JP6527741B2 - Ｌｅｄ点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は，ＬＥＤ点灯装置に関する。

発光ダイオード（以下，ＬＥＤ：Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）は，高効率かつ長寿命の光源デバイスであり，自動車の車内照明やヘッドライト，信号機，液晶ディスプレイのバックライト，一般照明などの幅広い分野において利用されている。また，オフィス，店舗，工場といったあらゆる施設において，省エネ施策としてＬＥＤ照明の導入が進んでいる。

ＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置は，電力変換回路を備えており，これによって電源電圧を変換してＬＥＤ負荷に給電する。照明用途などで交流電源を用いる場合，上記の電力変換回路の構成として，ＡＣ−ＤＣ回路によって交流電源電圧を一旦直流電圧に変換し，この直流電圧をＤＣ−ＤＣ回路によって電圧変換してＬＥＤ負荷に給電する構成が用いられる。このうちＡＣ−ＤＣ回路は，入力電流の低次高調波成分を低減する力率改善（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路としての役割を担い，ＤＣ−ＤＣ回路は，ＬＥＤ負荷に出力する電流（以下，ＬＥＤ電流と記す）を制御する。具体的な回路方式として，ＡＣ−ＤＣ回路を全波整流回路（ダイオードブリッジ）と昇圧チョッパで，ＤＣ−ＤＣ回路を降圧チョッパでそれぞれ実現する方式がよく用いられる。すなわち，ＡＣ−ＤＣ回路とＤＣ−ＤＣ回路の両者にスイッチング方式の電源回路を利用する方式である。

近年、小型のＬＥＤ点灯装置の実現が望まれている。

上記の構成と比べて小型のＬＥＤ点灯装置を実現するために，ＤＣ−ＤＣ回路を省略し，ＡＣ−ＤＣ回路の出力をＬＥＤ負荷に直接接続する構成（ワンコンバータ方式と呼ばれることもある）が考えられる。

小型のＬＥＤ点灯装置を実現する別の方式として，ＤＣ−ＤＣ回路として降圧チョッパのようなスイッチング回路の代わりにドロッパ方式の電源回路（以下、ドロッパ回路）を用いる構成が考えられる。ドロッパ回路は，スイッチング回路において大きな体積を占めるチョークコイル（またはトランス）が不要であるため，ＬＥＤ点灯装置の小型化に有利である。また，ＡＣ−ＤＣ回路の出力電圧をＬＥＤ負荷の電圧（以下，ＬＥＤ電圧と記す）より十分高く設定して，ドロッパ回路を定電流回路として動作させれば，ＡＣ−ＤＣ回路を力率改善動作させる場合もＬＥＤ電流を一定に（脈動なしで）制御できる。特開２００６−３１４１６８号（特許文献１）には，ドロッパ回路（文献ではシリーズレギュレータと記載されているが，ドロッパ回路と考えられる）によってＬＥＤに給電する構成が示されている。

特開２００６−３１４１６８号公報

ワンコンバータ方式では，ＡＣ−ＤＣ回路によって力率改善を行う都合上，ＬＥＤ電流が交流電源（の２倍）の周波数で大きく脈動する。ＬＥＤ及び点灯装置の寿命を考慮すると，この脈動の振幅，特にピーク値は小さくするべきである。また，周波数が高いとはいえ，ちらつき（フリッカ）の点からもＬＥＤ電流の脈動は小さい方がよい。ＡＣ−ＤＣ回路の出力端子間に接続するコンデンサを大容量化すればＬＥＤ電流の脈動を低減できるが，コンデンサの体積が大きくなり，ＬＥＤ点灯装置を小型化するメリットは損なわれる。

一方，ドロッパ方式定電流回路でも半導体素子を利用するが，その制御方式がスイッチング回路の場合とは異なる。ドロッパ回路では，入力電圧の大きさに依らず一定の電流を出力するように半導体素子の導通抵抗が制御される。その結果，半導体素子には入力電圧と負荷電圧の差分がドロップ電圧として印加される。ドロップ電圧と負荷電流の積として大きな損失が発生し，ＬＥＤ点灯装置の効率を低下させる。また，放熱フィンを取り付けるなどして半導体素子の放熱を強化する必要があり，これがＬＥＤ点灯装置の大型化を招く。

