WO2017077579A1 - モータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤー - Google Patents

モータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤー Download PDF

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啓介 植村
裕次 ▲高▼山
篠本　洋介
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Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device for driving a single-phase permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as a single-phase PM (Permanent Magnet) motor as appropriate), a vacuum cleaner using a single-phase PM motor, and a hand dryer.
  • a single-phase PM (Permanent Magnet) motor as appropriate
  • a vacuum cleaner using a single-phase PM motor and a hand dryer.
  • the single-phase PM motor has a “brushless” structure that does not use a brush, which is a mechanical structure, as compared to a DC motor with a brush, so that brush wear does not occur. With this feature, the single-phase PM motor can easily have a long life and high reliability.
  • the single-phase PM motor is a highly efficient motor because the secondary current does not flow through the rotor as compared with the induction motor.
  • the single-phase PM motor has the following advantages even when compared with a three-phase PM motor having a different number of phases.
  • a three-phase PM motor requires a three-phase inverter, whereas a single-phase PM motor may be a single-phase inverter. If a full-bridge inverter that is generally used as a three-phase inverter is used, six switching elements are required, whereas a single-phase PM motor can be configured with four switching elements even if a full-bridge inverter is used. . For this reason, the single-phase PM motor can be downsized as compared with the three-phase PM motor.
  • Patent Literature 1 and Non-Patent Literature 1 described below are disclosed as prior literature relating to a driving method of a single-phase PM motor.
  • the control means for controlling the energization amount to the electric blower is provided, and the air amount is estimated and estimated based on the relationship of“ energization amount ⁇ current ⁇ air amount ”obtained in advance through experiments or the like.
  • the energization amount is controlled to decrease as the estimated air flow decreases, and the energization amount is the first predetermined air flow.
  • the degree of vacuum in the dust collection chamber is controlled to be substantially constant and to a value set in advance through experiments or the like in the air volume range that falls within the range. That is, in patent document 1, the air volume by an electric blower is determined by the work amount of an electric blower.
  • Patent Document 1 the energization amount is controlled according to the estimated air volume, but the apparent power is controlled only by the energization amount, but control from the viewpoint of active power and reactive power is not performed. That is, in the control of Patent Document 1, necessary active power cannot be individually controlled. For this reason, in the technique of patent document 1, the electric current which flows into an electric motor becomes larger than a maximum efficiency point, and there exists a subject that efficiency deteriorates.
  • Non-Patent Document 1 there is a description relating to a technique for performing control based on the estimated air volume, but there is a description only for a three-phase PM motor, and there is no description for a single-phase PM motor.
  • the single-phase instantaneous power which is the instantaneous power when supplying the single-phase PM motor, pulsates in a sine wave shape or a cosine wave shape at a frequency twice the electrical angular frequency, in the method described in Non-Patent Document 1, There is a concern that noise may be generated by the pulsation of the rotational speed or the pulsation of the load torque due to the pulsation of the single-phase instantaneous power.
  • the present invention has been made in view of the above, and in realizing air volume control for a single-phase PM motor, a motor drive device and an electric cleaning device that can realize air volume control corresponding to pulsation of single-phase instantaneous power
  • the purpose is to provide a machine and a hand dryer.
  • a motor driving device that drives an electric blower including a single-phase permanent magnet synchronous motor, and includes a single-phase permanent magnet synchronous motor.
  • a single-phase inverter that applies AC voltage, a position detection unit that outputs a position detection signal corresponding to the rotational position of the rotor of the single-phase permanent magnet synchronous motor to the inverter control unit, and a motor current that flows through the single-phase permanent magnet synchronous motor
  • an inverter control unit that outputs a drive signal to the switching element of the single-phase inverter based on the position detection signal and the motor current.
  • the motor drive device which concerns on this invention performs control which increases / decreases the effective electric power which a single phase inverter supplies to a single phase permanent magnet synchronous motor, and an electric blower changes an air volume by the increase / decrease in effective electric power.
  • the air volume control corresponding to the pulsation of the single-phase instantaneous power can be realized.
  • FIG. The figure which shows the relationship between the position detection signal and motor rotation speed estimated value in Embodiment 1.
