセルとインダクタＬ１との間で電流が流れ、放電対象のセルからインダクタＬ１に電流が流れる状態（インダクタ増加状態ともいう）が発生し、インダクタＬ１にエネルギが蓄積される。
　次に制御部１３は、セル選択回路１１を制御してｎ個のセルとインダクタＬ１を電気的に遮断するとともに、クランプスイッチＳｃを導通状態に制御してクランプ経路を生成する。このクランプ状態では、上記閉ループに循環電流が流れ、エネルギ保持回路１２内にインダクタ電流がアクティブクランプされる。
　次に制御部１３は、クランプスイッチＳｃを導通状態に制御するとともに、セル選択回路１１を制御してｎ個のセルの内の充電対象とするセルの両端とインダクタＬ１の両端を所定時間、導通させて充電経路を生成する。この充電経路が生成された状態において、充電対象のセルとインダクタＬ１との間で電流が流れ、エネルギ保持回路１２内にアクティブクランプされているインダクタ電流が、充電対象のセルに流れる状態（インダクタ電流減少状態ともいう）が発生する。以上により、あるセルから別のセルへのエネルギ移動が完了する。
　過電流保護部の構成は、図１に示した実施例１の構成例１と同じである。
　図６は、実施例２に係る蓄電システム１の構成例２を示す図である。図６に示す構成例２は、図５に示した構成例１と比較して過電流検出部の構成が異なる。構成例２ではシャント抵抗Ｒｓの代わりに、ホール素子Ｈｓが使用される。ホール素子Ｈｓは、インダクタＬ１に流れる電流に対して、垂直方向に地場をかけることにより、インダクタＬ１に流れる電流に応じた電圧を発生させる。それ以降の構成は、構成例１と同様である。
　図７は、比較例に係る蓄電システム１の構成例を示す図である。比較例では、蓄電部２０は、直列接続された２個のセルＣ１、Ｃ２を含む。比較例では、２個のスイッチＳ１、Ｓ５を設けるだけで、２個のセルＣ１、２のエネルギ移動を実現できる。比較例では、電流をクランプする状態は発生しない。
　以下、ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃについて説明する。ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃ（＝１／２πτ）は、ローパスフィルタ１５の時定数τ（＝ＲＣ）と一意の関係にある。
　図８（ａ）－（ｈ）は、比較例に係る過電流検出回路１６に入力されるインダクタ電流の模式的な波形と、実施例１、２に係る過電流検出回路１６に入力されるインダクタ電流の模式的な波形を比較した図である。図８（ａ）－（ｄ）は、比較例に係る過電流検出回路１６に入力されるインダクタ電流の模式的な波形を示している。放電セルとインダクタＬ１を繋ぐ経路上に設けられたスイッチのターンオフにより、インダクタ電流が増加から減少に切り替わる際、基板の寄生容量や寄生インダクタンスに起因して、高周波のリンギングノイズが発生する。
　図８（ａ）に示す電流波形は、ローパスフィルタ１５を通過しない場合の電流波形を示している。電流波形のピークでリンギングノイズが重畳されている。図８（ｂ）に示す電流波形は、カットオフ周波数ｆｃが高い値に設定されたローパスフィルタ１５を通過した電流波形を示している。図８（ｃ）に示す電流波形は、カットオフ周波数ｆｃが中程度の値に設定されたローパスフィルタ１５を通過した電流波形を示している。図８（ｄ）に示す電流波形は、カットオフ周波数ｆｃが低い値に設定されたローパスフィルタ１５を通過した電流波形を示している。
　図８（ｄ）に示す電流波形では、カットオフ周波数ｆｃが低い値に設定されているため、電流波形のピークで発生するリンギングノイズが除去されている。しかしながら、検出対象の電流波形自体も鈍るため、真のピーク値を正確に把握することができなくなる。ローパスフィルタ１５により鈍った電流波形のピーク近傍に過電流保護閾値ＴＨｏｃｐを設定すると、真のピーク値と過電流保護閾値ＴＨｏｃｐとの乖離が大きくなる。
　一方、図８（ｂ）に示す電流波形のようにカットオフ周波数ｆｃを高い値に設定している場合、リンギングノイズが完全には除去されず、瞬間的なリンギングノイズにより、正常な範囲の電流を過電流と誤検知する可能性がある。この誤検知を防止するためには、図８（ｄ）に示す電流波形のようにカットオフ周波数ｆｃを低い値に設定する必要があるが、カットオフ周波数ｆｃを低い値に設定するほど、無駄な設計マージンが大きくなる。インダクタＬ１が電流を流す能力を十分に余した状態で過電流保護が発動されることになり、インダクタＬ１の能力を十分に発揮できないことになる。逆に言えば、本来必要な能力に対して過剰なインダクタＬ１やその他の素子を使用することになり、均等化回路１０が大型化および高コスト化する。特に、インダクタＬ１の大型化は均等化回路１０全体の大型化につながる。
　図８（ｅ）－（ｈ）は、実施例１、２に係る過電流検出回路１６に入力されるインダクタ電流を示す模式的な波形を示している。実施例１、２では、インダクタ電流がピーク値に到達してから直ぐに減少せずに、エネルギ保持回路１２によりインダクタ電流がピーク値付近でクランプされる。誤検知を防止するために、図８（ｈ）に示す電流波形のように、リンギングノイズが十分に抑制されたカットオフ周波数ｆｃのローパスフィルタ１５を使用しても、適正な過電流保護をかけることができる。即ち、エネルギ保持回路１２によりピーク値がクランプされているため、リンギングノイズが抑制されたインダクタ電流のピーク値と過電流保護閾値ＴＨｏｃｐを比較することができ、適正な過電流保護をかけることができる。