以上を踏まえて，小型・高効率であり，ＬＥＤ電流の脈動（ピーク値）を所定値以下に低減可能なＬＥＤ点灯装置を実現することが本発明の課題である。

上記課題は，交流電源電圧を整流するＡＣ−ＤＣ回路と，該ＡＣ−ＤＣ回路の出力電圧を平滑する第１コンデンサと，前記ＡＣ−ＤＣ回路の出力端子間に接続されるＬＥＤ負荷と半導体素子と電流検出手段と，前記ＡＣ−ＤＣ回路と前記半導体素子を制御する制御回路を備え，該制御回路は，前記半導体素子をドロッパ方式（リニアレギュレータ方式）定電流回路用の素子として利用する第１動作と，前記半導体素子をオン（スルー）状態として前記ＡＣ−ＤＣ回路によって出力を制御する第２動作の２通りの動作を行うことを特徴とするＬＥＤ点灯装置によって解決される。

小型・高効率であり，ＬＥＤ電流の脈動（ピーク値）を所定値以下に低減可能なＬＥＤ点灯装置を実現する。

実施例１におけるＬＥＤ点灯装置のブロック図である。 実施例１の動作タイミングチャートである。 本発明（図２）との比較対象であり，ＡＣ−ＤＣ回路の出力をＬＥＤ負荷に直接接続する構成において考えられる動作タイミングチャートである。 実施例１（図１）におけるＡＣ−ＤＣ回路１０２と制御回路１０６の具体例である。 実施例１の別例であり，ＡＣ−ＤＣ回路１０２としてフライバックコンバータ１１８を，半導体素子１０４としてバイポーラトランジスタを用いる構成である。 実施例１の別例であり，ＡＣ−ＤＣ回路１０２として昇圧チョッパ１２５を用いる構成である。 実施例２の動作タイミングチャートである。 実施例２における制御回路１０６の具体例である。 実施例３の動作タイミングチャートである。 実施例３におけるＬＥＤ点灯装置の具体例である。 実施例３の動作タイミングチャートの別例である。 実施例４におけるＬＥＤ点灯装置のブロック図である。 実施例４の動作タイミングチャートである。

以下，本発明の実施例について，図面を用いて説明する。

＜ブロック図＞
図１は，実施例１におけるＬＥＤ点灯装置のブロック図である。図１のＬＥＤ点灯装置は，外部から入力される交流電源１００の電圧を変換してＬＥＤ負荷１０１に出力（給電）する。ＬＥＤ点灯装置は，交流電源１００の電圧を整流するＡＣ−ＤＣ回路１０２と，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧を平滑するコンデンサ１０３（第１コンデンサ）と，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力端子間に接続されるＬＥＤ負荷１０１と半導体素子１０４と電流検出手段１０５と，ＡＣ−ＤＣ回路１０２と半導体素子１０４を制御する制御回路１０６を備える。

ＬＥＤ負荷１０１は，少なくとも１個のＬＥＤを備える。ＬＥＤ負荷１０１が複数のＬＥＤを備えるとき，ＬＥＤの個数や接続形態は問わない。また，ＬＥＤには，保護用素子などを内蔵したＬＥＤモジュールも含まれる。

図１では，半導体素子１０４としてＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を示したが，バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など他種の素子であってもよい。

電流検出手段１０５として，抵抗（シャント抵抗）が一般的であるが，ホールセンサなど他種の検出手段であってもよい。電流検出手段１０５は，ＬＥＤ電流を検出するために利用されるが，図１のようにＬＥＤ電流を直接検出する位置に接続する必要はない。例えば，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の部品に流れる電流を検出する位置に電流検出手段１０５を接続し，この部品の電流から間接的にＬＥＤ電流を検出してもよい。

制御回路１０６は，図１に記載したように，半導体素子１０４をドロッパ方式（リニアレギュレータ方式）定電流回路用の素子として利用する第１動作と，半導体素子１０４をオン（スルー）状態としてＡＣ−ＤＣ回路１０２によって出力電流を制御する第２動作の２通りの動作を行う。

