WO2019135391A1 - スイッチング電源の力率改善用pwm制御装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a PWM (Pulse Width Modulation) control device for improving the power factor of a switching power supply.
- PWM Pulse Width Modulation
- Patent Documents 1 to 3 and the like configured to input an input current similar in phase to an input voltage in a switching power supply for converting alternating current into direct current.
- the power factor correction circuit is generally configured as a non-insulated step-up converter, and causes an input current proportional to the input voltage instantaneous value to flow to the reactor by switching the input voltage obtained by rectifying alternating current with a fixed duty ratio. Improve the power factor.
- a single converter type isolated switching power supply having a power factor improvement function is also known (Patent Documents 4 and 5 and the like).
- the single converter type isolated switching power supply is usually configured in a flyback type that performs substantially the same operation as the boost converter.
- the power factor is improved by flowing the input current proportional to the input voltage instantaneous value to the primary coil of the transformer by switching the input voltage obtained by rectifying the alternating current with a fixed duty ratio. ing.
- a boost converter or a flyback type switching power supply usually stores magnetic energy in the on period of switching and outputs a flyback current in the off period.
- a forward type element capable of outputting a forward current in the on period into a flyback type.
- a forward current is output during the on period of switching and a flyback current is output during the off period.
- forward current and “flyback current” are used for the isolated switching power supply, but in the present specification, for the output current of the on period and off period of the non-isolated converter, for convenience, And “flyback current”.
- the combined forward / flyback type isolated switching power supply can increase the output, but has the following problems in terms of power factor.
- the flyback current is an electromotive force generated in the secondary coil at the time of off according to the magnetic energy stored in the transformer by the excitation current flowing to the primary coil during the on period.
- Output by The flyback current can be output even in the range where the input voltage is small. This means that the flyback type isolated switching power supply has a good power factor.
- forward current is output by the electromotive force generated in the secondary coil by mutual induction with the primary coil to which the input voltage is applied during the on period, but the electromotive force generated in the secondary coil is the smoothing capacitor at the output end Is not output unless it exceeds the voltage of Therefore, the forward current is not output in the range where the input voltage is small, and therefore the primary load current paired with the forward current does not flow as the input current. This means that the power factor of the forward type isolated switching power supply is not good.
- the above also applies to non-insulated switching power supplies.
- the forward current output in the on period in the non-insulated switching power supply configured as a combined forward / flyback system is such that the magnitude of the electromotive force generated in the reactor by the input voltage does not exceed the voltage of the smoothing capacitor at the output end Not output As a result, the problem of power factor deterioration occurs as in the case of the above-described isolated switching power supply.
- a general-purpose low-cost pulse width modulation integrated circuit (PWMIC) is widely used for switching control.
- PWMIC pulse width modulation integrated circuit
- the present invention adopts a PWM control device for adopting a combined forward / flyback system combining forward system capable of achieving a large output and realizing a good power factor in a switching power supply for power factor correction. Intended to be provided.
- Another object of the present invention is to provide such a PWM control device with a simple configuration using a general-purpose PWM IC.
- the aspect of the present invention is a PWM control apparatus that outputs a PWM signal to perform on / off control of the switching element in a switching power supply configured to output current both in the on period and the off period of the switching element,
- An input voltage detection unit that detects an input voltage of the switching power supply;
- An input current detection unit that detects an input current of the switching power supply;
- a differential output unit that outputs a control voltage corresponding to a difference between a value proportional to each of the detected input voltage and the input current;
- PWMIC which receives the control voltage and outputs a PWM signal having an on period proportional to the magnitude of the control voltage.
- the input voltage detection unit acquires a first voltage obtained by dividing the input voltage
- the input current detection unit acquires a second voltage obtained by inverting and amplifying a voltage drop of the resistor due to the input current
- the differential output unit includes a differential amplifier circuit that receives the first voltage and the second voltage and outputs a voltage corresponding to the difference between the first and second voltages.
- the differential output unit is based on an AD conversion unit that AD converts each of the voltage which is the voltage division of the input voltage and the voltage drop of the resistor due to the input current, and those values obtained by AD conversion.
- the PWM controller is applied to an isolated or non-insulated switching power supply configured to output at least a forward current in an on period and output at least a flyback current in an off period. Is preferred.
- the PWM controller for power factor improvement of the switching power supply adjusts the length of the on period of the PWM signal based on the control voltage corresponding to the difference between the values proportional to the input voltage and the input current. This makes it possible to improve the power factor by making the waveform of the input current similar to the waveform of the input voltage and in phase.
- FIG. 1 shows an example in which the PWM control apparatus according to the first embodiment of the present invention is applied to an isolated switching power supply.
- FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the switching power supply in the circuit example of FIG. 1, in which (a) shows the current during the on period and (b) shows the current during the off period.
- FIG. 3 schematically shows an example of an operation waveform of an AC half cycle when a sine wave AC is input to the circuit of FIG.
- FIG. 4 is an example in which the PWM control apparatus of the first embodiment of the present invention is applied to a non-insulated switching power supply.
- FIG. 5 is another example in which the PWM control apparatus of the first embodiment of the present invention is applied to a non-isolated switching power supply.
- FIG. 1 shows an example in which the PWM control apparatus of the second embodiment of the present invention is applied to an isolated switching power supply.
- the application target of the PWM control device of the present invention is typically a non-isolated switching power supply (boost converter) or a single converter isolated switching power supply.
- the PWM control device of the present invention performs switching control so that a good power factor can be obtained in these switching power supplies.
- Typical input voltages for these switching power supplies are sinusoidal full-wave rectified voltages.
- the input voltage may be a square wave, a triangular wave or any other waveform in addition to the sine wave.
- FIG. 1 shows the PWM control apparatus 10 according to the first embodiment of the present invention applied to an insulating switching power supply 20 of a one-converter system. It is an example.
- the isolated switching power supply 20 is configured as a combined forward / flyback switching power supply capable of outputting at least a forward current in an on period and at least a flyback current in an off period.
- An input voltage Vin obtained by full-wave rectification of an AC voltage by a rectifier circuit is input to the input terminals 1 and 2 of the isolated switching power supply 20.
- the AC voltage is, for example, a sine wave having a frequency of about several Hz to several kHz generated by 50 Hz or 60 Hz of a system power supply or various power generation devices.
- the transformer T is a forward transformer in which the primary coil N1 and the secondary coil N2 are wound in the same polarity (the winding start end of the coil is indicated by a black circle).
- a switching element Q which is on / off controlled to conduct or cut off the current flowing to the primary coil N1 by the input voltage Vin.
- the switching element Q is an n-channel MOSFET.
- the on / off control is performed by the voltage of the PWM signal Vg applied to the gate.
- the frequency of the PWM signal Vg is several tens kH to several hundreds kH, which is higher than the frequency of the input AC.
- the input terminal 2 which is the negative output terminal of the full wave rectification circuit is connected to the source of the FET which is the switching element Q via the resistor R3 for detecting the input current Iin.
- the source of the FET is the ground terminal on the primary side.
- a reactor L is connected between one end of the secondary coil N2 of the transformer T and the output end 3.
- a diode D1 is provided between the other end of the secondary coil N2 and the output end 4 such that the anode is connected to the output end 4 and the cathode is connected to the other end of the secondary coil N2.
