JP2002262548A - Dc−dcコンバータ - Google Patents
Dc−dcコンバータInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 各種電子機器に用いられ、バッテリ等の直流
電圧を入力されて負荷に制御された直流電圧を供給し、
入出力非反転で昇圧モードと降圧モードをスムーズに切
換えることが可能なDC−DCコンバータを提供するこ
とを目的とする。 【解決手段】 第1〜第4のスイッチ手段2、5、3、
6とチョークコイル4と出力コンデンサ7からなる非反
転昇降圧DC−DCコンバータの制御回路10が、出力
直流電圧を検出して制御電圧を出力する検出回路11
と、第1及び第2の三角波電圧を出力する発振回路12
と、制御電圧を第1の三角波電圧と比較する第1の比較
回路13と、第2の三角波電圧と比較する第2の比較回
路14と、第1の駆動回路15と、第2の駆動回路1
5、16とを有し、第1の駆動回路15が各比較回路の
出力に応答して第1のスイッチ手段2及び第3のスイッ
チ手段3を交互にオンオフ制御し、第2の駆動回路16
が第2のスイッチ手段5及び第4のスイッチ手段6を交
互にオンオフ制御する。
電圧を入力されて負荷に制御された直流電圧を供給し、
入出力非反転で昇圧モードと降圧モードをスムーズに切
換えることが可能なDC−DCコンバータを提供するこ
とを目的とする。 【解決手段】 第1〜第4のスイッチ手段2、5、3、
6とチョークコイル4と出力コンデンサ7からなる非反
転昇降圧DC−DCコンバータの制御回路10が、出力
直流電圧を検出して制御電圧を出力する検出回路11
と、第1及び第2の三角波電圧を出力する発振回路12
と、制御電圧を第1の三角波電圧と比較する第1の比較
回路13と、第2の三角波電圧と比較する第2の比較回
路14と、第1の駆動回路15と、第2の駆動回路1
5、16とを有し、第1の駆動回路15が各比較回路の
出力に応答して第1のスイッチ手段2及び第3のスイッ
チ手段3を交互にオンオフ制御し、第2の駆動回路16
が第2のスイッチ手段5及び第4のスイッチ手段6を交
互にオンオフ制御する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は各種電子機器に用い
られ、バッテリ等の直流電圧が入力されて負荷に対して
制御された直流電圧を供給するDC−DCコンバータに
関し、特に入出力非反転で昇降圧可能なDC−DCコン
バータに関する。
られ、バッテリ等の直流電圧が入力されて負荷に対して
制御された直流電圧を供給するDC−DCコンバータに
関し、特に入出力非反転で昇降圧可能なDC−DCコン
バータに関する。
【0002】
【従来の技術】バッテリ等の直流電圧が入力されて、入
出力非反転で昇降圧制御された直流電圧を負荷に供給す
る従来のDC−DCコンバータとしては、特公昭58−
40913号公報に開示されたものがある。図17の
(a)は特公昭58−40913号公報に開示されたD
C−DCコンバータの回路図であり、図17の(b)は
そのDC−DCコンバータの信号波形図である。図17
の(a)に示すように、このDC−DCコンバータに
は、電圧Eiの入力直流電源101が接続されており、
第1のスイッチ手段102、第1のダイオード103、
チョークコイル104、第2のスイッチ手段105、第
2のダイオード106、及び出力コンデンサ107が設
けられている。出力コンデンサ107の電圧Eoは出力
直流電圧として負荷108に供給されている。図17の
(b)に示すように、第1のスイッチ手段102及び第
2のスイッチ手段105は同じスイッチング周期Tを有
してオンオフ動作する。また、第1のスイッチ手段10
2及び第2のスイッチ手段105の1スイッチング周期
におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ
1、δ2とし、図に示すようにδ1>δ2とする。
出力非反転で昇降圧制御された直流電圧を負荷に供給す
る従来のDC−DCコンバータとしては、特公昭58−
40913号公報に開示されたものがある。図17の
(a)は特公昭58−40913号公報に開示されたD
C−DCコンバータの回路図であり、図17の(b)は
そのDC−DCコンバータの信号波形図である。図17
の(a)に示すように、このDC−DCコンバータに
は、電圧Eiの入力直流電源101が接続されており、
第1のスイッチ手段102、第1のダイオード103、
チョークコイル104、第2のスイッチ手段105、第
2のダイオード106、及び出力コンデンサ107が設
けられている。出力コンデンサ107の電圧Eoは出力
直流電圧として負荷108に供給されている。図17の
(b)に示すように、第1のスイッチ手段102及び第
2のスイッチ手段105は同じスイッチング周期Tを有
してオンオフ動作する。また、第1のスイッチ手段10
2及び第2のスイッチ手段105の1スイッチング周期
におけるオン時間の割合、即ち時比率を、それぞれδ
1、δ2とし、図に示すようにδ1>δ2とする。
【0003】入力直流電源101の電圧Eiは、第1の
スイッチ手段102及び第2のスイッチ手段105が共
にオンしている時、チョークコイル104に印加され
る。この印加時間はδ2Tである。このとき、入力直流
電源101からチョークコイル104に電流が流れ、磁
気エネルギーが蓄積される。次に、第2のスイッチ手段
105がオフすると、第2のダイオード106が導通
し、チョークコイル104には入力直流電圧Eiと出力
直流電圧Eoとの差Ei−Eoが印加される。この印加
時間はδ1T−δ2Tであり、チョークコイル104を
介して入力直流電源101から出力コンデンサ107へ
電流が流れる。最後に、第1のスイッチ手段102がオ
フすると、第1のダイオード103が導通し、チョーク
コイル104には出力直流電圧Eoが逆方向に印加され
る。この印加時間はT−δ1Tであり、チョークコイル
104から出力コンデンサ107へ電流が流れ、蓄積さ
れた磁気エネルギーは放出される。
スイッチ手段102及び第2のスイッチ手段105が共
にオンしている時、チョークコイル104に印加され
る。この印加時間はδ2Tである。このとき、入力直流
電源101からチョークコイル104に電流が流れ、磁
気エネルギーが蓄積される。次に、第2のスイッチ手段
105がオフすると、第2のダイオード106が導通
し、チョークコイル104には入力直流電圧Eiと出力
直流電圧Eoとの差Ei−Eoが印加される。この印加
時間はδ1T−δ2Tであり、チョークコイル104を
介して入力直流電源101から出力コンデンサ107へ
電流が流れる。最後に、第1のスイッチ手段102がオ
フすると、第1のダイオード103が導通し、チョーク
コイル104には出力直流電圧Eoが逆方向に印加され
る。この印加時間はT−δ1Tであり、チョークコイル
104から出力コンデンサ107へ電流が流れ、蓄積さ
れた磁気エネルギーは放出される。
【0004】以上のように磁気エネルギーの蓄積と放出
の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ107か
ら負荷108へ電力が供給される。チョークコイル10
4の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状
態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、
Ei×δ2T+(Ei−Eo)×(δ1T−δ2T)
−Eo×(T−δ1T)=0 が成り立ち、この式を整
理して、Eo/Ei=δ1/(1−δ2)という変換特
性が得られる。δ2=0の場合は、Eo/Ei=δ1
となり降圧コンバータとして動作する。δ1=1の場合
は、Eo/Ei=1/(1−δ2)となり昇圧コンバー
タとして動作する。また、各スイッチ手段の時比率を制
御することにより、δ1/(1−δ2)は0から無限大
まで設定可能である。即ち、理論上は任意の入力直流電
圧Eiから任意の出力直流電圧Eoを形成することがで
きる昇降圧コンバータとしてDC−DCコンバータは動
作する。
の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ107か
ら負荷108へ電力が供給される。チョークコイル10
4の磁気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状
態においては、その電圧時間積の和はゼロであるから、
Ei×δ2T+(Ei−Eo)×(δ1T−δ2T)
−Eo×(T−δ1T)=0 が成り立ち、この式を整
理して、Eo/Ei=δ1/(1−δ2)という変換特
性が得られる。δ2=0の場合は、Eo/Ei=δ1
となり降圧コンバータとして動作する。δ1=1の場合
は、Eo/Ei=1/(1−δ2)となり昇圧コンバー
タとして動作する。また、各スイッチ手段の時比率を制
御することにより、δ1/(1−δ2)は0から無限大
まで設定可能である。即ち、理論上は任意の入力直流電
圧Eiから任意の出力直流電圧Eoを形成することがで
きる昇降圧コンバータとしてDC−DCコンバータは動
作する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ように構成された従来のDC−DCコンバータにおいて
は、昇降圧コンバータとして動作させる場合、2つのス
イッチ手段をオンオフさせるためにスイッチング損失が
増大するという問題があった。また、従来のDC−DC
コンバータにおいて、降圧コンバータや昇圧コンバータ
に動作を切換えて昇降圧を行う場合には、その切換え点
における動作が不安定になりやすいといった問題点があ
った。本発明は、上記問題点を解決することを課題とし
て、2つのスイッチ手段をオンオフ動作させる領域を小
さくし、降圧コンバータや昇圧コンバータへのモード切
換えをスムーズに行うことができる制御方法を有するD
C−DCコンバータを提供することを目的とする。
ように構成された従来のDC−DCコンバータにおいて
は、昇降圧コンバータとして動作させる場合、2つのス
イッチ手段をオンオフさせるためにスイッチング損失が
増大するという問題があった。また、従来のDC−DC
コンバータにおいて、降圧コンバータや昇圧コンバータ
に動作を切換えて昇降圧を行う場合には、その切換え点
における動作が不安定になりやすいといった問題点があ
った。本発明は、上記問題点を解決することを課題とし
て、2つのスイッチ手段をオンオフ動作させる領域を小
さくし、降圧コンバータや昇圧コンバータへのモード切
換えをスムーズに行うことができる制御方法を有するD
C−DCコンバータを提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係るDC−DCコンバータは、直列に接続
された第1のスイッチ手段とチョークコイルと第2のス
イッチ手段が、入力直流電源に並列に接続され、直列に
接続された第3のスイッチ手段と前記チョークコイルと
第4のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に接続さ
れ、制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続
されて構成されたDC−DCコンバータであって、前記
制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して制御電圧
を出力する検出回路と、等しい位相で所定の電位差を有
する第1の三角波電圧と第2の三角波電圧とを出力する
発振回路と、前記制御電圧と前記第1の三角波電圧とを
比較して第1の駆動信号を出力する第1の比較回路と、
前記制御電圧と前記第2の三角波電圧とを比較して第2
の駆動信号を出力する第2の比較回路と、前記第1の駆
動信号に応答して前記第1のスイッチ手段と前記第3の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第1の駆動回路
と、前記第2の駆動信号に応答して前記第2のスイッチ
手段と前記第4のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第2の駆動回路とを有する。このように構成されたD
C−DCコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
に、本発明に係るDC−DCコンバータは、直列に接続
された第1のスイッチ手段とチョークコイルと第2のス
イッチ手段が、入力直流電源に並列に接続され、直列に
接続された第3のスイッチ手段と前記チョークコイルと
第4のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に接続さ
れ、制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続
されて構成されたDC−DCコンバータであって、前記
制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して制御電圧
を出力する検出回路と、等しい位相で所定の電位差を有
する第1の三角波電圧と第2の三角波電圧とを出力する
発振回路と、前記制御電圧と前記第1の三角波電圧とを
比較して第1の駆動信号を出力する第1の比較回路と、
前記制御電圧と前記第2の三角波電圧とを比較して第2
の駆動信号を出力する第2の比較回路と、前記第1の駆
動信号に応答して前記第1のスイッチ手段と前記第3の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第1の駆動回路
と、前記第2の駆動信号に応答して前記第2のスイッチ
手段と前記第4のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第2の駆動回路とを有する。このように構成されたD
C−DCコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
【0007】他の観点の発明のDC−DCコンバータ
は、直列に接続された第1のスイッチ手段とチョークコ
イルと第2のスイッチ手段が、入力直流電源に並列に接
続され、直列に接続された第3のスイッチ手段と前記チ
ョークコイルと第4のスイッチ手段が、出力コンデンサ
に並列に接続され、制御回路がオンオフ制御すべきスイ
ッチ手段に接続されて構成されたDC−DCコンバータ
であって、前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検
出して所定の電位差を有する第1の制御電圧及び第2の
制御電圧を出力する検出回路と、三角波電圧を出力する
発振回路と、前記第1の制御電圧と前記三角波電圧とを
比較して第1の駆動信号を出力する第1の比較回路と、
前記第2の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第2
の駆動信号を出力する第2の比較回路と、前記第1の駆
動信号に応答して前記第1のスイッチ手段と前記第3の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第1の駆動回路
と、前記第2の駆動信号に応答して前記第2のスイッチ
手段と前記第4のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第2の駆動回路とを有する。このように構成されたD
C−DCコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
は、直列に接続された第1のスイッチ手段とチョークコ
イルと第2のスイッチ手段が、入力直流電源に並列に接
続され、直列に接続された第3のスイッチ手段と前記チ
ョークコイルと第4のスイッチ手段が、出力コンデンサ
に並列に接続され、制御回路がオンオフ制御すべきスイ
ッチ手段に接続されて構成されたDC−DCコンバータ
であって、前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検
出して所定の電位差を有する第1の制御電圧及び第2の
制御電圧を出力する検出回路と、三角波電圧を出力する
発振回路と、前記第1の制御電圧と前記三角波電圧とを
比較して第1の駆動信号を出力する第1の比較回路と、
前記第2の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第2
の駆動信号を出力する第2の比較回路と、前記第1の駆
動信号に応答して前記第1のスイッチ手段と前記第3の
スイッチ手段を交互にオンオフ制御する第1の駆動回路
と、前記第2の駆動信号に応答して前記第2のスイッチ
手段と前記第4のスイッチ手段を交互にオンオフ制御す
る第2の駆動回路とを有する。このように構成されたD
C−DCコンバータは、スイッチ手段をオンオフ動作さ
せるためのスイッチング損失が大幅に低減され、降圧コ
ンバータや昇圧コンバータに切換えて昇降圧動作を行う
場合に、その切換え点における動作が安定しており、モ
ード切り換え動作をスムーズに行える。
【0008】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るDC−DCコ
ンバータに係る好ましい実施の形態について添付の図面
を参照しつつ説明する。
ンバータに係る好ましい実施の形態について添付の図面
を参照しつつ説明する。
【0009】《実施の形態1》図1は本発明に係る実施
の形態1のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図1に示すように、実施の形態1のDC−DCコ
ンバータには、電圧Eiの入力直流電源1が接続されて
おり、第1のスイッチ手段2、第2のスイッチ手段5、
チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、第4のスイ
ッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けられている。
出力コンデンサ7の電圧Eoは出力直流電圧として負荷
8に供給されている。第1のスイッチ手段2とチョーク
コイル4と第2のスイッチ手段5は、直列に接続されて
いる。これにより、第1のスイッチ手段2と第2のスイ
ッチ手段5が共にオン状態となると、チョークコイル4
に入力直流電圧Eiが印加される。また、第3のスイッ
チ手段3とチョークコイル4と第4のスイッチ手段6は
直列に接続されており、第3のスイッチ手段3と第4の
スイッチ手段6が共にオン状態となるとチョークコイル
4の電圧が出力コンデンサ7に印加されるよう構成され
ている。
の形態1のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図1に示すように、実施の形態1のDC−DCコ
ンバータには、電圧Eiの入力直流電源1が接続されて
おり、第1のスイッチ手段2、第2のスイッチ手段5、
チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、第4のスイ
ッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けられている。
出力コンデンサ7の電圧Eoは出力直流電圧として負荷
8に供給されている。第1のスイッチ手段2とチョーク
コイル4と第2のスイッチ手段5は、直列に接続されて
いる。これにより、第1のスイッチ手段2と第2のスイ
ッチ手段5が共にオン状態となると、チョークコイル4
に入力直流電圧Eiが印加される。また、第3のスイッ
チ手段3とチョークコイル4と第4のスイッチ手段6は
直列に接続されており、第3のスイッチ手段3と第4の
スイッチ手段6が共にオン状態となるとチョークコイル
4の電圧が出力コンデンサ7に印加されるよう構成され
ている。
【0010】各スイッチ手段2,3,5,6をオンオフ
制御する制御回路10は、検出回路11と発振回路12
と第1の比較回路13と第2の比較回路14と第1の駆
動回路15と第2の駆動回路16とを有している。以下
に各回路の詳細について説明する。検出回路11は、出
力直流電圧Eoを検出して、所定値との比較動作を行
う。検出回路11は、検出した出力直流電圧Eoが所定
値より高いとき出力する制御電圧Veを低下させ、反対
に所定値より低いとき制御電圧Veを上昇させる。発振
回路12は、第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電
圧Vt2とを出力する。第2の三角波電圧Vt2は、第
1の三角波電圧Vt1と等しい位相と等しい振幅を有
し、所定の電位差だけ高い電圧値を持っている。但し、
第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2との
電位差は、それぞれの三角波電圧の振幅よりも小さいも
のとする。
制御する制御回路10は、検出回路11と発振回路12
と第1の比較回路13と第2の比較回路14と第1の駆
動回路15と第2の駆動回路16とを有している。以下
に各回路の詳細について説明する。検出回路11は、出
力直流電圧Eoを検出して、所定値との比較動作を行
う。検出回路11は、検出した出力直流電圧Eoが所定
値より高いとき出力する制御電圧Veを低下させ、反対
に所定値より低いとき制御電圧Veを上昇させる。発振
回路12は、第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電
圧Vt2とを出力する。第2の三角波電圧Vt2は、第
