WO2018109864A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2018109864A1
WO2018109864A1 PCT/JP2016/087215 JP2016087215W WO2018109864A1 WO 2018109864 A1 WO2018109864 A1 WO 2018109864A1 JP 2016087215 W JP2016087215 W JP 2016087215W WO 2018109864 A1 WO2018109864 A1 WO 2018109864A1
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WO
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switching element
control
reactor
reactor current
current
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PCT/JP2016/087215
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English (en)
French (fr)
Inventor
章太 渡辺
義章 石黒
友一 坂下
前田　貴史
陽 山上
達也 平山
Original Assignee
三菱電機株式会社
三菱電機照明株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that has a power factor correction (PFC) function and converts AC power into DC power.
  • PFC power factor correction
  • a full-wave rectifier circuit that full-wave rectifies an AC voltage of an AC power source, a first and a second switching element, and a reactor, and converts an input voltage obtained by the full-wave rectifier circuit into a target output voltage.
  • H-bridge buck-boost converter input voltage after full-wave rectification by the full-wave rectifier circuit, output voltage after voltage conversion by the H-bridge buck-boost converter, and the H-bridge buck-boost converter
  • a detection circuit for detecting each of the reactor currents flowing through the reactor The output voltage is controlled by controlling the first and second switching elements of the H-bridge type buck-boost converter based on the detection signal detected by the detection circuit, and the reactor current is controlled and input.
  • a power conversion device that performs power factor correction control that brings a current waveform close to an input voltage waveform, Based on the comparison between the input voltage and the output voltage, the operation of the step-up control, step-down control, or step-up / step-down control of the H-bridge type step-up / down converter is determined, and the step-up control, step-down control, step-up / step-down control is performed.
  • a method is disclosed in which a target reactor current for individually performing the power factor improvement control corresponding to the time of pressure control is calculated and current control is performed so that the reactor current matches the target reactor current ( For example, see Patent Document 1 below).
  • the first and second switching elements are simultaneously controlled to be turned on / off simultaneously during the step-up / step-down control. Then, assuming that the input / output voltage difference is small during the step-up / down control, the switching duty ratio of the first and second switching elements is about 50%. Therefore, the target reactor current at the time of step-up / step-down control is twice the value corresponding to the input current at the time of step-up control by the first and second switching elements, and twice the value corresponding to the output current at the time of step-down control. It is calculated with. As described above, in the step-up / step-down control, the reactor current flowing through the reactor is doubled in principle as compared with the step-up control and the step-down control, and there is a problem that the loss generated in the reactor increases.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a power conversion device that can reduce the maximum value of the reactor current flowing through the reactor and reduce the loss generated in the reactor. be able to.
  • the power conversion device comprises a power supply main circuit unit and a power supply control unit,
  • the power supply main circuit unit has a full-wave rectification circuit that full-wave rectifies the AC voltage of the AC power supply, a first switching element and a reactor, and an input voltage obtained by the full-wave rectification circuit.
  • An H-bridge type buck-boost converter that converts the output voltage to an input voltage, an input voltage that has been full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit, an output voltage that has been voltage-converted by the H-bridge type buck-boost converter, and the reactor And a detection circuit for detecting a reactor current flowing through
  • the power supply controller controls the output voltage by on / off controlling the first and second switching elements of the H-bridge buck-boost converter based on a detection signal detected by the detection circuit, and controls the output voltage.
  • a power conversion device that performs power factor correction control that controls current to bring an input current waveform closer to an input voltage waveform
  • the power control unit includes a first mode in which both the first and second switching elements are in an on state, a second mode in which the first switching element is in an on state and the second switching element is in an off state,
  • the multi-mode switching control is performed to turn on and off the first and second switching elements so that the second switching elements sequentially have the third mode in the off state.
  • the reactor current is controlled to a square waveform, and the input current waveform is in phase with the input voltage waveform.
  • the power factor can be improved so as to approximate the same waveform.
  • the maximum value of a reactor current can be reduced and the loss which generate
  • FIG. 1 and 2 are circuit block diagrams showing a power supply main circuit section and a power supply control section of the power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device includes a power supply main circuit unit 1 shown in FIG. 1 and a power supply control unit 2 shown in FIG.
  • the power supply main circuit unit 1 has an AC power supply 3 connected to the input side and a load 10 connected to the output side.
  • the power supply main circuit unit 1 includes an input filter 4, a full-wave rectifier circuit 5, an H-bridge type buck-boost converter 6 (hereinafter simply referred to as a converter 6), an input capacitor C1, and an output capacitor C2.
  • the input filter 4 is connected between the AC power supply 3 and the full-wave rectifier circuit 5 to prevent outflow of harmonic currents to the system power supply.
  • the LC is composed of a reactor and a capacitor as shown in FIG. It consists of a filter and the like.
  • the full-wave rectifier circuit 5 is composed of a diode bridge that full-wave rectifies the AC input voltage vac of the AC power supply 3.
  • the input capacitor C1 is connected to the full-wave rectifier circuit 5 and smoothes the switching noise contained in the input voltage
  • the converter 6 is connected to the input capacitor C1.
  • the output capacitor C ⁇ b> 2 is for smoothing the pulsation of the output voltage of the converter 6 to obtain a DC output voltage vdc, and is connected to the converter 6.
  • the load 10 is connected to the output capacitor C2.
  • the full-wave rectifier circuit 5 shows a case where a rectifier circuit in which four diode elements are configured in a full bridge shape is used.
  • the present invention is not limited to this. Any circuit may be used as long as it can perform full-wave rectification.
  • a circuit in which switching elements such as thyristors are combined instead of diodes may be used.
  • the converter 6 has a first arm in which a first switching element Q1 and a first diode D1 are connected in series on the AC power supply side, and a second diode D2 and a second switching element Q2 are connected in series on the load side. A second arm is included.
  • the reactor L is provided between the connection point of the 1st switching element Q1 and the 1st diode D1, and the connection point of the 2nd diode D2 and the 2nd switching element Q2.
  • the first and second switching elements Q1 and Q2 are an FET (Field Effect Transistor) element or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) element driven by a switch signal for on / off control generated by the power supply control unit 2.
  • the converter 6 has a function as a step-up converter and a function as a step-down converter with the above circuit configuration, and adjusts the pulsating voltage
  • FIG. 3 is a graph showing the relationship between the AC input voltage vac and the pulsating voltage
  • the first and second diodes D1 and D2 may be changed to third and fourth switching elements Q3 and Q4 such as FET elements and IGBT elements. That is, converter 6 has a first arm in which first switching element Q1 and third switching element Q3 are connected in series on the AC power supply side, and fourth switching element Q4 and second switching element Q2 are in series on the load side.
  • the reactor L is connected between the connection point of the first switching element Q1 and the third switching element Q3 and the connection point of the fourth switching element Q4 and the second switching element Q2. It becomes the composition which becomes.
  • a synchronous rectification method is employed in which the on / off of the second switching element Q2 and the fourth switching element Q4 is operated with inverse logic and the on / off of the first switching element Q1 and the third switching element Q3 is operated with inverse logic.
  • the power main circuit unit 1 includes a current detection unit 7, an input voltage detection unit 8, and an output voltage detection unit 9, and these detection units correspond to the detection circuit in the claims.
  • the current detector 7 detects a reactor current iL flowing through the reactor L.
  • the input voltage detector 8 detects the magnitude of the pulsating voltage
  • the output voltage detector 9 detects the magnitude of the DC output voltage vdc as an output voltage detection value vo, and includes voltage dividing resistors R3 and R4 connected in series, for example.
  • the power supply control unit 2 compares the output control unit 21 that calculates the output control amount i ** based on the output voltage detection value vo and the target output voltage vo *, and compares the input voltage detection value vin and the output voltage detection value vo. And a first selector 23 and a second selector 26d that switch between step-up control, step-down control, or multi-mode switching control, which is a feature of the present embodiment, based on the result of the comparison unit 22.
  • the power supply control unit 2 also includes a target value calculation unit 24a for calculating the upper limit target value iref *, a reactor current comparison unit 25a for comparing the reactor current iL with the upper limit target value iref * and the lower limit target value, and a reactor during boost control.
  • a switch control unit 26a that generates a signal for controlling the first and second switching elements Q1 and Q2 based on the comparison result of the current comparison unit 25a is provided.
  • the power supply control unit 2 includes a target value calculation unit 24b that calculates the upper limit target value iref *, a reactor current comparison unit 25b that compares the reactor current iL with the upper limit target value iref * and the lower limit target value, and a reactor during step-down control.
  • a switch control unit 26b that generates a signal for controlling the first and second switching elements Q1 and Q2 based on the comparison result of the current comparison unit 25b is provided.
  • the power supply control unit 2 also includes a target value calculation unit 24b that calculates the upper limit target value iref * and a reactor current comparison unit 25b that compares the reactor current iL with the upper limit target value iref * and the lower limit target value during multi-mode switching control.
  • the switch controller 26b generates a signal for controlling the first and second switching elements Q1 and Q2 based on the comparison result of the reactor current comparator 25b.
  • the power supply control unit 2 compares the input voltage detection value vin and the output voltage detection value vo by the comparison unit 22, and switches the contact points of the first selector 23 and the second selector 26d based on the comparison result. Switching between step-up control, step-down control, and multi-mode switching control, which is a feature of the present embodiment. The contents of the multiple mode switching control will be described in detail later.
  • the power supply control unit 2 sets the target value calculation unit 24a during the boost control. Then, the control is switched to the reactor current comparison unit 25a and the switch control unit 26a, and the boost control is performed so that the first switching element Q1 is always turned on and the second switching element Q2 is switched. Further, when the input voltage detection value vin is higher than the output voltage detection value vo by a predetermined value or more (for example, when vin> 1.1 ⁇ vo), the power supply control unit 2 sets the target value calculation unit 24b at the time of step-down control.
  • the power supply control unit 2 performs on / off control of the first and second switching elements Q1 and Q2 of the converter 6 by using the input voltage detection value vin, the output voltage detection value vo, and the reactor current iL, whereby the AC input current It has a PFC (Power Factor Correction) control function for controlling the input current iin after full-wave rectification so that iac has the same waveform and the same phase as the AC input voltage vac.
  • PFC Power Factor Correction
  • the target input current iin * which is a control target value for controlling the input current iin, has the same pulsating waveform with the same phase as the pulsating voltage
  • this can be adjusted by controlling the reactor current iL flowing through the reactor L of the converter 6.
  • power supply control unit 2 controls first and second switching elements Q1 and Q2 of converter 6 so that the average of reactor current iL per unit time matches target reactor current iL *.
  • FIG. 4 and 5 are circuit operation diagrams of step-up control and step-down control, respectively. 4 and 5, the horizontal axis indicates time, the waveform of the reactor current iL is shown on the upper side of the figure, and the operation waveforms of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are shown on the lower side of the figure. .
  • the first switching element Q1 and the first switching element Q1 are arranged so that the reactor current iL has a triangular shape between the upper limit target value iref * and the lower limit target value. 2 Controls the switching element Q2. The derivation of the upper limit target value iref * will be described later.
  • the first switching element Q1 is always turned on, the second switching element Q2 is turned on at the moment when the reactor current iL reaches the lower limit target value, and the reactor current iL becomes the upper limit target value iref *. At the moment of reaching, the second switching element Q2 is turned off.
  • the reactor current for boost control will be described with reference to FIG. FIG. 6 shows the path of the reactor current iL flowing through the converter 6 using arrows.
  • the first switching element Q1 is always on. Therefore, during the period when the second switching element Q2 is on, the reactor current iL flows through the path shown in FIG. 6A, and the pulsating voltage
  • the reactor current iL rises with a slope proportional to the pulsating voltage
  • the reactor current iL flows through the path shown in FIG. 6B, and the voltage difference (
  • the reactor current iL has a triangular waveform, and the target reactor current iL exceeds the target reactor current iL * by the amount that the reactor current iL exceeds the target reactor current iL *. Since the shortage of the reactor current iL that does not reach * is compensated, the average of the reactor current iL per unit time can be matched with the target reactor current iL *.