- a diode D2 is provided between the one end of the secondary coil N2 and the output end 4 such that the anode is connected to the output end 4 and the cathode is connected to one end of the secondary coil N2.
- a diode D3 is provided between the other end of the secondary coil N2 and the output end 3 such that the anode is connected to the other end of the secondary coil N2 and the cathode is connected to the output end 3.
- a smoothing capacitor C is connected between the output end 3 and the output end 4.
- a load is connected between the output end 3 and the output end 4.
- FIGS. 2A and 2B schematically show the isolated switching power supply 20 of FIG. 1 and show the flow of current during on and off periods, respectively.
- the electromotive force V2 is determined by the instantaneous value of the input voltage Vin and the turns ratio of the transformer T, and is proportional to the instantaneous value of the input voltage Vin.
- one end of the secondary coil N2 has a positive potential, and the other end has a negative potential.
- the diode D1 becomes forward bias and becomes conductive, and a forward current i1 flows in the path of the secondary coil N2 ⁇ reactor L ⁇ output end 3 ⁇ load ⁇ output end 4 ⁇ diode D1.
- the forward current i1 on the secondary side is also the excitation current of the reactor L, whereby magnetic energy is accumulated in the reactor L.
- the diode D2 since one end of the secondary coil N2 has a positive potential and is reverse biased, no current flows. Also in the diode D3, the other end of the secondary coil N2 has a negative potential and is reverse biased, so no current flows.
- the input current Iin flowing through the primary coil N1 includes a load current due to mutual induction and an excitation current for exciting the transformer T. During the on period, the magnetic flux of the transformer T is increased by the exciting current and magnetic energy is accumulated.
- FIG. 2 (b) shows the flow of current in the off period.
- the PWM signal Vg is turned off, the current path of the switching element Q is cut off, and the current Iin flowing through the primary coil N1 disappears. Thereby, back electromotive force is generated in the primary coil N1 and the secondary coil N2.
- the forward current i1 in the on period does not flow in the off period.
- a reactor current i2 flows so as to release the magnetic energy stored in the reactor L.
- the path of reactor current i2 is reactor L ⁇ output terminal 3 ⁇ load ⁇ output terminal 4 ⁇ diode D2.
- the reactor current i2 corresponds to the output current of the off period in the forward system, and the diode D2 functions as a commutation diode.
- a third current ifb flows in a path of load ⁇ output terminal 4 ⁇ diode D2.
- the flow of the third current ifb causes the magnetic energy stored in the transformer T to be released during the on period.
- the third current ifb can be said to be a flyback current in the flyback method.
- the isolated switching power supply 20 shown in FIG. 1 is a combined forward / flyback power supply capable of outputting the forward current i1 in the on period and the reactor current i2 and the flyback current ifb in the off period. .
- Such a system is not limited to the example of FIG. 1, and various circuits are known.
- the PWM control device 10 has a general-purpose PWM IC 5.
- the PWMIC 5 is a feedback terminal to which the terminal supplied with the power supply Vcc, the control terminal cs to which the control voltage is input, and the output voltage of the switching power supply 20 (voltage Vc of the smoothing capacitor) are input via the resistor R10 and the photocoupler PC. It has at least a terminal fb, an output terminal out for outputting a PWM signal Vg for on / off controlling the switching element Q, and a ground terminal G.
- the general-purpose PWM IC 5 is configured such that the length of the on period in one cycle of the PWM signal Vg having a constant frequency changes in proportion to the control voltage Vcs input to the control terminal cs. Therefore, if the control voltage Vcs is large, the on period is long, and if it is small, the on period is short.
- the detection resistor R3 for detecting the input current Iin is inserted on the line through which the input current Iin flows.
- One end of the resistor R3 is connected to the negative output end of the rectifier circuit, and the other end is connected to the ground end of the primary side.
- the voltage drop ( ⁇ R3 ⁇ Iin) of the resistor R3 due to the input current Iin is an input current detection value that is proportional to the magnitude of the input current Iin.
- the input voltage detection value of the input voltage Vin is also acquired at the input terminal 1.
- the input voltage Vin is divided by the resistors R1 and R2 connected in series.
- the divided voltage V ⁇ at the connection point is input to the non-inverting input terminal (+) of the second operational amplifier A2.
- the divided voltage V ⁇ is an input voltage detection value proportional to the input voltage Vin.
- V ⁇ (R2 / (R1 + R2)) ⁇ Vin Formula 2
- the output voltage V ⁇ of the first operational amplifier A1 is input to the inverting input terminal (-) of the second operational amplifier A2 via the resistor R6.
- the second operational amplifier A2 constitutes a differential amplifier.
- the second operational amplifier A2 constitutes a differential output unit that outputs a difference between a numerical value proportional to the input voltage Vin and a numerical value proportional to the input current Iin.
- the output voltage V ⁇ of the second operational amplifier A2 is divided by the resistors R8 and R9 and input to the control terminal cs of the PWM IC 5. Therefore, a voltage proportional to the output voltage V ⁇ is the control voltage Vcs of the PWM IC 5.
- the control voltage Vcs is proportional to the difference between a numerical value proportional to the input voltage Vin and a numerical value proportional to the input current Iin. As this difference increases, the on period of the PWM signal Vg becomes longer, and the input current Iin increases. Conversely, when this difference decreases, the on period of the PWM signal Vg shortens, and the input current Iin decreases.
- the waveforms of the input voltage Vin and the input current Iin are held in the same phase and in a similar form. This keeps the power factor good, and optimally holds the power factor at one.
- FIG. 3 schematically shows an example of an operation waveform of an AC half cycle when a sine wave AC is input to the circuit of FIG.
- FIG. 3A shows an input voltage Vin of an AC half cycle and an electromotive force (voltage) V2 generated in the secondary coil N2 of the transformer T.
- FIG. also shown is the voltage Vc of the smoothing capacitor at the output end.
- FIG. 3 (b) shows a PWM signal Vg for on / off controlling the switching element Q.
- FIG. 3C shows an envelope of the input current Iin flowing in the switching element and its peak value.
- FIG. 3D shows an envelope (solid line) of the current obtained by adding the forward current i1 flowing to the secondary side and the reactor current i2, and its peak value.
- FIG. 3E shows the flyback current ifb flowing on the secondary side and the envelope (solid line) of its peak value.
- FIG. 3F shows the envelope of the peak value of the current obtained by adding the forward current i1, the reactor current i2 and the flyback current ifb output to the secondary side.
- FIGS. 3C, 3D and 3E show envelopes of current peak values when the switching power supply of FIG. 1 is on / off controlled with a PWM signal having a constant on period.
- an electromotive force (voltage) V2 proportional to the instantaneous value of the input voltage Vin is generated in the secondary coil N2 of the transformer T.
- the forward current i1 can flow only when the electromotive force V2 generated in the secondary coil N2 exceeds the voltage Vc of the smoothing capacitor C.
- the input current Iin flows only during the on period of switching.
- the input current Iin includes a load current and an excitation current.
- the load current included in the input current Iin can flow only when the forward current i1 due to mutual induction flows in the secondary coil N2.
- the electromotive force V2 generated in the secondary coil N2 can not exceed the voltage Vc of the smoothing capacitor C, and the forward current i1 is not output to the secondary side.
- only the excitation current flows as the input current Iin.
- the excitation current can always flow according to the magnitude of the input voltage Vin.