1の三角波電圧Vt1と等しい位相と等しい振幅を有
し、所定の電位差だけ高い電圧値を持っている。但し、
第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2との
電位差は、それぞれの三角波電圧の振幅よりも小さいも
のとする。
【0011】第1の比較回路13は、検出回路11から
の制御電圧Veと発振回路12からの第1の三角波電圧
Vt1とを比較する。第1の比較回路13は、制御電圧
Veが第1の三角波電圧Vt1より高い時にHレベルと
なる第1の駆動信号Vd1を第1の駆動回路15へ出力
する。第2の比較回路14は、制御電圧Veと発振回路
12からの第2の三角波電圧Vt2とを比較する。第2
の比較回路14は、制御電圧Veが第2の三角波電圧V
t2より高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2
を第2の駆動回路16へ出力する。
の制御電圧Veと発振回路12からの第1の三角波電圧
Vt1とを比較する。第1の比較回路13は、制御電圧
Veが第1の三角波電圧Vt1より高い時にHレベルと
なる第1の駆動信号Vd1を第1の駆動回路15へ出力
する。第2の比較回路14は、制御電圧Veと発振回路
12からの第2の三角波電圧Vt2とを比較する。第2
の比較回路14は、制御電圧Veが第2の三角波電圧V
t2より高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2
を第2の駆動回路16へ出力する。
【0012】第1の駆動回路15は、第1の駆動信号V
d1を増幅して第1のスイッチ手段2をオンオフ制御す
る第1の増幅回路151と、第1の駆動信号Vd1を反
転増幅して第3のスイッチ手段3をオンオフ制御する第
1の反転回路152とを有する。これにより、第1の駆
動回路15は、第1の駆動信号Vd1に応答して第1の
スイッチ手段2と第3のスイッチ手段3を交互にオンオ
フ制御する。第2の駆動回路16は、第2の駆動信号V
d2を増幅して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御す
る第2の増幅回路161と、第2の駆動信号Vd2を反
転増幅して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する第
2の反転回路162とを有する。これにより、第2の駆
動回路16は、第2の駆動信号Vd2に応答して第2の
スイッチ手段5と第4のスイッチ手段6を交互にオンオ
フ制御する。
d1を増幅して第1のスイッチ手段2をオンオフ制御す
る第1の増幅回路151と、第1の駆動信号Vd1を反
転増幅して第3のスイッチ手段3をオンオフ制御する第
1の反転回路152とを有する。これにより、第1の駆
動回路15は、第1の駆動信号Vd1に応答して第1の
スイッチ手段2と第3のスイッチ手段3を交互にオンオ
フ制御する。第2の駆動回路16は、第2の駆動信号V
d2を増幅して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御す
る第2の増幅回路161と、第2の駆動信号Vd2を反
転増幅して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する第
2の反転回路162とを有する。これにより、第2の駆
動回路16は、第2の駆動信号Vd2に応答して第2の
スイッチ手段5と第4のスイッチ手段6を交互にオンオ
フ制御する。
【0013】次に、実施の形態1のDC−DCコンバー
タにおける動作を図2を用いて説明する。図2は実施の
形態1のDC−DCコンバータにおける制御回路10で
の動作波形図である。まず、図2の(a)に示す降圧モ
ードについて説明する。降圧モードにおいては、制御電
圧Veが第2の三角波電圧Vt2よりも定常的に低い状
態である。このため、降圧モードにおいて、第2の比較
回路14から出力される第2の駆動信号Vd2も定常的
にLレベルになり、第2のスイッチ手段5は定常的にオ
フ状態であり、第4のスイッチ手段6は定常的にオン状
態となる。
タにおける動作を図2を用いて説明する。図2は実施の
形態1のDC−DCコンバータにおける制御回路10で
の動作波形図である。まず、図2の(a)に示す降圧モ
ードについて説明する。降圧モードにおいては、制御電
圧Veが第2の三角波電圧Vt2よりも定常的に低い状
態である。このため、降圧モードにおいて、第2の比較
回路14から出力される第2の駆動信号Vd2も定常的
にLレベルになり、第2のスイッチ手段5は定常的にオ
フ状態であり、第4のスイッチ手段6は定常的にオン状
態となる。
【0014】一方、制御電圧Veは第1の三角波電圧V
t1と交差している。制御電圧Veと第1の三角波電圧
Vt1との大小関係により第1の駆動信号Vd1が形成
される。この第1の駆動信号Vd1に応答して、第1の
スイッチ手段2と第3のスイッチ手段3は交互にオンオ
フ制御される。第1のスイッチ手段2がオン状態であ
り、第3のスイッチ手段3がオフ状態の時、チョークコ
イル4には入力直流電圧Eiと出力直流電圧Eoとの電
圧差(Ei−Eo)が印加されて、入力直流電源1から
出力コンデンサ7へチョークコイル4を介して電流が流
れ、磁気エネルギーが蓄えられる。第1のスイッチ手段
2の1スイッチング周期Tにおけるオン時間の割合をδ
1とすると、このオン時間はδ1Tで表される。
t1と交差している。制御電圧Veと第1の三角波電圧
Vt1との大小関係により第1の駆動信号Vd1が形成
される。この第1の駆動信号Vd1に応答して、第1の
スイッチ手段2と第3のスイッチ手段3は交互にオンオ
フ制御される。第1のスイッチ手段2がオン状態であ
り、第3のスイッチ手段3がオフ状態の時、チョークコ
イル4には入力直流電圧Eiと出力直流電圧Eoとの電
圧差(Ei−Eo)が印加されて、入力直流電源1から
出力コンデンサ7へチョークコイル4を介して電流が流
れ、磁気エネルギーが蓄えられる。第1のスイッチ手段
2の1スイッチング周期Tにおけるオン時間の割合をδ
1とすると、このオン時間はδ1Tで表される。
【0015】第1のスイッチ手段2がオフ状態であり、
第3のスイッチ手段3がオン状態の時、チョークコイル
4に蓄えられた磁気エネルギーは、第3のスイッチ手段
3とチョークコイル4と第4のスイッチ手段6を介して
出力コンデンサ7へ電流が流れることにより放出され
る。この第1のスイッチ手段2のオフ時間は(1−δ
1)Tで表される。以上のように磁気エネルギーの蓄積
と放出の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ7
から負荷8へ電力が供給される。チョークコイル4の磁
気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態にお
いては、その電圧時間積の和はゼロであるため、 (E
i−Eo)×δ1T−Eo×(1−δ1)T=0 で示
す式が成り立ち、この式を整理して、Eo/Ei=δ1
という変換特性が得られる。即ち、このときDC−DC
コンバータは降圧コンバータとして動作する。図2の
(a)に示した降圧モードは、入力直流電圧Eiが出力
直流電圧Eoよりも高い場合の動作モードである。
第3のスイッチ手段3がオン状態の時、チョークコイル
4に蓄えられた磁気エネルギーは、第3のスイッチ手段
3とチョークコイル4と第4のスイッチ手段6を介して
出力コンデンサ7へ電流が流れることにより放出され
る。この第1のスイッチ手段2のオフ時間は(1−δ
1)Tで表される。以上のように磁気エネルギーの蓄積
と放出の動作を繰り返すことにより、出力コンデンサ7
から負荷8へ電力が供給される。チョークコイル4の磁
気エネルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態にお
いては、その電圧時間積の和はゼロであるため、 (E
i−Eo)×δ1T−Eo×(1−δ1)T=0 で示
す式が成り立ち、この式を整理して、Eo/Ei=δ1
という変換特性が得られる。即ち、このときDC−DC
コンバータは降圧コンバータとして動作する。図2の
(a)に示した降圧モードは、入力直流電圧Eiが出力
直流電圧Eoよりも高い場合の動作モードである。
【0016】図2の(b)に示す昇降圧モードについて
説明する。この昇降圧モードにおいては、制御電圧Ve
が第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2の
両方と交差している。制御電圧Veと第1の三角波電圧
Vt1との大小関係により第1の駆動信号Vd1が形成
される。この第1の駆動信号Vd1に応答して、第1の
スイッチ手段2と第3のスイッチ手段3は交互にオンオ
フ制御される。同様に、制御電圧Veと第2の三角波電
圧Vt2との大小関係により第2の駆動信号Vd2が形
成され、この第2の駆動信号Vd2に応答して第2のス
イッチ手段5と第4のスイッチ手段6は交互にオンオフ
制御される。第2の三角波電圧Vt2は第1の三角波電
圧Vt1より所定電位差(ΔV)だけ高いため、第2の
駆動信号Vd2がHレベルとなっているのは、第1の駆
動信号Vd1がHレベルの期間内となる。第1のスイッ
チ手段2のオン時間を時比率δ1を用いてδ1Tと表
し、第2のスイッチ手段5のオン時間を時比率δ2を用
いてδ2Tと表す。
説明する。この昇降圧モードにおいては、制御電圧Ve
が第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2の
両方と交差している。制御電圧Veと第1の三角波電圧
Vt1との大小関係により第1の駆動信号Vd1が形成
される。この第1の駆動信号Vd1に応答して、第1の
スイッチ手段2と第3のスイッチ手段3は交互にオンオ
フ制御される。同様に、制御電圧Veと第2の三角波電
圧Vt2との大小関係により第2の駆動信号Vd2が形
成され、この第2の駆動信号Vd2に応答して第2のス
イッチ手段5と第4のスイッチ手段6は交互にオンオフ
制御される。第2の三角波電圧Vt2は第1の三角波電
圧Vt1より所定電位差(ΔV)だけ高いため、第2の
駆動信号Vd2がHレベルとなっているのは、第1の駆
動信号Vd1がHレベルの期間内となる。第1のスイッ
チ手段2のオン時間を時比率δ1を用いてδ1Tと表
し、第2のスイッチ手段5のオン時間を時比率δ2を用
いてδ2Tと表す。
【0017】まず、第1のスイッチ手段2がオン状態で
あり、第3のスイッチ手段3がオフ状態であり、第2の
スイッチ手段5がオフ状態であり、第4のスイッチ手段
6がオン状態の時、チョークコイル4には入力直流電圧
Eiと出力直流電圧Eoとの電圧差(Ei−Eo)が印
加されて、入力直流電源1から出力コンデンサ7へチョ
ークコイル4を介して電流が流れる。この期間は(δ1
−δ2)Tで表される。
あり、第3のスイッチ手段3がオフ状態であり、第2の
スイッチ手段5がオフ状態であり、第4のスイッチ手段
6がオン状態の時、チョークコイル4には入力直流電圧
Eiと出力直流電圧Eoとの電圧差(Ei−Eo)が印
加されて、入力直流電源1から出力コンデンサ7へチョ
ークコイル4を介して電流が流れる。この期間は(δ1
−δ2)Tで表される。
【0018】次に、第1のスイッチ手段2がオン状態で
あり、第3のスイッチ手段3がオフ状態であり、第2の
スイッチ手段5がオン状態であり、第4のスイッチ手段
3がオフ状態の時、チョークコイル4には入力直流電圧
Eiが印加され、入力直流電源1からチョークコイル4
に電流が流れて磁気エネルギーが蓄えられる。この期間
はδ2Tで表される。さらに、第1のスイッチ手段2が
オフ状態であり、第3のスイッチ手段3がオン状態であ
り、第2のスイッチ手段5がオフ状態であり、第4のス
イッチ手段3がオン状態の時、チョークコイル4に蓄え
られた磁気エネルギーは、第3のスイッチ手段3とチョ
ークコイル4と第4のスイッチ手段6を介して出力コン
デンサ7へ電流が流れることにより放出される。この期
間は(1−δ1)Tで表される。
あり、第3のスイッチ手段3がオフ状態であり、第2の
スイッチ手段5がオン状態であり、第4のスイッチ手段
3がオフ状態の時、チョークコイル4には入力直流電圧
Eiが印加され、入力直流電源1からチョークコイル4
に電流が流れて磁気エネルギーが蓄えられる。この期間
はδ2Tで表される。さらに、第1のスイッチ手段2が
オフ状態であり、第3のスイッチ手段3がオン状態であ
り、第2のスイッチ手段5がオフ状態であり、第4のス
イッチ手段3がオン状態の時、チョークコイル4に蓄え
られた磁気エネルギーは、第3のスイッチ手段3とチョ
ークコイル4と第4のスイッチ手段6を介して出力コン
デンサ7へ電流が流れることにより放出される。この期
間は(1−δ1)Tで表される。
【0019】以上の磁気エネルギーの蓄積と放出の動作
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ7から負
荷8へ電力が供給される。チョークコイル4の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 (Ei−
Eo)×(δ1−δ2)T+Ei×δ2T−Eo×(1
−δ1)T=0 の式が成り立ち、この式を整理して、
Eo/Ei=δ1/(1−δ2)という変換特性が得ら
れる。このときDC−DCコンバータは、時比率におい
てδ1>δ2の制約はあるが、理論上は任意の入力直流
電圧Eiから任意の出力直流電圧Eoを形成することが
できる昇降圧コンバータとして動作する。図2の(b)
に示した昇降圧モードは、入力直流電圧Eiと出力直流
電圧Eoが近い場合の動作モードである。
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ7から負
荷8へ電力が供給される。チョークコイル4の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 (Ei−
Eo)×(δ1−δ2)T+Ei×δ2T−Eo×(1
−δ1)T=0 の式が成り立ち、この式を整理して、
Eo/Ei=δ1/(1−δ2)という変換特性が得ら
れる。このときDC−DCコンバータは、時比率におい
てδ1>δ2の制約はあるが、理論上は任意の入力直流
電圧Eiから任意の出力直流電圧Eoを形成することが
できる昇降圧コンバータとして動作する。図2の(b)
に示した昇降圧モードは、入力直流電圧Eiと出力直流
電圧Eoが近い場合の動作モードである。
【0020】次に、図2の(c)に示す昇圧モードにつ
いて説明する。昇圧モードにおいて、制御電圧Veは第
1の三角波電圧Vt1よりも定常的に高い状態である。
このため、第1の比較回路13から出力される第1の駆
動信号Vd1も定常的にHレベルになり、第1のスイッ
チ手段2は定常的にオン状態であり、第3のスイッチ手
段3は定常的にオフ状態となる。一方、制御電圧Veは
第2の三角波電圧Vt2と交差している。制御電圧Ve
と第2の三角波電圧Vt2との大小関係により発生する
第2の駆動信号Vd2に応答して第2のスイッチ手段5
と第4のスイッチ手段6は交互にオンオフ制御される。
いて説明する。昇圧モードにおいて、制御電圧Veは第
1の三角波電圧Vt1よりも定常的に高い状態である。
このため、第1の比較回路13から出力される第1の駆
動信号Vd1も定常的にHレベルになり、第1のスイッ
チ手段2は定常的にオン状態であり、第3のスイッチ手
段3は定常的にオフ状態となる。一方、制御電圧Veは
第2の三角波電圧Vt2と交差している。制御電圧Ve
と第2の三角波電圧Vt2との大小関係により発生する
第2の駆動信号Vd2に応答して第2のスイッチ手段5
と第4のスイッチ手段6は交互にオンオフ制御される。
【0021】第2のスイッチ手段5がオン状態であり、
第4のスイッチ手段6がオフ状態の時、チョークコイル
4には入力直流電圧Eiが印加されて、入力直流電源1
からチョークコイル4へ電流が流れ、磁気エネルギーが
蓄えられる。第2のスイッチ手段5の1スイッチング周
期Tにおけるオン時間の割合をδ2とすると、このオン
時間はδ2Tで表される。第2のスイッチ手段5がオフ
状態で第4のスイッチ手段6がオン状態の時、チョーク
コイル4に蓄えられた磁気エネルギーは、入力直流電源
1からチョークコイル4を介して出力コンデンサ7へ電
流が流れることにより放出される。この第2のスイッチ
手段5のオフ時間は(1−δ2)Tで表される。
第4のスイッチ手段6がオフ状態の時、チョークコイル
4には入力直流電圧Eiが印加されて、入力直流電源1
からチョークコイル4へ電流が流れ、磁気エネルギーが
蓄えられる。第2のスイッチ手段5の1スイッチング周
期Tにおけるオン時間の割合をδ2とすると、このオン
時間はδ2Tで表される。第2のスイッチ手段5がオフ
状態で第4のスイッチ手段6がオン状態の時、チョーク
コイル4に蓄えられた磁気エネルギーは、入力直流電源
1からチョークコイル4を介して出力コンデンサ7へ電
流が流れることにより放出される。この第2のスイッチ
手段5のオフ時間は(1−δ2)Tで表される。
【0022】以上の磁気エネルギーの蓄積と放出の動作
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ7から負
荷8へ電力が供給される。チョークコイル4の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 Ei×δ
2T+(Ei−Eo)×(1−δ2)T=0 の式が成
り立ち、この式を整理して、Eo/Ei=1/(1−δ
2)という変換特性が得られる。即ち、このときDC−
DCコンバータは、昇圧コンバータとして動作する。図
2の(c)に示す昇圧モードは、入力直流電圧Eiが出
力直流電圧Eoよりも低い場合の動作モードである。
が繰り返えされることにより、出力コンデンサ7から負
荷8へ電力が供給される。チョークコイル4の磁気エネ
ルギーの蓄積と放出が均衡する安定動作状態において
は、その電圧時間積の和はゼロであるから、 Ei×δ
2T+(Ei−Eo)×(1−δ2)T=0 の式が成
り立ち、この式を整理して、Eo/Ei=1/(1−δ
2)という変換特性が得られる。即ち、このときDC−
DCコンバータは、昇圧コンバータとして動作する。図
2の(c)に示す昇圧モードは、入力直流電圧Eiが出
力直流電圧Eoよりも低い場合の動作モードである。
【0023】図2において、電位差ΔVは発振回路12
から出力される第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波
電圧Vt2との電位差であり、第1の三角波電圧Vt1
と第2の三角波電圧Vt2の各振幅をΔVtで示す。実
施の形態1のDC−DCコンバータにおいて、第1の三
角波電圧Vt1が0からΔVtまでの間を上下し、第2
の三角波電圧Vt2がΔVからΔV+ΔVtまでの間を
上下し、制御電圧Veが入出力条件によって0からΔV
+ΔVtまでの間を変動するものとする。このような状
態において、第1のスイッチ手段2の時比率δ1は、δ
1=Ve/ΔVt(Ve>ΔVtの時、δ1=1)とな
り、第2のスイッチ手段5の時比率δ2は、δ2=(V
e−ΔV)/ΔVt(Ve<ΔVの時、δ2=0)とな
る。従って、0<Ve<ΔVの時は降圧モードとなり、
Ve=ΔV、即ちEo/Ei=δ1=ΔV/ΔVtの時
に昇降圧モードに切換わる。そして、ΔV<Ve<ΔV
tの時は昇降圧モードとなり、Ve=ΔVt、即ちEo
/Ei=δ1/(1−δ2)=ΔVt/ΔVの時に昇圧
モードに切換わる。そして、ΔVt<Ve<ΔV+ΔV
tの時は昇圧モードとなる。
から出力される第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波
電圧Vt2との電位差であり、第1の三角波電圧Vt1
と第2の三角波電圧Vt2の各振幅をΔVtで示す。実
施の形態1のDC−DCコンバータにおいて、第1の三
角波電圧Vt1が0からΔVtまでの間を上下し、第2
の三角波電圧Vt2がΔVからΔV+ΔVtまでの間を
上下し、制御電圧Veが入出力条件によって0からΔV
+ΔVtまでの間を変動するものとする。このような状
態において、第1のスイッチ手段2の時比率δ1は、δ
1=Ve/ΔVt(Ve>ΔVtの時、δ1=1)とな
り、第2のスイッチ手段5の時比率δ2は、δ2=(V
e−ΔV)/ΔVt(Ve<ΔVの時、δ2=0)とな
る。従って、0<Ve<ΔVの時は降圧モードとなり、
Ve=ΔV、即ちEo/Ei=δ1=ΔV/ΔVtの時
に昇降圧モードに切換わる。そして、ΔV<Ve<ΔV
tの時は昇降圧モードとなり、Ve=ΔVt、即ちEo
/Ei=δ1/(1−δ2)=ΔVt/ΔVの時に昇圧
モードに切換わる。そして、ΔVt<Ve<ΔV+ΔV
tの時は昇圧モードとなる。
【0024】以上のように実施の形態1のDC−DCコ
ンバータは、入力直流電圧Eiの低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Eiの上昇によ
って昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの
切換わりもスムーズに行われる。実施の形態1のDC−
DCコンバータにおいて、昇降圧モードの領域は第1の
三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2との振幅Δ
Vtと電位差ΔVとによって容易に設定が可能である。