  • the figure which shows the relationship between the motor current in Embodiment 1, and an inverter output voltage Time chart for explaining the operation of the switching element drive signal generator in the first embodiment The figure which shows an example of a structure of a vacuum cleaner as an application example of the motor drive device in Embodiment 1.
  • Embodiment 2 The figure for demonstrating the relationship between the p-axis current and p-axis current correction amount in Embodiment 2.
  • the block diagram which shows the structure of the inverter control part in Embodiment 3. It illustrates an example of the instantaneous active power P a and the air volume command value correcting amount Delta] Q * of the waveform
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor drive device according to the first embodiment.
  • a motor drive device 100 according to the first embodiment is a motor drive device that drives a load including a single-phase PM motor 3, and includes a DC power supply 1, a single-phase inverter 2, an inverter control unit 4, a motor current detection unit 5, and a DC.
  • a power supply voltage detector 6 and a rotor position detector 7 are provided.
  • Examples of the load including the single-phase PM motor 3 include a vacuum cleaner provided with an electric blower and a hand dryer.
  • the DC power source 1 supplies DC power to the single phase inverter 2.
  • the single-phase inverter 2 includes switching elements 211 to 214 and diodes 221 to 224 connected in antiparallel to the switching elements 211 to 214, respectively, and applies an AC voltage to the single-phase PM motor 3.
  • the inverter control unit 4 outputs drive signals S1 to S4 to the switching elements 211 to 214 of the single-phase inverter 2.
  • Rotor position detector 7 outputs the position detection signal S_ rotation is a signal corresponding to the rotor rotational position theta m is the rotational position of the single-phase PM motor 3 of the rotor 3a to the inverter control unit 4.
  • Motor current detector 5 outputs a signal corresponding to the motor current I m flowing through the single-phase PM motor 3 to the inverter control unit 4.
  • the DC power supply voltage detector 6 detects a DC voltage V dc that is the voltage of the DC power supply 1.
  • Driving signals S1 ⁇ S4, the rotor rotational position ⁇ m and the motor current pulse width modulation that is generated based on the I m: is (Pulse Width Modulation hereinafter referred to as "PWM”) signal.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the DC power source 1 may be a DC power source that rectifies and smoothes the AC voltage from the AC power source with a diode bridge or the like to generate a DC voltage, and may be any DC power source such as a solar cell or a battery. no problem.
  • the switching element of the single-phase inverter 2 is a transistor, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a MOS-FET (Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor), a thyristor, a GTO (Gate Turn-Os element). There is no problem even if it exists. Moreover, there is no problem even if any semiconductor material such as SiC or GaN called wide band gap semiconductor is used as well as Si which is the mainstream as the semiconductor material of the switching element as described above.
  • Rotor position detector 7 outputs for example, generates a position detection signal S _rotation corresponding to the rotor rotational position theta m of the motor shown in FIG. 2 to the inverter control unit 4.
  • a position detection signal S _rotation the pulse-like voltage signal corresponding to the rotor rotational position theta m using a magnetic sensor such as a Hall sensor, 0 ⁇ theta m
  • S_rotation “High level”
  • S_rotation “Low level” is described as an example.
  • a position detection sensor such as an encoder or a resolver is used in addition to the Hall sensor.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of inverter control unit 4 in the first embodiment.
  • the inverter control unit 4 includes a first current control unit 411 that controls the p-axis current Ip , a second current control unit 412 that controls the q-axis current Iq, and an air volume control unit 42 that controls the air volume estimation value Q ⁇ .
  • a first coordinate conversion unit 431 that performs coordinate conversion from single-phase AC notation to p-axis and q-axis (hereinafter referred to as “pq-axis”), from pq-axis notation to single-phase AC notation
  • Second coordinate conversion unit 432 that performs conversion
  • motor position / rotation number detection unit 44 that detects rotor rotation position estimated value ⁇ m ⁇ and motor rotation number estimated value ⁇ m ⁇ in accordance with position detection signal S_rotation
  • air flow estimation An air volume estimating unit 45 for estimating the value Q ⁇ , a switching element driving signal generating unit 46 for generating the switching element driving signals S1 to S4 from the inverter output voltage command value V m *, and an air volume command value for generating the air volume command value Q *.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the position detection signal S_rotation and the estimated motor rotation speed value ⁇ m ⁇ in the first embodiment.