- FIG. 3C if the PWM signal is a pulse signal having a constant on-period, the waveform of the input current Iin is distorted from a sine wave to deteriorate the power factor.
- Dotted lines in FIG. 3D and FIG. 3E respectively indicate forward current i1 + reactor current i2 and flyback current ifb corresponding to the dotted line in FIG. 3C.
- the length of the on period of the PWM signal Vg is adjusted according to the difference between the detected values of the input voltage Vin and the input current Iin. .
- the peak value of the input current Iin is increased by lengthening the on period of the PWM signal Vg.
- the electromotive force V2 exceeds the capacitor voltage Vc and both the excitation current and the load current flow as the input current Iin, the peak period of the input current Iin is reduced by shortening the on period of the PWM signal Vg.
- the envelope of the peak value of the input current Iin becomes a sine wave whose phases are matched in a manner similar to the input voltage Vin.
- the power factor is one.
- the envelope of the peak value of the output current obtained by adding the forward current i1, the reactor current i2 and the flyback current ifb also becomes a sine wave.
- FIG. 4 shows an example of a non-isolated switching power supply to which the PWM control device 10 shown in FIG. 1 can be applied.
- (B) shows the flow during the off period.
- the configuration of the PWM control device 10 is the same as that of FIG.
- the non-insulated switching power supply to which the present invention is applied is also a combined forward / flyback switching power supply capable of outputting at least a forward current in an on period and at least a flyback current in an off period, as in the isolated type. It is configured. Basically, it is a boost converter.
- An input voltage Vin obtained by full-wave rectification of an AC voltage by a rectifier circuit is input to the input terminals 1 and 2 of the non-insulated switching power supply 20A.
- the positive input end 1 is connected to the winding start end of the primary coil N11 of the transformer T1.
- the negative input 2 is a common ground with the negative output 4.
- the transformer T1 is a flyback transformer in which a primary coil N11 and a secondary coil N12 are wound in reverse polarity. Between the other end of the primary coil N11 of the transformer T1 and the ground end, a switching element Q which is on / off controlled to conduct or interrupt the current flowing to the primary coil N11 by the input voltage Vin is provided.
- the switching element Q is an n-channel MOSFET.
- the drain of the FET is connected to the other end of the primary coil N11, and the source is connected to the ground end. Furthermore, a diode D11 is provided, the anode of which is connected to the other end of the primary coil N11 and the cathode of which is connected to the positive output end 3.
- the other end of the secondary coil N12 is connected to the ground end. Furthermore, a diode D12 is provided, the anode of which is connected to one end of the secondary coil N12 and the cathode of which is connected to the output end 3. A smoothing capacitor C is connected between the output ends 3 and 4.
- the input voltage Vin is applied from the input terminal 1 to the primary coil N11, and the input current Iin flows in the primary coil N11.
- the input voltage Vin is detected through the resistor R1, and the input current Iin is detected through the resistor R3.
- the flow of the input current Iin generates an electromotive force V2 due to mutual induction in the secondary coil N12.
- the electromotive force V2 is determined by the magnitude of the input voltage Vin and the turns ratio.
- the diode D12 becomes forward biased, and the forward current i1 flows to the output end 3 through the illustrated path.
- the diode D11 is reverse biased and cut off.
- the forward current i1 can flow only when the electromotive force V2 generated in the secondary coil N12 exceeds the voltage of the smoothing capacitor C.
- the load current included in the input current Iin does not flow. Even when no load current flows, the excitation current included in the input current Iin always flows, and magnetic energy is accumulated in the transformer T1.
- the switching element Q is shut off, and a back electromotive force is generated in the primary coil N11 and the secondary coil N12.
- the diode D12 is reverse biased and cut off.
- the diode D11 is forward biased, and the flyback current ifb flows to the output end 3 through the illustrated path. As a result, the magnetic energy stored in the transformer T1 is released.
- the operation waveforms in the non-insulated switching power supply of FIG. 4 are substantially the same as those of the isolated type shown in FIG. However, in the case of the non-insulation type, there is no reactor current i2 of FIG. Also in the case of the non-insulated switching power supply, the waveform of the input current Iin becomes similar to the input voltage Vin in phase by adjusting the length of the on period of the PWM signal by the PWM controller of the present invention The power factor is good.
- FIG. 5 shows another example of the non-insulated switching power supply to which the present invention is applied, where (a) shows the flow of current during the on period, and (b) shows the flow of the off period.
- the configuration of the PWM control device 10 is the same as that of FIG.
- An input voltage Vin obtained by full-wave rectification of an AC voltage by a rectification circuit is input to the input terminals 1 and 2 of the non-insulated switching power supply 20B.
- the positive input end 1 is connected to the winding start end of the primary coil N21 of the transformer T2.
- the negative input 2 is a common ground with the negative output 4.
- the transformer T2 is a flyback transformer in which a primary coil N21 and a secondary coil N22 are wound in reverse polarity. The other end of the primary coil N21 and one end of the secondary coil N22 are connected. Between the other end of the primary coil N21 of the transformer T22 and the ground end, there is provided a switching element Q which is on / off controlled to conduct or cut off the current flowing to the primary coil N21 by the input voltage Vin.
- the switching element Q is an n-channel MOSFET.
- the drain of the FET is connected to the other end of the primary coil N21, and the source is connected to the ground end.
- a diode D21 is provided, the anode of which is connected to the other end of the secondary coil N22 and the cathode of which is connected to the positive output end 3.
- a diode D22 is provided at the connection point between the primary coil N21 and the secondary coil N22, with the anode connected to the output end 3 and the cathode connected to the output end 3.
- a smoothing capacitor C is connected between the output ends 3 and 4.
- the input voltage Vin is applied from the input terminal 1 to the primary coil N21, and the input current Iin flows in the primary coil N21.
- the input voltage Vin is detected through the resistor R1, and the input current Iin is detected through the resistor R3.
- the flow of the input current Iin generates an electromotive force V2 due to mutual induction in the secondary coil N22.
- the electromotive force V2 is determined by the magnitude of the input voltage Vin and the turns ratio.
- the diode D21 becomes forward biased, and the forward current i1 flows to the output end 3 through the illustrated path.
- the diode D22 is reverse biased and cut off.
- the forward current i1 can flow only when the electromotive force V2 generated in the secondary coil N22 exceeds the voltage of the smoothing capacitor C.
- the load current included in the input current Iin does not flow. Even when no load current flows, the excitation current included in the input current Iin always flows, and magnetic energy is accumulated in the transformer T2.
- the switching element Q is shut off, and a back electromotive force is generated in the primary coil N21 and the secondary coil N22.
- the diode D21 is reverse biased and cut off.
- the diode D22 is forward biased, and the flyback current ifb flows to the output end 3 through the illustrated path. As a result, the magnetic energy stored in the transformer T2 is released.
- the operation waveform in the non-insulated switching power supply 20B of FIG. 5 is also substantially the same as that of the insulation type shown in FIG. 3 except that there is no reactor current i2.
- Switching Power Supply Also included is the case where the above-described insulated switching power supply or non-insulated switching power supply has a switching unit formed of a plurality of switching elements. For example, it is a switching part comprised by a full bridge circuit, a push pull circuit, or a half bridge circuit. Each of the plurality of switching elements included in such a switching unit is on / off controlled by the PWM signal Vg generated by the PWM control device of the present invention.