ンバータは、入力直流電圧Eiの低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Eiの上昇によ
って昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの
切換わりもスムーズに行われる。実施の形態1のDC−
DCコンバータにおいて、昇降圧モードの領域は第1の
三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2との振幅Δ
Vtと電位差ΔVとによって容易に設定が可能である。
【0025】《実施の形態2》図3は本発明に係る実施
の形態2のDC−DCコンバータにおける制御回路での
動作波形図である。実施の形態2のDC−DCコンバー
タの回路構成は前述の図1に示した実施の形態1と同様
である。実施の形態2のDC−DCコンバータにおい
て、実施の形態1と異なるのは、発振回路12から出力
される第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt
2との電位差ΔVがそれぞれの三角波電圧Vt1,Vt
2の振幅ΔVt以上に設定されている点である。降圧モ
ードと昇圧モードの動作は前述の実施の形態1における
動作と同様であるため、その説明は省略し、図3の
(b)に示す無変換モードについて以下に説明する。
の形態2のDC−DCコンバータにおける制御回路での
動作波形図である。実施の形態2のDC−DCコンバー
タの回路構成は前述の図1に示した実施の形態1と同様
である。実施の形態2のDC−DCコンバータにおい
て、実施の形態1と異なるのは、発振回路12から出力
される第1の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt
2との電位差ΔVがそれぞれの三角波電圧Vt1,Vt
2の振幅ΔVt以上に設定されている点である。降圧モ
ードと昇圧モードの動作は前述の実施の形態1における
動作と同様であるため、その説明は省略し、図3の
(b)に示す無変換モードについて以下に説明する。
【0026】図3の(b)は実施の形態2のDC−DC
コンバータにおける無変換モードであり、制御電圧Ve
は、第1の三角波電圧Vt1より定常的に高く、第2の
三角波電圧Vt2より定常的に低い状態である。第1の
比較回路13から出力される第1の駆動信号Vd1も定
常的にHレベルになり、第1のスイッチ手段2は定常的
にオン状態であり、第3のスイッチ手段3は定常的にオ
フ状態となる。一方、第2の比較回路14から出力され
る第2の駆動信号Vd2も定常的にLレベルになり、第
3のスイッチ手段2は定常的にオフ状態であり、第4の
スイッチ手段6は定常的にオン状態となる。従って、入
力直流電源1はチョークコイル4を介して出力コンデン
サ7に接続され、入出力直流電圧の関係は、Ei=Eo
となる。
コンバータにおける無変換モードであり、制御電圧Ve
は、第1の三角波電圧Vt1より定常的に高く、第2の
三角波電圧Vt2より定常的に低い状態である。第1の
比較回路13から出力される第1の駆動信号Vd1も定
常的にHレベルになり、第1のスイッチ手段2は定常的
にオン状態であり、第3のスイッチ手段3は定常的にオ
フ状態となる。一方、第2の比較回路14から出力され
る第2の駆動信号Vd2も定常的にLレベルになり、第
3のスイッチ手段2は定常的にオフ状態であり、第4の
スイッチ手段6は定常的にオン状態となる。従って、入
力直流電源1はチョークコイル4を介して出力コンデン
サ7に接続され、入出力直流電圧の関係は、Ei=Eo
となる。
【0027】実施の形態2のDC−DCコンバータにお
いて、第1の三角波電圧Vt1が0からΔVtまでの間
を上下し、第2の三角波電圧Vt2がΔVからΔV+Δ
Vtまでの間を上下し、制御電圧Veが入出力条件によ
って0からΔV+ΔVtまでの間を変動するものとす
る。このような状態において、第1のスイッチ手段2の
時比率δ1は、δ1=Ve/ΔVt(Ve>ΔVtの
時、δ1=1)となり、第2のスイッチ手段5の時比率
δ2は、δ2=(Ve−ΔV)/ΔVt(Ve<ΔVの
時、δ2=0)となる。従って、0<Ve<ΔVtの時
は降圧モードとなり、Ve=ΔVt、即ちEo/Ei=
δ1=1の時に無変換モードに切換わる。ΔVt<Ve
<ΔVの時は無変換モードとなり、Ve=ΔV、Eo/
Ei=1/(1−δ2)=1 の時に昇圧モードに切換
わる。ΔV<Ve<ΔV+ΔVtの時は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のようにEo/Ei=1とい
う限られた領域の動作モードであるため、実際には安定
して無変換モードであることは無く、速やかに降圧モー
ドまたは昇圧モードに切換わる。
いて、第1の三角波電圧Vt1が0からΔVtまでの間
を上下し、第2の三角波電圧Vt2がΔVからΔV+Δ
Vtまでの間を上下し、制御電圧Veが入出力条件によ
って0からΔV+ΔVtまでの間を変動するものとす
る。このような状態において、第1のスイッチ手段2の
時比率δ1は、δ1=Ve/ΔVt(Ve>ΔVtの
時、δ1=1)となり、第2のスイッチ手段5の時比率
δ2は、δ2=(Ve−ΔV)/ΔVt(Ve<ΔVの
時、δ2=0)となる。従って、0<Ve<ΔVtの時
は降圧モードとなり、Ve=ΔVt、即ちEo/Ei=
δ1=1の時に無変換モードに切換わる。ΔVt<Ve
<ΔVの時は無変換モードとなり、Ve=ΔV、Eo/
Ei=1/(1−δ2)=1 の時に昇圧モードに切換
わる。ΔV<Ve<ΔV+ΔVtの時は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のようにEo/Ei=1とい
う限られた領域の動作モードであるため、実際には安定
して無変換モードであることは無く、速やかに降圧モー
ドまたは昇圧モードに切換わる。
【0028】以上のように実施の形態2のDC−DCコ
ンバータにおいては、入力直流電圧Eiの低下によって
降圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへ切換わ
り、その切換わりがスムーズに行われる。逆に、入力直
流電圧Eiの上昇によって昇圧モードから無変換モード
を経て降圧モードへ切換わり、その切換わりもスムーズ
に行われる。
ンバータにおいては、入力直流電圧Eiの低下によって
降圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへ切換わ
り、その切換わりがスムーズに行われる。逆に、入力直
流電圧Eiの上昇によって昇圧モードから無変換モード
を経て降圧モードへ切換わり、その切換わりもスムーズ
に行われる。
【0029】実施の形態2においては、第1から第4の
スイッチ手段のオンオフ動作による電力変換の説明を行
ったが、第3のスイッチ手段3と第4のスイッチ手段6
の少なくともいずれかのスイッチ手段がダイオードで構
成されていてもその基本的な動作は変わることがない。
図4は実施の形態1または2のDC−DCコンバータの
他の例を示す回路図である。図4に示すように、このD
C−DCコンバータにおいては、図1における第3のス
イッチ手段3の代わりに第1のダイオード31を設けて
おり、図1における第4のスイッチ手段6の代わりに第
2のダイオード61を設けている。第1の駆動回路15
は第1の駆動信号Vd1を増幅して第1のスイッチ手段
2をオンオフ動作する第1のゲート電圧Vg1を出力す
る増幅回路のみの構成となる。第2の駆動回路16は第
2の駆動信号Vd2を増幅して第2のスイッチ手段5を
オンオフ動作する第2のゲート電圧Vg2を出力する増
幅回路のみの構成となる。従って、図1に示した第3の
スイッチ手段3及び第4のスイッチ手段6のオン状態の
時に比べて、図4に示したDC−DCコンバータはダイ
オードでの順方向電圧が発生するが、制御回路10Aの
構成は簡素化されるという効果を奏する。
スイッチ手段のオンオフ動作による電力変換の説明を行
ったが、第3のスイッチ手段3と第4のスイッチ手段6
の少なくともいずれかのスイッチ手段がダイオードで構
成されていてもその基本的な動作は変わることがない。
図4は実施の形態1または2のDC−DCコンバータの
他の例を示す回路図である。図4に示すように、このD
C−DCコンバータにおいては、図1における第3のス
イッチ手段3の代わりに第1のダイオード31を設けて
おり、図1における第4のスイッチ手段6の代わりに第
2のダイオード61を設けている。第1の駆動回路15
は第1の駆動信号Vd1を増幅して第1のスイッチ手段
2をオンオフ動作する第1のゲート電圧Vg1を出力す
る増幅回路のみの構成となる。第2の駆動回路16は第
2の駆動信号Vd2を増幅して第2のスイッチ手段5を
オンオフ動作する第2のゲート電圧Vg2を出力する増
幅回路のみの構成となる。従って、図1に示した第3の
スイッチ手段3及び第4のスイッチ手段6のオン状態の
時に比べて、図4に示したDC−DCコンバータはダイ
オードでの順方向電圧が発生するが、制御回路10Aの
構成は簡素化されるという効果を奏する。
【0030】《実施の形態3》図5は本発明に係る実施
の形態3のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図5に示すように、実施の形態3のDC−DCコ
ンバータにおいて制御回路10B以外は、前述の実施の
形態1と同様の構成である。図5に示すように、実施の
形態3のDC−DCコンバータは、入力直流電源1が接
続されており、第1のスイッチ手段2、第2のスイッチ
手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、第
4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けられ
ている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電圧として
負荷8に供給されている。各スイッチ手段2,3,5,
6をオンオフ制御する制御回路10Bは、実施の形態1
と同様に検出回路11と発振回路12と第1の比較回路
13と第2の比較回路14と第1の駆動回路15と第2
の駆動回路16とを有している。さらに、実施の形態3
における制御回路10Bには、第3の比較回路17と第
4の比較回路18が設けられている。
の形態3のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図5に示すように、実施の形態3のDC−DCコ
ンバータにおいて制御回路10B以外は、前述の実施の
形態1と同様の構成である。図5に示すように、実施の
形態3のDC−DCコンバータは、入力直流電源1が接
続されており、第1のスイッチ手段2、第2のスイッチ
手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、第
4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けられ
ている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電圧として
負荷8に供給されている。各スイッチ手段2,3,5,
6をオンオフ制御する制御回路10Bは、実施の形態1
と同様に検出回路11と発振回路12と第1の比較回路
13と第2の比較回路14と第1の駆動回路15と第2
の駆動回路16とを有している。さらに、実施の形態3
における制御回路10Bには、第3の比較回路17と第
4の比較回路18が設けられている。
【0031】次に、上記のように構成された実施の形態
3のDC−DCコンバータの制御回路10Bにおける動
作について図6を用いて説明する。図6は実施の形態3
のDC−DCコンバータにおける制御回路10Bでの動
作波形図である。図6の(a)は降圧モードを示してお
り、この降圧モードにおいて制御電圧Veが第2の三角
波電圧Vt2と第4の三角波電圧Vt4よりも定常的に
低い状態である。このため、制御電圧Veと第2の三角
波電圧Vt2とを比較する第2の比較回路14は、定常
的にLレベルの第2の駆動信号Vd2を第2の駆動回路
16へ出力する。この結果、第2の駆動回路16からの
第2のゲート電圧Vgにより第2のスイッチ手段5は定
常的にオフ状態である。また、制御電圧Veと第4の三
角波電圧Vt4とを比較する第4の比較回路18は、定
常的にLレベルの信号の第2の駆動信号Vd4を第2の
駆動回路16へ出力する。この結果、この第2の駆動信
号Vd4は反転されて第4のゲート電圧Vg4となり、
第4のスイッチ手段6を定常的にオン状態とする。
3のDC−DCコンバータの制御回路10Bにおける動
作について図6を用いて説明する。図6は実施の形態3
のDC−DCコンバータにおける制御回路10Bでの動
作波形図である。図6の(a)は降圧モードを示してお
り、この降圧モードにおいて制御電圧Veが第2の三角
波電圧Vt2と第4の三角波電圧Vt4よりも定常的に
低い状態である。このため、制御電圧Veと第2の三角
波電圧Vt2とを比較する第2の比較回路14は、定常
的にLレベルの第2の駆動信号Vd2を第2の駆動回路
16へ出力する。この結果、第2の駆動回路16からの
第2のゲート電圧Vgにより第2のスイッチ手段5は定
常的にオフ状態である。また、制御電圧Veと第4の三
角波電圧Vt4とを比較する第4の比較回路18は、定
常的にLレベルの信号の第2の駆動信号Vd4を第2の
駆動回路16へ出力する。この結果、この第2の駆動信
号Vd4は反転されて第4のゲート電圧Vg4となり、
第4のスイッチ手段6を定常的にオン状態とする。
【0032】一方、図6の(a)に示すように、制御電
圧Veは第1の三角波電圧Vt1と交差し、それらの大
小関係により発生する第1の駆動信号Vd1に応答して
第1のスイッチ手段2はオンオフ制御される。また、制
御電圧Veは第3の三角波電圧Vt3と交差し、それら
の大小関係により発生する第3の駆動信号Vd3を反転
して第3のスイッチ手段3はオンオフ制御される。この
時、第1の三角波電圧Vt1と第3の三角波電圧Vt3
とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と第3の
駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力
直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第
3のスイッチ手段3の同時オン状態を防止する。実施の
形態3におけるコンバータとしての動作は、実施の形態
1のDC−DCコンバータの降圧モードと同様であり、
入力直流電圧Eiが出力直流電圧Eoよりも高い場合の
動作モードである。
圧Veは第1の三角波電圧Vt1と交差し、それらの大
小関係により発生する第1の駆動信号Vd1に応答して
第1のスイッチ手段2はオンオフ制御される。また、制
御電圧Veは第3の三角波電圧Vt3と交差し、それら
の大小関係により発生する第3の駆動信号Vd3を反転
して第3のスイッチ手段3はオンオフ制御される。この
時、第1の三角波電圧Vt1と第3の三角波電圧Vt3
とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と第3の
駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力
直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第
3のスイッチ手段3の同時オン状態を防止する。実施の
形態3におけるコンバータとしての動作は、実施の形態
1のDC−DCコンバータの降圧モードと同様であり、
入力直流電圧Eiが出力直流電圧Eoよりも高い場合の
動作モードである。
【0033】図6の(b)は昇降圧モードを示してお
り、図6の(c)は昇圧モードを示している。実施の形
態3において、昇降圧モードと昇圧モードにおけるコン
バータとしての動作は、前述の実施の形態1のDC−D
Cコンバータと同様であるので説明は省略する。昇降圧
モードにおいて、第1の三角波電圧Vt1と第3の三角
波電圧Vt3とのわずかな電位差が、第1の駆動信号V
d1と第3の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期
間を発生させる。この期間が、第1のスイッチ手段2と
第3のスイッチ手段3が同時にオフ状態となる休止期間
となり、入力直流電源1と並列接続される第1のスイッ
チ手段2と第3のスイッチ手段3の同時オン状態を防止
する。このように、第1のスイッチ手段2と第3のスイ
ッチ手段3が同時にオン状態となることを防止する点
は、前述の降圧モードと同様である。
り、図6の(c)は昇圧モードを示している。実施の形
態3において、昇降圧モードと昇圧モードにおけるコン
バータとしての動作は、前述の実施の形態1のDC−D
Cコンバータと同様であるので説明は省略する。昇降圧
モードにおいて、第1の三角波電圧Vt1と第3の三角
波電圧Vt3とのわずかな電位差が、第1の駆動信号V
d1と第3の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期
間を発生させる。この期間が、第1のスイッチ手段2と
第3のスイッチ手段3が同時にオフ状態となる休止期間
となり、入力直流電源1と並列接続される第1のスイッ
チ手段2と第3のスイッチ手段3の同時オン状態を防止
する。このように、第1のスイッチ手段2と第3のスイ
ッチ手段3が同時にオン状態となることを防止する点
は、前述の降圧モードと同様である。
【0034】さらに、昇降圧モードと昇圧モードにおい
て、第2の三角波電圧Vt2と第4の三角波電圧Vt4
とのわずかな電位差が、第2の駆動信号Vd2と第4の
駆動信号Vd4を同時にHレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第2のスイッチ手段5と第4のスイッ
チ手段6が同時にオフ状態となる休止期間となり、出力
コンデンサ7と並列接続される第2のスイッチ手段5と
第4のスイッチ手段6が同時にオン状態となることを防
止している。
て、第2の三角波電圧Vt2と第4の三角波電圧Vt4
とのわずかな電位差が、第2の駆動信号Vd2と第4の
駆動信号Vd4を同時にHレベルとする期間を発生させ
る。この期間が、第2のスイッチ手段5と第4のスイッ
チ手段6が同時にオフ状態となる休止期間となり、出力
コンデンサ7と並列接続される第2のスイッチ手段5と
第4のスイッチ手段6が同時にオン状態となることを防
止している。
【0035】第3の三角波電圧Vt3が0からΔVtま
での間を同じ速度で上下し、第1の三角波電圧Vt1が
ΔV1からΔV1+ΔVtまでの間を同じ速度で上下す
るものとすると、第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3との休止期間は、(ΔV1/ΔVt/2)Tで
表される。また、第4の三角波電圧Vt3がΔVからΔ
V+ΔVtまでの間を同じ速度で上下し、第2の三角波
電圧Vt2がΔV2+ΔVからΔV2+ΔV+ΔVtま
での間を同じ速度で上下するものとすると、第2のスイ
ッチ手段5と第4のスイッチ手段6との休止期間は、
(ΔV2/ΔVt/2)Tで表される。従って、実施の
形態3のDC−DCコンバータにおいては、第1の三角
波電圧Vt1と第3の三角波電圧Vt3との電位差ΔV
1によって、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手
段3との休止期間が設定でき、第2の三角波電圧Vt2
と第4の三角波電圧Vt4との電位差ΔV2によって、
第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6との休止
期間が設定できる。
での間を同じ速度で上下し、第1の三角波電圧Vt1が
ΔV1からΔV1+ΔVtまでの間を同じ速度で上下す
るものとすると、第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3との休止期間は、(ΔV1/ΔVt/2)Tで
表される。また、第4の三角波電圧Vt3がΔVからΔ
V+ΔVtまでの間を同じ速度で上下し、第2の三角波
電圧Vt2がΔV2+ΔVからΔV2+ΔV+ΔVtま
での間を同じ速度で上下するものとすると、第2のスイ
ッチ手段5と第4のスイッチ手段6との休止期間は、
(ΔV2/ΔVt/2)Tで表される。従って、実施の
形態3のDC−DCコンバータにおいては、第1の三角
波電圧Vt1と第3の三角波電圧Vt3との電位差ΔV
1によって、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手
段3との休止期間が設定でき、第2の三角波電圧Vt2
と第4の三角波電圧Vt4との電位差ΔV2によって、
第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6との休止
期間が設定できる。
【0036】《実施の形態4》図7は本発明に係る実施
の形態4のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図7に示すように、実施の形態4のDC−DCコ
ンバータにおいて制御回路10C以外は、前述の実施の
形態1と同様の構成である。図7に示すように、実施の
形態4のDC−DCコンバータには、入力直流電源1が
接続されており、第1のスイッチ手段2、第2のスイッ