  • Motor position and speed detecting section 44 can detect the motor rotation speed estimation value omega m ⁇ by a calculation formula shown with period T _rotation position detection signal S _rotation the following equation (1).
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the motor rotational speed estimated value ⁇ m ⁇ and the rotor rotational position estimated value ⁇ m ⁇ in the first embodiment.
  • the rotor rotational position estimated value ⁇ m ⁇ can be calculated by integrating the motor rotational speed estimated value ⁇ m ⁇ .
  • the example in FIG. 5 is a description assuming a discrete control system in the control cycle T cnt , and the rotor rotational position estimated value at the control timing n is described as ⁇ m ⁇ [n].
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the motor current Im , the p-axis current Ip, and the q-axis current Iq .
  • p-axis and q-axis are two axes that are orthogonal to the motor current I m which represents the single-phase AC, when regarded as a vector quantity in a polar coordinate system, p-axis component and q-axis component the following equation (3-1) And (3-2).
  • the instantaneous value of the motor current I m is defined by the following (4-1) equation, it defines the instantaneous value of the inverter output voltage command value V m * in the following (4-2) equation.
  • I m — rms is the effective value of the motor current I m
  • V m — rms * is the effective value of the inverter output voltage command value V m *. It is.
  • the relationship between the motor current I m and the inverter output voltage command value V m * is as shown in FIG. 7, represents the phase difference between the inverter output voltage command value V m * and the motor current I m by ⁇ Yes.
  • equations (4-1) and (4-2) and FIG. 7 the case where the motor current Im is in a leading phase with respect to the inverter output voltage command value V m * is defined as positive.
  • (7) is an equation representing the instantaneous power, in particular the first term indicates the active power instantaneous value, represented by p-axis current I p as shown in equation (3-1).
  • the second term of the equation (7) represents the instantaneous reactive power value and is expressed by the q-axis current I q shown in the equation (3-2). Therefore, the control using the equation (7), specifically, the motor current Im is coordinate-transformed to be separated into the p-axis current Ip and the q-axis current Iq, and the separated p-axis currents Ip and q are separated.
  • active power and reactive power can be controlled.
  • the second coordinate conversion unit 432 that performs conversion from notation on the pq axis to notation on the single-phase alternating current will be described.
  • the second coordinate conversion unit 432 uses the p-axis voltage command value V p * and the q-axis voltage command value V q * based on the following equation (8) to convert the inverter output voltage command value V m * that is an AC voltage.
  • equation (8) is an example of a coordinate conversion equation to inverter output voltage V m *, and the equation represented by equation (8) also changes depending on the definition in the first coordinate conversion unit 431 described above. Needless to say.
  • the first current control unit 411 is a feedback controller that controls the above-described p-axis current I p to match the p-axis current command value I p *
  • the second current control unit 412 This is a feedback controller that controls the shaft current I q so as to coincide with the q-axis current command value I q *.
  • Each of the first current control unit 411 and the second current control unit 412 can employ, for example, a PID control system having a transfer function as shown in the following equation (9). (9)
  • K p is a proportional gain
  • K I is an integral gain
  • K d is the differential gain
  • s represents the Laplace operator.
  • the point of the PID control, the point of the feedback control, and the like are examples of the control method given as an example of description in the present specification.
  • the air volume control unit 42 is a feedback controller that controls the air volume estimated value Q ⁇ to coincide with the air volume command value Q *, and PID control similar to the first current control unit 411 or the second current control unit 412 is performed. Etc. can be adopted. Needless to say, the point of PID control, the point of feedback control, and the like are examples of the control method as with the current control units 411 and 412.
  • N is the rotation speed and I is the current.
  • the estimated airflow amount Q ⁇ in the present embodiment can be expressed by the following equation (11).
  • the function f representing the air flow rate Q is a function that also depends on the fan diameter, the pressure loss condition, and the like. It may be adopted. In other words, any method for obtaining the air volume estimated value Q ⁇ may be used.
  • FIG. 8 is a time chart for explaining the operation of the switching element drive signal generation unit 46.
  • the thin line indicates the carrier waveform
  • the thick line indicates the waveform of the inverter output voltage command value.
  • FIG. 8 shows waveforms of drive signals S1 to S4 for driving the switching elements 211 to 214.