- FIG. 6 shows an example in which the PWM controller 10A of the second embodiment of the present invention is applied to the same isolated switching power supply as that of FIG.
- the PWM control device 10A has a general-purpose PWM IC 5.
- the PWM IC 5 is the same as that shown in FIG.
- an input current detection value proportional to the magnitude of the input current Iin can be obtained by the voltage across the detection resistor R3.
- the input voltage detection value of the input voltage Vin is also obtained at the input end 1 and divided by the resistors R1 and R2.
- the means for acquiring the input current detection value and the input voltage detection value is not limited to these.
- the differential output unit in the second embodiment digitally calculates the difference between numerical values proportional to each of the input voltage Vin and the input current Iin.
- the differential output unit digitally converts the difference between the input voltage detection value and the input current detection value by using the AD conversion unit 11 that performs AD conversion on the input voltage detection value and the digitally converted input current detection value and the input voltage detection value.
- a DA conversion unit 13 that generates a control voltage at the cs terminal of the PWM IC 5 by DA converting the obtained difference.
- the PWM control device of the switching power supply according to the present invention described above detects each of the input voltage and the input current of the switching power supply, and performs control to adjust the on period of the PWM signal based on the difference between them. Therefore, the complex input current waveform in the combined forward / flyback switching power supply can be easily corrected to the same sine wave as that of the input voltage.
- the same PWM controller can be commonly used for both isolated and non-isolated switching power supplies. Further, the same PWM control device can be commonly used for a single switching element or a plurality of switching elements such as a full bridge. From these, it can be said that the PWM control device of the present invention is highly versatile.
- the present invention is not limited to the illustrated configuration example, and various modifications can be made within the scope of the present invention.
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Abstract
大出力かつ力率が良好なスイッチング電源のためのPWM制御装置を提供する。 スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において電流を出力可能に構成されたスイッチング電源における前記スイッチング素子のオンオフ制御を行うべくPWM信号を出力するPWM制御装置において、前記スイッチング電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記スイッチング電源の入力電流を検出する入力電流検出部と、検出された前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧を出力する差分出力部と、前記制御電圧を入力され、前記制御電圧の大きさに比例したオン期間をもつPWM信号を出力するPWMICと、を有する。
Description
本発明は、スイッチング電源の力率改善のためのPWM(Pulse Width Modulation)制御装置に関する。
交流を直流に電力変換するスイッチング電源において、入力電圧と相似形で位相の一致した入力電流を入力させるように構成された力率改善回路(特許文献1~3等)が公知である。力率改善回路は、一般的に非絶縁型の昇圧コンバータとして構成され、交流を整流した入力電圧を一定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電圧瞬時値に比例した入力電流をリアクトルに流すことで力率を改善している。
一方、力率改善機能を備えたワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源も公知である(特許文献4、5等)。ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源は、通常、昇圧コンバータと実質的に同じ動作をするフライバック方式で構成されている。ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源では、交流を整流した入力電圧を一定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電圧瞬時値に比例した入力電流をトランスの一次コイルに流すことで力率を改善している。
昇圧コンバータやフライバック方式のスイッチング電源は、通常、スイッチングのオン期間に磁気エネルギーを蓄積し、オフ期間にフライバック電流を出力する。
電源の大出力化を図るために、例えば絶縁型スイッチング電源において、オン期間にフォワード電流を出力可能なフォワード方式の要素をフライバック方式に組み込むことが考えられる。このようなフォワード/フライバック複合方式では、スイッチングのオン期間にフォワード電流が出力されると共にオフ期間にフライバック電流が出力される。
なお、通常、「フォワード電流」及び「フライバック電流」の用語は絶縁型のスイッチング電源に用いるが、本明細書では非絶縁型コンバータのオン期間及びオフ期間の出力電流についても、便宜上「フォワード電流」及び「フライバック電流」と称することとする。
フォワード/フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源は、大出力化を図れる一方、力率の点で以下のような問題点がある。例えば正弦波交流の全波整流電圧が入力される場合、フライバック電流は、オン期間に一次コイルに流れる励磁電流によってトランスに蓄積された磁気エネルギーに応じてオフ時に二次コイルに生じた起電力により出力される。フライバック電流は、入力電圧が小さい範囲であっても出力可能である。このことは、フライバック方式の絶縁型スイッチング電源の力率がよいことを意味する