　実施例１、２では、インダクタ電流のピーク値を一定の期間保持できるため、ローパスフィルタ１５の時定数を過剰に設定する必要がなく、時定数を最適な値に設定することができる。また、真のピーク値と過電流保護閾値ＴＨｏｃｐとの乖離が小さいため、設計マージンを小さくすることができ、均等化回路１０が不必要に大型化および高コスト化することを抑制することができる。
　図９（ａ）－（ｃ）は、比較例に係るインダクタ電流の検出波形例を示す図である。図９（ａ）はリンギングノイズが重畳されていない電流波形を示し、図９（ｂ）はリンギングノイズが重畳されている電流波形を示し、図９（ｃ）はローパスフィルタ１５を通過後の電流波形をそれぞれ示している。図９（ｂ）に示すようにリンギングノイズが重畳されると、インダクタ電流自体が正常な範囲内であっても、過電流と誤検知されてしまう。図９（ｃ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃが低い値に設定されたローパスフィルタ１５を設けた場合、インダクタ電流の真のピーク値と過電流保護閾値ＴＨｏｃｐとの乖離が大きくなり、無駄な設計マージンが発生する。特に、インダクタＬ１が不必要に大型化する。
　図１０（ａ）－（ｃ）は、実施例１、２に係るインダクタ電流の検出波形例を示す図である。図１０（ａ）はリンギングノイズが重畳されていない電流波形を示し、図１０（ｂ）はリンギングノイズが重畳されている電流波形を示し、図１０（ｃ）はローパスフィルタ１５を通過後の電流波形をそれぞれ示している。実施例１、２では図１０（ｃ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃが低い値に設定されたローパスフィルタ１５を設けた場合でも、インダクタ電流の真のピーク値と過電流保護閾値ＴＨｏｃｐとの乖離が小さくなり、設計マージンが最適化される。特に、インダクタＬ１が不必要に大型化することを防止することができる。
　以下、ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃの設定例を説明する。ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃは、リンギングノイズを抑制しつつ、インダクタ電流自体の抑制が少ない値に設定される必要がある。
　以下、ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃを可変させながら、シャント抵抗Ｒｓの両端を電流プローブで計測し、オシロスコープで観測した実験結果を示す。シャント抵抗Ｒｓの抵抗値は１Ω、クランプスイッチＳｃの駆動周波数ｆｓｗは３００ｋＨｚで計測を行っている。
　図１１（ａ）－（ｂ）は、ローパスフィルタ１５を通過していないインダクタ電流の検出波形と、カットオフ周波数ｆｃが２０ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したインダクタ電流の検出波形をそれぞれ示した図である。図１２（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数ｆｃが８ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したインダクタ電流の検出波形と、カットオフ周波数ｆｃが４ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したインダクタ電流の検出波形をそれぞれ示した図である。図１３（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数ｆｃが２ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したインダクタ電流の検出波形と、カットオフ周波数ｆｃが１ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したインダクタ電流の検出波形をそれぞれ示した図である。図１４は、カットオフ周波数ｆｃが０．５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したインダクタ電流の検出波形を示した図である。
　これらの電流波形の内、図１２（ｂ）に示した電流検出波形と図１３（ａ）に示した電流検出波形が、リンギングノイズを抑制しつつ、インダクタ電流自体の抑制が少ない電流波形といえる。図１２（ｂ）のカットオフ周波数ｆｃ＝４ＭＨｚと、図１３（ａ）のカットオフ周波数ｆｃ＝２ＭＨｚの間をとって、カットオフ周波数ｆｃ＝３ＭＨｚのローパスフィルタ１５を使用する場合、クランプスイッチＳｃの駆動周波数ｆｓｗとローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃの関係は下記（式１）のようになる。
　ｆｓｗ：ｆｃ＝３００ｋＨｚ：３ＭＨｚ＝１：１０　・・・（式１）