図１では，制御回路１０６がＡＣ−ＤＣ回路１０２に発生する電圧または電流を検出する構成を示したが，制御回路１０６の構成によってはこの検出を省略できる。また，図１では，ＬＥＤ点灯装置の外部から制御回路１０６に調光信号が入力され，制御回路１０６が調光信号に従ってＬＥＤ電流を可変することを想定した。調光信号は，専用の制御配線を介して制御回路１０６に入力されるものであっても，無線通信によって制御回路１０６に入力されるものであってもよい。ＬＥＤ電流を一定値に制御するのであれば，調光信号は不要である。

＜動作タイミングチャート＞
図２は，実施例１の動作タイミングチャートである。具体的には，交流電源１００の１周期における交流電源１００の電圧，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧，ＬＥＤ電圧，半導体素子１０４の電圧，ＬＥＤ電流の動作波形を示した。半導体素子１０４の電圧とは，半導体素子１０４がＭＯＳＦＥＴであればそのドレイン−ソース電圧，バイポーラトランジスタやＩＧＢＴであればコレクタ−エミッタ電圧である。また，図２には制御回路１０６の動作についても記載しており，制御回路１０６は（１）と記載された期間において上記の第１動作を，（２）と記載された期間において第２動作をそれぞれ行う。図２では，ＡＣ−ＤＣ回路１０２によって力率改善を行う，すなわちＰＦＣ回路として動作させることを想定した。そのため，図２のようにＬＥＤ電流は脈動するが，後に説明するようにＡＣ−ＤＣ回路１０２によってその平均値を所定の第１設定値（Ｉ１）に制御することを想定した。

図３には，本発明（図２）との比較対象として，ＡＣ−ＤＣ回路の出力をＬＥＤ負荷に直接接続する（図１において半導体素子１０４をショートする）構成において考えられる動作タイミングチャートを示した。図３は本発明の動作タイミングチャートではないため，交流電源やＡＣ−ＤＣ回路などに付加する符号は省略した。既に説明したように，ＡＣ−ＤＣ回路が力率改善動作する場合，ＬＥＤ電流は交流電源（の２倍）の周波数でほぼ正弦波状に脈動する。ＬＥＤ電流の平均値については図２と同様にＩ１とし，その振幅をΔＩとした。ＬＥＤ電圧もＬＥＤ電流と同期して脈動するが，ＬＥＤ負荷の電圧−電流（Ｖ−Ｉ）特性上，ＬＥＤ電流に比べて脈動振幅は十分小さいため，図３では一定値とした。なお，電流検出手段での電圧降下を無視すれば，図３に記載したようにＡＣ−ＤＣ回路の出力電圧とＬＥＤ電圧は一致する。

図２の本発明では，交流電源周期のうちＬＥＤ電流が大きくなる期間において，制御回路１０６が第１動作を行う。すなわち，半導体素子１０４をドロッパ方式定電流回路の素子として利用し，その電流設定値を所定の第２設定値（Ｉ２）とすることで，ＬＥＤ電流のピーク値をＩ２に抑制（クランプ）する。図２では省略したが，制御回路１０６は，半導体素子１０４に流れる電流がＩ２で一定になるように，半導体素子１０４に制御信号を出力する（半導体素子１０４がＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴであれば，ゲート電圧を出力し，バイポーラトランジスタであれば，ベース電流を出力する）。ＬＥＤ電流がＩ２で一定となる一方，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧がＬＥＤ電圧より高くなり，図２のように変動する。半導体素子１０４の電圧，すなわちドロップ電圧は，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧とＬＥＤ電圧の差分となる。以上から，ＬＥＤ電流脈動のピーク値を所定値に制御可能であり，ＬＥＤ負荷１０１やＬＥＤ点灯装置に過大な電流が流れること，ひいては，これらの寿命短縮を防止できる。ただし，この期間では，上記の通り半導体素子１０４でドロップ電圧が発生するため，ドロップ電圧とＩ２の積として半導体素子１０４の損失が発生する。

ＬＥＤ電流が小さくなる期間では，制御回路１０６は第２動作を行い，半導体素子１０４をオン（スルー）状態にする。このオン状態とは，半導体素子１０４がスイッチング電源回路の素子として利用される場合のオン状態を意味する。制御回路１０６の具体的な動作としては，半導体素子１０４がＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴであれば，そのオン閾値電圧より十分高い電圧をゲートに印加すればよい。半導体素子１０４のドロップ電圧は略ゼロ，すなわち半導体素子１０４は短絡状態と見なせる。したがって，この期間では半導体素子１０４の損失は小さくなる。その一方，ＬＥＤ電流は図２のように脈動する。