それに対しフォワード電流は、オン期間に入力電圧が印加される一次コイルとの相互誘導により二次コイルに生じた起電力により出力されるが、二次コイルに生じた起電力が出力端の平滑コンデンサの電圧を超えないと出力されない。従って、フォワード電流は、入力電圧が小さい範囲では出力されず、よってフォワード電流と対になる一次側の負荷電流も入力電流として流れない。このことは、フォワード方式の絶縁型スイッチング電源の力率がよくないことを意味する。
このように、フォワード/フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源では、入力電圧が小さい範囲においてフライバック電流のみが出力されてフォワード電流が出力されないことから入力電流の波形が歪み、入力電圧の正弦波と同じ正弦波とならず、力率を悪化させる。
上記のことは非絶縁型スイッチング電源においても同様である。フォワード/フライバック複合方式として構成された非絶縁型スイッチング電源においてオン期間に出力されるフォワード電流は、入力電圧によりリアクトルに生じた起電力の大きさが出力端の平滑コンデンサの電圧を超えないと出力されない。その結果、上述した絶縁型スイッチング電源の場合と同様に力率悪化の問題を生じる。
さらに、一般的なDC/DCコンバータでは、スイッチング制御のために汎用的で低コストのPWMIC(Pulse Width Modulation Integrated Circuit)が広く用いられている。しかしながら、このPWMICを、力率改善用スイッチング電源のスイッチング制御にそのまま採用した場合、十分な力率改善効果を得ることが難しい。
以上の現状から、本発明は、力率改善用スイッチング電源において、大出力化を図れるフォワード方式を組み合わせたフォワード/フライバック複合方式を採用しかつ良好な力率を実現するためのPWM制御装置を提供することを目的とする。さらに、このようなPWM制御装置を汎用的なPWMICを用いて簡易な構成により提供することを目的とする。
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・ 本発明の態様は、スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において電流を出力可能に構成されたスイッチング電源における前記スイッチング素子のオンオフ制御を行うべくPWM信号を出力するPWM制御装置において、
前記スイッチング電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記スイッチング電源の入力電流を検出する入力電流検出部と、
検出された前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧を出力する差分出力部と、
前記制御電圧を入力され、前記制御電圧の大きさに比例したオン期間をもつPWM信号を出力するPWMICと、を有することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記入力電圧検出部が、前記入力電圧を分圧した第1の電圧を取得し、
前記入力電流検出部が、前記入力電流による抵抗の電圧降下を反転増幅した第2の電圧を取得し、
前記差分出力部が、前記第1の電圧と前記第2の電圧を入力されそれらの差分に対応する電圧を出力する差動増幅回路を有することが、好適で或。
・ 上記態様において、前記差分出力部が、前記入力電圧の分圧である電圧及び前記入力電流による抵抗の電圧降下の各々をそれぞれAD変換するAD変換部と、AD変換されたそれらの値に基づいてデジタル演算により前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分を演算する演算部と、得られた差分をDA変換することにより前記差分に対応する電圧を出力するDA変換部と、を有することが、好適である。
・ 上記態様において、前記PWM制御装置が、オン期間に少なくともフォワード電流を出力し、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能に構成された絶縁型又は非絶縁型のスイッチング電源に適用されることが、好適である。
・ 本発明の態様は、スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において電流を出力可能に構成されたスイッチング電源における前記スイッチング素子のオンオフ制御を行うべくPWM信号を出力するPWM制御装置において、
前記スイッチング電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記スイッチング電源の入力電流を検出する入力電流検出部と、
検出された前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧を出力する差分出力部と、
前記制御電圧を入力され、前記制御電圧の大きさに比例したオン期間をもつPWM信号を出力するPWMICと、を有することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記入力電圧検出部が、前記入力電圧を分圧した第1の電圧を取得し、
前記入力電流検出部が、前記入力電流による抵抗の電圧降下を反転増幅した第2の電圧を取得し、
前記差分出力部が、前記第1の電圧と前記第2の電圧を入力されそれらの差分に対応する電圧を出力する差動増幅回路を有することが、好適で或。
・ 上記態様において、前記差分出力部が、前記入力電圧の分圧である電圧及び前記入力電流による抵抗の電圧降下の各々をそれぞれAD変換するAD変換部と、AD変換されたそれらの値に基づいてデジタル演算により前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分を演算する演算部と、得られた差分をDA変換することにより前記差分に対応する電圧を出力するDA変換部と、を有することが、好適である。
・ 上記態様において、前記PWM制御装置が、オン期間に少なくともフォワード電流を出力し、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能に構成された絶縁型又は非絶縁型のスイッチング電源に適用されることが、好適である。
本発明によるスイッチング電源の力率改善用PWM制御装置は、入力電圧と入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧に基づいて、PWM信号のオン期間の長さを調整することによって、入力電流の波形を入力電圧の波形と位相の一致した相似形とし、力率を改善することができる。
以下、例として示した図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。本発明のPWM制御装置の適用対象は、典型的には、非絶縁型スイッチング電源(昇圧コンバータ)又はワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源である。本発明のPWM制御装置は、これらのスイッチング電源において良好な力率が得られるようにスイッチング制御を行う。これらのスイッチング電源の典型的な入力電圧は、正弦波交流の全波整流電圧である。なお、入力電圧は、正弦波以外に、方形波、三角波又はその他の波形の電圧であってもよい。
(1)第1実施形態
(1-1)絶縁型スイッチング電源への適用例
図1は、本発明の第1実施形態のPWM制御装置10を、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源20へ適用した例である。絶縁型スイッチング電源20は、オン期間に少なくともフォワード電流を、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能なフォワード/フライバック複合方式のスイッチング電源として構成されている。
(1-1)絶縁型スイッチング電源への適用例
図1は、本発明の第1実施形態のPWM制御装置10を、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源20へ適用した例である。絶縁型スイッチング電源20は、オン期間に少なくともフォワード電流を、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能なフォワード/フライバック複合方式のスイッチング電源として構成されている。
<スイッチング電源20の構成>
先ず、絶縁型スイッチング電源20の構成について説明する。なお、本発明のPWM制御装置10の適用対象であるフォワード/フライバック複合方式のスイッチング電源は、図1の構成に限定されない。
先ず、絶縁型スイッチング電源20の構成について説明する。なお、本発明のPWM制御装置10の適用対象であるフォワード/フライバック複合方式のスイッチング電源は、図1の構成に限定されない。