チ手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、
第4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けら
れている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電圧とし
て負荷8に供給されている。各スイッチ手段2,3,
5,6をオンオフ制御する制御回路10Cは、実施の形
態1と同様に検出回路11と発振回路12と第1の比較
回路13と第2の比較回路14と第1の駆動回路15と
第2の駆動回路16とを有している。さらに、実施の形
態4における制御回路10Cには、前述の実施の形態3
と同様に第3の比較回路17と第4の比較回路18が設
けられている。
の形態4のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図7に示すように、実施の形態4のDC−DCコ
ンバータにおいて制御回路10C以外は、前述の実施の
形態1と同様の構成である。図7に示すように、実施の
形態4のDC−DCコンバータには、入力直流電源1が
接続されており、第1のスイッチ手段2、第2のスイッ
チ手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、
第4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けら
れている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電圧とし
て負荷8に供給されている。各スイッチ手段2,3,
5,6をオンオフ制御する制御回路10Cは、実施の形
態1と同様に検出回路11と発振回路12と第1の比較
回路13と第2の比較回路14と第1の駆動回路15と
第2の駆動回路16とを有している。さらに、実施の形
態4における制御回路10Cには、前述の実施の形態3
と同様に第3の比較回路17と第4の比較回路18が設
けられている。
【0037】実施の形態4においては、検出回路11が
第1の制御電圧Ve1と、この第1の制御電圧Ve1よ
りわずかに高電位な第2の制御電圧Ve2を出力するよ
う構成されている。検出回路11から出力された第1の
制御電圧Ve1は、第1の比較回路13と第3の比較回
路17に入力されている。検出回路11から出力された
第2の制御電圧Ve2は、第2の比較回路14と第4の
比較回路18に入力されている。第1の比較回路13
は、第1の制御電圧Ve1と発振回路12からの第1の
三角波電圧Vt1とを比較して、第1の制御電圧Ve1
が高い時にHレベルとなる第1の駆動信号Vd1を第1
の駆動回路15へ出力する。また、第2の比較回路14
は、第1の制御電圧Ve1と発振回路12からの第2の
三角波電圧Vt2を比較して、第1の制御電圧Ve1が
高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を第2の
駆動回路16へ出力する。
第1の制御電圧Ve1と、この第1の制御電圧Ve1よ
りわずかに高電位な第2の制御電圧Ve2を出力するよ
う構成されている。検出回路11から出力された第1の
制御電圧Ve1は、第1の比較回路13と第3の比較回
路17に入力されている。検出回路11から出力された
第2の制御電圧Ve2は、第2の比較回路14と第4の
比較回路18に入力されている。第1の比較回路13
は、第1の制御電圧Ve1と発振回路12からの第1の
三角波電圧Vt1とを比較して、第1の制御電圧Ve1
が高い時にHレベルとなる第1の駆動信号Vd1を第1
の駆動回路15へ出力する。また、第2の比較回路14
は、第1の制御電圧Ve1と発振回路12からの第2の
三角波電圧Vt2を比較して、第1の制御電圧Ve1が
高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を第2の
駆動回路16へ出力する。
【0038】第3の比較回路17は、第2の制御電圧V
e2と第1の三角波電圧Vt1を比較して、第2の制御
電圧Ve2が高い時にHレベルとなる第3の駆動信号V
d3を第1の駆動回路15へ出力する。第4の比較回路
18は、第2の制御電圧Ve2と第2の三角波電圧Vt
2を比較して、第2の制御電圧Ve2が高い時にHレベ
ルとなる第4の駆動信号Vd4を第2の駆動回路16へ
出力する。第1の駆動回路15の第1の反転回路152
は、第3の駆動信号Vd3を反転増幅して第3のスイッ
チ手段3をオンオフ制御する。第2の駆動回路16の第
2の反転回路162は、第4の駆動信号Vd4を反転増
幅して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する。
e2と第1の三角波電圧Vt1を比較して、第2の制御
電圧Ve2が高い時にHレベルとなる第3の駆動信号V
d3を第1の駆動回路15へ出力する。第4の比較回路
18は、第2の制御電圧Ve2と第2の三角波電圧Vt
2を比較して、第2の制御電圧Ve2が高い時にHレベ
ルとなる第4の駆動信号Vd4を第2の駆動回路16へ
出力する。第1の駆動回路15の第1の反転回路152
は、第3の駆動信号Vd3を反転増幅して第3のスイッ
チ手段3をオンオフ制御する。第2の駆動回路16の第
2の反転回路162は、第4の駆動信号Vd4を反転増
幅して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する。
【0039】次に、実施の形態4のDC−DCコンバー
タにおける制御回路10Cの動作を図8を用いて説明す
る。図8は実施の形態4のDC−DCコンバータにおけ
る制御回路10Cでの動作波形図である。図8の(a)
は実施の形態4のDC−DCコンバータにおける降圧モ
ードであり、第1の制御電圧Ve1及び第2の制御電圧
Ve2は、第2の三角波電圧Vt2よりも定常的に低い
状態である。これにより、第2の比較回路14から出力
される第2の駆動信号Vd2は定常的にLレベルにな
り、第2のスイッチ手段5は定常的にオフ状態である。
また、第4の比較回路18から出力される第2の駆動信
号Vd4は定常的にLレベルになり、この第2の駆動信
号Vd4が反転して駆動される第4のスイッチ手段6
は、定常的にオン状態となる。
タにおける制御回路10Cの動作を図8を用いて説明す
る。図8は実施の形態4のDC−DCコンバータにおけ
る制御回路10Cでの動作波形図である。図8の(a)
は実施の形態4のDC−DCコンバータにおける降圧モ
ードであり、第1の制御電圧Ve1及び第2の制御電圧
Ve2は、第2の三角波電圧Vt2よりも定常的に低い
状態である。これにより、第2の比較回路14から出力
される第2の駆動信号Vd2は定常的にLレベルにな
り、第2のスイッチ手段5は定常的にオフ状態である。
また、第4の比較回路18から出力される第2の駆動信
号Vd4は定常的にLレベルになり、この第2の駆動信
号Vd4が反転して駆動される第4のスイッチ手段6
は、定常的にオン状態となる。
【0040】一方、図8の(a)に示すように、第1の
制御電圧Ve1は第1の三角波電圧Vt1と交差し、そ
れらの電圧の大小関係により発生する第1の駆動信号V
d1に応答して第1のスイッチ手段2はオンオフ制御さ
れる。また、第2の制御電圧Ve2は第1の三角波電圧
Vt1と交差し、それらの電圧の大小関係により発生す
る第3の駆動信号Vd3は第1の反転回路152により
反転されて、第3のスイッチ手段3をオンオフ制御す
る。この時、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧V
e2とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と第
3の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第1のスイッチ手段2と第3のス
イッチ手段3が同時にオフとなる休止期間となり、入力
直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第
3のスイッチ手段3が同時にオン状態となることが防止
されている。実施の形態4におけるコンバータとしての
動作は、実施の形態1のDC−DCコンバータの降圧モ
ードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流電圧E
oよりも高い場合の動作モードである。
制御電圧Ve1は第1の三角波電圧Vt1と交差し、そ
れらの電圧の大小関係により発生する第1の駆動信号V
d1に応答して第1のスイッチ手段2はオンオフ制御さ
れる。また、第2の制御電圧Ve2は第1の三角波電圧
Vt1と交差し、それらの電圧の大小関係により発生す
る第3の駆動信号Vd3は第1の反転回路152により
反転されて、第3のスイッチ手段3をオンオフ制御す
る。この時、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧V
e2とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と第
3の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第1のスイッチ手段2と第3のス
イッチ手段3が同時にオフとなる休止期間となり、入力
直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第
3のスイッチ手段3が同時にオン状態となることが防止
されている。実施の形態4におけるコンバータとしての
動作は、実施の形態1のDC−DCコンバータの降圧モ
ードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流電圧E
oよりも高い場合の動作モードである。
【0041】図8の(b)は昇降圧モードを示してお
り、図8の(c)は昇圧モードを示している。昇降圧モ
ードと昇圧モードのいずれのモードでもコンバータとし
ての動作は前述の実施の形態1のDC−DCコンバータ
と同様であるので、その説明は省略する。昇降圧モード
において、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧Ve
2とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と第3
の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生さ
せる。この期間が第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3が同時にオフとなる休止期間となる。この休止
期間により、入力直流電源1と並列接続される第1のス
イッチ手段2と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態
となることが防止されている。このように、昇降圧モー
ドにおいて、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手
段3が同時にオン状態となるのを防止している点は、前
述の降圧モードと同様である。
り、図8の(c)は昇圧モードを示している。昇降圧モ
ードと昇圧モードのいずれのモードでもコンバータとし
ての動作は前述の実施の形態1のDC−DCコンバータ
と同様であるので、その説明は省略する。昇降圧モード
において、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧Ve
2とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と第3
の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生さ
せる。この期間が第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3が同時にオフとなる休止期間となる。この休止
期間により、入力直流電源1と並列接続される第1のス
イッチ手段2と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態
となることが防止されている。このように、昇降圧モー
ドにおいて、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手
段3が同時にオン状態となるのを防止している点は、前
述の降圧モードと同様である。
【0042】また、昇降圧モードと昇圧モードにおい
て、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧Ve2との
わずかな電位差が、第2の三角波電圧Vt2と交差する
際に、第2の駆動信号Vd2と第4の駆動信号Vd4を
同時にHレベルとする期間を発生させ、その期間が第2
のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同時にオフ
となる休止期間となり、出力コンデンサ7と並列接続さ
れる第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同
時にオン状態となることを防止する点も、前述の降圧モ
ードと同様である。
て、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧Ve2との
わずかな電位差が、第2の三角波電圧Vt2と交差する
際に、第2の駆動信号Vd2と第4の駆動信号Vd4を
同時にHレベルとする期間を発生させ、その期間が第2
のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同時にオフ
となる休止期間となり、出力コンデンサ7と並列接続さ
れる第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同
時にオン状態となることを防止する点も、前述の降圧モ
ードと同様である。
【0043】実施の形態4において、第1の三角波電圧
Vt1が0からΔVtまでの間を同じ速度で上下し、第
2の三角波電圧Vt2がΔVからΔV+ΔVtまでの間
を同じ速度で上下し、第1の制御電圧Ve1に対して第
2の制御電圧Ve2が+ΔVeで変動するものとする。
第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3との休止
期間と、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6
との休止期間は、ともに(ΔVe/ΔVt/2)Tで表
される。従って、実施の形態4のDC−DCコンバータ
においては、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧V
e2との電位差ΔVeによって、第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3との休止期間と、第2のスイッ
チ手段5と第4のスイッチ手段6との休止期間を設定で
きるという効果が得られる。
Vt1が0からΔVtまでの間を同じ速度で上下し、第
2の三角波電圧Vt2がΔVからΔV+ΔVtまでの間
を同じ速度で上下し、第1の制御電圧Ve1に対して第
2の制御電圧Ve2が+ΔVeで変動するものとする。
第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3との休止
期間と、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6
との休止期間は、ともに(ΔVe/ΔVt/2)Tで表
される。従って、実施の形態4のDC−DCコンバータ
においては、第1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧V
e2との電位差ΔVeによって、第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3との休止期間と、第2のスイッ
チ手段5と第4のスイッチ手段6との休止期間を設定で
きるという効果が得られる。
【0044】《実施の形態5》図9は本発明に係る実施
の形態5のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図9に示すように、実施の形態5のDC−DCコ
ンバータにおいて制御回路10D以外は、前述の実施の
形態1と同様の構成である。図9に示すように、実施の
形態5のDC−DCコンバータには、入力直流電源1が
接続されており、第1のスイッチ手段2、第2のスイッ
チ手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、
第4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けら
れている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電圧とし
て負荷8に供給されている。各スイッチ手段2,3,
5,6をオンオフ制御する制御回路10Dは、実施の形
態1と同様に検出回路11と発振回路12と第1の比較
回路13と第2の比較回路14と第1の駆動回路15と
第2の駆動回路16とを有している。
の形態5のDC−DCコンバータの構成を示す回路図で
ある。図9に示すように、実施の形態5のDC−DCコ
ンバータにおいて制御回路10D以外は、前述の実施の
形態1と同様の構成である。図9に示すように、実施の
形態5のDC−DCコンバータには、入力直流電源1が
接続されており、第1のスイッチ手段2、第2のスイッ
チ手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手段3、
第4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が設けら
れている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電圧とし
て負荷8に供給されている。各スイッチ手段2,3,
5,6をオンオフ制御する制御回路10Dは、実施の形
態1と同様に検出回路11と発振回路12と第1の比較
回路13と第2の比較回路14と第1の駆動回路15と
第2の駆動回路16とを有している。
【0045】実施の形態5の検出回路11は、出力直流
電圧Eoを検出し、出力直流電圧Eoが所定値より高い
と低下し、所定値より低いと上昇する第1の制御電圧V
e1と、この第1の制御電圧Ve1より所定の電位差だ
け低い第2の制御電圧Ve2とを出力する。発振回路1
2は、三角波電圧Vtを出力する。第1の制御電圧Ve
1と第2の制御電圧Ve2との電位差は三角波電圧Vt
の振幅よりも小さいものとする。第1の比較回路13
は、第1の制御電圧Ve1と三角波電圧Vtとを比較し
て、第1の制御電圧Ve1が高い時にHレベルとなる第
1の駆動信号Vd1を第1の駆動回路15へ出力する。
第2の比較回路14は、第2の制御電圧Ve2と三角波
電圧Vtとを比較して、第2の制御電圧Ve2が高い時
にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を第2の駆動回
路16へ出力する。
電圧Eoを検出し、出力直流電圧Eoが所定値より高い
と低下し、所定値より低いと上昇する第1の制御電圧V
e1と、この第1の制御電圧Ve1より所定の電位差だ
け低い第2の制御電圧Ve2とを出力する。発振回路1
2は、三角波電圧Vtを出力する。第1の制御電圧Ve
1と第2の制御電圧Ve2との電位差は三角波電圧Vt
の振幅よりも小さいものとする。第1の比較回路13
は、第1の制御電圧Ve1と三角波電圧Vtとを比較し
て、第1の制御電圧Ve1が高い時にHレベルとなる第
1の駆動信号Vd1を第1の駆動回路15へ出力する。
第2の比較回路14は、第2の制御電圧Ve2と三角波
電圧Vtとを比較して、第2の制御電圧Ve2が高い時
にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を第2の駆動回
路16へ出力する。
【0046】次に、実施の形態5のDC−DCコンバー
タにおける動作を図10を用いて説明する。図10は実
施の形態5のDC−DCコンバータにおける制御回路1
0Dでの動作波形図である。図10の(a)は降圧モー
ドを示しており、第2の制御電圧Ve2が三角波電圧V
tよりも定常的に低い状態である。これにより、第2の
比較回路14から出力される第2の駆動信号Vd2が定
常的にLレベルになり、第2のスイッチ手段5は定常的
にオフ状態となり、第4のスイッチ手段6は定常的にオ
ン状態となる。一方、図10の(a)に示すように、第
1の制御電圧Ve1は三角波電圧Vtと交差し、それら
電圧の大小関係により第1の駆動信号Vd1が発生す
る。この第1の駆動信号Vd1に応答して、第1のスイ
ッチ手段2と第3のスイッチ手段3は交互にオンオフ制
御される。実施の形態5のコンバータとしての動作は、
前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの降圧モー
ドと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流電圧Eo
よりも高い場合の動作モードである。
タにおける動作を図10を用いて説明する。図10は実
施の形態5のDC−DCコンバータにおける制御回路1