以上のように，本発明の第１実施例では，交流電源周期の一部期間において制御回路１０６が第１動作を，残りの期間において第２動作を行う。これによって，従来（図３）と比べて同じ容量すなわち寸法のコンデンサ１０３に対してＬＥＤ電流の脈動をより小さくできる。言い換えれば，同じＬＥＤ電流の条件に対して，コンデンサ１０３を小容量化すなわち小型化できる。また，従来（特許文献１から考えられる構成）と比べて半導体素子１０４のドロップ電圧による損失を低減でき，ＬＥＤ点灯装置を高効率化できる。

図２の動作タイミングチャートを実現するためには，第２設定値Ｉ２を適切に設定する必要がある。図２から分かるように，Ｉ２は，第１設定値Ｉ１より大きく設定される。また，図３の動作タイミングチャートを，特にＬＥＤ電流の脈動振幅ΔＩを実験または回路シミュレーションによって測定できるのであれば，Ｉ２は（Ｉ１＋ΔＩ）より小さく設定することが目安となる。すなわち，Ｉ２の設定範囲は，Ｉ１＜Ｉ２＜（Ｉ１＋ΔＩ）となる。

＜ＡＣ−ＤＣ回路１０２の具体例＞
図４では，図１に示したＬＥＤ点灯装置について，ＡＣ−ＤＣ回路１０２及び制御回路１０６の構成をより具体的に示した。ＡＣ−ＤＣ回路１０２は，整流回路１０７と昇降圧チョッパ１０８を備える。これらの他に，ノイズフィルタやヒューズなどを備えていてもよい。図４では，電流検出手段１０５を抵抗１１６として構成した。抵抗１１６に発生する電圧が，ＬＥＤ電流及び半導体素子１０４に流れる電流を示す。

整流回路１０７の具体的構成として，ダイオードブリッジによる全波整流回路が考えられる。図４の昇降圧チョッパ１０８は，スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（１０９と１１０）とダイオード（１１１と１１２）を２個ずつ，さらにチョークコイル１１３を備えるＨブリッジ方式である。昇降圧チョッパ１０８は，力率改善回路として利用可能であり，また，名称の通り降圧も昇圧も可能であるため，他の方式と比べて幅広い入力電圧条件に対応できる。スイッチング素子として，ＭＯＳＦＥＴの他にバイポーラトランジスタやＩＧＢＴを用いてもよい。昇降圧チョッパ１０８の詳細な動作については説明を省略する。

＜制御回路１０６の具体例＞
図２を用いて説明した動作を実現できれば，制御回路１０６の具体的な構成については問わない。ここでは，図４を用いてその一例について説明する。

制御回路１０６の電流設定値生成部は，第１設定値Ｉ１を生成する。図４のように，外部から入力される調光信号がある場合，調光信号にしたがってＩ１を可変する。

抵抗１１６によって検出されるＬＥＤ電流は，図２で示したように脈動，すなわちＡＣ成分を含む。制御回路の平均値演算部は，ＡＣ成分を除去して交流電源周期におけるＬＥＤ電流の平均値を計算する。

Ｉ１と検出したＬＥＤ電流との誤差は，制御演算部に入力される。制御演算部は，例えばＰＩ（比例−積分）制御などの演算によって上記の誤差を増幅する，すなわちエラーアンプとして動作する。その一方，制御回路１０６は，整流回路１０７の直流出力電圧に当たる整流電圧を検出する。なお，整流電圧を検出する過程で，分圧，ローパスフィルタリングなどの処理を実施してもよい。検出した整流電圧は，乗算部にて上記の制御演算部の出力と乗算される。乗算の結果は，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の電流設定値となり，その波形は全波整流された正弦波状になる。ＰＷＭ制御部は，ＡＣ−ＤＣ回路１０２のスイッチング素子やチョークコイルに流れる電流を上記の設定値にしたがって制御するように，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の駆動信号を生成する。これらの部品に流れる電流の波形は，設定値と同様，全波整流された正弦波状となる。結果として，ＬＥＤ点灯装置に入力される電流波形は正弦波状となり，力率改善が実現される。以上の制御演算によって，ＬＥＤ電流の平均値をＩ１に制御し，かつ，入力電流波形を正弦波状にする力率改善動作が可能である。制御演算部とＰＷＭ制御部の詳細な動作については省略する。