　以上の実験結果を踏まえ、ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃを、クランプスイッチＳｃの駆動周波数ｆｓｗの１０倍以上に設定すれば、リンギングノイズを抑制しつつ、インダクタ電流自体の抑制が少ない望ましい電流波形が得られる。クランプスイッチＳｃの駆動周波数ｆｓｗに対するローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃの倍率は、１０倍以上に設定されると好適であるがこれには限定されず、場合によって少なくとも１より大の所定倍以上に設定してリンギングノイズの抑制効果とインダクタ電流の抑制度合に応じて設定すれば良い。
　次に、ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃを可変させながら、任意波形発生器で発生させたリンギングノイズの模擬波形をオシロスコープで観測した実験結果を示す。本実験では、リンギング周波数ｆｒ＝１．２５ＭＨｚのリンギングノイズの模擬波形を使用している。
　図１５（ａ）－（ｂ）は、ローパスフィルタ１５を通過していないリンギングノイズの検出波形と、カットオフ周波数ｆｃが２０ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したリンギングノイズの検出波形をそれぞれ示した図である。図１６（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数ｆｃが２ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したリンギングノイズの検出波形と、カットオフ周波数ｆｃが１ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したリンギングノイズの検出波形をそれぞれ示した図である。図１７（ａ）－（ｂ）は、カットオフ周波数ｆｃが０．５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したリンギングノイズの検出波形と、カットオフ周波数ｆｃが０．２５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したリンギングノイズの検出波形をそれぞれ示した図である。図１８は、カットオフ周波数ｆｃが０．１２５ＭＨｚに設定されたローパスフィルタ１５を通過したリンギングノイズの検出波形を示した図である。
　リンギング周波数ｆｒとカットオフ周波数ｆｃの関係が１：１のとき、ローパスフィルタ１５の減衰量は－３ｄＢ（１／√２）になる。リンギング周波数ｆｒとカットオフ周波数ｆｃの関係が１０：１のとき、ローパスフィルタ１５の減衰量は－２０ｄＢ（１／１０）になる。リンギング周波数ｆｒとカットオフ周波数ｆｃの関係が１００：１のとき、ローパスフィルタ１５の減衰量は－４０ｄＢ（１／１００）になる。
　リンギングノイズは必ずしも完全に除去される必要はなく、インダクタ電流の検出において無視できる程度まで抑制されていればよい。図１８に示した検出波形では、リンギングノイズが無視できる程度まで抑制されているといえる。以上の実験結果から下記（式２）に示すように、ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃを、リンギング周波数ｆｒの１／１０以下に設定すれば、リンギングノイズを無視できる程度まで抑制できることになる。リンギング周波数ｆｒに対するローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃの倍率は、１／１０以下に設定されると好適であるがこれには限定されず、場合によって少なくとも１より小の所定倍以下に設定してリンギングノイズの抑制効果とインダクタ電流の抑制度合に応じて設定すれば良い。
　ｆｒ：ｆｃ＝１．２５ＭＨｚ：０．１２５ＭＨｚ＝１０：１　・・・（式２）
　以上に説明した実施例１、２では、直列接続された複数のセル間をアクティブ方式により均等化する例を説明した。この点、実施例１、２に係る均等化回路を用いて、直列接続された複数のモジュール間を均等化することもできる。その場合、実施例１、２の説明内の「セル」を「モジュール」に適宜、読み替えればよい。
　図１９は、実施例３に係る蓄電システム１Ｍの構成を示す図である。図１９は、直列接続された複数のモジュール間を均等化処理する均等化回路を備える蓄電システム１Ｍを示している。図１９において、複数のモジュールは図１に示した蓄電システム１と同様にそれぞれセル用均等化回路及び複数のセルが直列接続される蓄電部を備えている。第１モジュールＭ１はセル用均等化回路１０Ａ及び蓄電部２０Ａを備え、第２モジュールＭ２はセル用均等化回路１０Ｂ及び蓄電部２０Ｂを備え、第３モジュールＭ３はセル用均等化回路１０Ｃ及び蓄電部２０Ｃを備え、第４モジュールＭ４はセル用均等化回路１０Ｄ及び蓄電部２０Ｄを備えている。
　モジュール用均等化回路１０Ｍは、電圧検出部１４Ｍ、モジュール選択回路１１Ｍ、エネルギ保持回路１２Ｍ及び制御部１３Ｍを含む。