0Dでの動作波形図である。図10の(a)は降圧モー
ドを示しており、第2の制御電圧Ve2が三角波電圧V
tよりも定常的に低い状態である。これにより、第2の
比較回路14から出力される第2の駆動信号Vd2が定
常的にLレベルになり、第2のスイッチ手段5は定常的
にオフ状態となり、第4のスイッチ手段6は定常的にオ
ン状態となる。一方、図10の(a)に示すように、第
1の制御電圧Ve1は三角波電圧Vtと交差し、それら
電圧の大小関係により第1の駆動信号Vd1が発生す
る。この第1の駆動信号Vd1に応答して、第1のスイ
ッチ手段2と第3のスイッチ手段3は交互にオンオフ制
御される。実施の形態5のコンバータとしての動作は、
前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの降圧モー
ドと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流電圧Eo
よりも高い場合の動作モードである。
【0047】次に、図10の(b)に示す昇降圧モード
について説明する。第1の制御電圧Ve1と第2の制御
電圧Ve2は、ともに三角波電圧Vtに交差する。第1
の制御電圧Ve1と三角波電圧Vtとの大小関係により
第1の駆動信号Vd1が発生し、この第1の駆動信号V
d1に応答して第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ
手段3は交互にオンオフ制御される。同様に第2の制御
電圧Ve2と三角波電圧Vtとの大小関係により第2の
駆動信号Vd2が発生し、この第2の駆動信号Vd2に
応答して第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6
は交互にオンオフ制御される。実施の形態5のコンバー
タとしての動作は、前述の実施の形態1のDC−DCコ
ンバータの昇降圧モードと同様であり、入力直流電圧E
iと出力直流電圧Eoが近い場合の動作モードである。
について説明する。第1の制御電圧Ve1と第2の制御
電圧Ve2は、ともに三角波電圧Vtに交差する。第1
の制御電圧Ve1と三角波電圧Vtとの大小関係により
第1の駆動信号Vd1が発生し、この第1の駆動信号V
d1に応答して第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ
手段3は交互にオンオフ制御される。同様に第2の制御
電圧Ve2と三角波電圧Vtとの大小関係により第2の
駆動信号Vd2が発生し、この第2の駆動信号Vd2に
応答して第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6
は交互にオンオフ制御される。実施の形態5のコンバー
タとしての動作は、前述の実施の形態1のDC−DCコ
ンバータの昇降圧モードと同様であり、入力直流電圧E
iと出力直流電圧Eoが近い場合の動作モードである。
【0048】次に、図10の(c)に示す昇圧モードに
ついて説明する。図10の(c)に示すように、昇圧モ
ードにおいて、第1の制御電圧Ve1は三角波電圧Vt
よりも定常的に高い状態である。これにより、第1の比
較回路13から出力される第1の駆動信号Vd1も定常
的にHレベルになり、第1のスイッチ手段2は定常的に
オン状態であり、第3のスイッチ手段3は定常的にオフ
状態となる。一方、第2の制御電圧Ve2は三角波電圧
Vtと交差し、それらの大小関係により第2の駆動信号
Vd2が発生する。この第2の駆動信号Vd2に応答し
て第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6は交互
にオンオフされる。実施の形態5のコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの
昇圧モードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流
電圧Eoよりも低い場合の動作モードである。
ついて説明する。図10の(c)に示すように、昇圧モ
ードにおいて、第1の制御電圧Ve1は三角波電圧Vt
よりも定常的に高い状態である。これにより、第1の比
較回路13から出力される第1の駆動信号Vd1も定常
的にHレベルになり、第1のスイッチ手段2は定常的に
オン状態であり、第3のスイッチ手段3は定常的にオフ
状態となる。一方、第2の制御電圧Ve2は三角波電圧
Vtと交差し、それらの大小関係により第2の駆動信号
Vd2が発生する。この第2の駆動信号Vd2に応答し
て第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6は交互
にオンオフされる。実施の形態5のコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの
昇圧モードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流
電圧Eoよりも低い場合の動作モードである。
【0049】実施の形態5において、三角波電圧Vtが
ΔVからΔV+ΔVtまでの間を上下し、第2の制御電
圧Ve2が入出力条件によって0からΔV+ΔVtまで
の間を変動し、第1の制御電圧Ve1が第2の制御電圧
Ve2よりΔVだけ高電位であるとする。この条件にお
いて、第1のスイッチ手段2の時比率δ1は、δ1=
(Ve1−ΔV)/ΔVt=Ve2/ΔVt,(Ve1
>ΔV+ΔVtの時、δ1=1)となり、第2のスイッ
チ手段5の時比率δ2は、δ2=(Ve2−ΔV)/Δ
Vt,(Ve2<ΔVの時、δ2=0)となる。従っ
て、0<Ve2<ΔVの時は降圧モードとなり、Ve2
=ΔV、即ちEo/Ei=δ1=ΔV/ΔVtの時に昇
降圧モードに切換わる。ΔV<Ve2<ΔVtの時は昇
降圧モードとなり、Ve2=ΔVt、即ちEo/Ei=
δ1/(1−δ2)=ΔVt/ΔVの時に昇圧モードに
切換わる。ΔVt<Ve2<ΔV+ΔVtの時は昇圧モ
ードとなる。
ΔVからΔV+ΔVtまでの間を上下し、第2の制御電
圧Ve2が入出力条件によって0からΔV+ΔVtまで
の間を変動し、第1の制御電圧Ve1が第2の制御電圧
Ve2よりΔVだけ高電位であるとする。この条件にお
いて、第1のスイッチ手段2の時比率δ1は、δ1=
(Ve1−ΔV)/ΔVt=Ve2/ΔVt,(Ve1
>ΔV+ΔVtの時、δ1=1)となり、第2のスイッ
チ手段5の時比率δ2は、δ2=(Ve2−ΔV)/Δ
Vt,(Ve2<ΔVの時、δ2=0)となる。従っ
て、0<Ve2<ΔVの時は降圧モードとなり、Ve2
=ΔV、即ちEo/Ei=δ1=ΔV/ΔVtの時に昇
降圧モードに切換わる。ΔV<Ve2<ΔVtの時は昇
降圧モードとなり、Ve2=ΔVt、即ちEo/Ei=
δ1/(1−δ2)=ΔVt/ΔVの時に昇圧モードに
切換わる。ΔVt<Ve2<ΔV+ΔVtの時は昇圧モ
ードとなる。
【0050】以上のように実施の形態5のDC−DCコ
ンバータにおいては、入力直流電圧Eiの低下によって
降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換
わりがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Eiの
上昇によって昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モ
ードへの切換わりもスムーズに行われる。そして、実施
の形態5のDC−DCコンバータは、昇降圧モードの領
域を三角波電圧Vtの振幅ΔVtと第1の制御電圧Ve
1と第2の制御電圧Ve2との電位差ΔVによって設定
が可能である。
ンバータにおいては、入力直流電圧Eiの低下によって
降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換
わりがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Eiの
上昇によって昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モ
ードへの切換わりもスムーズに行われる。そして、実施
の形態5のDC−DCコンバータは、昇降圧モードの領
域を三角波電圧Vtの振幅ΔVtと第1の制御電圧Ve
1と第2の制御電圧Ve2との電位差ΔVによって設定
が可能である。
【0051】《実施の形態6》図11は本発明に係る実
施の形態6のDC−DCコンバータにおける制御回路で
の動作波形図である。実施の形態6のDC−DCコンバ
ータの回路構成は、前述の図9に示した実施の形態5と
同様である。実施の形態5の回路構成と異なる点は、第
1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧Ve2との電位差
ΔVが三角波電圧の振幅ΔVt以上に設定されている点
である。実施の形態6において、降圧モード(図11の
(a))と昇圧モード(図11の(b))の動作は実施
の形態5と同様なので説明を省略し、図11の(b)に
示した無変換モードについて以下に説明する。
施の形態6のDC−DCコンバータにおける制御回路で
の動作波形図である。実施の形態6のDC−DCコンバ
ータの回路構成は、前述の図9に示した実施の形態5と
同様である。実施の形態5の回路構成と異なる点は、第
1の制御電圧Ve1と第2の制御電圧Ve2との電位差
ΔVが三角波電圧の振幅ΔVt以上に設定されている点
である。実施の形態6において、降圧モード(図11の
(a))と昇圧モード(図11の(b))の動作は実施
の形態5と同様なので説明を省略し、図11の(b)に
示した無変換モードについて以下に説明する。
【0052】図11の(b)は無変換モードであり、第
1の制御電圧Ve1は三角波電圧Vtより定常的に高
く、第2の制御電圧Ve2は三角波電圧Vtより定常的
に低い状態である。これにより、第1の比較回路13か
ら出力される第1の駆動信号Vd1も定常的にHレベル
になり、第1のスイッチ手段2は定常的にオン状態であ
り、第3のスイッチ手段3は定常的にオフ状態となる。
一方、第2の比較回路14から出力される第2の駆動信
号Vd2も定常的にLレベルになり、第3のスイッチ手
段2は定常的にオフ状態であり、第4のスイッチ手段6
は定常的にオン状態となる。従って、入力直流電源1は
チョークコイル4を介して出力コンデンサ7に接続さ
れ、入出力直流電圧の関係は、Ei=Eo となる。
1の制御電圧Ve1は三角波電圧Vtより定常的に高
く、第2の制御電圧Ve2は三角波電圧Vtより定常的
に低い状態である。これにより、第1の比較回路13か
ら出力される第1の駆動信号Vd1も定常的にHレベル
になり、第1のスイッチ手段2は定常的にオン状態であ
り、第3のスイッチ手段3は定常的にオフ状態となる。
一方、第2の比較回路14から出力される第2の駆動信
号Vd2も定常的にLレベルになり、第3のスイッチ手
段2は定常的にオフ状態であり、第4のスイッチ手段6
は定常的にオン状態となる。従って、入力直流電源1は
チョークコイル4を介して出力コンデンサ7に接続さ
れ、入出力直流電圧の関係は、Ei=Eo となる。
【0053】実施の形態6において、三角波電圧Vtが
ΔVからΔV+ΔVt までの間を上下し、第2の制御
電圧Ve2が入出力条件によって0からΔV+ΔVt
までの間を変動し、第1の制御電圧Ve1が第2の制御
電圧Ve2よりΔVだけ高電位であるとする。この条件
において、第1のスイッチ手段2の時比率δ1は、δ1
=(Ve1−ΔV)/ΔVt=Ve2/ΔVt,(Ve
1>ΔV+ΔVt の時、δ1=1)となる。第2のス
イッチ手段5の時比率δ2は、δ2=(Ve2−ΔV)
/ΔVt,(Ve2<ΔVの時、δ2=0) となる。
従って、0<Ve2<ΔVt の時は降圧モードとな
り、Ve2=ΔVt、即ち Eo/Ei=δ1=1 の時
に無変換モードに切換わる。ΔVt<Ve2<ΔV の
時は無変換モードとなり、Ve2=ΔV、即ち Eo/
Ei=1/(1−δ2)=1 の時に昇圧モードに切換
わる。ΔV<Ve2<ΔV+ΔVt は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のように Eo/Ei=1 と
いう限られた領域の動作モードであるため、実際には安
定して無変換モードであることは無く、実施の形態6に
おいては速やかに降圧モードまたは昇圧モードに切換わ
る。
ΔVからΔV+ΔVt までの間を上下し、第2の制御
電圧Ve2が入出力条件によって0からΔV+ΔVt
までの間を変動し、第1の制御電圧Ve1が第2の制御
電圧Ve2よりΔVだけ高電位であるとする。この条件
において、第1のスイッチ手段2の時比率δ1は、δ1
=(Ve1−ΔV)/ΔVt=Ve2/ΔVt,(Ve
1>ΔV+ΔVt の時、δ1=1)となる。第2のス
イッチ手段5の時比率δ2は、δ2=(Ve2−ΔV)
/ΔVt,(Ve2<ΔVの時、δ2=0) となる。
従って、0<Ve2<ΔVt の時は降圧モードとな
り、Ve2=ΔVt、即ち Eo/Ei=δ1=1 の時
に無変換モードに切換わる。ΔVt<Ve2<ΔV の
時は無変換モードとなり、Ve2=ΔV、即ち Eo/
Ei=1/(1−δ2)=1 の時に昇圧モードに切換
わる。ΔV<Ve2<ΔV+ΔVt は昇圧モードとな
る。無変換モードは、前述のように Eo/Ei=1 と
いう限られた領域の動作モードであるため、実際には安
定して無変換モードであることは無く、実施の形態6に
おいては速やかに降圧モードまたは昇圧モードに切換わ
る。
【0054】以上のように、実施の形態6によるDC−
DCコンバータは、入力直流電圧Eiの低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Eiの上
昇によって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モー
ドへの切換わりもスムーズに行われる。
DCコンバータは、入力直流電圧Eiの低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧Eiの上
昇によって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モー
ドへの切換わりもスムーズに行われる。
【0055】以上の説明における実施の形態5または6
においては、第1から第4のスイッチ手段のオンオフ動
作による電力変換についての説明を行ったが、図12に
示すように第3のスイッチ手段または第4のスイッチ手
段がダイオードであってもその基本的な動作は変わらな
い。図12は本発明に係るDC−DCコンバータの変形
例の構成を示す回路図である。
においては、第1から第4のスイッチ手段のオンオフ動
作による電力変換についての説明を行ったが、図12に
示すように第3のスイッチ手段または第4のスイッチ手
段がダイオードであってもその基本的な動作は変わらな
い。図12は本発明に係るDC−DCコンバータの変形
例の構成を示す回路図である。
【0056】図12に示すDC−DCコンバータにおい
て、図9に示すDC−DCコンバータにおける第3のス
イッチ手段3が第1のダイオード31に変更されてお
り、第4のスイッチ手段6が第2のダイオード61に変
更されている。そして、第1の駆動回路15は第1の駆
動信号Vd1を増幅して第1のスイッチ手段2をオンオ
フ制御する第1のゲート電圧Vg1を出力する1つの増
幅回路のみの構成となる。また、第2の駆動回路16は
第2の駆動信号Vd2を増幅して第2のスイッチ手段5
をオンオフ制御する第2のゲート電圧Vg2を出力する
1つの増幅回路のみの構成となる。図12に示すDC−
DCコンバータにおいて、図9に示したDC−DCコン
バータの第3のスイッチ手段3及び第4のスイッチ手段
6のオン時に比べて、ダイオードでの順方向電圧が発生
するが、制御回路10Eの構成が簡素化されている。
て、図9に示すDC−DCコンバータにおける第3のス
イッチ手段3が第1のダイオード31に変更されてお
り、第4のスイッチ手段6が第2のダイオード61に変
更されている。そして、第1の駆動回路15は第1の駆
動信号Vd1を増幅して第1のスイッチ手段2をオンオ
フ制御する第1のゲート電圧Vg1を出力する1つの増
幅回路のみの構成となる。また、第2の駆動回路16は
第2の駆動信号Vd2を増幅して第2のスイッチ手段5
をオンオフ制御する第2のゲート電圧Vg2を出力する
1つの増幅回路のみの構成となる。図12に示すDC−
DCコンバータにおいて、図9に示したDC−DCコン
バータの第3のスイッチ手段3及び第4のスイッチ手段
6のオン時に比べて、ダイオードでの順方向電圧が発生
するが、制御回路10Eの構成が簡素化されている。
【0057】《実施の形態7》図13は本発明に係る実
施の形態7のDC−DCコンバータの構成を示す回路図
である。図13に示すように、実施の形態7のDC−D
Cコンバータにおいて制御回路10F以外は、前述の実
施の形態5と同様の構成である。図13に示すように、
実施の形態7のDC−DCコンバータには、入力直流電
源1が接続されており、第1のスイッチ手段2、第2の
スイッチ手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手
段3、第4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が
設けられている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電
圧として負荷8に供給されている。
施の形態7のDC−DCコンバータの構成を示す回路図
である。図13に示すように、実施の形態7のDC−D
Cコンバータにおいて制御回路10F以外は、前述の実
施の形態5と同様の構成である。図13に示すように、
実施の形態7のDC−DCコンバータには、入力直流電
源1が接続されており、第1のスイッチ手段2、第2の
スイッチ手段5、チョークコイル4、第3のスイッチ手
段3、第4のスイッチ手段6、及び出力コンデンサ7が
設けられている。出力コンデンサ7の電圧は出力直流電
圧として負荷8に供給されている。
【0058】各スイッチ手段2,3,5,6をオンオフ
制御する制御回路10Eは、前述の実施の形態5と同様
に検出回路11と発振回路12と第1の比較回路13と
第2の比較回路14と第1の駆動回路15と第2の駆動
回路16とを有している。実施の形態7のDC−DCコ
ンバータにおいては、第3の比較回路17と第4の比較
回路18が設けられている。発振回路12は、第1の三
角波電圧Vt1と、この第1の三角波電圧Vt1よりわ
ずかに低電位な第2の三角波電圧Vt2を出力する。第
1の比較回路13は、第1の制御電圧Ve1と第1の三
角波電圧Vt1とを比較して、第1の制御電圧Ve1が
高い時にHレベルとなる第1の駆動信号Vd1を出力す
る。第2の比較回路14は、第2の制御電圧Ve2と第
1の三角波電圧Vt1とを比較して、第2の制御電圧V
e2が高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を
出力する。
制御する制御回路10Eは、前述の実施の形態5と同様
に検出回路11と発振回路12と第1の比較回路13と
第2の比較回路14と第1の駆動回路15と第2の駆動
回路16とを有している。実施の形態7のDC−DCコ
ンバータにおいては、第3の比較回路17と第4の比較
回路18が設けられている。発振回路12は、第1の三
角波電圧Vt1と、この第1の三角波電圧Vt1よりわ
ずかに低電位な第2の三角波電圧Vt2を出力する。第
1の比較回路13は、第1の制御電圧Ve1と第1の三
角波電圧Vt1とを比較して、第1の制御電圧Ve1が
高い時にHレベルとなる第1の駆動信号Vd1を出力す
る。第2の比較回路14は、第2の制御電圧Ve2と第
1の三角波電圧Vt1とを比較して、第2の制御電圧V
e2が高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を
出力する。
【0059】実施の形態7において、第3の比較回路1
7は第1の制御電圧Ve1と第2の三角波電圧Vt2と
を比較して、第1の制御電圧Ve1が高い時にHレベル
となる第3の駆動信号Vd3を第1の駆動回路15へ出
力する。また、第4の比較回路18は第2の制御電圧V
e2と第2の三角波電圧Vt2とを比較して、第2の制
御電圧Ve2が高い時にHレベルとなる第4の駆動信号
Vd4を第2の駆動回路16へ出力する。第1の駆動回
路15の第1の反転回路152は、第3の駆動信号Vd
3を反転増幅して第3のスイッチ手段3をオンオフ制御
し、第2の駆動回路16の第2の反転回路162は、第
4の駆動信号Vd4を反転増幅して第4のスイッチ手段
6をオンオフ制御する。
7は第1の制御電圧Ve1と第2の三角波電圧Vt2と
を比較して、第1の制御電圧Ve1が高い時にHレベル
となる第3の駆動信号Vd3を第1の駆動回路15へ出
力する。また、第4の比較回路18は第2の制御電圧V
e2と第2の三角波電圧Vt2とを比較して、第2の制
御電圧Ve2が高い時にHレベルとなる第4の駆動信号
Vd4を第2の駆動回路16へ出力する。第1の駆動回
路15の第1の反転回路152は、第3の駆動信号Vd
3を反転増幅して第3のスイッチ手段3をオンオフ制御
し、第2の駆動回路16の第2の反転回路162は、第
4の駆動信号Vd4を反転増幅して第4のスイッチ手段
6をオンオフ制御する。
【0060】次に、実施の形態7のDC−DCコンバー
タにおける制御回路10Fの動作を図14を用いて説明