  • the second switching element Q2 is always turned off, the first switching element Q1 is turned on at the moment when the reactor current iL reaches the lower limit target value, and the reactor current iL becomes the upper limit target value iref *. At the moment of reaching, the first switching element Q1 is turned off.
  • the reactor current for step-down control will be described with reference to FIG. In the step-down control, since the second switching element Q2 is always turned off, the reactor current iL flows through the path shown in FIG. 6B during the period when the first switching element Q1 is on.
  • the reactor current iL It rises with a slope proportional to the voltage difference (
  • the reactor current iL flows through the path shown in FIG. 6C, and the output voltage ( ⁇ vdc) is applied to the reactor L. Therefore, the reactor current iL is added to the output voltage ( ⁇ vdc). Fall with a proportional slope.
  • the reactor current iL has a triangular waveform, and the target reactor current iL * is equivalent to the amount of the reactor current iL exceeding the target reactor current iL *. Since the shortage of reactor current iL that does not reach the value is compensated, the average of reactor current iL per unit time can be matched with target reactor current iL *.
  • the four-mode switching control includes a first mode in which both the first and second switching elements Q1, Q2 are in an on state, and a second mode in which the first switching element Q1 is in an on state and the second switching element Q2 is in an off state.
  • a third mode in which both the first and second switching elements Q1, Q2 are in an off state and a fourth mode in which the first switching element Q1 is in an off state and the second switching element Q2 is in an on state.
  • the reactor current iL is controlled to have a square waveform by turning on and off the first and second switching elements Q1 and Q2.
  • FIG. 7 is a circuit operation diagram of the four-mode switching control.
  • the horizontal axis indicates time
  • the waveform of the reactor current iL is shown on the upper side of the figure
  • the operation waveforms of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are shown on the lower side of the figure.
  • the first and second switching elements Q1 and Q2 are turned on / off so that the reactor current iL has a square waveform between the upper limit target value iref * and the lower limit target value.
  • the first switching element Q1 is turned on by a signal given to the first switching element Q1. Then, the first switching element Q1 is turned on and the second switching element Q2 is turned on, and operates in the first mode shown in FIG. In this first mode, reactor current iL flows through the path shown in FIG. 6A, and pulsating voltage
  • the first switching element Q1 is turned off by a signal given to the first switching element Q1. Then, the first switching element Q1 is turned off and the second switching element Q2 is turned off, and operates in the third mode shown in FIG.
  • the reactor current iL flows through the path shown in FIG. Since the output voltage ( ⁇ vdc) is applied to the reactor L, the reactor current iL falls with a slope proportional to the output voltage ( ⁇ vdc) as shown in a period T3 in FIG.
  • the converter 6 operates in four modes by operating the first and second switching elements Q1 and Q2 so as to overlap each other.
  • the reactor current iL has a rectangular waveform, and the shortage of the reactor current iL that does not reach the target reactor current iL * by the amount that the reactor current iL exceeds the target reactor current iL * is compensated. Therefore, the average of the reactor current iL per unit time can be matched with the target reactor current iL *.
  • the three-mode switching control includes a first mode in which both the first and second switching elements Q1, Q2 are in an on state, and a second mode in which the first switching element Q1 is in an on state and the second switching element Q2 is in an off state. And the first and second switching elements Q1 and Q2 are turned on and off so that the first mode and the second switching element Q1 and Q2 are in turn in the third mode. It is characterized by controlling to a rectangular waveform.
  • FIG. 8 is a circuit operation diagram of three-mode switching control.
  • the horizontal axis indicates time
  • the waveform of the reactor current iL is shown on the upper side of the figure
  • the operation waveforms of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are shown on the lower side of the figure.
  • the first switching element Q1 is turned off by a signal given to the first switching element Q1. Then, the first switching element Q1 is turned off and the second switching element Q2 is turned off, and operates in the third mode shown in FIG.
  • the reactor current iL flows through the path shown in FIG. Since the output voltage ( ⁇ vdc) is applied to the reactor L, the reactor current iL falls with a slope proportional to the output voltage ( ⁇ vdc) as shown in a period T3 in FIG.
  • the first and second switching elements Q1 and Q2 are turned on and off so that the reactor current iL has a rectangular waveform between the upper limit target value iref * and the lower limit target value.
  • the reactor current iL has a square waveform, and the shortage of the reactor current iL that does not reach the target reactor current iL * by the amount that the reactor current iL exceeds the target reactor current iL * is compensated. Therefore, the average of the reactor current iL per unit time can be matched with the target reactor current iL *.
  • the three-mode switching control can reduce the maximum value of the reactor current iL as compared with the four-mode switching control.
  • fixed frequency control which is one specific example of the multiple mode switching control according to the present embodiment.
  • a signal having a fixed frequency fQ1 and a fixed duty dQ1 is applied to the first switching element Q1, thereby turning on and off the first switching element Q1.
  • the second switching element Q2 is operated to turn on at the moment when the reactor current iL reaches the lower limit target value and to turn off at the moment when the reactor current iL reaches the upper limit target value iref *.
  • the reactor current waveform iL is a square waveform between the upper limit target value iref * and the lower limit target value.
  • fixed duty dQ1 is related to the maximum value of reactor current iL during fixed frequency control. That is, the maximum value of reactor current iL can be reduced by setting fixed duty dQ1 to a large value. As a result, the maximum value of the reactor current iL can be reduced as compared with the step-up / step-down control in the prior art, so that the loss generated in the reactor can be reduced. Thereby, the efficiency improvement as a power converter device is realizable.
  • the heat generated in the reactor can be reduced, it is possible to reduce the size of the reactor and the heat-dissipating component and thereby reduce the size of the device.
  • the setting of the above-described fixed duty dQ1 does not require detection of the input voltage or output voltage, and it is not necessary to change the value depending on the load or the magnitude of the input voltage.
  • the fixed frequency fQ1 of the signal given to the first switching element Q1 in the fixed frequency control will be described. It is desirable to set the fixed frequency fQ1 as small as possible from the viewpoint of reducing the switching loss.
  • the fixed frequency fQ1 is set using the resonance frequency of the input filter 4 so that the AC input current iac does not resonate at the resonance frequency determined by the input filter (LC filter) 4.
  • the switching frequency is lowered and approaches the resonance frequency of the input filter.
  • Switching of the step-down control is determined by the values of the pulsating voltage
  • the fixed frequency fQ1 may be set as the control switching frequency, and the operation may be switched to the fixed frequency control when the switching frequency of the step-up control or the step-down control becomes smaller than fQ1.
  • FIG. 9 is a diagram in which the configuration of the power supply control unit 2 of FIG. 2 is adapted to fixed frequency control.
  • symbol S means a process step.
  • the power supply control unit 2 When the control process is started, the power supply control unit 2 outputs the input voltage detection value vin obtained by detecting the pulsating voltage
  • Each of the detected output voltage values vo obtained by detecting the voltage vdc is fetched, and the target output voltage vo * indicating the control target value of the output voltage vdc is received from the host system (step S1).
  • the target output voltage vo * is received from the outside such as a host system, but is not limited to this, and may be a constant determined in advance in the power supply control unit 2.
  • the output control unit 21 outputs the output control amount i ** for controlling the output voltage vdc to a desired value by PI control (proportional integral control) from the deviation between the output voltage detection value vo and the target output voltage vo *. Is obtained (step S2).
  • PI control is used to calculate the control amount, but classical control such as PD control (proportional derivative control), PID control (proportional integral derivative control), or modern control H ⁇ control (H-infinity). Any control method may be used as long as it is a control method for bringing the error calculation result closer to the target value, such as control.
  • the comparison unit 22 compares the input voltage detection value vin (instantaneous value) with the magnitude of the output voltage detection value vo to obtain the upper limit target value iref *, and the current circuit operation of the power supply main circuit unit 1.
  • Step-up control, step-down control, fixed frequency control is determined (step S3). That is, the comparison unit 22 performs boost control when vin ⁇ vo, performs step-down control when vin> vo, and performs fixed frequency control when vin ⁇ vo.
  • Boosting control In the step-up control used when the input voltage detection value vin is smaller than the output voltage detection value vo (vin ⁇ vo), the common contact d of the first selector 23 connected to the output side of the output control unit 21 is connected individually to the step-up control side. The contact a is connected, and the individual contact a on the boost control side of the second selector 26d is connected to the common contact d.
  • PFC control is performed to control the input current iin after full-wave rectification so that the AC input current iac has substantially the same phase and waveform as the AC input voltage vac.
  • a target reactor current iL * is obtained.
  • the target reactor current iL * during the boost control can be set by the following equation (3) (step S4).
  • iL ** vin ⁇ i ** (3)
  • the target value calculation unit 24a sets the upper limit target value iref * by the following equation (4) using the above equation (1) and the above equation (3) (step S5).
  • the reactor current comparison unit 25a detects and takes in the reactor current iL from the current detection unit 7 of the power supply main circuit unit 1 (step S6). Then, the comparison is performed using the reactor current iL and the upper limit target value iref * obtained by the target value calculation unit 24a. Based on the comparison result, the switch control unit 26a generates and outputs a signal for controlling the first and second switching elements Q1 and Q2.
  • the first switching element Q1 is always turned on, and the second switching element Q2 is turned on at the moment when the reactor current iL reaches the lower limit target value (the lower limit target value is set to 0 here), Control is performed so that the second switching element Q2 is turned off at the moment when the reactor current iL reaches the upper limit target value iref * (step S7).
  • the above description is the control content of the power supply control unit 2 in the boost control.
  • Step-down control When the input voltage detection value vin is larger than the output voltage detection value vo (vin> vo) in the determination of step S3, step-down control is performed.
  • step-down control in FIG. 9, the common contact d of the first selector 23 connected to the output side of the output control unit 21 is connected to the individual contact b on the step-down control side, and each step-down control side of the second selector 26d. Are connected to the common contact d.
  • the target reactor current iL * at the time of step-down control can be set by the following equation (8) (step S8).
  • iL * ⁇ (vin) 2 / vo ⁇ ⁇ i ** (8)
  • the target value calculation unit 24b sets the upper limit target value iref * by the following equation (9) using the above equation (1) and the above equation (8) (step S9).
  • the reactor current comparison unit 25b detects and captures the reactor current iL from the current detection unit 7 of the power supply main circuit unit 1 (step S6). Then, the comparison is performed using the reactor current iL and the upper limit target value iref * obtained by the target value calculation unit 24b. Based on the comparison result, the switch control unit 26b generates and outputs a signal for controlling the first and second switching elements Q1 and Q2. That is, in step-down control, the second switching element Q2 is always turned off, and the first switching element Q1 is turned on at the moment when the reactor current iL reaches the lower limit target value (the lower limit target value is set to 0 here). The first switching element Q1 is controlled to be turned off at the moment when the target value iref * is reached (step S10).
  • the above description is the control content of the power supply control unit 2 in the step-down control.
  • the reactor current iL in the fixed frequency control is assumed as shown in FIG.
  • FIG. 11 shows a case where the period in which the reactor current iL rises and the period in which the reactor current iL rises are sufficiently short so that they can be ignored, and the pulsating voltage
  • vdc).
  • the reactor current iL flows only during the period when the first switching element Q1 is turned on, a current corresponding to the input current iin flows through the reactor L.
  • the reactor current iL having the magnitude of the upper limit target value iref * always flows during the period in which the first switching element Q1 is turned on, and the reactor current iL does not flow during the period in which the first switching element Q1 is turned off.
  • the relationship between the current iL * and the upper limit target value iref * is obtained using a fixed duty dQ1 of a signal applied to the first switching element Q1.