　本実施例では制御部１３Ｍは、アクティブモジュールバランス方式により直列接続されたｍ個のモジュール間の均等化処理を実行する。本実施例に係るアクティブモジュールバランス方式では、直列接続されたｍ個のモジュール間において、あるモジュール（放電対象のモジュール）から、別のモジュール（充電対象のモジュール）にエネルギ移動を行うことにより、あるモジュールと別のモジュールの容量を均等化する。このエネルギ移動を繰り返すことにより、直列接続されたｍ個のモジュール間の容量を均等化する。
　以上の複数のモジュール間の均等化処理とは別に各モジュール内の直列接続された複数のセル間の均等化処理が行われる。各モジュール内の直列接続された複数のセル間の均等化処理は、複数のモジュール間の均等化処理と多重的に実行する構成であってもよい。この場合、モジュール用均等化回路１０Ｍとセル用均等化回路１０Ａ－１０Ｄとは通信により互いに連携して動作される。モジュール間の均等化処理は、セル間の均等化処理よりも優先して実行されることが好ましく、モジュール間の均等化処理が完了した後に、セル間の均等化処理を完了させることによりモジュール間の均等化処理を実行したことにより発生する各セルの電圧差を解消できる。
　過電流保護部の構成は、図１に示した実施例１の構成例１と同じである。
　以上説明したように実施例１－３によれば、適正な回路規模およびコストで、インダクタ電流の検出波形に含まれる高周波ノイズを抑制し、高精度な過電流保護を実現することができる。インダクタ電流をクランプしているときの電流波形の平坦部分で過電流の有無を検出するため、ローパスフィルタ１５のカットオフ周波数ｆｃを適正な値に設定することができる。これにより、過剰なマージンを持った設計が不要になり、均等化回路１０の回路規模およびコストを適正化することができる。インダクタ、スイッチ、セルなどの構成部分の過剰スペックを防止することができる。また、一般的な過電流保護回路のローパスフィルタの時定数を最適化するだけでよいため、特別な追加部分も不要である。
　以上、本開示を実施例をもとに説明した。実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に容易に理解されるところである。
　上述した実施例１－３では、アクティブセルバランス方式の均等化回路を説明したが、複数のセルまたはモジュール間の均等化を目的としないエネルギ移動にも適用可能である。例えば、２つのモジュール間の温度が大きく異なる場合、保存劣化を抑制するために、温度が高いモジュールのエネルギの少なくとも一部を、温度が低いモジュールに移動させてもよい。
　また上述した実施例１－３では、１つのセルから別の１つのセルへのエネルギ移動を説明したが、直列接続された複数のセルから、別の直列接続された複数のセルへのエネルギ移動も可能である。また、１つのセルから、別の直列接続された複数のセルへのエネルギ移動、及び直列接続された複数のセルから、別の１つのセルへのエネルギも可能である。モジュールについても同様である。
　なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。
［項目１］
　インダクタ（Ｌ１）と、
　直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個のセル（Ｃ１－Ｃ４）と前記インダクタ（Ｌ１）間に設けられ、前記ｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）のいずれか１個あるいは直列接続される複数個のセルからなる選択セルの両端と、前記インダクタ（Ｌ１）の両端を導通させることが可能なセル選択回路（１１）と、
　前記セル選択回路（１１）がいずれのセル（Ｃ１－Ｃ４）も選択していない状態で、前記インダクタ（Ｌ１）を含む閉ループを形成するためのクランプスイッチ（Ｓｃ１－Ｓｃ４、またはＳｃ）を有するクランプ回路（１２）と、
　前記インダクタ（Ｌ１）に流れる電流の値を検出する電流検出回路（ＲｓとＡＰ１、またはＨｓとＡＰ１）と、
　前記電流検出回路（ＲｓとＡＰ１、またはＨｓとＡＰ１）により検出された検出値を帯域制限するローパスフィルタ（１５）と、
　前記ローパスフィルタ（１５）により帯域制限された検出値が閾値を超えると前記インダクタ（Ｌ１）の保護を発動する過電流検出回路（１６）と、
　を備えることを特徴とするエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、適正な回路規模およびコストで、高精度な過電流保護を実現することができる。
［項目２］
　前記セル選択回路（１１）と前記クランプ回路（１２）を制御する制御部（１３）をさらに備え、
　前記制御部（１３）は、
　前記ｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）の内の放電対象の前記選択セルである放電セル（Ｃ１）から前記インダクタ（Ｌ１）に電流が流れるように、前記放電セル（Ｃ１）の両側のノードに前記インダクタ（Ｌ１）の両端が接続される放電経路を形成し、前記インダクタ（Ｌ１）に流れる電流を増加させるインダクタ電流増加状態、
　前記インダクタ（Ｌ１）の両端間にクランプ電流が流れるように、前記インダクタ（Ｌ１）の両端間が前記クランプスイッチ（Ｓｃ１、Ｓｃ４）を介して接続されるクランプ経路を生成し、前記インダクタ（Ｌ１）に流れる電流を前記クランプ経路で循環させるクランプ状態、