する。図14は実施の形態7のDC−DCコンバータの
制御回路10Fでの動作波形図である。図14の(a)
は降圧モードであり、第2の制御電圧Ve2が第1の三
角波電圧Vt1及び第2の三角波電圧Vt2よりも定常
的に低い状態である。これにより、第2の比較回路14
から出力される第2の駆動信号Vd2が定常的にLレベ
ルになり、第2のスイッチ手段5は定常的にオフ状態と
なる。また、第4の比較回路18から出力される第2の
駆動信号Vd4が定常的にLレベルになり、この第2の
駆動信号Vd4が反転して入力される第4のスイッチ手
段6は定常的にオン状態となる。
タにおける制御回路10Fの動作を図14を用いて説明
する。図14は実施の形態7のDC−DCコンバータの
制御回路10Fでの動作波形図である。図14の(a)
は降圧モードであり、第2の制御電圧Ve2が第1の三
角波電圧Vt1及び第2の三角波電圧Vt2よりも定常
的に低い状態である。これにより、第2の比較回路14
から出力される第2の駆動信号Vd2が定常的にLレベ
ルになり、第2のスイッチ手段5は定常的にオフ状態と
なる。また、第4の比較回路18から出力される第2の
駆動信号Vd4が定常的にLレベルになり、この第2の
駆動信号Vd4が反転して入力される第4のスイッチ手
段6は定常的にオン状態となる。
【0061】一方、第1の制御電圧Ve1は第1の三角
波電圧Vt1と交差し、それらの大小関係により第1の
駆動信号Vd1が発生する。この第1の駆動信号Vd1
に応答して、第1のスイッチ手段2はオンオフ制御され
る。また、第1の制御電圧Ve1は第2の三角波電圧V
t2と交差し、それらの大小関係により第3の駆動信号
Vd3が発生する。この第3の駆動信号Vd3は第1の
反転回路152により反転されて、第3のスイッチ手段
3をオンオフ制御する。この時、第1の三角波電圧Vt
1と第2の三角波電圧Vt2とのわずかな電位差が、第
1の駆動信号Vd1と第3の駆動信号Vd3を同時にH
レベルとする期間を発生させる。この期間が、第1のス
イッチ手段2と第3のスイッチ手段3が同時にオフ状態
となる休止期間となる。この休止期間により、入力直流
電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第3の
スイッチ手段3が同時にオン状態となることが防止され
ている。実施の形態7におけるコンバータとしての動作
は、前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの降圧
モードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流電圧
Eoよりも高い場合の動作モードである。
波電圧Vt1と交差し、それらの大小関係により第1の
駆動信号Vd1が発生する。この第1の駆動信号Vd1
に応答して、第1のスイッチ手段2はオンオフ制御され
る。また、第1の制御電圧Ve1は第2の三角波電圧V
t2と交差し、それらの大小関係により第3の駆動信号
Vd3が発生する。この第3の駆動信号Vd3は第1の
反転回路152により反転されて、第3のスイッチ手段
3をオンオフ制御する。この時、第1の三角波電圧Vt
1と第2の三角波電圧Vt2とのわずかな電位差が、第
1の駆動信号Vd1と第3の駆動信号Vd3を同時にH
レベルとする期間を発生させる。この期間が、第1のス
イッチ手段2と第3のスイッチ手段3が同時にオフ状態
となる休止期間となる。この休止期間により、入力直流
電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第3の
スイッチ手段3が同時にオン状態となることが防止され
ている。実施の形態7におけるコンバータとしての動作
は、前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの降圧
モードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流電圧
Eoよりも高い場合の動作モードである。
【0062】図14の(b)は昇降圧モードであり、図
14の(c)は昇圧モードである。実施の形態7のDC
−DCコンバータにおける昇降圧モードと昇圧モードの
いずれのモードもコンバータとしての動作は前述の実施
の形態5のDC−DCコンバータと同様であるので、そ
の説明は省略する。また、昇降圧モードにおいて、第1
の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2とのわず
かな電位差により、第1の駆動信号Vd1と第3の駆動
信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生させる。
この期間が、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手
段3が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力直流
電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第3の
スイッチ手段3が同時にオン状態となることを防止する
点は降圧モードと同様である。さらに、昇降圧モードと
昇圧モードにおいても、第1の三角波電圧Vt1と第2
の三角波電圧Vt2とのわずかな電位差が、第2の制御
電圧Ve2と交差する際に、第2の駆動信号Vd2と第
4の駆動信号Vd4を同時にHレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第2のスイッチ手段5と第4のス
イッチ手段6が同時にオフ状態となる休止期間となり、
出力コンデンサ7と並列接続される第2のスイッチ手段
5と第4のスイッチ手段6が同時にオン状態となること
が防止される点も降圧モードと同様である。
14の(c)は昇圧モードである。実施の形態7のDC
−DCコンバータにおける昇降圧モードと昇圧モードの
いずれのモードもコンバータとしての動作は前述の実施
の形態5のDC−DCコンバータと同様であるので、そ
の説明は省略する。また、昇降圧モードにおいて、第1
の三角波電圧Vt1と第2の三角波電圧Vt2とのわず
かな電位差により、第1の駆動信号Vd1と第3の駆動
信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発生させる。
この期間が、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手
段3が同時にオフ状態となる休止期間となり、入力直流
電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2と第3の
スイッチ手段3が同時にオン状態となることを防止する
点は降圧モードと同様である。さらに、昇降圧モードと
昇圧モードにおいても、第1の三角波電圧Vt1と第2
の三角波電圧Vt2とのわずかな電位差が、第2の制御
電圧Ve2と交差する際に、第2の駆動信号Vd2と第
4の駆動信号Vd4を同時にHレベルとする期間を発生
させる。この期間が、第2のスイッチ手段5と第4のス
イッチ手段6が同時にオフ状態となる休止期間となり、
出力コンデンサ7と並列接続される第2のスイッチ手段
5と第4のスイッチ手段6が同時にオン状態となること
が防止される点も降圧モードと同様である。
【0063】実施の形態7において、第2の三角波電圧
Vt2が0からΔVtまでの間を同じ速度で上下し、第
1の三角波電圧Vt1がΔV1からΔV1+ΔVtまで
の間を同じ速度で上下するものとする。この条件におい
て、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3との
休止期間と、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手
段6との休止期間は、いずれも(ΔV1/ΔVt/2)
Tで表される。従って、実施の形態7のDC−DCコン
バータにおいては、第1の三角波電圧Vt1と第2の三
角波電圧Vt2との電位差ΔV1によって、第1のスイ
ッチ手段2と第3のスイッチ手段3との休止期間及び第
2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6との休止期
間が設定できる。
Vt2が0からΔVtまでの間を同じ速度で上下し、第
1の三角波電圧Vt1がΔV1からΔV1+ΔVtまで
の間を同じ速度で上下するものとする。この条件におい
て、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3との
休止期間と、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手
段6との休止期間は、いずれも(ΔV1/ΔVt/2)
Tで表される。従って、実施の形態7のDC−DCコン
バータにおいては、第1の三角波電圧Vt1と第2の三
角波電圧Vt2との電位差ΔV1によって、第1のスイ
ッチ手段2と第3のスイッチ手段3との休止期間及び第
2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6との休止期
間が設定できる。
【0064】《実施の形態8》図15は本発明に係る実
施の形態8のDC−DCコンバータの構成を示す回路図
である。図15に示すように、実施の形態8のDC−D
Cコンバータにおいて制御回路10G以外は、前述の図
9に示した実施の形態5と同様の構成である。図15に
示すように、実施の形態8のDC−DCコンバータに
は、入力直流電源1が接続されており、第1のスイッチ
手段2、第2のスイッチ手段5、チョークコイル4、第
3のスイッチ手段3、第4のスイッチ手段6、及び出力
コンデンサ7が設けられている。出力コンデンサ7の電
圧は出力直流電圧として負荷8に供給されている。
施の形態8のDC−DCコンバータの構成を示す回路図
である。図15に示すように、実施の形態8のDC−D
Cコンバータにおいて制御回路10G以外は、前述の図
9に示した実施の形態5と同様の構成である。図15に
示すように、実施の形態8のDC−DCコンバータに
は、入力直流電源1が接続されており、第1のスイッチ
手段2、第2のスイッチ手段5、チョークコイル4、第
3のスイッチ手段3、第4のスイッチ手段6、及び出力
コンデンサ7が設けられている。出力コンデンサ7の電
圧は出力直流電圧として負荷8に供給されている。
【0065】各スイッチ手段2,3,5,6をオンオフ
制御する制御回路10Gは、実施の形態5と同様に検出
回路11と発振回路12と第1の比較回路13と第2の
比較回路14と第1の駆動回路15と第2の駆動回路1
6とを有している。実施の形態8のDC−DCコンバー
タにおいては、第3の比較回路17と第4の比較回路1
8が設けられている。実施の形態8における検出回路1
1は、4つの制御電圧Ve1,Ve2,Ve3,Ve4
を出力する。検出回路11は、第1の制御電圧Ve1
と、この第1の制御電圧Ve1よりわずかに高電位な第
3の制御電圧Ve3とを出力し、かつ第2の制御電圧V
e2と、この第2の制御電圧Ve2よりわずかに高電位
な第4の制御電圧Ve4を出力する。
制御する制御回路10Gは、実施の形態5と同様に検出
回路11と発振回路12と第1の比較回路13と第2の
比較回路14と第1の駆動回路15と第2の駆動回路1
6とを有している。実施の形態8のDC−DCコンバー
タにおいては、第3の比較回路17と第4の比較回路1
8が設けられている。実施の形態8における検出回路1
1は、4つの制御電圧Ve1,Ve2,Ve3,Ve4
を出力する。検出回路11は、第1の制御電圧Ve1
と、この第1の制御電圧Ve1よりわずかに高電位な第
3の制御電圧Ve3とを出力し、かつ第2の制御電圧V
e2と、この第2の制御電圧Ve2よりわずかに高電位
な第4の制御電圧Ve4を出力する。
【0066】第1の比較回路13は、第1の制御電圧V
e1と三角波電圧Vtとを比較して、第1の制御電圧V
e1が高い時にHレベルとなる第1の駆動信号Vd1を
出力する。第2の比較回路14は、第2の制御電圧Ve
2と三角波電圧Vtとを比較して、第2の制御電圧Ve
2が高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を出
力する。第3の比較回路17は、第3の制御電圧Ve3
と三角波電圧Vtとを比較して、第3の制御電圧Ve3
が高い時にHレベルとなる第3の駆動信号Vd3を出力
する。第4の比較回路18は、第4の制御電圧Ve4と
三角波電圧Vtとを比較して、第4の制御電圧Ve4が
高い時にHレベルとなる第4の駆動信号Vd4を出力す
る。
e1と三角波電圧Vtとを比較して、第1の制御電圧V
e1が高い時にHレベルとなる第1の駆動信号Vd1を
出力する。第2の比較回路14は、第2の制御電圧Ve
2と三角波電圧Vtとを比較して、第2の制御電圧Ve
2が高い時にHレベルとなる第2の駆動信号Vd2を出
力する。第3の比較回路17は、第3の制御電圧Ve3
と三角波電圧Vtとを比較して、第3の制御電圧Ve3
が高い時にHレベルとなる第3の駆動信号Vd3を出力
する。第4の比較回路18は、第4の制御電圧Ve4と
三角波電圧Vtとを比較して、第4の制御電圧Ve4が
高い時にHレベルとなる第4の駆動信号Vd4を出力す
る。
【0067】第1の駆動回路15の第1の反転回路15
2は、第3の比較回路17からの第3の駆動信号Vd3
を反転増幅して第3のスイッチ手段3をオンオフ制御す
る。第2の駆動回路16の第2の反転回路162は、第
4の比較回路18からの第4の駆動信号Vd4を反転増
幅して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する。
2は、第3の比較回路17からの第3の駆動信号Vd3
を反転増幅して第3のスイッチ手段3をオンオフ制御す
る。第2の駆動回路16の第2の反転回路162は、第
4の比較回路18からの第4の駆動信号Vd4を反転増
幅して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する。
【0068】次に、実施の形態8のDC−DCコンバー
タにおける動作を図16を用いて説明する。図16は実
施の形態8のDC−DCコンバータにおける制御回路1
0Gでの動作波形図である。図16の(a)は降圧モー
ドであり、第2の制御電圧Ve2及び第4の制御電圧V
e4は、三角波電圧Vtよりも定常的に低い状態であ
る。これにより、第2の比較回路14から出力される第
2の駆動信号Vd2は、定常的にLレベルになり、第2
のスイッチ手段5は定常的にオフ状態となる。また、第
4の比較回路18から出力される第2の駆動信号Vd4
は定常的にLレベルになり、この第2の駆動信号Vd4
は第2の反転回路162により反転されて、第4のスイ
ッチ手段6が定常的にオン状態に駆動される。
タにおける動作を図16を用いて説明する。図16は実
施の形態8のDC−DCコンバータにおける制御回路1
0Gでの動作波形図である。図16の(a)は降圧モー
ドであり、第2の制御電圧Ve2及び第4の制御電圧V
e4は、三角波電圧Vtよりも定常的に低い状態であ
る。これにより、第2の比較回路14から出力される第
2の駆動信号Vd2は、定常的にLレベルになり、第2
のスイッチ手段5は定常的にオフ状態となる。また、第
4の比較回路18から出力される第2の駆動信号Vd4
は定常的にLレベルになり、この第2の駆動信号Vd4
は第2の反転回路162により反転されて、第4のスイ
ッチ手段6が定常的にオン状態に駆動される。
【0069】一方、第1の制御電圧Ve1は三角波電圧
Vtと交差しており、それらの電圧の大小関係により第
1の駆動信号Vd1が発生する。この第1の駆動信号V
d1に応答して、第1のスイッチ手段2はオンオフ制御
される。また、第3の制御電圧Ve3は三角波電圧Vt
と交差しており、それらの電圧の大小関係により第3の
駆動信号Vd3が発生する。この第3の駆動信号Vd3
が反転されて、第3のスイッチ手段3はオンオフ制御さ
れる。この時、第1の制御電圧Ve1と第3の制御電圧
Ve3とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と
第3の駆動信号Vd3とを同時にHレベルとする期間を
発生させる。この期間が、第1のスイッチ手段2と第3
のスイッチ手段3が同時にオフとなる休止期間となり、
入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となることが
防止される。実施の形態8におけるコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの
降圧モードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流
電圧Eoよりも高い場合の動作モードである。
Vtと交差しており、それらの電圧の大小関係により第
1の駆動信号Vd1が発生する。この第1の駆動信号V
d1に応答して、第1のスイッチ手段2はオンオフ制御
される。また、第3の制御電圧Ve3は三角波電圧Vt
と交差しており、それらの電圧の大小関係により第3の
駆動信号Vd3が発生する。この第3の駆動信号Vd3
が反転されて、第3のスイッチ手段3はオンオフ制御さ
れる。この時、第1の制御電圧Ve1と第3の制御電圧
Ve3とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と
第3の駆動信号Vd3とを同時にHレベルとする期間を
発生させる。この期間が、第1のスイッチ手段2と第3
のスイッチ手段3が同時にオフとなる休止期間となり、
入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となることが
防止される。実施の形態8におけるコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態1のDC−DCコンバータの
降圧モードと同様であり、入力直流電圧Eiが出力直流
電圧Eoよりも高い場合の動作モードである。
【0070】図16の(b)は昇降圧モードであり、図
16の(c)は昇圧モードである。昇降圧モードと昇圧
モードのいずれのモードにおいてもコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態5のDC−DCコンバータと
同様であるので、その説明は省略する。また、昇降圧モ
ードにおいて、第1の制御電圧Ve1と第3の制御電圧
Ve3とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と
第3の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発
生させる。この期間が第1のスイッチ手段2と第3のス
イッチ手段3が同時にオフ状態となる休止期間となり、
入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となることを
防止することは降圧モードと同様である。さらに、昇降
圧モードと昇圧モードにおいても、第2の制御電圧Ve
2と第4の制御電圧Ve4とのわずかな電位差が、第2
の駆動信号Vd2と第4の駆動信号Vd4を同時にHレ
ベルとする期間を発生させ、第2のスイッチ手段5と第
4のスイッチ手段6が同時にオフ状態となる休止期間と
なる。従って、出力コンデンサ7と並列接続される第2
のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同時にオン
状態となることが防止されている点も降圧モードと同様
である。
16の(c)は昇圧モードである。昇降圧モードと昇圧
モードのいずれのモードにおいてもコンバータとしての
動作は、前述の実施の形態5のDC−DCコンバータと
同様であるので、その説明は省略する。また、昇降圧モ
ードにおいて、第1の制御電圧Ve1と第3の制御電圧
Ve3とのわずかな電位差が、第1の駆動信号Vd1と
第3の駆動信号Vd3を同時にHレベルとする期間を発
生させる。この期間が第1のスイッチ手段2と第3のス
イッチ手段3が同時にオフ状態となる休止期間となり、
入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となることを
防止することは降圧モードと同様である。さらに、昇降
圧モードと昇圧モードにおいても、第2の制御電圧Ve
2と第4の制御電圧Ve4とのわずかな電位差が、第2
の駆動信号Vd2と第4の駆動信号Vd4を同時にHレ
ベルとする期間を発生させ、第2のスイッチ手段5と第
4のスイッチ手段6が同時にオフ状態となる休止期間と
なる。従って、出力コンデンサ7と並列接続される第2
のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同時にオン
状態となることが防止されている点も降圧モードと同様
である。
【0071】実施の形態8においては、三角波電圧Vt
が0からΔVtの間を同じ速度で上下し、第1の制御電
圧Ve1に対して、第3の制御電圧Ve3がVe1+Δ
Ve1で変動するものとする。このような条件におい
て、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3との
休止期間は、(ΔVe1/ΔVt/2)Tで表される。
即ち、実施の形態8のDC−DCコンバータにおいて
は、第1の制御電圧Ve1と第3の制御電圧Ve3との