  • the target value calculation unit 24c sets the upper limit target value iref * by the following equation (10) using the fixed duty dQ1 of the signal applied to the first switching element Q1 and the above equation (3) (step S12).
  • the reactor current comparison unit 25c detects and captures the reactor current iL from the current detection unit 7 of the power supply main circuit unit 1 (step S6). Then, the comparison is performed using the reactor current iL and the upper limit target value iref * obtained by the target value calculation unit 24c. Based on the comparison result, the switch control unit 26c generates and outputs a signal for controlling the first and second switching elements Q1 and Q2. That is, in the fixed frequency control, a signal having a fixed frequency fQ1 and a fixed duty dQ1 is applied to the first switching element Q1 to perform an on / off operation, and the reactor current iL is a lower limit target value (the lower limit target value is set to 0 here).
  • the second switching element Q2 is controlled to be turned on at the moment when the value reaches the upper limit, and the second switching element Q2 is controlled to be turned off at the moment when the upper limit target value iref * is reached (step S13).
  • the above description is the control content of the power supply control unit 2 in the fixed frequency control.
  • the output control unit 21 the comparison unit 22, the selectors 23 and 26d, the target value calculation units 24a, 24b, and 24c, the reactor current comparison
  • the units 25a, 25b, 25c and the switch control units 26a, 26b, 26c are described in blocks for each function, but it is also possible to realize control of each function by a microcomputer using a control program. is there.
  • the loss generated in the reactor can be reduced by reducing the maximum value of the reactor current, the efficiency of the power converter can be improved. Moreover, since the heat generated in the reactor is reduced, it is possible to reduce the size of the reactor and the heat dissipating component and thereby reduce the size of the power converter.
  • the fixed duty dQ1 can be further increased, and the first switching element Q1 can be set to be turned on at the timing when the reactor current iL reaches the lower limit target value.
  • the three-mode switching control described above is performed. By operating the first and second switching elements Q1, Q2 by the three-mode switching control, the maximum value of the reactor current can be further reduced.
  • the first switching element Q1 or the second switching element Q2 is turned on at the timing when the reactor current iL reaches the lower limit target value.
  • the lower limit target value is preferably set to zero (0) in order to reduce the switching loss generated in the first and second switching elements Q1 and Q2. In the above description, the lower limit target value is set to zero. Explained the case.
  • the lower limit target value is not limited to zero (0), and may be set to a value other than zero (0).
  • the difference between the upper limit target value and the lower limit target value is reduced by setting the lower limit target value to a value larger than zero (0), and the reactor current iL Therefore, the ripple of the current output from the converter 6 can be reduced.
  • the first switching element Q1 is supplied with a signal having the fixed frequency fQ1 and the fixed duty dQ1 to turn on and off the first switching element Q1, and the reactor current iL is applied to the second switching element Q2. Is turned on at the moment when the value reaches the lower limit target value, and is turned off at the moment when the upper limit target value iref * is reached, so that the reactor current waveform iL has a rectangular shape between the upper limit target value iref * and the lower limit target value.
  • the waveform can be controlled.
  • any control method other than those described above may be applied as long as the on / off operation of the first and second switching elements Q1 and Q2 is controlled in a plurality of modes to control the reactor current iL to a square waveform. May be.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • 12 shows the comparison between the triangular wave and the comparison value
  • the middle part of FIG. 12 shows the on / off operation of the first and second switching elements Q1 and Q2
  • the lower part of FIG. 12 shows the waveform of the reactor current.
  • two triangular waves having different phases of the first triangular wave TW1 and the second triangular wave TW2 are prepared.
  • the first triangular wave TW1 is used for the on / off operation of the first switching element Q1, and the second triangular wave TW2 is Used for the on / off operation of the second switching element Q2.
  • the first switching element Q1 compares the first triangular wave TW1 with the comparison value RW, turns on when the first triangular wave TW1 is larger than the comparison value RW, and turns off when the first triangular wave TW1 is smaller than the comparison value RW.
  • the second switching element Q2 compares the second triangular wave TW2 with the comparison value RW, turns on when the second triangular wave TW2 is larger than the comparison value RW, and turns off when the second triangular wave TW2 is smaller than the comparison value RW.
  • the reactor current iL can be controlled to have a square waveform as shown in the lower part of FIG.
  • the power supply control unit 2 controls the converter 6 in step-up control, step-down control, and multiple mode switching control based on a comparison between the input voltage, that is, the input voltage detection value vin, and the output voltage, that is, the output voltage detection value vo. It was made to switch and operate between. However, it is not necessary to combine all of the above three controls (step-up control, step-down control, and multi-mode switching control). For example, the combination of step-up control and multi-mode switching control or step-down control and multi-mode switching control. These two controls may be combined. Further, the multi-mode switching control may always be performed regardless of the difference between the input voltage and the output voltage.
  • the power supply control unit 2 when performing the fixed frequency control as the multi-mode switching control, the power supply control unit 2 always turns on the first switching element Q1 and sets the second switching element Q2 to the reactor current based on the comparison between the input voltage and the output voltage.
  • Step-up control that turns off when iL reaches the upper limit target value iref *, and turns on when the reactor current iL reaches the lower limit target value, and always turns off the second switching element Q2, and sets the reactor current iL to the upper limit of the first switching element Q1. If the converter 6 is operated by combining at least one of the step-down control to be turned off when the target value iref * reaches the target value iref * and turned on when the reactor current iL reaches the lower limit target value, and the fixed frequency control. good.
  • the fixed frequency control may always be performed regardless of the difference between the input voltage and the output voltage.
  • the input current waveform is changed to the input voltage waveform while the reactor current is controlled to the square waveform by operating the H-bridge type buck-boost converter by the multi-mode switching control.
  • the power factor can be improved so as to approximate the same phase and waveform.
  • the reactor current can be controlled into a square waveform, the maximum value of the reactor current can be reduced, and the loss generated in the reactor can be reduced. For this reason, it is possible to realize high efficiency of the power conversion device, and it is possible to reduce the size of the power conversion device due to the miniaturization of the reactor and the heat dissipation component.
  • the maximum value of the reactor current can be greatly reduced by performing the three-mode switching control as the multi-mode switching control.
  • the first switching element is turned on / off by a signal having a fixed frequency and a fixed duty, and the second switching element is turned off when the reactor current reaches the upper limit target value, so that the reactor current becomes the lower limit target.
  • the reactor current can be controlled to a square waveform, and the maximum value of the reactor current can be reduced to reduce the loss generated in the reactor. it can.
  • the fixed frequency control can be realized with a simple arithmetic expression.
  • the fixed duty of the first switching element used in the fixed frequency control so as to reduce the maximum value of the reactor current
  • the maximum value of the reactor current can be further reduced, and the loss generated in the reactor can be reduced. Can be reduced.
  • the upper limit target value in the fixed frequency control can be set to be lower than the upper limit target value in the boost control, and the maximum value of the reactor current during the fixed frequency control is reduced. be able to.
  • a combination of step-up control for boosting the H-bridge type buck-boost converter, step-down control for stepping down the H-bridge type buck-boost converter, and multiple mode switching control is combined.
  • the target output voltage can be realized regardless of the magnitude of the input voltage.
  • any one of the step-up control for boosting the H-bridge type buck-boost converter and the step-down control for stepping down the H-bridge type buck-boost converter may be combined to operate the H-bridge type buck-boost converter.
  • the first switching element is always turned on, and the second switching element is turned off when the reactor current reaches the upper limit target value, and turned on when the reactor current reaches the lower limit target value.
  • Step-up control, step-down control that always turns off the second switching element, turns off the first switching element when the reactor current reaches the upper limit target value, and turns on when the reactor current reaches the lower limit target value; fixed frequency control;
  • the first switching element is always turned on, and the second switching element is turned off when the reactor current reaches the upper limit target value, and turned on when the reactor current reaches the lower limit target value.
  • One control and fixed frequency control may be combined to operate the H-bridge type buck-boost converter.
  • the first and second switching elements are turned on when the reactor current iL is at the lower limit target value (0). Switching loss generated in the two switching elements can be reduced, and high efficiency of the power conversion device can be realized.
  • the power conversion device according to the first embodiment is configured by a single-stage converter and performs control using a comparison result of the reactor current, the upper limit target value, and the lower limit target value, the number of parts is small and the cost is low. In addition, a highly efficient power conversion device can be realized.
  • FIG. FIG. 13 is a circuit block diagram showing the configuration of the power supply control unit of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention. Components identical or corresponding to those in FIG. 2 or FIG. Is attached.
  • the configuration of power supply main circuit unit 1 of the power conversion device according to the second embodiment is the same as that of FIG. 1 of the first embodiment.
  • the arithmetic expression (10) of the upper limit target value iref * at the time of fixed frequency control is obtained when the input voltage and the output voltage are substantially equal (
  • the calculation formula of the upper limit target value iref * at the time of fixed frequency control is changed with respect to the first embodiment, and the fixed frequency control is used when a difference occurs between the input voltage and the output voltage.
  • An arithmetic expression of a suitable upper limit target value iref * is provided.
  • FIG. 14 shows the waveform of reactor current iL considered in the second embodiment.
  • the period in which the reactor current iL rises and the period in which the reactor current iL rises are approximated to 0, as in FIG. 11.
  • the first switching element Q1 is on and the second switching element Q2 is off.
  • the reactor current iL has a waveform with a slope proportional to the voltage difference (
  • the target reactor current iL * is obtained by using an upper limit target value iref *, an input voltage detection value vin, an output voltage detection value vo, a fixed frequency fQ1 and a fixed duty dQ1 of a signal applied to the first switching element Q1, and an inductance L of the reactor L. It is calculated as equation (11).
  • iL * iref * ⁇ dQ1 + ⁇ (vin ⁇ vo) ⁇ (dQ1) 2 / (2 ⁇ L ⁇ fQ1) ⁇ (11)
  • the target value calculation unit 24c sets the upper limit target value iref * by the following equation (12) using the above equation (3) and the above equation (11).
  • iref * (vin ⁇ i ** / dQ1) ⁇ ⁇ (vin ⁇ vo) ⁇ dQ1 / (2 ⁇ L ⁇ fQ1) ⁇ (12)
  • Equation (12) The first term on the right side of Equation (12) is the same as the right side of Equation (10), and the second term on the right side of Equation (12) is a term proportional to the above-described input / output voltage difference (vin ⁇ vo). . That is, the right side of Expression (12) depends on the input / output voltage difference (vin ⁇ vo) shown in the white area portion SA2 in FIG. 14 for a term that does not depend on the input / output voltage difference shown in the hatched area portion SA1 in FIG. The equation is corrected by the term.
  • the upper limit target value used in the fixed frequency control is a value proportional to the input voltage divided by the fixed duty of the first switching element. Since the corrected value is set according to the value proportional to the voltage difference, the power factor is improved without causing distortion in the AC input current even if there is a difference between the input voltage and the output voltage. be able to.
  • the second embodiment is intended to prevent power factor reduction and non-compliance with harmonic standards caused by an error in the calculated value of the upper limit target value when a high power factor is required.
  • the AC input current can be converted to AC input voltage without causing distortion in the AC input current by calculating the upper limit target value as Equation (12).
  • the power factor can be improved with the same phase and waveform.
  • FIG. 15 and 16 are circuit block diagrams showing a power supply main circuit unit and a power supply control unit of a power conversion device according to Embodiment 3 of the present invention. Components identical or corresponding to those in Embodiment 1 are designated by the same reference numerals. Is attached.
  • the load 10 is an LED unit in which a plurality of LEDs (Light Emitting Diodes) are connected in series on the premise of the power conversion device shown in the first embodiment.
  • the connection method of LED of the LED unit used as the load 10 is not limited to simply connecting in series, and may be parallel connection or series-parallel connection, or may be a single LED.
  • the LED current detection part 11 is added as a detection circuit for detecting the LED current iLED which flows into LED with respect to the circuit structure of Embodiment 1.