  • the inverter output voltage command value V m * is discretely changed.
  • the high level and the low level of the switching element drive signals S1 to S4 are determined based on the magnitude relationship between the inverter output voltage command value V m * [n] and the carrier at the control timing n.
  • S1 and S4, S2 and S3 are the same signal, and S2 and S3 are waveforms inverted with respect to S1 and S4.
  • a short circuit prevention time is generally provided in many cases.
  • the dead time is described as 0 in FIG. 8, there is no problem even if the dead time ⁇ 0.
  • the generation method of the switching element drive signals S1 to S4 in FIG. 8 is merely an example, and any method can be used as long as it is a method for generating a PWM signal.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a configuration of a vacuum cleaner as an application example of the motor drive device according to the first embodiment.
  • the vacuum cleaner 8 includes a DC power source 1 such as a battery, and an electric blower 81 driven by the single-phase PM motor 3 described above, and further includes a dust collection chamber 82, a sensor 83, a suction port body 84, an extension pipe. 85 and an operation unit 86.
  • the vacuum cleaner 8 drives the single-phase PM motor 3 using the DC power source 1 as a power source, performs suction from the suction port body 84, and sucks dust into the dust collection chamber 82 via the extension pipe 85. In use, the operation unit 86 is held and the electric vacuum cleaner 8 is operated.
  • the operation unit 86 is provided with an operation switch 86a for adjusting the suction amount of the vacuum cleaner 8.
  • the user of the vacuum cleaner 8 operates the operation switch 86a to arbitrarily adjust the suction amount of the vacuum cleaner 8.
  • the suction amount set by the operation unit 86 becomes the air volume setting value Q ** to be given to the air volume command value generation unit 47 (see FIG. 3).
  • the air volume setting value Q ** is input to the air volume command value generation unit 47, and the air volume command value generation unit 47 outputs the air volume command value Q *.
  • the method of setting the airflow setting value Q ** by the operation unit 86 is an example in the present embodiment, and other methods may be used. For example, a method of automatically setting the airflow setting value Q ** according to the sensor 83 may be used, and any method may be used.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a configuration of a hand dryer as another application example of the motor drive device according to the first embodiment.
  • the hand dryer 90 includes a casing 91, a hand detection sensor 92, a water receiving portion 93, a drain container 94, a cover 96, a sensor 97, and an intake port 98.
  • an electric blower (not shown) driven by the motor driving device of the first embodiment is provided in the casing 91.
  • the hand dryer 90 has a structure in which water is blown off by blowing with an electric blower by inserting a hand into the hand insertion portion 99 at the top of the water receiving portion 93 and water is stored from the water receiving portion 93 into the drain container 94.
  • the sensor 97 is either a gyro sensor or a human sensor, and the control system of the inverter control unit 4 may be configured to automatically set the air volume setting value Q ** in accordance with the sensor 97.
  • the air flow command value Q * is set by the air flow setting value Q **
  • the air flow estimated value Q ⁇ is controlled according to the air flow command value Q *
  • the p-axis current I according to the air flow estimated value Q ⁇ . Since p is controlled, the active power P is finally controlled according to the air volume Q.
  • the relationship between the air volume Q and the active power P is shown in FIG.
  • the air volume in the first period is Q1
  • the air volume in the second period is Q2
  • the air volume in the third period is Q3.
  • the active power in the first period is P1
  • the active power in the second period is P2
  • the active power in the third period is P3.
  • the air volume Q2 matches the air volume setting value Q ** in each of these periods, in FIG. 11, the air volume Q2 is larger than the air volume Q1, and accordingly, from the active power P1.
  • the active power P2 is controlled so as to increase.
  • the control is performed so that the active power P3 is smaller than the active power P1.
  • the control system operates so as to control the active power P in accordance with the air volume Q.
  • the q-axis current command value generation unit 48 receives the estimated motor rotation number value ⁇ m ⁇ generated by the motor position / rotation number detection unit 44, and the q-axis current command value generation unit 48 receives the q-axis current command value I q. * Is output.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of controlling the q-axis current command value I q * to a value other than zero.
  • the q-axis current command value I q * may be changed at a specific rotational speed ⁇ 1 or more. Such control can be realized by holding the table data matched with the curve of FIG. 12 in the q-axis current command value generation unit 48.