制御回路１０６のＩ２演算部は，Ｉ１をもとにドロッパ方式定電流回路の電流設定値である第２設定値Ｉ２を生成する。既に説明したように，Ｉ２はＩ１より大きい値に設定される。図４のように外部から入力される調光信号を利用する場合，Ｉ２演算部はＩ１の変更に合わせて適宜Ｉ２を変更する。調光信号を利用せず，Ｉ１を一定にする場合では，Ｉ２演算部を省略してもよい。

制御回路１０６の半導体素子制御部は，第１動作を行う，すなわち，半導体素子１０４をドロッパ方式定電流回路の素子として動作させるために，オペアンプ（演算増幅器）１１４を備える。図４には，オペアンプ１１４の動作電圧を生成する直流電源１１５を示した。直流電源１１５の生成方法については問わないが，検出した整流電圧を利用する方法が考えられる。直流電源１１５の電圧は，半導体素子１０４をオン（スルー）状態にするために十分な電圧とする。半導体素子１０４がＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴであれば，そのオン閾値電圧より十分高い電圧，例えば８Ｖ以上とすればよい。

オペアンプ１１４のプラス入力端子には，ドロッパ方式定電流回路の電流設定値Ｉ２に対応する電圧が印加される。ＬＥＤ電流を検出する抵抗１１６の抵抗値をＲｓとすると，＋端子に印加する電圧を（Ｒｓ×Ｉ２）とすればよい。オペアンプ１１４のマイナス入力端子には，抵抗１１６に発生する電圧，すなわち，検出したＬＥＤ電流に対応する電圧が印加される。オペアンプ１１４の出力端子は，半導体素子１０４の制御端子，すなわち，半導体素子１０４がＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴであればそのゲート端子に，バイポーラトランジスタであればそのベース端子に接続される。図４では，抵抗１１７を介してゲート端子に接続する構成としたが，抵抗１１７は省略（短絡）してもよい。

オペアンプ１１４，半導体素子１０４，抵抗１１６によって構成されるドロッパ方式定電流回路によって，ＬＥＤ電流はＩ２より大きくなることはない。図２でも説明したように，交流電源周期のうちＬＥＤ電流が大きくなる期間でも，ＬＥＤ電流をＩ２に抑制できる。この動作は，制御回路１０６の第１動作に当たる。一方，ＬＥＤ電流がＩ２より小さくなる期間，すなわち，ドロッパ回路による電流制限が不要となる期間では，オペアンプ１１４の出力が飽和する。このとき，直流電源１１５の電圧が半導体素子１０４のゲートに印加され，半導体素子１０４はオン状態となる。すなわち，制御回路１０６は第２動作を行う。

以上から，制御回路１０６は，交流電源１００の位相やＬＥＤ点灯装置の動作状態に応じて第１動作と第２動作を切り替えることができる。これによって，制御目的であるＬＥＤ電流の平均値を制御すること，ＬＥＤ電流のピーク値を制限すること，力率改善動作をすることの３点を実現できる。

以上で説明した制御回路１０６の各構成要素の実現方法は問わないが，簡単なアナログ回路によって実現可能である。また，制御回路１０６の実現においてマイクロコンピュータ（以下，マイコンと記す），ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ），ＩＣといった制御デバイスを利用する場合，これらの全部または一部をこれらの制御デバイスに実装してもよい。

＜ＡＣ−ＤＣ回路１０２と半導体素子１０４の別例＞
図５は，ＡＣ−ＤＣ回路１０２としてフライバックコンバータ１１８を，半導体素子１０４としてバイポーラトランジスタを用いる構成である。フライバックコンバータ１１８は，トランス１１９を備え，その１次側にはスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ１２０を，２次側にはダイオード１２１をそれぞれ備える。トランス１１９の１次巻線には，コンデンサ１２２，抵抗１２３，ダイオード１２４から成るスナバ回路が接続される。フライバックコンバータ１１８は，交流電源１００とＬＥＤ負荷１０１の間で絶縁が必要な場合に利用可能であり，昇降圧チョッパ１０８と同様に降圧も昇圧も可能であるため，幅広い入力電圧条件に対応できる。