  • the LED current iLED and the target output current iLED * detected by the LED current detection unit 11 are input.
  • the target value calculation unit 24c at the time of fixed frequency control in FIG. 16 uses the equation (10) obtained in the first embodiment, the equation (12) obtained in the second embodiment is used as the target value calculation unit 24c. May be used.
  • the LED current iLED flowing through the LED can be controlled by the same control as in the first and second embodiments.
  • the dimming function can also be realized if the above-described target output current iLED * is made variable from an external device.
  • the LED current detected by the LED current detection unit is fed back to the power supply control unit, and the LED is detected by the output control unit. Control is performed so that the current becomes the target output current. Then, by performing on / off control of the first and second switching elements by the target value calculation unit, the reactor current comparison unit, and the switch control unit described in the first embodiment, low-cost, high power factor, high-efficiency power conversion can be performed. Can be achieved.

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Abstract

電源制御部（２）は、第１および第２スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）が共にオン状態である第一モードと、第１スイッチング素子（Ｑ１）がオン状態であり第２スイッチング素子（Ｑ２）がオフ状態である第二モードと、第１および第２スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）が共にオフ状態である第三モードとを順番に有するように、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータ（６）の第１及び第２スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）をオンオフ動作させる複数モードスイッチング制御を行う。

Description

電力変換装置
　この発明は、力率改善（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能を備えて交流電力を直流電力に電力変換する電力変換装置に関するものである。
　従来、交流電源の交流電圧を全波整流する全波整流回路と、第１および第２スイッチング素子並びにリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を目標とする出力電圧に変換するＨブリッジ型昇降圧コンバータと、上記全波整流回路で全波整流された後の入力電圧、上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧、および上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータの上記リアクトルに流れるリアクトル電流をそれぞれ検出する検出回路とを備え、
　上記検出回路で検出された検出信号に基づいて上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータの上記第１および第２スイッチング素子をオンオフ制御することにより上記出力電圧を制御すると共に、上記リアクトル電流を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
　上記入力電圧と上記出力電圧の比較に基づいて、上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータの昇圧制御、降圧制御、又は昇降圧制御の動作を判断し、上記昇圧制御時、上記降圧制御時、又は上記昇降圧制御時に対応してそれぞれ個別に上記力率改善制御を行うための目標リアクトル電流の演算を行い、上記リアクトル電流が上記目標リアクトル電流に一致するように電流制御を行うものが開示されている（例えば、下記の特許文献１参照）。
国際公開ＷＯ２０１４－１１９０４０号公報
　上記特許文献１の電力変換装置において、昇降圧制御時には、第１および第２スイッチング素子を同期して同時にオンオフ制御している。そして、昇降圧制御時には入出力電圧差が小さいとして、第１および第２スイッチング素子のスイッチングのデューティ比を約５０％程度としている。したがって、昇降圧制御時の目標リアクトル電流は、第１および第２スイッチング素子が昇圧制御時の入力電流に対応した値の２倍で、また、降圧制御時の出力電流に対応した値の２倍で計算している。このように、昇降圧制御時は、昇圧制御時および降圧制御時と比べ、リアクトルに流れるリアクトル電流が原理的に２倍となるので、リアクトルで発生する損失が増大する課題があった。
　本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、リアクトルに流れるリアクトル電流の最大値を低減して、リアクトルで発生する損失を低減することができる電力変換装置を提供することができる。
　この発明に係る電力変換装置は、電源主回路部と電源制御部とからなり、
　上記電源主回路部は、交流電源の交流電圧を全波整流する全波整流回路と、第１および第２スイッチング素子並びにリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を目標とする出力電圧に変換するＨブリッジ型昇降圧コンバータと、上記全波整流回路で全波整流された後の入力電圧、上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧、および上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する検出回路とを備え、
　上記電源制御部は、上記検出回路で検出された検出信号に基づいて上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータの上記第１及び第２スイッチング素子をオンオフ制御することにより上記出力電圧を制御すると共に、上記リアクトル電流を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
　上記電源制御部は、第１および第２スイッチング素子が共にオン状態である第一モードと、第１スイッチング素子がオン状態であり第２スイッチング素子がオフ状態である第二モードと、第１および第２スイッチング素子が共にオフ状態である第三モードとを順番に有するように、上記第１及び第２スイッチング素子をオンオフ動作させる複数モードスイッチング制御を行うものである。
　この発明の電力変換装置によれば、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを複数モードスイッチング制御で動作させることにより、リアクトル電流を四角形状の波形に制御しつつ、入力電流波形を入力電圧波形と同位相、同波形に近づけるようにして力率を改善することができる。そして、リアクトル電流を四角形状の波形とすることにより、リアクトル電流の最大値を低減することができ、リアクトルで発生する損失を低減することができる。そのため、電力変換装置の高効率化および電力変換装置の小型化が実現できる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の電源主回路部を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の電源制御部を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１における脈流電圧と出力電圧の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１における昇圧制御時のリアクトル電流およびスイッチング動作の説明図である。 この発明の実施の形態１における降圧制御時のリアクトル電流およびスイッチング動作の説明図である。 この発明の実施の形態１におけるコンバータに流れるリアクトル電流の経路の説明図である。 この発明の実施の形態１における四モードスイッチング制御時のリアクトル電流およびスイッチング動作の説明図である。 この発明の実施の形態１における三モードスイッチング制御時のリアクトル電流およびスイッチング動作の説明図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の電源制御部を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１の電源制御部の制御内容を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１において、上限目標値を導出する時に用いるリアクトル電流の説明図である。 この発明の実施の形態１の電源制御部の他の制御内容を説明するための波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の電源制御部を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態２において、上限目標値を導出する時に用いるリアクトル電流の説明図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の電源主回路部を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の電源制御部を示す回路ブロック図である。
実施の形態１．
　図１および図２はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の電源主回路部および電源制御部を示す回路ブロック図である。
　この発明の実施の形態１の電力変換装置は、図１の電源主回路部１と、図２の電源制御部２を備えている。
　電源主回路部１は、入力側に交流電源３が、出力側に負荷１０が接続される。また、電源主回路部１は、入力フィルタ４、全波整流回路５、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータ６（以下では、単にコンバータ６という）、入力コンデンサＣ１、出力コンデンサＣ２を備えている。入力フィルタ４は、交流電源３と全波整流回路５の間に接続され、高調波電流の系統電源への流出を防止するためのものであり、図１に示すようなリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ等から構成されている。
　全波整流回路５は、交流電源３の交流入力電圧ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジで構成されている。入力コンデンサＣ１は全波整流回路５に接続され、全波整流回路５通過後の入力電圧｜ｖａｃ｜（以降、脈流電圧という）に含まれているスイッチングノイズを平滑する。コンバータ６は入力コンデンサＣ１に接続されている。出力コンデンサＣ２はコンバータ６の出力電圧の脈動を平滑させて直流の出力電圧ｖｄｃとするためのものであり、コンバータ６に接続されている。負荷１０は出力コンデンサＣ２に接続されている。
　図１において、全波整流回路５は、４つのダイオード素子をフルブリッジ状に構成した整流回路を用いる場合を示したが、これに限ったものではなく、交流電源３から出力される交流電圧を全波整流できる回路であればどのような構造のものでもよい。例えば、ダイオードの替わりにサイリスタ等のスイッチング素子を組み合わせた回路でもよい。
　コンバータ６は、交流電源側に第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１が直列に接続された第１アームを有し、負荷側に第２ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｑ２が直列に接続された第２アームを有している。そして、第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１の接続点と、第２ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｑ２の接続点との間に、リアクトルＬが設けられている。なお、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、電源制御部２で生成したオンオフ制御用のスイッチ信号により駆動されるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子やＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子などである。
　コンバータ６は、上記回路構成により、昇圧コンバータとしての機能および降圧コンバータとしての機能を有し、全波整流回路５により整流された脈流電圧｜ｖａｃ｜を、目標とする出力電圧ｖｄｃに調整する。図３は交流入力電圧ｖａｃおよび脈流電圧｜ｖａｃ｜と出力電圧ｖｄｃの関係を示す図である。
　なお、コンバータ６の回路構成として、第１および第２ダイオードＤ１、Ｄ２をＦＥＴ素子やＩＧＢＴ素子などの第３および第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に変更してもよい。すなわち、コンバータ６は、交流電源側に第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３が直列に接続された第１アームを有し、負荷側に第４スイッチング素子Ｑ４と第２スイッチング素子Ｑ２が直列に接続された第２アームを有し、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３の接続点と、第４スイッチング素子Ｑ４と第２スイッチング素子Ｑ２の接続点の間に、リアクトルＬが接続される構成となる。そして、この場合、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４のオンオフを逆論理で、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３のオンオフを逆論理で動作させる同期整流方式とする。