　前記ｎ個のセルの内（Ｃ１－Ｃ４）の充電対象の前記選択セルである充電セル（Ｃ２）に前記インダクタ（Ｌ１）から電流が流れるように、前記充電セル（Ｃ２）の両側のノードに前記インダクタ（Ｌ１）の両端が接続される充電経路を生成し、前記インダクタ（Ｌ１）に流れる電流を減少させるインダクタ電流減少状態の順に制御することを特徴とする項目１に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、クランプ状態を利用して、高感度な過電流検出を実現することができる。
［項目３］
　前記過電流検出回路（１６）は、前記検出値が前記閾値を超えると、前記制御部（１３）に前記クランプ状態に遷移するよう指示することを特徴とする項目２に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、エネルギ移動回路（１０）の動作を継続しつつ、インダクタ（Ｌ１）の飽和を防止することができる。
［項目４］
　前記過電流検出回路（１６）は、前記検出値が前記閾値を超えると、前記少なくとも１つのクランプスイッチ（Ｓｃ１－Ｓｃ４、またはＳｃ）をオフ状態に制御することを特徴とする項目１または２に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、エネルギ移動回路（１０）の動作を停止させることにより、インダクタ（Ｌ１）の飽和を防止することができる。
［項目５］
　前記セル選択回路（１１）は、
　前記インダクタ（Ｌ１）の一端に接続される第１配線（Ｗ１）と、
　前記インダクタ（Ｌ１）の他端に接続される第２配線（Ｗ２）と、
　前記選択セルの両端の一方を前記第１配線（Ｗ１）に選択的に接続する（ｎ＋１）個の第１配線側スイッチ（Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ７、Ｓ９）と、
　前記選択セルの両端の他方を前記第２配線（Ｗ２）に選択的に接続する（ｎ＋１）個の第２配線側スイッチ（Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８、Ｓ１０）と、を含み、
　前記クランプ回路（１２）は、１つのクランプスイッチ（Ｓｃ）を含むことを特徴とする項目１から４のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、クランプ回路（１２）に使用されるクランプスイッチ（Ｓｃ）を１個で構成することができる。
［項目６］
　前記セル選択回路（１１）は、
　前記インダクタ（Ｌ１）の一端に接続される第１配線（Ｗ１）と、
　前記インダクタ（Ｌ１）の他端に接続される第２配線（Ｗ２）と、
　前記直列接続されたｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）の各ノード（ｎ＋１）の内、奇数ノードと前記第１配線（Ｗ１）との間にそれぞれ接続される複数の第１配線側スイッチ（Ｓ１、Ｓ５、Ｓ９）と、
　前記直列接続されたｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）の各ノード（ｎ＋１）の内、偶数ノードと前記第２配線（Ｗ２）との間にそれぞれ接続される少なくとも１個の第２配線側スイッチ（Ｓ４、Ｓ８）と、を含み、
　前記クランプ回路（１２）は、互いに直列に接続された第１クランプスイッチ（Ｓｃ１）及び第２クランプスイッチ（Ｓｃ２）と、互いに直列に接続された第３クランプスイッチ（Ｓｃ３）及び第４クランプスイッチ（Ｓｃ４）とを備え、
　前記インダクタ（Ｌ１）は、前記第１クランプスイッチ（Ｓｃ１）及び前記第２クランプスイッチ（Ｓｃ２）間のノードと前記第３クランプスイッチ（Ｓｃ３）及び前記第４クランプスイッチ（Ｓｃ４）間のノードとの間に接続され、
　前記第１クランプスイッチ（Ｓｃ１）及び前記第３クランプスイッチ（Ｓｃ３）の前記インダクタ（Ｌ１）に接続されていない一端は、前記第１配線（Ｗ１）に接続され、
　前記第２クランプスイッチ（Ｓｃ２）及び前記第４クランプスイッチ（Ｓｃ４）の前記インダクタ（Ｌ１）に接続されていない一端は、前記第２配線（Ｗ２）に接続され、
　前記クランプ回路（１２）は、前記インダクタ（Ｌ１）と前記第１クランプスイッチ（Ｓｃ１）、前記第２クランプスイッチ（Ｓｃ２）、前記第３クランプスイッチ（Ｓｃ３）及び前記第４クランプスイッチ（Ｓｃ４）とによりフルブリッジ接続されたことを特徴とする項目１から４のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、第１配線側スイッチ（Ｓ１、Ｓ５、Ｓ９）と第２配線側スイッチ（Ｓ４、Ｓ８）の数を減らすことができる。
［項目７］
　前記ローパスフィルタ（１５）のカットオフ周波数は、前記少なくとも１つのクランプスイッチ（Ｓｃ１－Ｓｃ４、またはＳｃ）の駆動周波数の１より大の所定倍（例えば、約１０倍）以上に設定されることを特徴とする項目１から６のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、インダクタ電流自体を抑制せずに、リンギングノイズを抑制することができる。
［項目８］