制御回路１０６は第２動作において，バイポーラトランジスタがオン状態となるのに十分なベース電流を供給すればよい。図４に示した制御回路１０６の構成を適用し，直流電源１１５の電圧及び抵抗１１７を調整することでこれを実現できる。

図６は，ＡＣ−ＤＣ回路１０２として昇圧チョッパ１２５を用いる構成である。昇圧チョッパ１２５は，スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ１２６，ダイオード１２７，チョークコイル１２８を備え，図４の昇降圧チョッパ１０８より少ない部品数で構成できる。

しかし，昇圧チョッパ１２５は名称の通り昇圧しかできないため，昇圧チョッパ１２５で安定に力率改善動作を行うためには，ＬＥＤ電圧を交流電源１００のピーク電圧より高く設定する必要がある。例えば，交流電源１００の電圧実効値が２００Ｖａｃであるとき，そのピーク値は約２８３Ｖであり，ＬＥＤ電圧の設定例として約３００Ｖが考えられる。ＬＥＤ電圧は，ＬＥＤ負荷１０１におけるＬＥＤの直列接続数によって調整可能である。

なお，以上の別例は，本発明の全ての実施例に適用できる。

図７は，本発明の実施例２における動作タイミングチャートであり，図８は，これを実現する制御回路１０６の具体例である。実施例２において，制御回路１０６以外の構成については，実施例１で説明した構成をそのまま適用できる。図７と図２を比較すると分かるように，実施例１とほぼ同様の動作タイミングチャートとなる。そのため，図７の詳細な説明については省略する。

図８の制御回路１０６は，検出されたＬＥＤ電流の最小値検出部を備え，交流電源周期におけるＬＥＤ電流の最小値を検出する。この最小値検出は，マイコンやＤＳＰといった制御デバイスを用いて簡単に実現できる。制御回路１０６は，ＬＥＤ電流の最小値を所定の第３設定値（Ｉ３）に制御するようにＡＣ−ＤＣ回路１０２の駆動信号を生成する。すなわち，実施例１ではＬＥＤ電流の平均値を制御することに対して，実施例２ではＬＥＤ電流の最小値を制御する。制御回路１０６の第１動作と合わせて，ＬＥＤ電流の最大値をＩ２に，最小値をＩ３にそれぞれ制御可能であり，脈動振幅を実施例１より厳密に制御できる。

第３設定値Ｉ３は，Ｉ２より小さく設定されることはもちろん，実施例１で説明したＬＥＤ電流の平均値に関する第１設定値Ｉ１より小さく設定される。実施例２の制御動作は，以下で説明する他の実施例にも適用できる。

図９は，本発明の実施例３における動作タイミングチャートである。図９では，制御回路１０６が調光信号にしたがってＬＥＤ電流の平均値（上記の第１設定値Ｉ１）を可変することを前提として，（ａ）調光レベル（Ｉ１）が所定の閾値より大きい場合，（ｂ）調光レベル（Ｉ１）が同閾値より小さい場合について示した。図９（ａ）の調光レベルが大きい場合，制御回路１０６の動作，及び，タイミングチャートは，図２に示した実施例１と同様である。一方，図９（ｂ）の調光レベルが小さい場合，制御回路１０６は第１動作のみを行う。このとき，ＬＥＤ電流は上記の第２設定値（図９（ａ）のＩ２とは異なる値であるため，図９（ｂ）では区別するためにＩ２’と記した）に従って一定に制御される。図９（ｂ）に記載した通り，Ｉ２’はＩ１と同値に設定される。ＡＣ−ＤＣ回路１０２が力率改善動作をするため，その出力電圧は交流電源（の２倍の）周波数で脈動するが，交流電源周期に渡ってＬＥＤ電圧より高くなるように制御される。