　電源主回路部１は、電流検出部７、入力電圧検出部８および出力電圧検出部９を備えており、これらの検出部が請求の範囲における検出回路に相当する。電流検出部７はリアクトルＬに流れるリアクトル電流ｉＬを検出する。入力電圧検出部８は、脈流電圧｜ｖａｃ｜の大きさを入力電圧検出値ｖｉｎとして検出するものであり、例えば直列に接続された分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる。また、出力電圧検出部９は、直流化された出力電圧ｖｄｃの大きさを出力電圧検出値ｖｏとして検出するものであり、例えば直列に接続された分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４からなる。
　次に、図２に示す電源制御部２の構成について説明する。電源制御部２は、出力電圧検出値ｖｏと目標出力電圧ｖｏ＊に基づき出力制御量ｉ＊＊を算出する出力制御部２１と、入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧検出値ｖｏとを比較する比較部２２と、比較部２２の結果に基づいて昇圧制御、降圧制御、または本実施の形態の特徴である複数モードスイッチング制御を切り替える第１セレクタ２３および第２セレクタ２６ｄを備えている。また、電源制御部２は、昇圧制御時において、上限目標値ｉｒｅｆ＊を演算する目標値演算部２４ａ、リアクトル電流ｉＬと上限目標値ｉｒｅｆ＊および下限目標値を比較するリアクトル電流比較部２５ａ、リアクトル電流比較部２５ａの比較結果に基づいて第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する信号を生成するスイッチ制御部２６ａを備えている。さらに、電源制御部２は、降圧制御時において、上限目標値ｉｒｅｆ＊を演算する目標値演算部２４ｂ、リアクトル電流ｉＬと上限目標値ｉｒｅｆ＊および下限目標値を比較するリアクトル電流比較部２５ｂ、リアクトル電流比較部２５ｂの比較結果に基づいて第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する信号を生成するスイッチ制御部２６ｂを備えている。また、電源制御部２は、複数モードスイッチング制御時において、上限目標値ｉｒｅｆ＊を演算する目標値演算部２４ｂ、リアクトル電流ｉＬと上限目標値ｉｒｅｆ＊および下限目標値を比較するリアクトル電流比較部２５ｂ、リアクトル電流比較部２５ｂの比較結果に基づいて第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する信号を生成するスイッチ制御部２６ｂを備えている。
　次に、図２に示す電源制御部２の機能の概要について説明する。電源制御部２は、比較部２２により入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧検出値ｖｏを比較し、この比較結果に基づいて、第１セレクタ２３および第２セレクタ２６ｄの接点を切り替えて、コンバータ６の昇圧制御と、降圧制御と、本実施の形態の特徴である複数モードスイッチング制御とを切り替える。なお、複数モードスイッチング制御の内容については、後に詳述する。
　すなわち、電源制御部２は、出力電圧検出値ｖｏよりも入力電圧検出値ｖｉｎが所定値以上低い場合（例えば、ｖｉｎ＜０．９×ｖｏの場合）は、昇圧制御時の目標値演算部２４ａ、リアクトル電流比較部２５ａおよびスイッチ制御部２６ａに切り替えて、第１スイッチング素子Ｑ１を常時オンして第２スイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させる昇圧制御を行う。また、電源制御部２は、出力電圧検出値ｖｏよりも入力電圧検出値ｖｉｎが所定値以上高い場合（例えば、ｖｉｎ＞１．１×ｖｏの場合）は、降圧制御時の目標値演算部２４ｂ、リアクトル電流比較部２５ｂおよびスイッチ制御部２６ｂに切り替えて、第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフして第１スイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させる降圧制御を行う。さらに、電源制御部２は、出力電圧検出値ｖｏと入力電圧検出値ｖｉｎとの差が小さくて所定範囲内の場合（例えば０．９×ｖｏ≦ｖｉｎ≦１．１×ｖｏの場合）には、複数モードスイッチング制御時の目標値演算部２４ｃ、リアクトル電流比較部２５ｃおよびスイッチ制御部２６ｃに切り替えて、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を後述する複数モードスイッチング制御の方法でスイッチング動作させる。
　また、電源制御部２は、入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出値ｖｏ、リアクトル電流ｉＬを用いて、コンバータ６の第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオンオフ制御することにより、交流入力電流ｉａｃが交流入力電圧ｖａｃと同位相で同波形となるように全波整流後の入力電流ｉｉｎを制御するＰＦＣ（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）制御の機能を備える。
　上記ＰＦＣ制御において、入力電流ｉｉｎを制御する際の制御目標値となる目標入力電流ｉｉｎ＊は、力率改善を図る上で、脈流電圧｜ｖａｃ｜と同じ位相で同じ脈流波形となるように生成する必要があるが、これは、コンバータ６のリアクトルＬに流れるリアクトル電流ｉＬを制御することにより調整することができる。そして、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均が目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致するように、電源制御部２はコンバータ６の第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。
　図４および図５はそれぞれ昇圧制御、降圧制御の回路動作図である。図４および図５において、横軸は時間を示し、図の上側にはリアクトル電流ｉＬの波形を、図の下側には第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２の動作波形を示している。前述のように、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均が目標リアクトル電流ｉＬ＊となるように制御する必要がある。そのために、昇圧制御は図４に、降圧制御は図５に示すように、リアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊と下限目標値との間で三角形状となるように第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２を制御する。なお、上限目標値ｉｒｅｆ＊の導出は後述する。
　図４に示す昇圧制御では、第１スイッチング素子Ｑ１を常時オンとし、リアクトル電流ｉＬが下限目標値に達した瞬間に第２スイッチング素子Ｑ２をオンして、リアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊に達した瞬間に第２スイッチング素子Ｑ２をオフする。図６を用いて昇圧制御のリアクトル電流について説明する。図６はコンバータ６に流れるリアクトル電流ｉＬの経路を矢印を用いて示したものである。昇圧制御では第１スイッチング素子Ｑ１を常時オンとするので、第２スイッチング素子Ｑ２をオンとする期間は図６（ａ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトルＬには脈流電圧｜ｖａｃ｜が加わるので、リアクトル電流ｉＬは脈流電圧｜ｖａｃ｜に比例した傾きで立ち上がる。第２スイッチング素子Ｑ２をオフとする期間は図６（ｂ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトルＬには脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜－ｖｄｃ）が加わり、昇圧制御は脈流電圧が出力電圧より小さい期間（｜ｖａｃ｜－ｖｄｃ＜０）で用いるので、リアクトル電流ｉＬは脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜－ｖｄｃ）に比例した傾きで立ち下がる。このように、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御することで、リアクトル電流ｉＬは三角形状の波形となり、また、リアクトル電流ｉＬが目標リアクトル電流ｉＬ＊を超えた分で目標リアクトル電流ｉＬ＊に達しないリアクトル電流ｉＬの不足分を埋め合わせることになるため、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均を目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致させることができる。
　図５に示す降圧制御では、第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフとし、リアクトル電流ｉＬが下限目標値に達した瞬間に第１スイッチング素子Ｑ１をオンして、リアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊に達した瞬間に第１スイッチング素子Ｑ１をオフする。図６を用いて降圧制御のリアクトル電流について説明する。降圧制御では、第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフとするので、第１スイッチング素子Ｑ１がオンの期間は図６（ｂ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトルＬには脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜－ｖｄｃ）が加わり、降圧制御は脈流電圧が出力電圧より大きい期間（｜ｖａｃ｜－ｖｄｃ＞０）で用いるので、リアクトル電流ｉＬは脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜－ｖｄｃ）に比例した傾きで立ち上がる。第１スイッチング素子Ｑ１のオフの期間は図６（ｃ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトルＬには出力電圧（－ｖｄｃ）が加わるので、リアクトル電流ｉＬは出力電圧（－ｖｄｃ）に比例した傾きで立ち下がる。このように第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御することで、リアクトル電流ｉＬは三角形状の波形となり、また、リアクトル電流ｉＬが目標リアクトル電流ｉＬ＊を超えた分で目標リアクトル電流ｉＬ＊に達しないリアクトル電流ｉＬの不足分を埋め合わせることになるため、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均を目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致させることができる。
　前述のように、昇圧制御と降圧制御におけるリアクトル電流ｉＬは三角形状の波形となるため、目標リアクトル電流ｉＬ＊と上限目標値ｉｒｅｆ＊との関係は、次の式（１）となる。
　ｉｒｅｆ＊＝２×ｉＬ＊・・・（１）
　次に、本実施の形態の特徴である複数モードスイッチング制御について説明する。
　本実施の形態の複数モードスイッチング制御として、四モードスイッチング制御および三モードスイッチング制御が存在する。
　まず、四モードスイッチング制御について説明する。四モードスイッチング制御は、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオン状態である第一モードと、第１スイッチング素子Ｑ１がオン状態であり第２スイッチング素子Ｑ２がオフ状態である第二モードと、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオフ状態である第三モードと、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ状態であり第２スイッチング素子Ｑ２がオン状態である第四モードとを順番に有するように、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオンオフ動作させることにより、リアクトル電流ｉＬを四角形状の波形に制御することを特徴とするものである。
　図７は、四モードスイッチング制御の回路動作図である。図７において、横軸は時間を示し、図の上側にはリアクトル電流ｉＬの波形を示し、図の下側には第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２の動作波形を示している。四モードスイッチング制御は、図７に示すように、リアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊と下限目標値の間で四角形状の波形となるように第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオンオフ動作させる。
　四モードスイッチング制御の詳細な動作を図６および図７に基づいて説明する。四モードスイッチング制御では下記の４つのモードを繰り返す。
（第一モード）
　第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号により第１スイッチング素子Ｑ１がオンする。そして、第１スイッチング素子Ｑ１はオン、第２スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、図６（ａ）に示す第一モードで動作する。この第一モードでは、図６（ａ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトルＬには脈流電圧｜ｖａｃ｜が加わるので、図７の期間Ｔ１に示すように、リアクトル電流ｉＬは脈流電圧｜ｖａｃ｜に比例して立ち上がる。
（第二モード）
　リアクトル電流ｉＬが増加し、上限目標値ｉｒｅｆ＊に達すると第２スイッチング素子Ｑ２がオフする。そして、第１スイッチング素子Ｑ１はオン、第２スイッチング素子Ｑ２はオフとなり、図６（ｂ）に示す第二モードで動作する。この第二モードでは、図６（ｂ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れる。リアクトルＬには脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜―ｖｄｃ）が加わり、本実施の形態の四モードスイッチング制御を用いる期間では脈流電圧と出力電圧の差が小さいので、図７の期間Ｔ２に示すように、リアクトル電流はほぼ一定となる。