　前記ローパスフィルタ（１５）のカットオフ周波数は、前記インダクタ（Ｌ１）に流れる電流に重畳されるリンギングノイズの周波数の１より小の所定倍（例えば、１／１０）以下に設定されることを特徴とする項目１から７のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、インダクタ電流自体を抑制せずに、リンギングノイズを抑制することができる。
［項目９］
　前記ｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）のそれぞれの電圧を検出する電圧検出部（１４）をさらに備え、
　前記制御部（１３）は、前記電圧検出部（１４）により検出された前記ｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）の電圧をもとに、前記ｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）間の均等化処理を実行する項目２に記載のエネルギ移動回路（１０）。
　これによれば、エネルギ移動を利用した均等化回路を実現することができる。
［項目１０］
　前記制御部（１３）は、前記電圧検出部（１４）により検出された前記ｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）の電圧をもとに、前記ｎ個のセル（Ｃ１－Ｃ４）の目標電圧または目標容量を決定し、前記目標電圧または目標容量より高いセルを放電対象のセルに決定し、前記目標電圧または目標容量より低いセルを充電対象のセルに決定することを特徴とする項目９に記載のネルギー移動回路（１０）。
　これによれば、セル（Ｃ１－Ｃ４）間のエネルギ移動によるアクティブセルバランスを実現することができる。
［項目１１］
　直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個のセル（Ｃ１－Ｃ４）と、
　項目１から１０のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路（１０）と、
　を備えることを特徴とする蓄電システム（１）。
　これによれば、適正な回路規模およびコストで、高精度な過電流保護を実現した蓄電システム（１）を構築することができる。
［項目１２］
　インダクタ（Ｌ１Ｍ）と、
　直列接続されたｍ（ｍは２以上の整数）個のモジュール（Ｍ１－Ｍ４）と前記インダクタ（Ｌ１Ｍ）間に設けられ、前記ｍ個のモジュール（Ｍ１－Ｍ４）のいずれか１個あるいは直列接続される複数個のモジュールからなる選択モジュールの両端と、前記インダクタ（Ｌ１Ｍ）の両端を導通させることが可能なモジュール選択回路（１１Ｍ）と、
　前記モジュール選択回路（１１Ｍ）がいずれのモジュール（Ｍ１－Ｍ４）も選択していない状態で、前記インダクタ（Ｌ１Ｍ）を含む閉ループを形成するためのクランプスイッチ（Ｓｃ１Ｍ－Ｓｃ４Ｍ）を有するクランプ回路（１２Ｍ）と、
　前記インダクタ（Ｌ１Ｍ）に流れる電流の値を検出する電流検出回路（ＲｓとＡＰ１）と、
　前記電流検出回路（ＲｓとＡＰ１）により検出された検出値を帯域制限するローパスフィルタ（１５）と、
　前記ローパスフィルタ（１５）により帯域制限された検出値が閾値を超えると前記インダクタ（Ｌ１Ｍ）の保護を発動する過電流検出回路（１６）と、
　を備えることを特徴とするエネルギ移動回路（１０Ｍ）。
　これによれば、適正な回路規模およびコストで、高精度な過電流保護を実現することができる。
［項目１３］
　前記モジュール選択回路（１１Ｍ）と前記クランプ回路（１２Ｍ）を制御する制御部（１３Ｍ）をさらに備え、
　前記ｍ個のモジュール（Ｍ１－Ｍ４）は、それぞれ、
　直列接続された複数のセル（Ｃ１－Ｃ４）と、
　前記複数のセル（Ｃ１－Ｃ４）のそれぞれのセル電圧を検出するセル電圧検出部（１４）と、
　前記セル電圧検出部（１４）により検出されるセル電圧に基づいて同一モジュール（Ｍ１－Ｍ４）内の複数のセル電圧を均等化するセル用均等化回路（１０Ａ－１０Ｄ）と、を含み、
　前記セル用均等化回路（１０Ａ－１０Ｄ）は、前記制御部（１３Ｍ）と通信により互いに連携して動作し、前記ｍ個のモジュール（Ｍ１－Ｍ４）間の均等化処理が実行された後、前記複数のセル（Ｃ１－Ｃ４）間の均等化処理を実行することを特徴とする項目１２に記載のエネルギ移動回路（１０Ｍ）。
　これによれば、モジュール（Ｍ１－Ｍ４）間のエネルギ移動によるアクティブモジュールバランスと、セル（Ｃ１－Ｃ４）間のエネルギ移動によるアクティブセルバランスを併用して、効率的に全てのセルの均等化を実現することができる。
［項目１４］
　直列接続されたｍ（ｍは２以上の整数）個のモジュール（Ｍ１－Ｍ４）と、
　項目１２または１３に記載のエネルギ移動回路（１０Ｍ）と、
　を備えることを特徴とする蓄電システム（１Ｍ）。
　これによれば、適正な回路規模およびコストで、高精度な過電流保護を実現した蓄電システム（１Ｍ）を構築することができる。
　１　蓄電システム、　１０　均等化回路、　１１　セル選択回路、　１２　エネルギ保持回路、　１３　制御部、　１４　電圧検出部、　１５　ローパスフィルタ、　１６　過電流検出回路、　２０　蓄電部、　Ｃ１－Ｃ４　セル、　Ｌ１　インダクタ、　Ｗ１　第１配線、　Ｗ２　第２配線、　Ｓ１－Ｓ１０　スイッチ、　Ｓｃ１－Ｓｃ４　クランプスイッチ、　Ｒｓ　シャント抵抗、　Ｈｓ　ホール素子、　ＡＰ１　差動アンプ。