絶縁型スイッチング電源20の入力端1、2には、交流電圧を整流回路により全波整流した入力電圧Vinが入力される。交流電圧は、例えば、系統電源の50Hz若しくは60Hz又は各種の発電装置で生成される数Hz~数kHz程度の周波数を有する正弦波である。
トランスTは、一次コイルN1と二次コイルN2が同極性に巻かれたフォワードトランスである(コイルの巻き始端を黒丸で示す)。トランスTの一次側には、入力電圧Vinにより一次コイルN1に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子Qが設けられている。ここではスイッチング素子Qは、nチャネルMOSFETである。そのゲートに印加されるPWM信号Vgの電圧によりオンオフ制御される。PWM信号Vgの周波数は、入力交流の周波数よりも高い数十kH~数百kHである。
全波整流回路の正出力端である入力端1が、一次コイルN1の巻き始端に接続されている。全波整流回路の負出力端である入力端2は、入力電流Iinの検出用の抵抗R3を介してスイッチング素子QであるFETのソースに接続されている。FETのソースは一次側の接地端である。
トランスTの二次コイルN2の一端と出力端3の間にはリアクトルLが接続されている。二次コイルN2の他端と出力端4の間には、アノードが出力端4に、カソードが二次コイルN2の他端に接続されたダイオードD1が設けられている。
さらに、二次コイルN2の一端と出力端4の間には、アノードが出力端4に、カソードが二次コイルN2の一端に接続されたダイオードD2が設けられている。
さらに、二次コイルN2の他端と出力端3の間には、アノードが二次コイルN2の他端に、カソードが出力端3に接続されたダイオードD3が設けられている。
出力端3と出力端4の間には平滑コンデンサCが接続されている。図示しないが、これらの出力端3と出力端4の間には負荷が接続されている。
<スイッチング電源20の基本的動作>
図2を参照して、図1に例示した絶縁型スイッチング電源20の基本的動作について説明する。図2(a)(b)は、図1の絶縁型スイッチング電源20を概略的に示し、それぞれオン期間とオフ期間の電流の流れを示した図である。
図2を参照して、図1に例示した絶縁型スイッチング電源20の基本的動作について説明する。図2(a)(b)は、図1の絶縁型スイッチング電源20を概略的に示し、それぞれオン期間とオフ期間の電流の流れを示した図である。
・オン期間の動作
図2(a)のオン期間においては、スイッチング素子Qがオンになると、入力電圧Vinが一次コイルN1に印加され、これにより、入力端1→一次コイルN1→スイッチング素子Q→入力端2の経路で入力電流Iinが流れる。
図2(a)のオン期間においては、スイッチング素子Qがオンになると、入力電圧Vinが一次コイルN1に印加され、これにより、入力端1→一次コイルN1→スイッチング素子Q→入力端2の経路で入力電流Iinが流れる。
一次コイルN1に入力電流Iinが流れると相互誘導による起電力V2が二次コイルN2に生じる。起電力V2は、入力電圧Vinの瞬時値とトランスTの巻き数比で決まり、入力電圧Vinの瞬時値に比例する。
起電力V2は、二次コイルN2の一端が正電位、他端が負電位となる。これによりダイオードD1が順バイアスとなって導通し、二次コイルN2→リアクトルL→出力端3→負荷→出力端4→ダイオードD1の経路でフォワード電流i1が流れる。
二次側のフォワード電流i1は、リアクトルLの励磁電流でもあり、これによりリアクトルLに磁気エネルギーが蓄積される。
ダイオードD2は、二次コイルN2の一端が正電位となり逆バイアスとなるので電流は流れない。ダイオードD3も、二次コイルN2の他端が負電位となり逆バイアスとなるので電流は流れない。
なお、一次コイルN1に流れる入力電流Iinは、相互誘導による負荷電流とトランスTを励磁する励磁電流を含む。オン期間には、励磁電流によりトランスTの磁束が増加し磁気エネルギーが蓄積される。
・オフ期間の動作
図2(b)は、オフ期間の電流の流れを示している。PWM信号Vgがオフになると、スイッチング素子Qの電流路が遮断され、一次コイルN1を流れる電流Iinは消失する。これにより、一次コイルN1及び二次コイルN2に逆起電力が生じる。
図2(b)は、オフ期間の電流の流れを示している。PWM信号Vgがオフになると、スイッチング素子Qの電流路が遮断され、一次コイルN1を流れる電流Iinは消失する。これにより、一次コイルN1及び二次コイルN2に逆起電力が生じる。
逆起電力により二次コイルN2の他端が正電位となり、ダイオードD1は逆バイアスとなるので、オン期間におけるフォワード電流i1はオフ期間には流れない。
一方、リアクトルLに蓄積された磁気エネルギーを放出するようにリアクトル電流i2が流れる。リアクトル電流i2の経路は、リアクトルL→出力端3→負荷→出力端4→ダイオードD2である。リアクトル電流i2は、フォワード方式におけるオフ期間の出力電流に相当し、ダイオードD2は転流ダイオードとして機能する。
さらに、逆起電力により二次コイルN2の一端が負電位、他端が正電位となり、ダイオードD2及びダイオードD3がいずれも順バイアスとなって導通し、二次コイルN2→ダイオードD3→出力端3→負荷→出力端4→ダイオードD2の経路で第3電流ifbが流れる。第3電流ifbが流れることにより、オン期間にトランスTに蓄積された磁気エネルギーが放出される。第3電流ifbは、フライバック方式におけるフライバック電流といえる。
このように図1に示した絶縁型スイッチング電源20は、オン期間にフォワード電流i1を、オフ期間にはリアクトル電流i2とフライバック電流ifbを出力可能であるフォワード/フライバック複合方式の電源である。このような方式は、図1の例に限らず多様な回路が公知となっている。
<PWM制御装置10の構成及び力率改善動作>
PWM制御装置10は、汎用的なPWMIC5を有する。PWMIC5は、電源Vccを供給される端子と、制御電圧が入力される制御端子csと、スイッチング電源20の出力電圧(平滑コンデンサの電圧Vc)が抵抗R10とフォトカプラPCを介して入力されるフィードバック端子fbと、スイッチング素子Qをオンオフ制御するPWM信号Vgを出力する出力端子outと、接地端子Gとを少なくとも有する。汎用的なPWMIC5は、一定の周波数をもつPWM信号Vgの一周期におけるオン期間の長さが、制御端子csに入力される制御電圧Vcsに比例して変化するように構成されている。従って、制御電圧Vcsが大きくなればオン期間が長く、小さくなればオン期間が短くなる。
PWM制御装置10は、汎用的なPWMIC5を有する。PWMIC5は、電源Vccを供給される端子と、制御電圧が入力される制御端子csと、スイッチング電源20の出力電圧(平滑コンデンサの電圧Vc)が抵抗R10とフォトカプラPCを介して入力されるフィードバック端子fbと、スイッチング素子Qをオンオフ制御するPWM信号Vgを出力する出力端子outと、接地端子Gとを少なくとも有する。汎用的なPWMIC5は、一定の周波数をもつPWM信号Vgの一周期におけるオン期間の長さが、制御端子csに入力される制御電圧Vcsに比例して変化するように構成されている。従って、制御電圧Vcsが大きくなればオン期間が長く、小さくなればオン期間が短くなる。
上述したように入力電流Iinが流れるライン上に、入力電流Iinを検出するための検出用の抵抗R3が挿入されている。抵抗R3は、一端が整流回路の負出力端に、他端が一次側の接地端に接続されている。入力電流Iinによる抵抗R3の電圧降下(-R3・Iin)は、入力電流Iinの大きさに比例する入力電流検出値である。この入力電流検出値は、抵抗R4を介して第1演算増幅器A1の反転入力端(-)に入力され反転増幅される。第1演算増幅器A1の出力電圧をVαとすると、
Vα=(R4/R5)・R3・Iin ・・・式1
Vα=(R4/R5)・R3・Iin ・・・式1
一方、入力電圧Vinの入力電圧検出値も、入力端1において取得される。入力電圧Vinは、直列接続された抵抗R1及び抵抗R2により分圧される。その接続点における分圧Vβが、第2演算増幅器A2の非反転入力端(+)に入力される。この分圧Vβは、入力電圧Vinに比例する入力電圧検出値である。
Vβ=(R2/(R1+R2))・Vin ・・・式2
Vβ=(R2/(R1+R2))・Vin ・・・式2
第2演算増幅器A2の反転入力端(-)には、第1演算増幅器A1の出力電圧Vαが抵抗R6を介して入力される。第2演算増幅器A2は、差動増幅器を構成している。第2演算増幅器A2の出力電圧Vγは、以下の通りである。
Vγ=(1+R7/R6)・Vβ-(R7/R6)・Vα ・・・式3
Vγ=(1+R7/R6)・Vβ-(R7/R6)・Vα ・・・式3
式1、式2、式3より
Vγ=k1・Vin-k2・Iin ・・・式4
但し、k1=(1+R7/R6)・(R2/(R1+R2))
k2=(R7/R6)・(R4/R5)・R3
Vγ=k1・Vin-k2・Iin ・・・式4
但し、k1=(1+R7/R6)・(R2/(R1+R2))