（第三モード）
　次に、第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号により、第１スイッチング素子Ｑ１がオフする。そして、第１スイッチング素子Ｑ１はオフ、第２スイッチング素子Ｑ２はオフとなり、図６（ｃ）に示す第三モードで動作する。この第三モードでは、図６（ｃ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れる。リアクトルＬには出力電圧（－ｖｄｃ）が加わるので、図７の期間Ｔ３に示すように、リアクトル電流ｉＬは出力電圧（－ｖｄｃ）に比例した傾きで立ち下がる。
（第四モード）
　リアクトル電流ｉＬが減少し、下限目標値に達すると第２スイッチング素子Ｑ２がオンする。そして、第１スイッチング素子Ｑ１はオフ、第２スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、図６（ｄ）に示す第四モードで動作する。この第四モードでは、図６（ｄ）に示すようにリアクトルＬに電圧がかからないので、図７の期間Ｔ４に示すように、リアクトル電流ｉＬは流れない。
　このように、四モードスイッチング制御では第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフ期間をそれぞれ重複するように動作させることで、コンバータ６は４つのモードで動作する。その結果、図７に示すようにリアクトル電流ｉＬは四角形状の波形となり、リアクトル電流ｉＬが目標リアクトル電流ｉＬ＊を超えた分で目標リアクトル電流ｉＬ＊に達しないリアクトル電流ｉＬの不足分を埋め合わせることになるため、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均を目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致させることができる。
　次に、三モードスイッチング制御について説明する。三モードスイッチング制御は、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオン状態である第一モードと、第１スイッチング素子Ｑ１がオン状態であり第２スイッチング素子Ｑ２がオフ状態である第二モードと、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオフ状態である第三モードとを順番に有するように、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオンオフ動作させることにより、リアクトル電流ｉＬを四角形状の波形に制御することを特徴とするものである。
　図８は、三モードスイッチング制御の回路動作図である。図８において、横軸は時間を示し、図の上側にはリアクトル電流ｉＬの波形を示し、図の下側には第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２の動作波形を示している。
　三モードスイッチング制御の詳細な動作を図６および図８に基づいて説明する。三モードスイッチング制御では下記の３つのモードを繰り返す。
（第一モード）
　リアクトル電流ｉＬが下限目標値に達した時点で、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオン状態となり、図６（ａ）に示す第一モードで動作する。この第一モードでは、図６（ａ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトルＬには脈流電圧｜ｖａｃ｜が加わるので、図８の期間Ｔ１に示すように、リアクトル電流ｉＬは脈流電圧｜ｖａｃ｜に比例して立ち上がる。
（第二モード）
　リアクトル電流ｉＬが増加し、上限目標値ｉｒｅｆ＊に達すると第２スイッチング素子Ｑ２がオフする。そして、第１スイッチング素子Ｑ１はオン、第２スイッチング素子Ｑ２はオフとなり、図６（ｂ）に示す第二モードで動作する。この第二モードでは、図６（ｂ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れる。リアクトルＬには脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜―ｖｄｃ）が加わり、本実施の形態の三モードスイッチング制御を用いる期間では脈流電圧と出力電圧の差が小さいので、図８の期間Ｔ２に示すように、リアクトル電流はほぼ一定となる。
（第三モード）
　次に、第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号により、第１スイッチング素子Ｑ１がオフする。そして、第１スイッチング素子Ｑ１はオフ、第２スイッチング素子Ｑ２はオフとなり、図６（ｃ）に示す第三モードで動作する。この第三モードでは、図６（ｃ）に示す経路でリアクトル電流ｉＬが流れる。リアクトルＬには出力電圧（－ｖｄｃ）が加わるので、図８の期間Ｔ３に示すように、リアクトル電流ｉＬは出力電圧（－ｖｄｃ）に比例した傾きで立ち下がる。
　このように、三モードスイッチング制御は、リアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊と下限目標値の間で四角形状の波形となるように、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオンオフ動作させる。その結果、図８に示すようにリアクトル電流ｉＬは四角形状の波形となり、リアクトル電流ｉＬが目標リアクトル電流ｉＬ＊を超えた分で目標リアクトル電流ｉＬ＊に達しないリアクトル電流ｉＬの不足分を埋め合わせることになるため、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均を目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致させることができる。ここで、図７と図８を比較して分かるように、三モードスイッチング制御は、四モードスイッチング制御と比べて、リアクトル電流ｉＬの最大値を低減することができる。
　次に、本実施の形態の複数モードスイッチング制御のうちの具体例のひとつである固定周波数制御について説明する。この固定周波数制御は、第１スイッチング素子Ｑ１に固定周波数ｆＱ１、固定デューティｄＱ１の信号を与えることにより、第１スイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させる。また、第２スイッチング素子Ｑ２はリアクトル電流ｉＬが下限目標値に達した瞬間にオン、上限目標値ｉｒｅｆ＊に達した瞬間にオフするように動作させる。このように動作させることで、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれのオン動作またはオフ動作するタイミングがずれ、コンバータ６は図６（ａ）～（ｄ）に示す４つのモードで動作し、リアクトル電流波形ｉＬは上限目標値ｉｒｅｆ＊と下限目標値の間で四角形状の波形となる。
　ここで、固定周波数制御において第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定デューティｄＱ１について説明する。固定周波数制御においてリアクトル電流が流れる期間の割合は第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定デューティｄＱ１により決まる。そのため、固定デューティｄＱ１は固定周波数制御時におけるリアクトル電流ｉＬの最大値に関係する。つまり、固定デューティｄＱ１を大きな値に設定することでリアクトル電流ｉＬの最大値を低減することができる。これにより先行文献の昇降圧制御と比べ、リアクトル電流ｉＬの最大値を低減することができるので、リアクトルで発生する損失を低減することができる。それにより、電力変換装置としての効率改善が実現できる。また、リアクトルで発生する発熱を小さくすることができるので、リアクトルや放熱部品の小型化、またそれによる装置の小型化が実現できる。なお、前述の固定デューティｄＱ１の設定には、入力電圧や出力電圧の検出は不要であり、負荷や入力電圧の大きさなどにより値を変更する必要はない。
　さらに、固定周波数制御において第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定周波数ｆＱ１について説明する。固定周波数ｆＱ１はスイッチング損失低減の観点からできるだけ小さな値に設定することが望ましい。一方で、交流入力電流ｉａｃが入力フィルタ（ＬＣフィルタ）４で決まる共振周波数で共振を起こさないように、入力フィルタ４の共振周波数を用いて、固定周波数ｆＱ１を設定する。なお、昇圧制御、降圧制御は脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜―ｖｄｃ）が小さくなるとスイッチング周波数が低下し、入力フィルタの共振周波数に近づくことから、固定周波数制御と昇圧制御および降圧制御の切り替えは、入力フィルタの共振周波数で発生する共振を起こさない脈流電圧｜ｖａｃ｜と出力電圧ｖｄｃの値と定める。別の方法として、固定周波数ｆＱ１を制御切り替え周波数と定め、昇圧制御または降圧制御のスイッチング周波数がｆＱ１より小さくなった時に、固定周波数制御に切り替えるような動作としてもよい。
　次に、電源制御部２における固定周波数制御の具体的な内容について、図９の電源制御部の構成および図１０のフローチャートを参照して説明する。なお、図９は図２の電源制御部２の構成を固定周波数制御に適応させた図である。また、図１０のフローチャートにおいて、符号Ｓは処理ステップを意味する。
　電源制御部２は、制御処理を開始すると、電源主回路部１の入力電圧検出部８により脈流電圧｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎ、および出力電圧検出部９により出力電圧ｖｄｃを検出して得られる出力電圧検出値ｖｏをそれぞれ取り込むとともに、出力電圧ｖｄｃの制御目標値を示す目標出力電圧ｖｏ＊を上位システムから受信する（ステップＳ１）。なお、ここでは、目標出力電圧ｖｏ＊は、上位システムなど外部から受信することとしているが、これに限らず予め電源制御部２内で定めた定数であってもかまわない。
　次に、出力制御部２１は、出力電圧検出値ｖｏと目標出力電圧ｖｏ＊との偏差からＰＩ制御（比例積分制御）により出力電圧ｖｄｃを所望の値に制御するための出力制御量ｉ＊＊を求める（ステップＳ２）。なお、ここでは制御量の演算にＰＩ制御を用いたが、ＰＤ制御（比例微分制御）、ＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などの古典制御、あるいは現代制御であるＨ∞制御（Ｈ－ｉｎｆｉｎｉｔｙ）制御等、誤差算出結果を目標値に近づけるための制御方法であれば、何を使用してもよい。
　次に、比較部２２は、上限目標値ｉｒｅｆ＊を求めるために、入力電圧検出値ｖｉｎ（瞬時値）と出力電圧検出値ｖｏの大きさとを比較し、電源主回路部１の現在の回路動作（昇圧制御、降圧制御、固定周波数制御）を判断する（ステップＳ３）。つまり、比較部２２において、ｖｉｎ＜ｖｏの場合は昇圧制御を行い、ｖｉｎ＞ｖｏの場合は降圧制御を行い、ｖｉｎ≒ｖｏの場合は固定周波数制御を行う。
［昇圧制御］
　入力電圧検出値ｖｉｎが出力電圧検出値ｖｏより小さい場合（ｖｉｎ＜ｖｏ）に用いる昇圧制御では、出力制御部２１の出力側に接続された第１セレクタ２３の共通接点ｄを昇圧制御側の個別接点ａに接続し、また、第２セレクタ２６ｄの各昇圧制御側の個別接点ａを共通接点ｄに接続する。
　次に、交流入力電流ｉａｃが交流入力電圧ｖａｃとほぼ同位相で同波形となるように全波整流後の入力電流ｉｉｎを制御するＰＦＣ制御を行う。そのために、目標リアクトル電流ｉＬ＊を求める。
　昇圧制御は第１スイッチング素子Ｑ１が常時オンとなるため、リアクトルＬには入力電流ｉｉｎに対応した電流が流れる。つまり、目標リアクトル電流ｉＬ＊の制御は、入力電流ｉｉｎに対応する電流を制御することとなる。そのため、目標値演算部２４ａにおいて、入力電流ｉｉｎの目標値である目標入力電流ｉｉｎ＊と前述の出力制御量ｉ＊＊とを用いて、次の式（２）により目標リアクトル電流ｉＬ＊を算出する。
　ｉＬ＊＝ｉｉｎ＊×ｉ＊＊・・・（２）
　目標入力電流ｉｉｎ＊を脈流電圧｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎと同じ位相で、同じ脈流波形とするためには、目標入力電流ｉｉｎ＊に代えて入力電圧検出値ｖｉｎを使用すればよい。したがって、昇圧制御時の目標リアクトル電流ｉＬ＊は、次の式（３）により設定することができる（ステップＳ４）。
　ｉＬ＊＝ｖｉｎ×ｉ＊＊・・・（３）
　続いて、目標値演算部２４ａは、上限目標値ｉｒｅｆ＊を前述の式（１）と上記の式（３）とを用いて、次の式（４）により設定する（ステップＳ５）。
　ｉｒｅｆ＊＝２×ｉＬ＊＝２×ｖｉｎ×ｉ＊＊・・・（４）
　次に、リアクトル電流比較部２５ａは、電源主回路部１の電流検出部７よりリアクトル電流ｉＬを検出して取り込む（ステップＳ６）。そして、リアクトル電流ｉＬと目標値演算部２４ａで得られた上限目標値ｉｒｅｆ＊を用いて比較を行う。その比較結果をもとに、スイッチ制御部２６ａが第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する信号を生成して出力する。すなわち、昇圧制御では第１スイッチング素子Ｑ１を常時オンとし、リアクトル電流ｉＬが下限目標値（下限目標値はここでは０に設定している）に達した瞬間に第２スイッチング素子Ｑ２をオンし、リアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊に達した瞬間に第２スイッチング素子Ｑ２をオフとなるように制御する（ステップＳ７）。以上の説明が、昇圧制御における電源制御部２の制御内容である。
［降圧制御］
　ステップＳ３の判断において、入力電圧検出値ｖｉｎが出力電圧検出値ｖｏより大きい場合（ｖｉｎ＞ｖｏ）は降圧制御を行う。降圧制御では、図９において、出力制御部２１の出力側に接続された第１セレクタ２３の共通接点ｄを降圧制御側の個別接点ｂに接続し、また、第２セレクタ２６ｄの各降圧制御側の個別接点ｂを共通接点ｄに接続する。
　降圧制御の時は、第２スイッチング素子Ｑ２が常時オフとなるため、リアクトルＬには出力電流ｉｏに対応した電流が流れる。つまり、目標リアクトル電流ｉＬ＊の制御は出力電流ｉｏに対応する電流を制御することとなる。よって、目標値演算部２４ｂにおいて、まず出力電流ｉｏと前述の出力制御量ｉ＊＊とを用いて、次の式（５）により目標リアクトル電流ｉＬ＊を算出する。
　ｉＬ＊＝ｉｏ×ｉ＊＊・・・（５）
　電源主回路部１の電力変換効率を１００％と仮定すると、入力電力と出力電力はエネルギー保存の法則から等しくなるので、出力電流ｉｏは、目標入力電流ｉｉｎ＊、入力電圧検出値ｖｉｎ、および出力電圧検出値ｖｏを用いて、次の式（６）により換算することができる。
　ｉｏ＝（ｖｉｎ・ｉｉｎ＊）／ｖｏ・・・（６）
　よって、式（５）と式（６）とから、