Claims (14)

  1. 　インダクタと、
    　直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個のセルと前記インダクタ間に設けられ、前記ｎ個のセルのいずれか１個あるいは直列接続される複数個のセルからなる選択セルの両端と、前記インダクタの両端を導通させることが可能なセル選択回路と、
    　前記セル選択回路がいずれのセルも選択していない状態で、前記インダクタを含む閉ループを形成するための少なくとも１つのクランプスイッチを有するクランプ回路と、
    　前記インダクタに流れる電流の値を検出する電流検出回路と、
    　前記電流検出回路により検出された検出値を帯域制限するローパスフィルタと、
    　前記ローパスフィルタにより帯域制限された検出値が閾値を超えると前記インダクタの保護を発動する過電流検出回路と、
    　を備えることを特徴とするエネルギ移動回路。
  2. 　前記セル選択回路と前記クランプ回路を制御する制御部をさらに備え、
    　前記制御部は、
    　前記ｎ個のセルの内の放電対象の前記選択セルである放電セルから前記インダクタに電流が流れるように、前記放電セルの両側のノードに前記インダクタの両端が接続される放電経路を形成し、前記インダクタに流れる電流を増加させるインダクタ電流増加状態、
    　前記インダクタの両端間にクランプ電流が流れるように、前記インダクタの両端間が前記少なくとも１つのクランプスイッチを介して接続されるクランプ経路を生成し、前記インダクタに流れる電流を前記クランプ経路で循環させるクランプ状態、
    　前記ｎ個のセルの内の充電対象の前記選択セルである充電セルに前記インダクタから電流が流れるように、前記充電セルの両側のノードに前記インダクタの両端が接続される充電経路を生成し、前記インダクタに流れる電流を減少させるインダクタ電流減少状態の順に制御することを特徴とする請求項１に記載のエネルギ移動回路。
  3. 　前記過電流検出回路は、前記検出値が前記閾値を超えると、前記制御部に前記クランプ状態に遷移するよう指示することを特徴とする請求項２に記載のエネルギ移動回路。
  4. 　前記過電流検出回路は、前記検出値が前記閾値を超えると、前記少なくとも１つのクランプスイッチをオフ状態に制御することを特徴とする請求項１または２に記載のエネルギ移動回路。
  5. 　前記セル選択回路は、
    　前記インダクタの一端に接続される第１配線と、
    　前記インダクタの他端に接続される第２配線と、
    　前記選択セルの両端の一方を前記第１配線に選択的に接続する（ｎ＋１）個の第１配線側スイッチと、
    　前記選択セルの両端の他方を前記第２配線に選択的に接続する（ｎ＋１）個の第２配線側スイッチと、を含み、
    　前記クランプ回路は、１つのクランプスイッチを含むことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路。
  6. 　前記セル選択回路は、
    　前記インダクタの一端に接続される第１配線と、
    　前記インダクタの他端に接続される第２配線と、
    　前記直列接続されたｎ個のセルの各ノード（ｎ＋１）の内、奇数ノードと前記第１配線との間にそれぞれ接続される複数の第１配線側スイッチと、
    　前記直列接続されたｎ個のセルの各ノード（ｎ＋１）の内、偶数ノードと前記第２配線との間にそれぞれ接続される少なくとも１個の第２配線側スイッチと、を含み、
    　前記クランプ回路は、互いに直列に接続された第１クランプスイッチ及び第２クランプスイッチと、互いに直列に接続された第３クランプスイッチ及び第４クランプスイッチとを備え、
    　前記インダクタは、前記第１クランプスイッチ及び前記第２クランプスイッチ間のノードと前記第３クランプスイッチ及び前記第４クランプスイッチ間のノードとの間に接続され、
    　前記第１クランプスイッチ及び前記第３クランプスイッチの前記インダクタに接続されていない一端は、前記第１配線に接続され、
    　前記第２クランプスイッチ及び前記第４クランプスイッチの前記インダクタに接続されていない一端は、前記第２配線に接続され、
    　前記クランプ回路は、前記インダクタと前記第１クランプスイッチ、前記第２クランプスイッチ、前記第３クランプスイッチ及び前記第４クランプスイッチとによりフルブリッジ接続されたことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路。
  7. 　前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記少なくとも１つのクランプスイッチの駆動周波数の１より大の所定倍以上に設定されることを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路。
  8. 　前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記インダクタに流れる電流に重畳されるリンギングノイズの周波数の１より小の所定倍以下に設定されることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路。
  9. 　前記ｎ個のセルのそれぞれの電圧を検出する電圧検出部をさらに備え、
    　前記制御部は、前記電圧検出部により検出された前記ｎ個のセルの電圧をもとに、前記ｎ個のセル間の均等化処理を実行する請求項２に記載のエネルギ移動回路。
  10. 　前記制御部は、前記電圧検出部により検出された前記ｎ個のセルの電圧をもとに、前記ｎ個のセルの目標電圧または目標容量を決定し、前記目標電圧または目標容量より高いセルを放電対象のセルに決定し、前記目標電圧または目標容量より低いセルを充電対象のセルに決定することを特徴とする請求項９に記載のエネルギ移動回路。
  11. 　直列接続されたｎ（ｎは２以上の整数）個のセルと、
    　請求項１から１０のいずれか１項に記載のエネルギ移動回路と、
    　を備えることを特徴とする蓄電システム。
  12. 　インダクタと、
    　直列接続されたｍ（ｍは２以上の整数）個のモジュールと前記インダクタ間に設けられ、前記ｍ個のモジュールのいずれか１個あるいは直列接続される複数個のモジュールからなる選択モジュールの両端と、前記インダクタの両端を導通させることが可能なモジュール選択回路と、
    　前記モジュール選択回路がいずれのモジュールも選択していない状態で、前記インダクタを含む閉ループを形成するためのクランプスイッチを有するクランプ回路と、
    　前記インダクタに流れる電流の値を検出する電流検出回路と、
    　前記電流検出回路により検出された検出値を帯域制限するローパスフィルタと、
    　前記ローパスフィルタにより帯域制限された検出値が閾値を超えると前記インダクタの保護を発動する過電流検出回路と、
    　を備えることを特徴とするエネルギ移動回路。
  13. 　前記モジュール選択回路と前記クランプ回路を制御する制御部をさらに備え、
    　前記ｍ個のモジュールは、それぞれ、
    　直列接続された複数のセルと、
    　前記複数のセルのそれぞれのセル電圧を検出するセル電圧検出部と、
    　前記セル電圧検出部により検出されるセル電圧に基づいて同一モジュール内の複数のセル電圧を均等化するセル用均等化回路と、を含み、
    　前記セル用均等化回路は、前記制御部と通信により互いに連携して動作し、前記ｍ個のモジュール間の均等化処理が実行された後、前記複数のセル間の均等化処理を実行することを特徴とする請求項１２に記載のエネルギ移動回路。
  14. 　直列接続されたｍ（ｍは２以上の整数）個のモジュールと、
    　請求項１２または１３に記載のエネルギ移動回路と、
    　を備えることを特徴とする蓄電システム。
PCT/JP2020/033861 2019-09-25 2020-09-08 エネルギ移動回路、及び蓄電システム WO2021059949A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202080056563.6A CN114258621A (zh) 2019-09-25 2020-09-08 能量移动电路以及蓄电***
JP2021548758A JP7418457B2 (ja) 2019-09-25 2020-09-08 エネルギ移動回路、及び蓄電システム
EP20869087.5A EP4037124A4 (en) 2019-09-25 2020-09-08 POWER TRANSMISSION CIRCUIT AND POWER STORAGE SYSTEM
US17/635,689 US20220285949A1 (en) 2019-09-25 2020-09-08 Energy transfer circuit, and electricity storage system