k2=(R7/R6)・(R4/R5)・R3
式4から示されるように、第2演算増幅器A2は、入力電圧Vinに比例する数値と、入力電流Iinに比例する数値との差分を出力する差分出力部を構成する。
第2演算増幅器A2の出力電圧Vγは、抵抗R8と抵抗R9により分圧されてPWMIC5の制御端子csに入力される。従って、出力電圧Vγに比例する電圧が、PWMIC5の制御電圧Vcsとなる。これは、制御電圧Vcsが、入力電圧Vinに比例する数値と、入力電流Iinに比例する数値との差分に比例することを意味する。この差分が大きくなると、PWM信号Vgのオン期間が長くなり、入力電流Iinが大きくなる。逆に、この差分が小さくなると、PWM信号Vgのオン期間が短くなり、入力電流Iinが小さくなる。
このようなPWM制御装置10のオンオフ制御により、入力電圧Vinと入力電流Iinの波形が、位相の一致した相似形に保持される。これにより、力率が良好に、最適には力率が1に保持される。
図3を参照して、PWM制御装置10による絶縁型スイッチング電源20の力率改善動作を説明する。図3は、図1の回路に正弦波交流が入力される場合の交流半周期の動作波形の一例を模式的に示している。
図3(a)は、交流半周期の入力電圧Vinと、トランスTの二次コイルN2に生じる起電力(電圧)V2を示している。また、出力端における平滑コンデンサの電圧Vcも示している。
図3(b)はスイッチング素子Qをオンオフ制御するPWM信号Vgを示している。
図3(c)は、スイッチング素子に流れる入力電流Iinとそのピーク値の包絡線を示している。
図3(d)は、二次側に流れるフォワード電流i1とリアクトル電流i2を加算した電流とそのピーク値の包絡線(実線)を示している。
図3(e)は、二次側に流れるフライバック電流ifbとそのピーク値の包絡線(実線)を示している。
図3(f)は、二次側に出力されるフォワード電流i1、リアクトル電流i2及びフライバック電流ifbを加算した電流のピーク値の包絡線を示している。
図3(b)はスイッチング素子Qをオンオフ制御するPWM信号Vgを示している。
図3(c)は、スイッチング素子に流れる入力電流Iinとそのピーク値の包絡線を示している。
図3(d)は、二次側に流れるフォワード電流i1とリアクトル電流i2を加算した電流とそのピーク値の包絡線(実線)を示している。
図3(e)は、二次側に流れるフライバック電流ifbとそのピーク値の包絡線(実線)を示している。
図3(f)は、二次側に出力されるフォワード電流i1、リアクトル電流i2及びフライバック電流ifbを加算した電流のピーク値の包絡線を示している。
なお、図3(c)(d)(e)の点線は、図1のスイッチング電源を、オン期間一定のPWM信号でオンオフ制御した場合の各電流ピーク値の包絡線を示す。
図3(a)に示すように、スイッチングのオン時には、入力電圧Vinの瞬時値に比例する起電力(電圧)V2がトランスTの二次コイルN2に生じる。フォワード電流i1は、二次コイルN2に生じる起電力V2が平滑コンデンサCの電圧Vcを超えたときにのみ流れることができる。
図3(c)に示すように、入力電流Iinはスイッチングのオン期間にのみ流れる。入力電流Iinには、負荷電流と励磁電流が含まれる。入力電流Iinに含まれる負荷電流は、二次コイルN2に相互誘導によるフォワード電流i1が流れるときにのみ流れることができる。図3(d)に示すように、入力電圧Vinが小さい範囲では二次コイルN2に生じる起電力V2が平滑コンデンサCの電圧Vcを超えられず、二次側にフォワード電流i1が出力されない。この場合、入力電流Iinとして励磁電流のみが流れる。励磁電流は、入力電圧Vinの大きさに応じて常に流れることができる。
図3(c)に点線で示すように、仮にPWM信号がオン期間一定のパルス信号である場合、入力電流Iinの波形が正弦波から歪み、力率を悪化させる。図3(d)及び図3(e)の点線は、図3(c)の点線に対応するフォワード電流i1+リアクトル電流i2、及び、フライバック電流ifbをそれぞれ示したものである。
本発明のPWM制御装置10の制御により、図3(b)に示すように、入力電圧Vinと入力電流Iinの各検出値の差分に応じてPWM信号Vgのオン期間の長さが調整される。例えば、入力電圧Vinが小さい範囲において入力電流Iinとして励磁電流のみが流れる場合、PWM信号Vgのオン期間を長くすることにより入力電流Iinのピーク値を大きくする。また例えば、起電力V2がコンデンサ電圧Vcを超え、入力電流Iinとして励磁電流と負荷電流の双方が流れる場合、PWM信号Vgのオン期間を短くすることにより入力電流Iinのピーク値を小さくする。
この結果、図3(c)に実線で示すように、入力電流Iinのピーク値の包絡線は、入力電圧Vinと相似形で位相の一致した正弦波となる。この場合、力率は1となる。
図3(f)に示すように、フォワード電流i1、リアクトル電流i2及びフライバック電流ifbを加算した出力電流のピーク値の包絡線も正弦波となる。
(1-2)非絶縁型スイッチング電源への適用例
図4は、図1に示したPWM制御装置10を適用可能な非絶縁型スイッチング電源の例を示し、(a)はオン期間の電流の流れを、(b)はオフ期間の流れを示している。PWM制御装置10の構成は、図1と同じであるので図示を省略する。
図4は、図1に示したPWM制御装置10を適用可能な非絶縁型スイッチング電源の例を示し、(a)はオン期間の電流の流れを、(b)はオフ期間の流れを示している。PWM制御装置10の構成は、図1と同じであるので図示を省略する。
本発明の適用対象である非絶縁型スイッチング電源も、絶縁型の場合と同じく、オン期間に少なくともフォワード電流を、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能なフォワード/フライバック複合方式のスイッチング電源として構成されている。基本的には、昇圧コンバータとなる。
非絶縁型スイッチング電源20Aの入力端1、2には、交流電圧を整流回路により全波整流した入力電圧Vinが入力される。正の入力端1が、トランスT1の一次コイルN11の巻き始端に接続されている。負の入力端2は、負の出力端4と共通の接地端である。トランスT1は、一次コイルN11と二次コイルN12が逆極性に巻かれたフライバックトランスである。トランスT1の一次コイルN11の他端と接地端の間に、入力電圧Vinにより一次コイルN11に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子Qが設けられている。ここではスイッチング素子Qは、nチャネルMOSFETである。FETのドレインが一次コイルN11の他端に、ソースが接地端に接続されている。さらに、アノードが一次コイルN11の他端に、カソードが正の出力端3に接続されたダイオードD11が設けられている。
二次コイルN12の他端は接地端に接続されている。さらに、アノードが二次コイルN12の一端に、カソードが出力端3に接続されたダイオードD12が設けられている。出力端3、4の間には平滑コンデンサCが接続されている。
図4(a)に示すオン期間には、スイッチング素子Qが導通すると、入力端1から一次コイルN11に入力電圧Vinが印加され、一次コイルN11に入力電流Iinが流れる。上述した通り、入力電圧Vinは抵抗R1を通して、入力電流Iinは抵抗R3を通して検出される。入力電流Iinが流れることにより二次コイルN12に相互誘導による起電力V2を生じる。起電力V2は、入力電圧Vinの大きさと巻き数比で決まる。これにより、ダイオードD12が順バイアスとなり、図示の経路でフォワード電流i1が出力端3へ流れる。ダイオードD11は逆バイアスとなり遮断される。
但し、フォワード電流i1は、二次コイルN12に生じた起電力V2が平滑コンデンサCの電圧を超えるときにのみ流れることができる。フォワード電流i1が流れないときは、入力電流Iinに含まれる負荷電流は流れない。負荷電流が流れない場合であっても、入力電流Iinに含まれる励磁電流は常に流れ、トランスT1に磁気エネルギーが蓄積される。
図4(b)に示すオフ期間には、スイッチング素子Qが遮断され、一次コイルN11及び二次コイルN12に逆起電力が生じる。ダイオードD12は逆バイアスとなり遮断される。一方、ダイオードD11が順バイアスとなり、図示の経路でフライバック電流ifbが出力端3へ流れる。これによりトランスT1に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
図4の非絶縁型スイッチング電源における動作波形は、図3に示した絶縁型の場合と実質的に同じである。但し、非絶縁型の場合、図3(d)のリアクトル電流i2がない。非絶縁型スイッチング電源の場合も、本発明のPWM制御装置によってPWM信号のオン期間の長さを調整されることにより、入力電流Iinの波形が、入力電圧Vinと位相の一致した相似形となり、力率が良好となる。
図5は、本発明の適用対象である非絶縁型スイッチング電源の別の例を示し、(a)はオン期間の電流の流れを、(b)はオフ期間の流れを示している。PWM制御装置10の構成は、図1と同じであるので図示を省略する。