　ｉＬ＊＝｛（ｖｉｎ・ｉｉｎ＊）／ｖｏ｝×ｉ＊＊・・・（７）
　ここで、目標入力電流ｉｉｎ＊を脈流電圧｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎと同じ位相で、同じ脈流波形とするためには、目標入力電流ｉｉｎ＊に代えて入力電圧検出値ｖｉｎを使用すればよい。したがって、降圧制御時の目標リアクトル電流ｉＬ＊は、次の式（８）により設定することができる（ステップＳ８）。
　ｉＬ＊＝｛（ｖｉｎ）２／ｖｏ｝×ｉ＊＊・・・（８）
　続いて、目標値演算部２４ｂは、上限目標値ｉｒｅｆ＊を前述の式（１）と上記の式（８）とを用いて、次の式（９）により設定する（ステップＳ９）。
　ｉｒｅｆ＊＝２×ｉＬ＊＝｛（２×（ｖｉｎ）２／ｖｏ）｝×ｉ＊＊　・・・（９）
　次に、リアクトル電流比較部２５ｂは、電源主回路部１の電流検出部７よりリアクトル電流ｉＬを検出して取り込む（ステップＳ６）。そして、リアクトル電流ｉＬと目標値演算部２４ｂで得られた上限目標値ｉｒｅｆ＊を用いて比較を行う。その比較結果をもとに、スイッチ制御部２６ｂが第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する信号を生成して出力する。すなわち、降圧制御では第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフとし、リアクトル電流ｉＬが下限目標値（下限目標値はここでは０に設定している）に達した瞬間に第１スイッチング素子Ｑ１をオン、上限目標値ｉｒｅｆ＊に達した瞬間に第１スイッチング素子Ｑ１をオフとなるように制御する（ステップＳ１０）。以上の説明が、降圧制御における電源制御部２の制御内容である。
［固定周波数制御］
　次に、ステップＳ３の判断において、入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧検出値ｖｏの差が小さい場合（ｖｉｎ≒ｖｏ）は固定周波数制御を行う。固定周波数制御では、図９において、出力制御部２１の出力側に接続された第１セレクタ２３の共通接点ｄを固定周波数制御側の個別接点ｃに接続し、また、第２セレクタ２６ｄの各固定周波数制御側の個別接点ｃを共通接点ｄに接続する。
　目標リアクトル電流ｉＬ＊および上限目標値ｉｒｅｆ＊の導出に際し、固定周波数制御におけるリアクトル電流ｉＬを図１１のように仮定する。図１１は、リアクトル電流ｉＬが立ち上がる期間と立ち下がる期間が十分に短いため無視でき、また、脈流電圧｜ｖａｃ｜と出力電圧ｖｄｃが等しい（｜ｖａｃ｜＝ｖｄｃ）と仮定した場合である。この場合、第１スイッチング素子Ｑ１がオンする期間にのみリアクトル電流ｉＬが流れるため、リアクトルＬには入力電流ｉｉｎに対応した電流が流れる。つまり、目標リアクトル電流ｉＬ＊の制御は、前述の昇圧制御と同様に入力電流ｉｉｎに対応する電流を制御することとなるため、目標値演算部２４ｃにおいて算出する目標リアクトル電流ｉＬ＊は前述の昇圧モードと同様に既出式（３）となる（ステップＳ１１）。
　ｉＬ＊＝ｖｉｎ×ｉ＊＊・・・（３）
　図１１で第１スイッチング素子Ｑ１がオンする期間は上限目標値ｉｒｅｆ＊の大きさのリアクトル電流ｉＬが常に流れ、第１スイッチング素子Ｑ１がオフする期間はリアクトル電流ｉＬが流れないことから、目標リアクトル電流ｉＬ＊と上限目標値ｉｒｅｆ＊との関係は第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定デューティｄＱ１を用いて求まる。目標値演算部２４ｃは、上限目標値ｉｒｅｆ＊を第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定デューティｄＱ１と上記の式（３）とを用いて、次の式（１０）により設定する（ステップＳ１２）。
　ｉｒｅｆ＊＝ｉＬ＊／ｄＱ１＝（ｖｉｎ×ｉ＊＊）／ｄＱ１・・・（１０）
　次に、リアクトル電流比較部２５ｃは、電源主回路部１の電流検出部７よりリアクトル電流ｉＬを検出して取り込む（ステップＳ６）。そして、リアクトル電流ｉＬと目標値演算部２４ｃで得られた上限目標値ｉｒｅｆ＊を用いて比較を行う。その比較結果をもとに、スイッチ制御部２６ｃが第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する信号を生成して出力する。すなわち、固定周波数制御では第１スイッチング素子Ｑ１に固定周波数ｆＱ１、固定デューティｄＱ１の信号を与えてオンオフ動作させると共に、リアクトル電流ｉＬが下限目標値（下限目標値はここでは０に設定している）に達した瞬間に第２スイッチング素子Ｑ２をオンとなるように制御し、上限目標値ｉｒｅｆ＊に達した瞬間に第２スイッチング素子Ｑ２をオフとなるように制御する（ステップＳ１３）。以上の説明が、固定周波数制御における電源制御部２の制御内容である。
　なお、図２および図１１に示すように、本実施の形態の電源制御部２において、出力制御部２１、比較部２２、セレクタ２３および２６ｄ、目標値演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、リアクトル電流比較部２５ａ、２５ｂ、２５ｃ、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｃを機能ごとにブロックに分けて説明しているが、制御プログラムを用いてこのような各機能の制御をマイコンで実現することも可能である。
　次に、固定周波数制御における固定デューティｄＱ１の設定について式（１０）を用いて説明する。固定デューティｄＱ１と上限目標値ｉｒｅｆ＊の関係は前述した式（１０）で表される。ここで、第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定デューティｄＱ１を０．５と設定すると、前述の式（１０）は前述の式（４）と同じになる。つまり、第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定デューティｄＱ１を０．５以上と設定することで、固定周波数制御における上限目標値ｉｒｅｆ＊を昇圧制御における上限目標値ｉｒｅｆ＊以下に設定することができ、固定周波数制御時のリアクトル電流の最大値を低減することができる。リアクトル電流の最大値を低減することで、リアクトルで発生する損失を低減することができるので、電力変換装置の効率改善が実現できる。また、リアクトルで発生する発熱が小さくなるので、リアクトルや放熱部品の小型化、またそれによる電力変換装置の小型化が実現できる。
　ここで、固定デューティｄＱ１を更に大きくし、リアクトル電流ｉＬが下限目標値に達したタイミングで第１スイッチング素子Ｑ１をオンするように設定することができる。この場合、上記で説明した三モードスイッチング制御となる。三モードスイッチング制御で第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を動作させることにより、リアクトル電流の最大値を更に低減することができる。
　また、以上説明した昇圧制御、降圧制御および固定周波数制御では、リアクトル電流ｉＬが下限目標値に達したタイミングで第１スイッチング素子Ｑ１または第２スイッチング素子Ｑ２をターンオンさせている。下限目標値は、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２で発生するスイッチング損失を低減するため、ゼロ（０）に設定することが望ましく、これまでの説明でも、下限目標値を０と設定した場合について説明した。
　ただし、下限目標値はゼロ（０）と限定されるわけではなく、ゼロ（０）以外の値に設定してもよい。例えば、コンバータ６から出力される電流のリップルを小さく抑えたい場合、下限目標値をゼロ（０）より大きい値に設定することで、上限目標値と下限目標値の差が小さくなり、リアクトル電流ｉＬの振幅が小さくなるので、コンバータ６から出力される電流のリップルを小さくすることができる。
　以上説明したように、固定周波数制御は、第１スイッチング素子Ｑ１に固定周波数ｆＱ１、固定デューティｄＱ１の信号を与えて第１スイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させると共に、第２スイッチング素子Ｑ２についてはリアクトル電流ｉＬが下限目標値に達した瞬間にオン、上限目標値ｉｒｅｆ＊に達した瞬間にオフするように動作させることにより、リアクトル電流波形ｉＬを上限目標値ｉｒｅｆ＊と下限目標値の間で四角形状の波形に制御することができる。しかし、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフ動作を複数モードで制御して、リアクトル電流ｉＬを四角形状の波形に制御する方法であれば、上記で説明した以外の制御方法を適用しても良い。
　例えば、図１２に示すように、第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフ動作を、位相をずらした２つの三角波を用いて制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行っても良い。なお、図１２の上段は、三角波と比較値との比較、図１２の中段は第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフ動作、図１２の下段はリアクトル電流の波形を表している。
　図１２に示すように、第１三角波ＴＷ１と第２三角波ＴＷ２の互いに位相の異なる２つの三角波を用意し、第１三角波ＴＷ１は第１スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作に使用し、第２三角波ＴＷ２は第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフ動作に使用する。
　次に、具体的な第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフ動作を説明する。第１スイッチング素子Ｑ１は、第１三角波ＴＷ１と比較値ＲＷとを比較し、第１三角波ＴＷ１が比較値ＲＷより大きい時にオンとし、第１三角波ＴＷ１が比較値ＲＷより小さい時にオフとする。第２スイッチング素子Ｑ２は、第２三角波ＴＷ２と比較値ＲＷとを比較し、第２三角波ＴＷ２が比較値ＲＷより大きい時にオンとし、第２三角波ＴＷ２が比較値ＲＷより小さい時にオフとする。このように第１および第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオンオフ動作させることにより、図１２の下段に示すように、リアクトル電流ｉＬを四角形状の波形に制御することができる。
　また、上記の説明では、電源制御部２は、入力電圧すなわち入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧すなわち出力電圧検出値ｖｏとの比較に基づいて、コンバータ６を昇圧制御、降圧制御および複数モードスイッチング制御の間で切り替えて動作させるようにした。しかしながら、上記３つの制御（昇圧制御、降圧制御、複数モードスイッチング制御）の全てを組み合わせる必要はなく、例えば、昇圧制御と複数モードスイッチング制御の２つの制御を組み合わせたり、降圧制御と複数モードスイッチング制御の２つの制御を組み合わせるようにしても良い。また、入力電圧および出力電圧の差に関係なく、常に複数モードスイッチング制御を行うようにしても良い。
　さらに、複数モードスイッチング制御として固定周波数制御を行う場合は、電源制御部２は、入力電圧と出力電圧の比較に基づいて、第１スイッチング素子Ｑ１を常時オンにし、第２スイッチング素子Ｑ２をリアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊に達したらオフ、リアクトル電流ｉＬが下限目標値に達したらオンとする昇圧制御と、第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフにし、第１スイッチング素子Ｑ１をリアクトル電流ｉＬが上限目標値ｉｒｅｆ＊に達したらオフ、リアクトル電流ｉＬが下限目標値に達したらオンと制御する降圧制御とのうち少なくとも一つの制御と、固定周波数制御とを組み合わせてコンバータ６を動作させるようにすれば良い。また、入力電圧および出力電圧の差に関係なく、常に固定周波数制御を行うようにしても良い。なお、入力電圧および出力電圧の差に関係なく、常に固定周波数制御を行う場合は、後述する実施の形態２の上限目標値ｉｒｅｆ＊の演算式を使用することが好ましい。
　以上のように、この実施の形態１によれば、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを複数モードスイッチング制御で動作させることにより、リアクトル電流を四角形状の波形に制御しつつ、入力電流波形を入力電圧波形と同位相、同波形に近づけるようにして力率を改善することができる。
　そして、リアクトル電流を四角形状の波形に制御することにより、リアクトル電流の最大値を低減することができ、リアクトルで発生する損失を低減することができる。そのため、電力変換装置の高効率化が実現できると共に、リアクトルや放熱部品の小型化にともなう電力変換装置の小型化が実現できる。
　また、複数モードスイッチング制御として、三モードスイッチング制御を行うことにより、リアクトル電流の最大値を大きく低減することができる。
　また、複数モードスイッチング制御として、第１スイッチング素子を固定周波数および固定デューティの信号によりオンオフ動作させるとともに、第２スイッチング素子をリアクトル電流が上限目標値に達した時にオフ動作させ、リアクトル電流が下限目標値に達した時にオン動作させる固定周波数制御を行うことにより、リアクトル電流を四角形状の波形に制御することができ、リアクトル電流の最大値を低減して、リアクトルで発生する損失を低減することができる。
　さらに、固定周波数制御で用いる上限目標値として、入力電圧を第１スイッチング素子の固定デューティで除算したものに比例した値を設定することにより、簡単な演算式により固定周波数制御を実現することができる。
　また、固定周波数制御で用いる第１スイッチング素子の固定デューティを、リアクトル電流の最大値を低減するように設定することにより、さらにリアクトル電流の最大値を低減することができ、リアクトルで発生する損失を低減することができる。例えば、固定デューティを０．５以上と設定することで、固定周波数制御における上限目標値を昇圧制御における上限目標値以下に設定することができ、固定周波数制御時のリアクトル電流の最大値を低減することができる。
　また、入力電圧と出力電圧の比較に基づいて、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを昇圧動作させる昇圧制御と、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを降圧動作させる降圧制御と、複数モードスイッチング制御とを組み合わせてＨブリッジ型昇降圧コンバータを動作させることにより、入力電圧の大きさに関わらず、目標出力電圧を実現することができる。なお、前述したように、入力電圧と出力電圧の比較に基づいて、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを昇圧動作させる昇圧制御と、Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを降圧動作させる降圧制御とのうちいずれか一つの制御と、複数モードスイッチング制御とを組み合わせてＨブリッジ型昇降圧コンバータを動作させてもよい。