図１０は，図９の動作を実現するＬＥＤ点灯装置，特に制御回路１０６の具体例である。図１０と図４を比較すると分かるように，制御回路１０６以外の構成については，図４の実施例１と同様である。図１０のように，制御回路１０６は，ＬＥＤ電流の平均値をＩ１に制御する構成と，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧を所定の第４設定値（Ｖ１）に制御する構成の両方を備え，調光レベルによっていずれかの制御構成を選択する。図９の動作を実現するためには，（ａ）調光レベルが所定の値より大きい場合，ＬＥＤ電流の制御を選択し，（ｂ）調光レベルが同値より小さい場合，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧の制御を選択すればよい。２通りの制御構成のうちＬＥＤ電流の平均値を制御する構成については，実施例１（図４）と同様であるため，詳細な説明を省略する。なお，図１０では，（ｂ）調光レベルが所定の値より小さい場合について示した。

制御回路１０６の設定値生成部は，Ｉ１の他にＶ１を生成する。既に説明した通り，Ｖ１はＬＥＤ電圧より高い値に設定される。また，制御回路１０６は，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧を検出する。制御切替部は，Ｖ１と検出されたＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧の誤差，または，Ｉ１と検出されたＬＥＤ電流の誤差のうち，どちらを制御演算部に入力するか選択する。また，制御切替部は，どちらの制御を行うかによって，制御演算部のゲインを変更する機能を備えていてもよい。なお，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧を直接検出してこれを制御する構成の他に，半導体素子１０４の電圧を検出し，これを所定の値に制御する構成もある。

制御回路１０６のＩ２演算部は，Ｉ１に基づいてＩ２を生成する。調光レベルが所定の閾値より大きい場合，すなわち，図９（ａ）の場合については，実施例１と同様であるため説明を省略する。調光レベルが同閾値より小さい場合，すなわち，図９（ｂ）の場合については，Ｉ２’をＩ１と同値に設定すればよい。上記の通りＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力電圧がＬＥＤ電圧より常に高く制御されれば，半導体素子１０４は自動的にドロッパ方式定電流回路の素子として動作し，ＬＥＤ電流はＩ２’で一定に制御される。

調光レベルが小さい場合，ＬＥＤ電流が小さいため，半導体素子１０４をドロッパ方式定電流回路で動作させたときの損失も小さくなる。図９（ｂ）に示した動作によって，半導体素子１０４の損失低減と比べてＬＥＤ電流の脈動低減を優先し，ＬＥＤ電流を一定値に制御できる。

図１１は，本発明の実施例３における動作タイミングチャートの別例である。図１１では，（ａ）調光レベルが所定の閾値より大きい場合，制御回路１０６は第２動作のみを行う。これを実現するためには，図１０の制御回路１０６において，Ｉ２をＩ１に比べて十分大きく設定すればよい。なお，（ｂ）調光レベルが同閾値より大きい場合については，図９（ｂ）の動作と同様である。

調光レベルが大きい場合，ＬＥＤ電流が大きいため，半導体素子１０４をドロッパ方式定電流回路で動作させたときの損失も大きくなる。図１１（ａ）の動作によって，ＬＥＤ電流の脈動低減と比べて半導体素子１０４の損失低減を優先し，半導体素子１０４のドロップ電圧を略ゼロにして損失を低減できる。

以上から，実施例３では，制御回路１０６は調光レベル（Ｉ１）に応じて第１動作と第２動作を切り替えると言うこともできる。

図１２は，本発明の実施例４におけるＬＥＤ点灯装置のブロック図であり，図１３は動作タイミングチャートである。図１２のように，ＡＣ−ＤＣ回路１０２の出力を平滑するコンデンサ１０３（第１コンデンサ）とは別に，ＬＥＤ負荷１０１と並列にコンデンサ１２９（第２コンデンサ）を接続する。これによって，図１３のようにＬＥＤ電流の脈動をより低減できる。また，ＬＥＤ電流に含まれる高周波成分を低減し，脈動波形を正弦波に近づけることができる。なお，実施例４の構成は，本発明の全ての実施例に適用できる。