  • the q-axis current command value I q * is changed according to the rotational speed.
  • the q-axis current command value I q * is determined according to the driving state of the single-phase PM motor.
  • the air volume estimate Q ⁇ controls the active power in the p-axis current I p to match the air flow rate command value Q *.
  • the reactive power can be controlled by the q-axis current I q , and the power factor at the time of driving the motor can be controlled.
  • these controls for example, by controlling so that the reactive power becomes zero, the motor current can be suppressed only to the extent related to the active power.
  • motor current is controlled to the minimum, copper loss of the motor (loss in winding resistance, etc.), conduction loss of inverter (loss due to on-resistance and on-voltage in switching element), switching loss (when switching element is turned on and off) Loss), it is possible to improve the efficiency of applied products to which the motor drive device is applied.
  • the air volume of the electric blower driven by the motor drive device is changed by increasing or decreasing the effective power supplied from the single-phase inverter to the single-phase PM motor. Therefore, it becomes possible to perform air volume control corresponding to the pulsation of the single-phase instantaneous power.
  • FIG. FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of inverter control unit 4 in the second embodiment. As shown in FIG. 13, the inverter control unit 4 according to the second embodiment is different from the configuration shown in FIG. 3 in that a pq-axis current correction unit 49 is added.
  • the p-axis current correction amount ⁇ I p and the q-axis current correction amount ⁇ I q are added to the p-axis current I p and the q-axis current I q , respectively, and the first current control unit 411 and the second current control unit, respectively.
  • This is a configuration that is input to the current controller 412.
  • it is the same as that of the structure shown in FIG. 3, or the same code
  • the motor current Im is defined as the equation (4-1) as described above.
  • the equation (4-1) is substituted into the equation (3-1) and transformed, the following ( 13) Equation is obtained.
  • the p-axis current I p and the q-axis current I q fluctuate at a frequency twice that of the motor rotational speed ⁇ m .
  • the first term of the equation (13) in the p-axis current Ip is a direct current component, and determines the active power in the time average.
  • the second term becomes 0 when time averaged, it does not contribute to the time average active power.
  • the p-axis current Ip and the q-axis current Iq vary according to the equation (13) or (15).
  • This variation since the p-axis voltage command value V p * and q-axis voltage command value V q * also varies in a similar component, variation of the current in the motor current I m, i.e. current pulsation is generated. Further, the output torque of the motor is proportional to the motor current I m, for pulsation motor rotational speed omega m by the motor current I m pulsates, noise is generated in the single-phase PM motor 3.
  • Figure 14 is a diagram for explaining a relationship between a p-axis current I p and p-axis current correction amount [Delta] I p.
  • the value after the addition is “ ⁇ (2) I m — rms”. / 2 ", and the instantaneous value of the active power component of the motor current I m is controlled to be constant, pulsating component of p-axis current I p is removed. That is, since the current pulsation can be suppressed by controlling using the corrected p-axis current I p ′, the voltage pulsation of the p-axis voltage command V p * can be suppressed, and the p-axis voltage command The distortion of V p * can be suppressed.
  • the same control system by applying also the q-axis, it is possible to set the [Delta] I q with respect to the pulsation of the q-axis current I q, a constant instantaneous value of the reactive power component of the motor current I m
  • the pulsation component of the q-axis current I q can be removed, and the pulsation and distortion of the q-axis voltage command V q * can be suppressed.
  • a similar function can be implemented using a low-pass filter, but the low-pass filter has a delay time, and the delay controller limits the response speed of the current controller.
  • the pulsation component of the current can be sequentially removed every time it is controlled. It becomes possible to make a response, and an improvement in controllability can be expected.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of inverter control unit 4 in the third embodiment. As shown in FIG. 15, the inverter control unit 4 of the third embodiment is different from the configuration shown in FIG. 3 in that an air volume command value correction unit 50 is added.
  • the wind amount command value correcting unit 50 includes a motor current I m, the inverter output voltage command value V m * is the output of the second coordinate conversion unit 432, the rotor rotation, which is the output of the motor position and rotation speed detector 44
  • the position estimation value ⁇ m ⁇ and the air volume estimation value Q ⁇ which is the output of the air volume estimation unit 45 are input, and an air volume command which is a correction amount for suppressing pulsation in the instantaneous effective power P m based on these inputs.