電位差ΔVe1によって、第1のスイッチ手段2と第3
のスイッチ手段3の休止期間が設定できる。また、実施
の形態8において、第2の制御電圧Ve2に対して、第
4の制御電圧Ve4がVe2+ΔVe2で変動するもの
とすると、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段
6との休止期間は、(ΔVe2/ΔVt/2)Tで表さ
れる。即ち、実施の形態8のDC−DCコンバータは、
第2の制御電圧Ve2と第4の制御電圧Ve4との電位
差ΔVe2によって、第2のスイッチ手段5と第4のス
イッチ手段6の休止期間が設定できる。
が0からΔVtの間を同じ速度で上下し、第1の制御電
圧Ve1に対して、第3の制御電圧Ve3がVe1+Δ
Ve1で変動するものとする。このような条件におい
て、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3との
休止期間は、(ΔVe1/ΔVt/2)Tで表される。
即ち、実施の形態8のDC−DCコンバータにおいて
は、第1の制御電圧Ve1と第3の制御電圧Ve3との
電位差ΔVe1によって、第1のスイッチ手段2と第3
のスイッチ手段3の休止期間が設定できる。また、実施
の形態8において、第2の制御電圧Ve2に対して、第
4の制御電圧Ve4がVe2+ΔVe2で変動するもの
とすると、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段
6との休止期間は、(ΔVe2/ΔVt/2)Tで表さ
れる。即ち、実施の形態8のDC−DCコンバータは、
第2の制御電圧Ve2と第4の制御電圧Ve4との電位
差ΔVe2によって、第2のスイッチ手段5と第4のス
イッチ手段6の休止期間が設定できる。
【0072】尚、実施の形態1、3〜5、7、8におい
ては、降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへ
の切換わりと、逆に昇圧モードから昇降圧モードを経て
降圧モードへの切換わりについて説明したが、本発明に
おいては、DC−DCコンバータの入出力仕様によっ
て、降圧モードと昇降圧モードのみの切換わり、あるい
は昇圧モードと昇降圧モードのみの切換わりであっても
適用できることは言うまでもない。
ては、降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへ
の切換わりと、逆に昇圧モードから昇降圧モードを経て
降圧モードへの切換わりについて説明したが、本発明に
おいては、DC−DCコンバータの入出力仕様によっ
て、降圧モードと昇降圧モードのみの切換わり、あるい
は昇圧モードと昇降圧モードのみの切換わりであっても
適用できることは言うまでもない。
【0073】本発明のDC−DCコンバータにおいて
は、直列に接続された第1のスイッチ手段2とチョーク
コイル4と第2のスイッチ手段5が、入力直流電源1と
並列に接続され、直列に接続された第3のスイッチ手段
3とチョークコイル4と第4のスイッチ手段6が、出力
コンデンサ7と並列に接続されている。また、制御回路
は、出力コンデンサ7の電圧を検出して制御電圧を出力
する検出回路11と、等しい位相で所定の電位差を有す
る第1の三角波電圧及び第2の三角波電圧を出力する発
振回路12と、制御電圧と第1の三角波電圧を比較して
第1の駆動信号を出力する第1の比較回路13と、制御
電圧と第2の三角波電圧を比較して第2の駆動信号を出
力する第2の比較回路14と、第1の駆動信号に応答し
て第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3を交互
にオンオフ制御する第1の駆動回路15と、第2の駆動
信号に応答して第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ
手段6を交互にオンオフ制御する第2の駆動回路16と
を有している。上記のように構成された本発明のDC−
DCコンバータにおいて、第1の三角波電圧及び第2の
三角波電圧の有する所定の電位差は、第1の三角波電圧
及び第2の三角波電圧の有する振幅よりも小さく設定さ
れているため、入力直流電圧1の低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇によって
昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換
わりもスムーズに行われる。そして、本発明において、
昇降圧モードの領域は第1の三角波電圧と第2の三角波
電圧との振幅と電位差とによって設定が可能である。
は、直列に接続された第1のスイッチ手段2とチョーク
コイル4と第2のスイッチ手段5が、入力直流電源1と
並列に接続され、直列に接続された第3のスイッチ手段
3とチョークコイル4と第4のスイッチ手段6が、出力
コンデンサ7と並列に接続されている。また、制御回路
は、出力コンデンサ7の電圧を検出して制御電圧を出力
する検出回路11と、等しい位相で所定の電位差を有す
る第1の三角波電圧及び第2の三角波電圧を出力する発
振回路12と、制御電圧と第1の三角波電圧を比較して
第1の駆動信号を出力する第1の比較回路13と、制御
電圧と第2の三角波電圧を比較して第2の駆動信号を出
力する第2の比較回路14と、第1の駆動信号に応答し
て第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3を交互
にオンオフ制御する第1の駆動回路15と、第2の駆動
信号に応答して第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ
手段6を交互にオンオフ制御する第2の駆動回路16と
を有している。上記のように構成された本発明のDC−
DCコンバータにおいて、第1の三角波電圧及び第2の
三角波電圧の有する所定の電位差は、第1の三角波電圧
及び第2の三角波電圧の有する振幅よりも小さく設定さ
れているため、入力直流電圧1の低下によって降圧モー
ドから昇降圧モードを経て昇圧モードへの切換わりがス
ムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇によって
昇圧モードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換
わりもスムーズに行われる。そして、本発明において、
昇降圧モードの領域は第1の三角波電圧と第2の三角波
電圧との振幅と電位差とによって設定が可能である。
【0074】また、本発明においては、第1の三角波電
圧及び第2の三角波電圧の有する所定の電位差が、第1
の三角波電圧及び第2の三角波電圧の有する各振幅以上
に設定されているため、入力直流電圧の低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇に
よって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モードへ
の切換わりもスムーズに行われる。尚、本発明におい
て、第3のスイッチ手段3がダイオードであり、第1の
駆動回路15が第1の駆動信号に応答して第1のスイッ
チ手段1をオンオフ制御る構成であっても、その基本的
な動作は変わることはない。また、第4のスイッチ手段
6がダイオードであり、第2の駆動回路16が第2の駆
動信号に応答して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御
する構成であっても、その基本的な動作は変わることは
ない。このように第3のスイッチ手段3及び第4のスイ
ッチ手段6をダイオードで構成することにより、オン状
態においてはダイオードでの順方向電圧が発生するが、
制御回路の構成は簡素化され、製造が容易で製造コスト
の低減を図ることができる。
圧及び第2の三角波電圧の有する所定の電位差が、第1
の三角波電圧及び第2の三角波電圧の有する各振幅以上
に設定されているため、入力直流電圧の低下によって降
圧モードから無変換モードを経て昇圧モードへの切換わ
りがスムーズに行われる。逆に、入力直流電圧の上昇に
よって昇圧モードから無変換モードを経て降圧モードへ
の切換わりもスムーズに行われる。尚、本発明におい
て、第3のスイッチ手段3がダイオードであり、第1の
駆動回路15が第1の駆動信号に応答して第1のスイッ
チ手段1をオンオフ制御る構成であっても、その基本的
な動作は変わることはない。また、第4のスイッチ手段
6がダイオードであり、第2の駆動回路16が第2の駆
動信号に応答して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御
する構成であっても、その基本的な動作は変わることは
ない。このように第3のスイッチ手段3及び第4のスイ
ッチ手段6をダイオードで構成することにより、オン状
態においてはダイオードでの順方向電圧が発生するが、
制御回路の構成は簡素化され、製造が容易で製造コスト
の低減を図ることができる。
【0075】さらに、本発明において、発振回路12が
第1の三角波電圧と第2の三角波電圧とを出力する他
に、第1の三角波電圧と所定の電位差を有する第3の三
角波電圧と、第2の三角波電圧と所定の電位差を有する
第4の三角波電圧とを出力する機能を有する構成も可能
である。この場合、制御回路には、制御電圧と第3の三
角波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力する第3の
比較回路と、制御電圧と第4の三角波電圧とを比較して
第4の駆動信号を出力する第4の比較回路とが設けられ
ている。第1の駆動回路15は、第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3が同時にオフ状態となる期間を
設け、第1の駆動信号に応答して第1のスイッチ手段2
をオンオフ制御するとともに、第3の駆動信号に応答し
て第3のスイッチ手段3をオンオフ制御する構成であ
る。第2の駆動回路16は、第2のスイッチ手段5と第
4のスイッチ手段6が同時にオフ状態となる期間を設け
るように、第2の駆動信号に応答して第2のスイッチ手
段5をオンオフ制御するとともに、第4の駆動信号に応
答して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する構成で
ある。上記のように構成された本発明においては、入力
直流電源と並列接続される第1のスイッチ手段2と第3
のスイッチ手段3が同時にオン状態となることを防止す
る休止期間と出力コンデンサ7と並列接続される第2の
スイッチ手段5と第4のスイッチ手段6の同時オンを防
ぐ休止期間を設けることができるといった効果が得られ
る。
第1の三角波電圧と第2の三角波電圧とを出力する他
に、第1の三角波電圧と所定の電位差を有する第3の三
角波電圧と、第2の三角波電圧と所定の電位差を有する
第4の三角波電圧とを出力する機能を有する構成も可能
である。この場合、制御回路には、制御電圧と第3の三
角波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力する第3の
比較回路と、制御電圧と第4の三角波電圧とを比較して
第4の駆動信号を出力する第4の比較回路とが設けられ
ている。第1の駆動回路15は、第1のスイッチ手段2
と第3のスイッチ手段3が同時にオフ状態となる期間を
設け、第1の駆動信号に応答して第1のスイッチ手段2
をオンオフ制御するとともに、第3の駆動信号に応答し
て第3のスイッチ手段3をオンオフ制御する構成であ
る。第2の駆動回路16は、第2のスイッチ手段5と第
4のスイッチ手段6が同時にオフ状態となる期間を設け
るように、第2の駆動信号に応答して第2のスイッチ手
段5をオンオフ制御するとともに、第4の駆動信号に応
答して第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する構成で
ある。上記のように構成された本発明においては、入力
直流電源と並列接続される第1のスイッチ手段2と第3
のスイッチ手段3が同時にオン状態となることを防止す
る休止期間と出力コンデンサ7と並列接続される第2の
スイッチ手段5と第4のスイッチ手段6の同時オンを防
ぐ休止期間を設けることができるといった効果が得られ
る。
【0076】同様に、本発明において、検出回路11は
第1の制御電圧と所定の電位差を有する第2の制御電圧
を出力する機能を有し、制御回路は第2の制御電圧と第
1の三角波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力する
第3の比較回路と、第2の制御電圧と第2の三角波電圧
とを比較して第4の駆動信号を出力する第4の比較回路
とを設けることも可能である。この場合、第1の駆動回
路15は、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段
3が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第1の
駆動信号に応答して第1のスイッチ手段2をオンオフ制
御するとともに、第3の駆動信号に応答して第3のスイ
ッチ手段3をオンオフ制御する。第2の駆動回路16
は、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同
時にオフ状態となる期間を設けるために、第2の駆動信
号に応答して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御する
とともに、第4の駆動信号に応答して第4のスイッチ手
段6をオンオフ制御する構成を有している。これによ
り、入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手
段2と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と、出力コンデンサ7と並列接続
される第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が
同時にオン状態となることを防止する休止期間を設ける
ことができる。
第1の制御電圧と所定の電位差を有する第2の制御電圧
を出力する機能を有し、制御回路は第2の制御電圧と第
1の三角波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力する
第3の比較回路と、第2の制御電圧と第2の三角波電圧
とを比較して第4の駆動信号を出力する第4の比較回路
とを設けることも可能である。この場合、第1の駆動回
路15は、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段
3が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第1の
駆動信号に応答して第1のスイッチ手段2をオンオフ制
御するとともに、第3の駆動信号に応答して第3のスイ
ッチ手段3をオンオフ制御する。第2の駆動回路16
は、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同
時にオフ状態となる期間を設けるために、第2の駆動信
号に応答して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御する
とともに、第4の駆動信号に応答して第4のスイッチ手
段6をオンオフ制御する構成を有している。これによ
り、入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手
段2と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と、出力コンデンサ7と並列接続
される第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が
同時にオン状態となることを防止する休止期間を設ける
ことができる。
【0077】本発明のDC−DCコンバータにおいて、
制御回路の検出回路11は、出力コンデンサ7の電圧を
検出して、その検出値に基づいて変化する2つの制御電
圧を出力し、2つの制御電圧が所定の電位差を有する第
1の制御電圧及び第2の制御電圧である構成でも良い。
この場合、制御回路は、三角波電圧を出力する発振回路
12と、第1の制御電圧と三角波電圧とを比較して第1
の駆動信号を出力する第1の比較回路13と、第2の制
御電圧と三角波電圧とを比較して第2の駆動信号を出力
する第2の比較回路14と、第1の駆動信号に応答して
第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3を交互に
オンオフ制御する第1の駆動回路15と、第2の駆動信
号に応答して第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手
段6を交互にオンオフ制御する第2の駆動回路16とを
有している。
制御回路の検出回路11は、出力コンデンサ7の電圧を
検出して、その検出値に基づいて変化する2つの制御電
圧を出力し、2つの制御電圧が所定の電位差を有する第
1の制御電圧及び第2の制御電圧である構成でも良い。
この場合、制御回路は、三角波電圧を出力する発振回路
12と、第1の制御電圧と三角波電圧とを比較して第1
の駆動信号を出力する第1の比較回路13と、第2の制
御電圧と三角波電圧とを比較して第2の駆動信号を出力
する第2の比較回路14と、第1の駆動信号に応答して
第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3を交互に
オンオフ制御する第1の駆動回路15と、第2の駆動信
号に応答して第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手
段6を交互にオンオフ制御する第2の駆動回路16とを
有している。
【0078】上記のように構成された本発明のDC−D
Cコンバータは、第1の制御電圧及び第2の制御電圧の
有する所定の電位差が、三角波電圧の有する振幅よりも
小さく設定されることにより、入力直流電圧の低下によ
って降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの
切換わりがスムーズに行われる。逆に、本発明のDC−
DCコンバータは、入力直流電圧の上昇によって昇圧モ
ードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換わりも
スムーズに行われる。このように構成された本発明のD
C−DCコンバータは、昇降圧モードの領域は三角波電
圧の振幅と第1の制御電圧及び第2の制御電圧の電位差
によって設定が可能である。また、上記のように構成さ
れた本発明のDC−DCコンバータにおいて、第1の制
御電圧及び第2の制御電圧の有する所定の電位差は、三
角波電圧の有する振幅以上に設定されることにより、入
力直流電圧の低下によって降圧モードから無変換モード
を経て昇圧モードへの切換わりがスムーズに行われる。
逆に、入力直流電圧の上昇によって昇圧モードから無変
換モードを経て降圧モードへの切換わりもスムーズに行
われる。
Cコンバータは、第1の制御電圧及び第2の制御電圧の
有する所定の電位差が、三角波電圧の有する振幅よりも
小さく設定されることにより、入力直流電圧の低下によ
って降圧モードから昇降圧モードを経て昇圧モードへの
切換わりがスムーズに行われる。逆に、本発明のDC−
DCコンバータは、入力直流電圧の上昇によって昇圧モ
ードから昇降圧モードを経て降圧モードへの切換わりも
スムーズに行われる。このように構成された本発明のD
C−DCコンバータは、昇降圧モードの領域は三角波電
圧の振幅と第1の制御電圧及び第2の制御電圧の電位差
によって設定が可能である。また、上記のように構成さ
れた本発明のDC−DCコンバータにおいて、第1の制
御電圧及び第2の制御電圧の有する所定の電位差は、三
角波電圧の有する振幅以上に設定されることにより、入
力直流電圧の低下によって降圧モードから無変換モード
を経て昇圧モードへの切換わりがスムーズに行われる。
逆に、入力直流電圧の上昇によって昇圧モードから無変
換モードを経て降圧モードへの切換わりもスムーズに行
われる。
【0079】さらに、本発明のDC−DCコンバータに
おいて、発振回路12は第1の三角波電圧と、この第1
の三角波電圧と所定の電位差を有する第2の三角波電圧
とを出力する機能を有し、制御回路は第1の制御電圧と
第2の三角波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力す
る第3の比較回路と、第2の制御電圧と第2の三角波電
圧とを比較して第4の駆動信号を出力する第4の比較回
路とを設ける構成でも良い。この場合、第1の駆動回路
15は、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3
が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第1の駆
動信号に応答して第1のスイッチ手段2をオンオフ制御
するとともに、第3の駆動信号に応答して第3のスイッ
チ手段3をオンオフ制御する。また、第2の駆動回路1
6は、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が
同時にオフ状態となる期間を設けるために、第2の駆動