１００ 交流電源
１０１ ＬＥＤ負荷
１０２ ＡＣ−ＤＣ回路
１０３ コンデンサ（１２２，１２９も同様）
１０４ 半導体素子
１０５ 電流検出手段
１０６ 制御回路
１０７ 整流回路
１０８ Ｈブリッジ方式昇降圧チョッパ
１０９ ＭＯＳＦＥＴ（１１０，１２０，１２６も同様）
１１１ ダイオード（１１２，１２１，１２４，１２７も同様）
１１３ チョークコイル（１２８も同様）
１１４ オペアンプ
１１５ 直流電源
１１６ 抵抗（１１７，１２３も同様）
１１８ フライバックコンバータ
１１９ トランス
１２５ 昇圧チョッパ

Claims (10)

1. 交流電源電圧を整流するＡＣ−ＤＣ回路と，該ＡＣ−ＤＣ回路の出力電圧を平滑する第１コンデンサと，前記ＡＣ−ＤＣ回路の出力端子間に接続されるＬＥＤ負荷と半導体素子と電流検出手段と，前記ＡＣ−ＤＣ回路と前記半導体素子を制御する制御回路を備え，
   該制御回路は，前記半導体素子をドロッパ方式（リニアレギュレータ方式）定電流回路用の素子として利用する第１動作と，前記半導体素子をオン（スルー）状態として前記ＡＣ−ＤＣ回路によって出力を制御する第２動作の２通りの動作を行うことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
2. 請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記ＡＣ−ＤＣ回路は，前記ＬＥＤ負荷に流れる電流の平均値を所定の第１設定値に制御し，前記制御回路は，前記第１動作における前記ドロッパ方式定電流回路の電流設定値を所定の第２設定値に設定し，該第２設定値は，前記第１設定値より大きいことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
3. 請求項１に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記ＡＣ−ＤＣ回路は，前記ＬＥＤ負荷に流れる電流の最小値を所定の第３設定値に制御し，前記制御回路は，前記第１動作における前記ドロッパ方式定電流回路の電流設定値を所定の第２設定値に設定し，該第２設定値は，前記第３設定値より大きいことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
4. 請求項１乃至３の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記制御回路は，前記交流電源の周期の一部期間において前記第１動作を行い，残りの期間において前記第２動作を行うことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
5. 請求項１乃至４の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記制御回路は，前記ＬＥＤ負荷に流れる電流の平均値を可変する機能を備え，前記ＬＥＤ負荷に流れる電流の平均値を所定の閾値より小さく制御するとき，前記第１動作のみを行うとともに，前記ＡＣ−ＤＣ回路の出力電圧を所定の第４設定値に制御し，該第４設定値は，前記ＬＥＤ負荷の電圧より高いことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
6. 請求項５に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記制御回路は，前記ＬＥＤ負荷に流れる電流の平均値を前記所定の閾値より大きく制御するとき，前記第２動作のみを行うことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
7. 請求項１乃至６の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記ＡＣ−ＤＣ回路は，前記交流電源電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と，前記整流電圧を変換して前記ＬＥＤ負荷に給電する昇降圧チョッパを備え，前記制御回路は，前記昇降圧チョッパを力率改善（ＰＦＣ）回路として動作させることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
8. 請求項１乃至６の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記ＡＣ−ＤＣ回路は，前記交流電源電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と，前記整流電圧を変換して前記ＬＥＤ負荷に給電する昇圧チョッパを備え，前記制御回路は，前記昇圧チョッパを力率改善（ＰＦＣ）回路として動作させ，前記ＬＥＤ負荷の電圧は，前記交流電源の電圧のピーク値より高く設定されることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
9. 請求項１乃至８の何れか１項に記載のＬＥＤ点灯装置において，
   前記ＬＥＤ負荷と並列に接続される第２コンデンサを備えることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
   
10. 請求項２又は３に記載のＬＥＤ点灯装置において，
    前記電流検出手段は，前記半導体素子に流れる電流を電圧に変換して検出する抵抗であり，
    前記制御回路は，前記第１動作を行うためのオペアンプ（演算増幅器）を備え，該オペアンプのプラス入力端子には，前記第２設定値に相当する電圧が入力され，前記オペアンプのマイナス入力端子には，前記抵抗に発生する電圧が入力され，前記オペアンプの出力端子は，前記半導体素子の制御端子に接続され，前記オペアンプを動作させる直流電源の電圧は，前記半導体素子をオン状態にするのに十分な電圧に設定されることを特徴とするＬＥＤ点灯装置。

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