  • a value correction amount ⁇ Q * is generated.
  • the airflow command value correction amount ⁇ Q * is first added to the airflow command value Q *, then a difference is obtained from the airflow estimated value Q ⁇ , and the difference value is input to the airflow control unit 42.
  • a difference is obtained from the airflow estimated value Q ⁇ , and the difference value is input to the airflow control unit 42.
  • symbol is attached
  • the first term of the equation (17) represents the instantaneous active power
  • the second term represents the instantaneous reactive power.
  • the instantaneous active power of the first term is denoted by P a
  • the instantaneous reactive power of the second term is expressed as Pn.
  • ⁇ m is the motor torque. Since the instantaneous effective power Pa is a component that contributes to the rotation of the single-phase PM motor 3, the pulsation of the instantaneous effective power Pa is a pulsation of the torque ⁇ m or the rotational speed ⁇ m .
  • air amount command value correcting unit 50 performs compensation control corresponding to the pulsation of the instantaneous active power P a.
  • Figure 16 is a diagram showing an example of the instantaneous active power P a and the air volume command value correcting amount Delta] Q * of the waveform.
  • the motor current I m the inverter output voltage command value V m *, the air volume estimated value Q ⁇ , and the rotor rotational position estimated value ⁇ m ⁇ are input to the air volume command value correcting unit 50.
  • An example of the instantaneous active power P a of the waveform is as shown in the upper portion of FIG. 16.
  • the air flow command value correction unit 50 generates the air flow command value correction amount ⁇ Q * using the following equation (19).
  • Q * ave represents the time average value of the airflow command value Q *.
  • An example of the waveform of the airflow command value correction amount ⁇ Q * is as shown in the lower part of FIG.
  • the instantaneous active and generates an air flow command value correction amount Delta] Q * such that the phase opposite to the pulsation of the power P a, air amount command value Q * air volume command value correcting amount Delta] Q
  • the airflow Q and the p-axis current Ip are controlled.
  • This control instantaneous active power P a real air quantity Q so as to cancel the pulsation of the control, pulsation of the instantaneous active power P a can be suppressed.
  • the rotational speed of the motor and the pulsation of torque are simultaneously suppressed, so that it is possible to reduce the noise of applied products to which the motor driving device is applied.

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Abstract

本発明に係るモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を具備する電動送風機を駆動するモータ駆動装置であって、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する単相インバータ２、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置に応じた信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎをインバータ制御部４へ出力するロータ位置検出部７、単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力するモータ電流検出部５および前記位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎおよび前記モータ電流Ｉｍに基づいて単相インバータ２のスイッチング素子２１１～２１４への駆動信号を出力するインバータ制御部４、を備え、単相インバータ２が単相ＰＭモータ３に供給する有効電力を増減させる制御を行い、有効電力の増減によって電動送風機が風量を変化させる。

Description

モータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤー
　本発明は、単相の永久磁石同期電動機（以下適宜、単相ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）モータと称する）を駆動するモータ駆動装置ならびに単相ＰＭモータを用いた電気掃除機およびハンドドライヤーに関する。
　モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ、ＰＭモータ等、様々な種類があり、モータの相数にも単相、三相等の種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いない“ブラシレス”の構造であるためブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を容易に得ることができる。
　また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。
　さらに、単相ＰＭモータの場合、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。このため、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータに比して、装置の小型化が可能である。
　なお、単相ＰＭモータの駆動方式に関する先行文献としては、例えば以下に記載する特許文献１および非特許文献１が開示されている。
特開２０１２－１３０３７８号公報
電気学会　回転機・リニアドライブ合同研究会　「直流シャント検出によるＳＰＭＳＭ向け風量センサレス風量一定制御」
　上記特許文献１によれば、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量－電流－風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』との記載がある。すなわち、特許文献１において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになる。
　上記の通り、特許文献１では推定風量に応じて通電量を制御しているが、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、有効電力および無効電力という観点での制御は行われていない。すなわち、特許文献１の制御では、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。このため、特許文献１の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化するという課題がある。
　また、非特許文献１では、推定した風量に基づいて制御を行う技術に関する記載は存在するが、三相ＰＭモータに対してのみの記載であり、単相ＰＭモータを対象とした記載はない。特に、単相ＰＭモータに供給する際の瞬時電力である単相瞬時電力は、電気角周波数の２倍の周波数で正弦波状もしくは余弦波状に脈動するため、非特許文献１に記載の手法では、単相瞬時電力の脈動による回転数の脈動または負荷トルクの脈動によって騒音が発生するなどの問題が懸念される。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相ＰＭモータ向けの風量制御の実現に際し、単相瞬時電力の脈動に対応した風量制御の実現を可能とするモータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤーを提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、単相永久磁石同期モータを具備する電動送風機を駆動するモータ駆動装置であって、単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータ、単相永久磁石同期モータのロータの回転位置に応じた信号である位置検出信号をインバータ制御部へ出力する位置検出部、単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に応じた信号をインバータ制御部へ出力する電流検出部および位置検出信号およびモータ電流に基づいて単相インバータのスイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部を備える。また、本発明に係るモータ駆動装置は、単相インバータが単相永久磁石同期モータに供給する有効電力を増減させる制御を行い、有効電力の増減によって電動送風機が風量を変化させる。
　本発明によれば、単相ＰＭモータ向けの風量制御の実現に際し、単相瞬時電力の脈動に対応した風量制御を実現することができる、という効果を奏する。
実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図 実施の形態１におけるロータ回転位置と位置検出信号の関係を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態１における位置検出信号とモータ回転数推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ回転数推定値とロータ回転位置推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ電流とｐｑ軸電流の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ電流とインバータ出力電圧の関係を示す図 実施の形態１におけるスイッチング素子駆動信号生成部の動作説明に供するタイムチャート 実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図 実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図 実施の形態１の制御における風量Ｑと有効電力Ｐの関係を示す図 実施の形態１の制御においてｑ軸電流指令値を０以外に制御する場合の一例を示す図 実施の形態２におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態２におけるｐ軸電流とｐ軸電流補正量との関係を説明するための図 実施の形態３におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 瞬時有効電力Ｐａと風量指令値補正量ΔＱ*の波形の一例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。実施の形態１におけるモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を具備する負荷を駆動するモータ駆動装置であり、直流電源１、単相インバータ２、インバータ制御部４、モータ電流検出部５、直流電源電圧検出部６およびロータ位置検出部７を備えて構成される。単相ＰＭモータ３を具備する負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機、ハンドドライヤーが例示される。