　さらに、入力電圧と出力電圧の比較に基づいて、第１スイッチング素子を常時オンにし、第２スイッチング素子をリアクトル電流が上限目標値に達したらオフ、リアクトル電流が下限目標値に達したらオンとする昇圧制御と、第２スイッチング素子を常時オフにし、第１スイッチング素子をリアクトル電流が上限目標値に達したらオフ、リアクトル電流が下限目標値に達したらオンと制御する降圧制御と、固定周波数制御とを組み合わせてＨブリッジ型昇降圧コンバータを動作させることにより、入力電圧の大きさに関わらず、目標出力電圧を実現することができる。なお、入力電圧と出力電圧の比較に基づいて、第１スイッチング素子を常時オンにし、第２スイッチング素子をリアクトル電流が上限目標値に達したらオフ、リアクトル電流が下限目標値に達したらオンとする昇圧制御と、第２スイッチング素子を常時オフにし、第１スイッチング素子をリアクトル電流が上限目標値に達したらオフ、リアクトル電流が下限目標値に達したらオンと制御する降圧制御とのうちいずれか一つの制御と、固定周波数制御とを組み合わせてＨブリッジ型昇降圧コンバータを動作させてもよい。
　また、固定周波数制御における下限値をゼロに設定することにより、第１および第２スイッチング素子のターンオンはリアクトル電流ｉＬが下限目標値（０）となっている時に行われることとなり、第１および第２スイッチング素子で発生するスイッチング損失を低減でき、電力変換装置の高効率化が実現できる。
　さらに、実施の形態１の電力変換装置は、１段のコンバータで構成され、かつリアクトル電流と上限目標値および下限目標値の比較結果を用いた制御を行うことから、部品点数が少なく、低コストで、かつ高効率の電力変換装置を実現することができる。
実施の形態２．
　図１３はこの発明の実施の形態２における電力変換装置の電源制御部の構成を示す回路ブロック図であり、実施の形態１の図２または図９と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付す。この実施の形態２における電力変換装置の電源主回路部１の構成は実施の形態１の図１と同様である。
　実施の形態１において、固定周波数制御時の上限目標値ｉｒｅｆ＊の演算式（１０）は、入力電圧と出力電圧がほぼ等しい場合（｜ｖａｃ｜≒ｖｄｃ）、つまり入力電圧検出値と出力電圧検出値がほぼ等しい場合（ｖｉｎ≒ｖｏ）を想定した式であり、入力電圧と出力電圧に差が生じる場合では、交流入力電流ｉａｃにひずみが生じ、力率が低下することが考えられる。
　実施の形態２では、実施の形態１に対し、固定周波数制御時の上限目標値ｉｒｅｆ＊の演算式を変更しており、入力電圧と出力電圧に差が生じた時に固定周波数制御を用いる場合に適した上限目標値ｉｒｅｆ＊の演算式を提供する。
　図１４は実施の形態２で考えるリアクトル電流ｉＬの波形である。なお、図１４は図１１と同様にリアクトル電流ｉＬが立ち上がる期間と立ち下がる期間を０と近似している。
　図１４に示すように、入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜と出力電圧ｖｄｃに電圧差がある場合を考慮しているため、第１スイッチング素子Ｑ１がオン、第２スイッチング素子Ｑ２がオフの期間には、リアクトル電流ｉＬは脈流電圧と出力電圧の電圧差（｜ｖａｃ｜―ｖｄｃ）に比例した傾きをもった波形となる。
　図１４は図１１と同様に第１スイッチング素子Ｑ１がオンする期間にのみリアクトル電流ｉＬが流れる。そのため、目標リアクトル電流ｉＬ＊は、図１１の場合と同様に既出の式（３）により設定することができる。
　ｉＬ＊＝ｖｉｎ×ｉ＊＊・・・（３）
　次に、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均が目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致するように上限目標値ｉｒｅｆ＊は定まることを用いて、図１４における目標リアクトル電流ｉＬ＊と上限目標値ｉｒｅｆ＊の関係を導出する。目標リアクトル電流ｉＬ＊は、上限目標値ｉｒｅｆ＊、入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出値ｖｏ、第１スイッチング素子Ｑ１に与える信号の固定周波数ｆＱ１および固定デューティｄＱ１、リアクトルＬのインダクタンスＬを用いて式（１１）と算出される。
ｉＬ＊＝ｉｒｅｆ＊×ｄＱ１＋｛（ｖｉｎ－ｖｏ）×（ｄＱ１）２／（２×Ｌ×ｆＱ１）｝・・・（１１）
　目標値演算部２４ｃは、上限目標値ｉｒｅｆ＊を前述の式（３）と上記の式（１１）とを用いて、次の式（１２）により設定する。
ｉｒｅｆ＊＝（ｖｉｎ×ｉ＊＊／ｄＱ１）－｛（ｖｉｎ－ｖｏ）×ｄＱ１／（２×Ｌ×ｆＱ１）｝・・・（１２）
　式（１２）の右辺第１項は式（１０）の右辺と同じであり、式（１２）の右辺第２項は上述の入出力電圧差（ｖｉｎ－ｖｏ）に比例している項である。つまり、式（１２）の右辺は、図１４の斜線面積部ＳＡ１に示す入出力電圧差に依存しない項を、図１４の白色面積部ＳＡ２に示す入出力電圧差（ｖｉｎ－ｖｏ）に依存する項で補正した式となっている。
　その他の構成、および作用効果は、実施の形態１の場合と同様であるため、説明は省略する。
　以上のように、この実施の形態２によれば、固定周波数制御で用いる上限目標値として、入力電圧を第１スイッチング素子の固定デューティで除算したものに比例した値を、入力電圧と出力電圧の電圧差に比例する値により、補正した値を設定するようにしたので、入力電圧と出力電圧に差が生じる場合であっても、交流入力電流にひずみが発生することなく、力率を向上させることができる。
　すなわち、この実施の形態２は、高力率が要求される場合において、上限目標値の演算値の誤差により生じる力率低下、高調波規格の非準拠を防ぐことを目的としている。固定周波数制御を入出力電圧差のある条件で使用する場合には、上限目標値を式（１２）と算出することで、交流入力電流に歪みが発生することなく、交流入力電流を交流入力電圧と同位相、同波形とし、力率を向上させることができる。
実施の形態３．
　図１５および図１６はこの発明の実施の形態３による電力変換装置の電源主回路部および電源制御部を示す回路ブロック図であり、実施の形態１と同一もしくは対応する構成部分には同一の符号を付す。
　この実施の形態３では、実施の形態１に示した電力変換装置を前提として、複数のＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ　Ｅｍｉｔｔｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）を直列に接続したＬＥＤユニットを負荷１０とした場合について説明する。なお、負荷１０となるＬＥＤユニットのＬＥＤの接続方法は、単に直列接続した場合に限らず並列接続や直並列接続としてもよく、１個のＬＥＤであっても良い。
　ここで、ＬＥＤは通常、その特性から電流制御が適している。このため、この実施の形態３では、実施の形態１の回路構成に対し、ＬＥＤに流れるＬＥＤ電流ｉＬＥＤを検出するための検出回路としてＬＥＤ電流検出部１１が追加されている。また、電源制御部２において、出力制御部２１に対する出力電圧検出値ｖｏおよび目標出力電圧ｖｏ＊の入力に代えて、ＬＥＤ電流検出部１１で検出されたＬＥＤ電流ｉＬＥＤおよび目標出力電流ｉＬＥＤ＊が入力されている。なお、図１６の固定周波数制御時における目標値演算部２４ｃでは実施の形態１で求めた式（１０）を用いているが、実施の形態２で求めた式（１２）を目標値演算部２４ｃで用いてもよい。
　この構成によれば、実施の形態１および２と同様の制御により、ＬＥＤに流れるＬＥＤ電流ｉＬＥＤの制御を行うことができる。また、光量を調整するための調光機能を搭載する場合は、外部の機器から上記の目標出力電流ｉＬＥＤ＊を可変するような構成とすれば、調光機能も実現することができる。
　このように、この実施の形態３では、実施の形態１および２において負荷としてＬＥＤユニットを設けた場合、ＬＥＤ電流検出部で検出されたＬＥＤ電流を電源制御部にフィードバックし、出力制御部でＬＥＤ電流が目標出力電流となるように制御する。そして、実施の形態１で説明した目標値演算部、リアクトル電流比較部およびスイッチ制御部によって第１および第２スイッチング素子のオンオフ制御を行うことにより、安価で高力率、高効率の電力変換を達成することができる。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせることや、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (11)

  1. 電源主回路部と電源制御部とからなり、
    上記電源主回路部は、交流電源の交流電圧を全波整流する全波整流回路と、第１および第２スイッチング素子並びにリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を目標とする出力電圧に変換するＨブリッジ型昇降圧コンバータと、上記全波整流回路で全波整流された後の入力電圧、上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧、および上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する検出回路とを備え、
    上記電源制御部は、上記検出回路で検出された検出信号に基づいて上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータの上記第１及び第２スイッチング素子をオンオフ制御することにより上記出力電圧を制御すると共に、上記リアクトル電流を制御して入力電流波形を入力電圧波形に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
    上記電源制御部は、第１および第２スイッチング素子が共にオン状態である第一モードと、第１スイッチング素子がオン状態であり第２スイッチング素子がオフ状態である第二モードと、第１および第２スイッチング素子が共にオフ状態である第三モードとを順番に有するように、上記第１及び第２スイッチング素子をオンオフ動作させる複数モードスイッチング制御を行う電力変換装置。
  2. 上記電源制御部は、上記複数モードスイッチング制御として、上記第三モードの後に、第１スイッチング素子がオフ状態であり第２スイッチング素子がオン状態である第四モードを有して、上記第１及び第２スイッチング素子をオンオフ動作させる請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 上記電源制御部は、上記複数モードスイッチング制御として、上記第１スイッチング素子を固定周波数および固定デューティの信号によりオンオフ動作させるとともに、上記第２スイッチング素子を上記リアクトル電流が上限目標値に達した時にオフ動作させ、上記リアクトル電流が下限目標値に達した時にオン動作させる固定周波数制御を行う請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 上記電源制御部は、上記固定周波数制御で用いる上記上限目標値として、上記入力電圧を上記第１スイッチング素子の上記固定デューティで除算した値に比例した値を設定する請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 上記電源制御部は、上記固定周波数制御で用いる上記上限目標値として、上記入力電圧を上記第１スイッチング素子の上記固定デューティで除算した値に比例した値を、上記入力電圧と上記出力電圧の電圧差に比例する値により、補正した値を設定する請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 上記固定周波数制御で用いる上記第１スイッチング素子の固定デューティを、上記リアクトル電流の最大値を低減するように設定する請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 上記電源制御部は、上記入力電圧と上記出力電圧の比較に基づいて、上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを昇圧動作させる昇圧制御と、上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを降圧動作させる降圧制御とのうち少なくとも一つの制御と、上記複数モードスイッチング制御とを組み合わせて上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを動作させる請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 上記電源制御部は、上記入力電圧と上記出力電圧の比較に基づいて、上記第１スイッチング素子を常時オンにし、上記第２スイッチング素子を上記リアクトル電流が上記上限目標値に達したらオフ、上記リアクトル電流が上記下限目標値に達したらオンとする昇圧制御と、上記第２スイッチング素子を常時オフにし、上記第１スイッチング素子を上記リアクトル電流が上記上限目標値に達したらオフ、上記リアクトル電流が上記下限目標値に達したらオンと制御する降圧制御とのうち少なくとも一つの制御と、上記固定周波数制御とを組み合わせて上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータを動作させる請求項３から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 上記電源主回路部には、負荷としてＬＥＤが接続されると共に、上記ＬＥＤに流れるＬＥＤ電流を検出するＬＥＤ電流検出回路を設け、上記電源制御部は、上記ＬＥＤ電流検出回路で検出された上記ＬＥＤ電流に基づいて上記ＬＥＤの電流制御を行う請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータは、上記交流電源側に上記第１スイッチング素子と第１ダイオードが直列に接続された第１アームを有し、負荷側に第２ダイオードと上記第２スイッチング素子が直列に接続された第２アームを有し、上記第１スイッチング素子と上記第１ダイオードの接続点と、上記第２ダイオードと上記第２スイッチング素子の接続点との間に上記リアクトルが接続されている請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 上記Ｈブリッジ型昇降圧コンバータは、上記交流電源側に上記第１スイッチング素子と第３スイッチング素子が直列に接続された第１アームを有し、負荷側に第４スイッチング素子と上記第２スイッチング素子が直列に接続された第２アームを有し、上記第１スイッチング素子と上記第３スイッチング素子の接続点と、上記第４スイッチング素子と上記第２スイッチング素子の接続点との間に、上記リアクトルが接続されている請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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