信号に応答して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御す
るとともに、第4の駆動信号に応答して第4のスイッチ
手段6をオンオフ制御する。これにより、本発明におい
ては入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手
段2と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と出力コンデンサ7と並列接続さ
れる第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同
時にオン状態となることを防止する休止期間を設けるこ
とができる。
おいて、発振回路12は第1の三角波電圧と、この第1
の三角波電圧と所定の電位差を有する第2の三角波電圧
とを出力する機能を有し、制御回路は第1の制御電圧と
第2の三角波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力す
る第3の比較回路と、第2の制御電圧と第2の三角波電
圧とを比較して第4の駆動信号を出力する第4の比較回
路とを設ける構成でも良い。この場合、第1の駆動回路
15は、第1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3
が同時にオフ状態となる期間を設けるために、第1の駆
動信号に応答して第1のスイッチ手段2をオンオフ制御
するとともに、第3の駆動信号に応答して第3のスイッ
チ手段3をオンオフ制御する。また、第2の駆動回路1
6は、第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が
同時にオフ状態となる期間を設けるために、第2の駆動
信号に応答して第2のスイッチ手段5をオンオフ制御す
るとともに、第4の駆動信号に応答して第4のスイッチ
手段6をオンオフ制御する。これにより、本発明におい
ては入力直流電源1と並列接続される第1のスイッチ手
段2と第3のスイッチ手段3が同時にオン状態となるこ
とを防止する休止期間と出力コンデンサ7と並列接続さ
れる第2のスイッチ手段5と第4のスイッチ手段6が同
時にオン状態となることを防止する休止期間を設けるこ
とができる。
【0080】同様に、本発明において、検出回路11
は、第1の制御電圧と所定の電位差を有する第3の制御
電圧を出力し、第2の制御電圧と所定の電位差を有する
第4の制御電圧を出力する機能を有しても良い。この場
合、制御回路は、第3の制御電圧と三角波電圧とを比較
して第3の駆動信号を出力する第3の比較回路と、第4
の制御電圧と三角波電圧とを比較して第4の駆動信号を
出力する第4の比較回路とを設けている。また、第1の
駆動回路15は、第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3が同時にオフ状態となる期間を設けるために、
第1の駆動信号に応答して第1のスイッチ手段2をオン
オフ制御するとともに、第3の駆動信号に応答して第3
のスイッチ手段3をオンオフ制御している。また、第2
の駆動回路16は、第2のスイッチ手段5と第4のスイ
ッチ手段6が同時にオフ状態となる期間を設けるため
に、第2の駆動信号に応答して第2のスイッチ手段5を
オンオフ制御するとともに、第4の駆動信号に応答して
第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する。これによ
り、本発明においては入力直流電源と並列接続される第
1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3が同時にオ
ン状態となることを防止する休止期間と、出力コンデン
サ7と並列接続される第4のスイッチ手段5と第4のス
イッチ手段6が同時にオン状態となることを防止する休
止期間を設けることができる。
は、第1の制御電圧と所定の電位差を有する第3の制御
電圧を出力し、第2の制御電圧と所定の電位差を有する
第4の制御電圧を出力する機能を有しても良い。この場
合、制御回路は、第3の制御電圧と三角波電圧とを比較
して第3の駆動信号を出力する第3の比較回路と、第4
の制御電圧と三角波電圧とを比較して第4の駆動信号を
出力する第4の比較回路とを設けている。また、第1の
駆動回路15は、第1のスイッチ手段2と第3のスイッ
チ手段3が同時にオフ状態となる期間を設けるために、
第1の駆動信号に応答して第1のスイッチ手段2をオン
オフ制御するとともに、第3の駆動信号に応答して第3
のスイッチ手段3をオンオフ制御している。また、第2
の駆動回路16は、第2のスイッチ手段5と第4のスイ
ッチ手段6が同時にオフ状態となる期間を設けるため
に、第2の駆動信号に応答して第2のスイッチ手段5を
オンオフ制御するとともに、第4の駆動信号に応答して
第4のスイッチ手段6をオンオフ制御する。これによ
り、本発明においては入力直流電源と並列接続される第
1のスイッチ手段2と第3のスイッチ手段3が同時にオ
ン状態となることを防止する休止期間と、出力コンデン
サ7と並列接続される第4のスイッチ手段5と第4のス
イッチ手段6が同時にオン状態となることを防止する休
止期間を設けることができる。
【0081】
【発明の効果】以上、実施の形態において詳細に説明し
たところから明らかなように、本発明は次の効果を有す
る。本発明のDC−DCコンバータによれば、降圧コン
バータ、昇降圧コンバータ、昇圧コンバータに切換えて
昇降圧動作させる場合において、その切換点における切
換動作をスムーズに行うことが可能となる。また、本発
明のDC−DCコンバータにおいては、スイッチング損
失の増大する昇降圧モードの動作領域を制御回路により
設定可能であり、この動作領域を狭く、或いは全く無く
した無変換モードとすることができる。さらに、本発明
のDC−DCコンバータの構成によれば、入力直流電源
と並列接続された第1のスイッチ手段と第3のスイッチ
手段の同時オンを防ぐ休止期間と、出力コンデンサと並
列接続された第2のスイッチ手段と第4のスイッチ手段
の同時オンを防ぐ休止期間とを容易に且つ確実に設定す
ることができる効果を奏する。
たところから明らかなように、本発明は次の効果を有す
る。本発明のDC−DCコンバータによれば、降圧コン
バータ、昇降圧コンバータ、昇圧コンバータに切換えて
昇降圧動作させる場合において、その切換点における切
換動作をスムーズに行うことが可能となる。また、本発
明のDC−DCコンバータにおいては、スイッチング損
失の増大する昇降圧モードの動作領域を制御回路により
設定可能であり、この動作領域を狭く、或いは全く無く
した無変換モードとすることができる。さらに、本発明
のDC−DCコンバータの構成によれば、入力直流電源
と並列接続された第1のスイッチ手段と第3のスイッチ
手段の同時オンを防ぐ休止期間と、出力コンデンサと並
列接続された第2のスイッチ手段と第4のスイッチ手段
の同時オンを防ぐ休止期間とを容易に且つ確実に設定す
ることができる効果を奏する。
【図1】本発明に係る実施の形態1におけるDC−DC
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図2】本発明に係る実施の形態1におけるDC−DC
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図3】本発明に係る実施の形態2におけるDC−DC
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図4】本発明に係る実施の形態1または実施の形態2
におけるDC−DCコンバータの他の構成を示す回路図
である。
におけるDC−DCコンバータの他の構成を示す回路図
である。
【図5】本発明に係る実施の形態3におけるDC−DC
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図6】本発明に係る実施の形態3におけるDC−DC
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図7】本発明に係る実施の形態4におけるDC−DC
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図8】本発明に係る実施の形態4におけるDC−DC
コンバータの各部動作を示す波形図である。
コンバータの各部動作を示す波形図である。
【図9】本発明に係る実施の形態5におけるDC−DC
コンバータの構成を示す回路図である。
コンバータの構成を示す回路図である。
【図10】本発明に係る実施の形態5におけるDC−D
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図11】本発明に係る実施の形態6におけるDC−D
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図12】本発明に係る実施の形態5または実施の形態
6におけるDC−DCコンバータの他の構成を示す回路
図である。
6におけるDC−DCコンバータの他の構成を示す回路
図である。
【図13】本発明に係る実施の形態7におけるDC−D
Cコンバータの構成を示す回路図である。
Cコンバータの構成を示す回路図である。
【図14】本発明に係る実施の形態7におけるDC−D
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図15】本発明に係る実施の形態8におけるDC−D
Cコンバータの構成を示す回路図である。
Cコンバータの構成を示す回路図である。
【図16】本発明に係る実施の形態8におけるDC−D
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
Cコンバータの各部動作を示す波形図である。
【図17】従来のDC−DCコンバータの構成を示す回
路図である。
路図である。
1 入力直流電源 2 第1のスイッチ手段 3 第3のスイッチ手段 4 チョークコイル 5 第2のスイッチ手段 6 第4のスイッチ手段 7 出力コンデンサ 8 負荷 10 制御回路 11 検出回路 12 発振回路 13 第1の比較回路 14 第2の比較回路 15 第1の駆動回路 16 第2の駆動回路 151 第1の増幅回路 152 第1の反転回路 161 第2の増幅回路 162 第2の反転回路
Claims (14)
- 【請求項1】 直列に接続された第1のスイッチ手段と
チョークコイルと第2のスイッチ手段が、入力直流電源
に並列に接続され、 直列に接続された第3のスイッチ手段と前記チョークコ
イルと第4のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に
接続され、 制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続され
て構成されたDC−DCコンバータであって、 前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して制御
電圧を出力する検出回路と、等しい位相で所定の電位差
を有する第1の三角波電圧と第2の三角波電圧とを出力
する発振回路と、前記制御電圧と前記第1の三角波電圧
とを比較して第1の駆動信号を出力する第1の比較回路
と、前記制御電圧と前記第2の三角波電圧とを比較して
第2の駆動信号を出力する第2の比較回路と、前記第1
の駆動信号に応答して前記第1のスイッチ手段と前記第
3のスイッチ手段を交互にオンオフ制御する第1の駆動
回路と、前記第2の駆動信号に応答して前記第2のスイ
ッチ手段と前記第4のスイッチ手段を交互にオンオフ制
御する第2の駆動回路とを有する、DC−DCコンバー
タ。 - 【請求項2】 前記制御回路において、前記第1の三角
波電圧と前記第2の三角波電圧との間の所定の電位差
が、前記第1の三角波電圧と前記第2の三角波電圧の有
する各振幅より小さく設定された請求項1記載のDC−
DCコンバータ。 - 【請求項3】 前記制御回路において、前記第1の三角
波電圧と前記第2の三角波電圧との間の所定の電位差
が、前記第1の三角波電圧と第2の三角波電圧の有する
各振幅以上に設定された請求項1記載のDC−DCコン
バータ。 - 【請求項4】 前記第3のスイッチ手段がダイオードで
あり、前記第1の駆動回路が前記第1の駆動信号に応答
して前記第1のスイッチ手段をオンオフ制御するよう構
成された請求項1記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項5】 前記第4のスイッチ手段がダイオードで
あり、前記第2の駆動回路が前記第2の駆動信号に応答
して前記第2のスイッチ手段をオンオフ制御するよう構
成された請求項1記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項6】 前記制御回路において、前記発振回路
が、前記第1の三角波電圧と所定の電位差を有する第3
の三角波電圧を出力し、前記第2の三角波電圧と所定の
電位差を有する第4の三角波電圧を出力するよう構成さ
れており、 前記制御回路が、前記制御電圧と前記第3の三角波電圧
とを比較して第3の駆動信号を出力する第3の比較回路
と、前記制御電圧と前記第4の三角波電圧とを比較して
第4の駆動信号を出力する第4の比較回路とをさらに有
し、 前記第1の駆動回路が、前記第1の駆動信号に応答して
前記第1のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第3の駆動信号に応答して前記第3のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第1のスイッチ手段と前記第
3のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第2の駆動回路が、前記第2の駆動信号に応答して
前記第2のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第4の駆動信号に応答して前記第4のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第2のスイッチ手段と前記第
4のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成された請求項1記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項7】 前記制御回路において、前記検出回路
が、前記制御電圧と所定の電位差を有する第2の制御電
圧を出力するよう構成されており、 前記制御回路が、前記第2の制御電圧と前記第1の三角
波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力する第3の比
較回路と、前記第2の制御電圧と前記第2の三角波電圧
とを比較して第4の駆動信号を出力する第4の比較回路
とをさらに有し、 前記第1の駆動回路が、前記第1の駆動信号に応答して
前記第1のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第3の駆動信号に応答して前記第3のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第1のスイッチ手段と前記第
3のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第2の駆動回路が、前記第2の駆動信号に応答して
前記第2のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第4の駆動信号に応答して前記第4のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第2のスイッチ手段と前記第
4のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成された請求項1記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項8】 直列に接続された第1のスイッチ手段と
チョークコイルと第2のスイッチ手段が、入力直流電源
に並列に接続され、 直列に接続された第3のスイッチ手段と前記チョークコ
イルと第4のスイッチ手段が、出力コンデンサに並列に
接続され、 制御回路がオンオフ制御すべきスイッチ手段に接続され
て構成されたDC−DCコンバータであって、 前記制御回路は、出力コンデンサの電圧を検出して所定
の電位差を有する第1の制御電圧及び第2の制御電圧を
出力する検出回路と、三角波電圧を出力する発振回路
と、前記第1の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して
第1の駆動信号を出力する第1の比較回路と、前記第2
の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第2の駆動信
号を出力する第2の比較回路と、前記第1の駆動信号に
応答して前記第1のスイッチ手段と前記第3のスイッチ
手段を交互にオンオフ制御する第1の駆動回路と、前記
第2の駆動信号に応答して前記第2のスイッチ手段と前
記第4のスイッチ手段を交互にオンオフ制御する第2の
駆動回路とを有する、DC−DCコンバータ。 - 【請求項9】 前記制御回路において、前記第1の制御
電圧と第2の制御電圧との間の所定の電位差が、前記三
角波電圧の有する振幅よりも小さく設定された請求項8
記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項10】 前記制御回路において、前記第1の制
御電圧と第2の制御電圧との間の所定の電位差は、前記
三角波電圧の有する振幅以上に設定された請求項8記載
のDC−DCコンバータ。 - 【請求項11】 前記第3のスイッチ手段がダイオード
であり、前記第1の駆動回路が前記第1の駆動信号に応
答して前記第1のスイッチをオンオフ制御する請求項8
記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項12】 前記第4のスイッチ手段がダイオード
であり、前記第2の駆動回路が前記第2の駆動信号に応
答して前記第2のスイッチ手段をオンオフ制御する請求
項8記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項13】 前記制御回路において、前記発振回路
が、前記三角波電圧と所定の電位差を有する第2の三角
波電圧を出力するよう構成されており、 前記制御回路が、前記第1の制御電圧と前記第2の三角
波電圧とを比較して第3の駆動信号を出力する第3の比
較回路と、前記第2の制御電圧と前記第2の三角波電圧
とを比較して第4の駆動信号を出力する第4の比較回路
とをさらに有し、 前記第1の駆動回路が、前記第1の駆動信号に応答して
前記第1のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第3の駆動信号に応答して前記第3のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第1のスイッチ手段と前記第
3のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第2の駆動回路が、前記第2の駆動信号に応答して
前記第2のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第4の駆動信号に応答して前記第4のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第2のスイッチ手段と前記第
4のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成した請求項8記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項14】 前記制御回路において、前記検出回路
が、前記第1の制御電圧と所定の電位差を有する第3の
制御電圧を出力し、前記第2の制御電圧と所定の電位差
を有する第4の制御電圧を出力するよう構成されてお
り、 制御回路が、前記第3の制御電圧と前記三角波電圧とを
比較して第3の駆動信号を出力する第3の比較回路と、
前記第4の制御電圧と前記三角波電圧とを比較して第4
の駆動信号を出力する第4の比較回路とをさらに有し、 前記第1の駆動回路が、前記第1の駆動信号に応答して
前記第1のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第3の駆動信号に応答して前記第3のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第1のスイッチ手段と前記第
3のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定し、 前記第2の駆動回路が、前記第2の駆動信号に応答して
前記第2のスイッチ手段をオンオフ制御するとともに、
前記第4の駆動信号に応答して前記第4のスイッチ手段
をオンオフ制御して、前記第2のスイッチ手段と前記第
4のスイッチ手段が同時にオフする期間を設定するよう
構成した請求項8記載のDC−DCコンバータ。
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