非絶縁型スイッチング電源20Bの入力端1、2には、交流電圧を整流回路により全波整流した入力電圧Vinが入力される。正の入力端1が、トランスT2の一次コイルN21の巻き始端に接続されている。負の入力端2は、負の出力端4と共通の接地端である。トランスT2は、一次コイルN21と二次コイルN22が逆極性に巻かれたフライバックトランスである。一次コイルN21の他端と二次コイルN22の一端は接続されている。トランスT22の一次コイルN21の他端と接地端の間に、入力電圧Vinにより一次コイルN21に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子Qが設けられている。ここではスイッチング素子Qは、nチャネルMOSFETである。FETのドレインが一次コイルN21の他端に、ソースが接地端に接続されている。さらに、アノードが二次コイルN22の他端に、カソードが正の出力端3に接続されたダイオードD21が設けられている。
さらに、一次コイルN21と二次コイルN22との接続点にアノードが、出力端3にカソードが接続されたダイオードD22が設けられている。出力端3、4の間には平滑コンデンサCが接続されている。
図5(a)に示すオン期間には、スイッチング素子Qが導通すると、入力端1から一次コイルN21に入力電圧Vinが印加され、一次コイルN21に入力電流Iinが流れる。上述した通り、入力電圧Vinは抵抗R1を通して、入力電流Iinは抵抗R3を通して検出される。入力電流Iinが流れることにより二次コイルN22に相互誘導による起電力V2を生じる。起電力V2は、入力電圧Vinの大きさと巻き数比で決まる。これにより、ダイオードD21が順バイアスとなり、図示の経路でフォワード電流i1が出力端3へ流れる。ダイオードD22は逆バイアスとなり遮断される。
但し、フォワード電流i1は、二次コイルN22に生じた起電力V2が平滑コンデンサCの電圧を超えるときにのみ流れることができる。フォワード電流i1が流れないときは、入力電流Iinに含まれる負荷電流は流れない。負荷電流が流れない場合であっても、入力電流Iinに含まれる励磁電流は常に流れ、トランスT2に磁気エネルギーが蓄積される。
図5(b)に示すオフ期間には、スイッチング素子Qが遮断され、一次コイルN21及び二次コイルN22に逆起電力が生じる。ダイオードD21は逆バイアスとなり遮断される。一方、ダイオードD22が順バイアスとなり、図示の経路でフライバック電流ifbが出力端3へ流れる。これによりトランスT2に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
図5の非絶縁型スイッチング電源20Bにおける動作波形も、リアクトル電流i2がない点を除いて、図3に示した絶縁型の場合と実質的に同じである。
(1-3)スイッチング電源のその他の構成例
上述した絶縁型スイッチング電源又は非絶縁型スイッチング電源が、複数のスイッチング素子からなるスイッチング部を有する場合も含まれる。例えば、フルブリッジ回路、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路により構成されるスイッチング部である。このようなスイッチング部に含まれる複数のスイッチング素子の各々が、本発明のPWM制御装置により生成されるPWM信号Vgによりオンオフ制御される。
上述した絶縁型スイッチング電源又は非絶縁型スイッチング電源が、複数のスイッチング素子からなるスイッチング部を有する場合も含まれる。例えば、フルブリッジ回路、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路により構成されるスイッチング部である。このようなスイッチング部に含まれる複数のスイッチング素子の各々が、本発明のPWM制御装置により生成されるPWM信号Vgによりオンオフ制御される。
(2)PWM制御装置の第2実施形態
図6は、本発明の第2実施形態のPWM制御装置10Aを、図1と同じ絶縁型スイッチング電源へ適用した例である。
図6は、本発明の第2実施形態のPWM制御装置10Aを、図1と同じ絶縁型スイッチング電源へ適用した例である。
PWM制御装置10Aは、汎用的なPWMIC5を有する。PWMIC5については、図1のものと同じであるので説明を省略する。
第2の実施形態においても、検出用の抵抗R3の両端電圧により、入力電流Iinの大きさに比例する入力電流検出値が得られる。同様に、一方、入力電圧Vinの入力電圧検出値も入力端1において取得され、抵抗R1及び抵抗R2により分圧される。なお、入力電流検出値及び入力電圧検出値を取得する手段は、これらに限定されない。
第2の実施形態における差分出力部は、入力電圧Vin及び入力電流Iinの各々に比例する数値の間の差分をデジタル的に演算する。差分出力部は、入力電圧検出値と入力電流検出値とをそれぞれAD変換するAD変換部11と、デジタル変換された入力電流検出値と入力電圧検出値とを用いて、デジタル演算によりそれらの差分を演算するデジタルシグナルプロセッサ(DSP)等のデジタル演算部12と、得られた差分をDA変換することにより、PWMIC5のcs端子の制御電圧を生成するDA変換部13と、を有する。
以上に説明した本発明のスイッチング電源のPWM制御装置は、スイッチング電源の入力電圧と入力電流をそれぞれ検知して、それらの差分に基づいてPWM信号のオン期間を調整する制御を行う。従って、フォワード/フライバック複合方式のスイッチング電源における複雑な入力電流波形も、入力電圧の正弦波と同じ正弦波に容易に補正することができる。
さらに、同じPWM制御装置を、絶縁型及び非絶縁型のいずれのスイッチング電源にも共通に使用できる。また、同じPWM制御装置を、単一のスイッチング素子にもフルブリッジ等の複数のスイッチング素子にも共通で使用できる。これらにより、本発明のPWM制御装置は汎用性が高いと言える。図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。
1、2 入力端
3,4 出力端
T、T1 トランス
N1、N11、N21 一次コイル
N2、N12、N22 二次コイル
Q スイッチング素子
D1、D2、D3、D11、D12、D21、D22 ダイオード
L リアクトル
C 平滑コンデンサ
R1~R9 抵抗
A1、A2 演算増幅器
3,4 出力端
T、T1 トランス
N1、N11、N21 一次コイル
N2、N12、N22 二次コイル
Q スイッチング素子
D1、D2、D3、D11、D12、D21、D22 ダイオード
L リアクトル
C 平滑コンデンサ
R1~R9 抵抗
A1、A2 演算増幅器
Claims (4)
- スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において電流を出力可能に構成されたスイッチング電源における前記スイッチング素子のオンオフ制御を行うべくPWM信号を出力するPWM制御装置において、
前記スイッチング電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記スイッチング電源の入力電流を検出する入力電流検出部と、
検出された前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧を出力する差分出力部と、
前記制御電圧を入力され、前記制御電圧の大きさに比例したオン期間をもつPWM信号を出力するPWMICと、を有することを特徴とするスイッチング電源のPWM制御装置。 - 前記入力電圧検出部が、前記入力電圧を分圧した第1の電圧を取得し、
前記入力電流検出部が、前記入力電流による抵抗の電圧降下を反転増幅した第2の電圧を取得し、
前記差分出力部が、前記第1の電圧と前記第2の電圧を入力されそれらの差分に対応する電圧を出力する差動増幅回路を有することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源のPWM制御装置。 - 前記差分出力部が、前記入力電圧の分圧である電圧及び前記入力電流による抵抗の電圧降下の各々をそれぞれAD変換するAD変換部と、AD変換されたそれらの値に基づいてデジタル演算により前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分を演算する演算部と、得られた差分をDA変換することにより前記差分に対応する電圧を出力するDA変換部と、を有することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源のPWM制御装置。
- オン期間に少なくともフォワード電流を出力し、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能に構成された絶縁型又は非絶縁型のスイッチング電源に適用されることを特徴とする請求項1~3のいずれかに記載のスイッチング電源のPWM制御装置。
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