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019-174616 2019-09-25
JP2019174616 2019-09-25

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021059949A1 true WO2021059949A1 (ja) 2021-04-01

Family

ID=75165708

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2020/033861 WO2021059949A1 (ja) 2019-09-25 2020-09-08 エネルギ移動回路、及び蓄電システム

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20220285949A1 (ja)
EP (1) EP4037124A4 (ja)
JP (1) JP7418457B2 (ja)
CN (1) CN114258621A (ja)
WO (1) WO2021059949A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11837905B2 (en) * 2021-05-25 2023-12-05 Cyberswitchingpatents, Llc Battery charger system

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07322516A (ja) 1994-05-25 1995-12-08 Okamura Kenkyusho:Kk 電池の充電制御装置及び方法
JP2001275247A (ja) * 2000-03-28 2001-10-05 Nissin Electric Co Ltd 素子故障検出装置
JP2007282459A (ja) * 2006-04-12 2007-10-25 Yazaki Corp 充電状態調整装置
JP2007294322A (ja) * 2006-04-26 2007-11-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 蓄電装置、携帯機器及び電動車両
JP2013055837A (ja) * 2011-09-06 2013-03-21 Toyota Industries Corp 電圧バランス補正回路
WO2013154156A1 (ja) * 2012-04-12 2013-10-17 株式会社豊田自動織機 電池均等化装置および方法
JP2014147148A (ja) * 2013-01-25 2014-08-14 Fdk Corp バランス補正装置及び蓄電装置
JP2014528692A (ja) * 2011-10-12 2014-10-27 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 バッテリ及び他の電源に対するインダクタベースのアクティブ均衡化
JP2015015777A (ja) * 2013-07-03 2015-01-22 ソニー株式会社 蓄電装置および蓄電装置の制御方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9203246B2 (en) * 2013-05-16 2015-12-01 Postech Academy-Industry Foundation Balancing control circuit for battery cell module using LC series resonant circuit
CN107528371B (zh) * 2017-09-25 2020-09-29 北方工业大学 一种锂电池电感式均衡电路

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07322516A (ja) 1994-05-25 1995-12-08 Okamura Kenkyusho:Kk 電池の充電制御装置及び方法
JP2001275247A (ja) * 2000-03-28 2001-10-05 Nissin Electric Co Ltd 素子故障検出装置
JP2007282459A (ja) * 2006-04-12 2007-10-25 Yazaki Corp 充電状態調整装置
JP2007294322A (ja) * 2006-04-26 2007-11-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 蓄電装置、携帯機器及び電動車両
JP2013055837A (ja) * 2011-09-06 2013-03-21 Toyota Industries Corp 電圧バランス補正回路
JP2014528692A (ja) * 2011-10-12 2014-10-27 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 バッテリ及び他の電源に対するインダクタベースのアクティブ均衡化
WO2013154156A1 (ja) * 2012-04-12 2013-10-17 株式会社豊田自動織機 電池均等化装置および方法
JP2014147148A (ja) * 2013-01-25 2014-08-14 Fdk Corp バランス補正装置及び蓄電装置
JP2015015777A (ja) * 2013-07-03 2015-01-22 ソニー株式会社 蓄電装置および蓄電装置の制御方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP4037124A4

Also Published As

Publication number Publication date
US20220285949A1 (en) 2022-09-08
JP7418457B2 (ja) 2024-01-19
JPWO2021059949A1 (ja) 2021-04-01
EP4037124A1 (en) 2022-08-03
EP4037124A4 (en) 2022-12-07
CN114258621A (zh) 2022-03-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7825629B2 (en) Method and system for cell equalization with charging sources and shunt regulators
US8692508B2 (en) Battery voltage monitoring device
JP7320737B2 (ja) 均等化回路、及び蓄電システム
WO2010114806A1 (en) Power management circuit for rechargeable battery stack
EP3314718B1 (en) Battery balancing circuit
EP2830189B1 (en) Balance correction device and power storage system
JP5794982B2 (ja) 電源装置及び充電回路
JP2019532613A (ja) スーパーキャパシタベースのエネルギー貯蔵装置
Vardhan et al. Modeling of single inductor based battery balancing circuit for hybrid electric vehicles
Dam et al. Low-frequency selection switch based cell-to-cell battery voltage equalizer with reduced switch count
US11894702B2 (en) Energy transfer circuit and power storage system
WO2021059949A1 (ja) エネルギ移動回路、及び蓄電システム
JP7127064B2 (ja) 管理装置、及び電源システム
JP7474994B2 (ja) エネルギ移動回路、及び蓄電システム
JP7382585B2 (ja) エネルギー移動回路、及び蓄電システム
Hoque et al. Voltage equalization for series connected lithium-ion battery cells
JP5295869B2 (ja) アルカリ蓄電池モジュールおよび電池劣化判定方法
Zhang et al. A charging equalization circuit with odd and even module for Li-ion series-connected batteries
JP2004079191A (ja) バッテリ充電制御装置
Amjadi Suitability of Switched Capacitor Converters for Electric Vehicle Energy Storage
Manjunath et al. A Modularized Two-Stage Active Cell Balancing Circuit for Series Connected Li-Ion Battery Packs

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20869087

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021548758

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020869087

Country of ref document: EP

Effective date: 20220425