　直流電源１は、単相インバータ２に直流電力を供給する。単相インバータ２は、スイッチング素子２１１～２１４およびスイッチング素子２１１～２１４のそれぞれに逆並列に接続されるダイオード２２１～２２４を具備し、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する。インバータ制御部４は、単相インバータ２のスイッチング素子２１１～２１４への駆動信号Ｓ１～Ｓ４を出力する。ロータ位置検出部７は、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置であるロータ回転位置θｍに応じた信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎをインバータ制御部４へ出力する。モータ電流検出部５は、単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力する。直流電源電圧検出部６は、直流電源１の電圧である直流電圧Ｖｄｃを検出する。駆動信号Ｓ１～Ｓ４は、ロータ回転位置θｍおよびモータ電流Ｉｍに基づいて生成されたパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号である。単相インバータ２のスイッチング素子２１１～２１４をＰＷＭ信号である駆動信号Ｓ１～Ｓ４で駆動することにより、任意の電圧を単相ＰＭモータ３に印加することができる。
　なお、直流電源１は交流電源からの交流電圧をダイオードブリッジ等で整流し且つ平滑して直流電圧を生成する直流電源でも問題なく、太陽電池、バッテリーなどに代表される直流電源を用いても何ら問題ない。また単相インバータ２のスイッチング素子は、トランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ－ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ－　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－Ｏｆｆ　Ｔｈｙｓｉｓｔｏｒ）など、いずれのスイッチング素子であっても問題ない。また、前述のようなスイッチング素子の半導体素材として主流であるＳｉのみならず、ワイドバンドギャップ半導体と称されるＳｉＣ、ＧａＮなど、いずれの半導体素材を使用しても問題はない。
　ロータ位置検出部７は、例えば図２に示すようなモータのロータ回転位置θｍに応じた位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを生成してインバータ制御部４に出力する。図２の場合には、ホールセンサ等の磁気センサを用いてロータ回転位置θｍに応じたパルス状の電圧信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを出力する場合を想定しており、０≦θｍ＜πでは、Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ＝“Ｈｉｇｈレベル”、π≦θｍ＜２πでは、Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ＝“Ｌｏｗレベル”を例として記載している。ただし、ホールセンサに限らず、エンコーダ、レゾルバなどの位置検出センサを用いても何ら問題ない。
　図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。インバータ制御部４は、ｐ軸電流Ｉｐを制御する第１の電流制御部４１１、ｑ軸電流Ｉｑを制御する第２の電流制御部４１２、風量推定値Ｑ^を制御する風量制御部４２、単相交流での表記からｐ軸およびｑ軸（以下「ｐｑ軸」と称する）への座標変換を行う第１の座標変換部４３１、ｐｑ軸での表記から単相交流での表記への変換を行う第２の座標変換部４３２、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎに応じてロータ回転位置推定値θｍ^およびモータ回転数推定値ωｍ^を検出するモータ位置・回転数検出部４４、風量推定値Ｑ^の推定を行う風量推定部４５、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*よりスイッチング素子駆動信号Ｓ１～Ｓ４を生成するスイッチング素子駆動信号生成部４６、風量指令値Ｑ*を生成する風量指令値生成部４７、および、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*を生成するｑ軸電流指令値生成部４８を備えて構成されており、以下に各部の詳細を説明する。なお、「θｍ^」、「Ｑ^」等における「^」の表記であるが、本来であれば「θ」または「Ｑ」の文字の上部に「^」の記号を付すべきところであるが、その表記ができない。このため本明細書では、イメージで挿入する数式部分を除き、該当文字または文字列の後に「^」の文字を付して表記する。
　まず、モータ位置・回転数検出部４４の詳細動作に関して説明する。前述の通り、ロータ位置検出部７は、図２に示すような位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを生成してモータ位置・回転数検出部４４に出力している。図４は、実施の形態１における位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎとモータ回転数推定値ωｍ^との関係を示す図である。モータ位置・回転数検出部４４は、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎの周期Ｔ_ｒｏｔａｔｉｏｎを用いて以下の（１）式に示す計算式によりモータ回転数推定値ωｍ^を検出することができる。なお、実施の形態１ではモータの極対数ＰｍをＰｍ＝１として説明するが、無論Ｐｍ≠１であっても構わない。ただし、Ｐｍ≠１の場合には、電気角回転数ωｅと機械角回転数であるモータ回転数ωｍとの間には、ωｅ＝Ｐｍ×ωｍとの関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図５は、実施の形態１におけるモータ回転数推定値ωｍ^とロータ回転位置推定値θｍ^との関係を示す図である。図５および以下の（２）式に示すように、ロータ回転位置推定値θｍ^は、モータ回転数推定値ωｍ^を積分することで算出可能である。ただし、図５の例では、制御周期Ｔｃｎｔでの離散制御系を想定した記載であり、制御タイミングｎにおけるロータ回転位置推定値をθｍ^［ｎ］と記載している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　以上より、（１）式および（２）式を用いることで、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎからモータ回転数推定値ωｍ^およびロータ回転位置推定値θｍ^を算出することができる。なお、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎの周期Ｔ_ｒｏｔａｔｉｏｎよりモータ回転数推定値ωｍ^およびロータ回転位置推定値θｍ^を算出する上記の手法はあくまで一例であり、他の手法を採用しても問題ないことは言うまでもない。
　次に、単相交流での表記からｐｑ軸への座標変換を行う第１の座標変換部４３１に関して説明する。図６は、モータ電流Ｉｍとｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑとの関係を示す図である。単相交流を表すモータ電流Ｉｍを直交した２つの座標軸であるｐ軸およびｑ軸において、極座標系でベクトル量として捉えたとき、ｐ軸成分およびｑ軸成分は以下の（３－１）式および（３－２）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、モータ電流Ｉｍの瞬時値を以下の（４―１）式で定義し、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*の瞬時値を以下の（４―２）式で定義する。（４―１）式において、Ｉｍ_ｒｍｓは、モータ電流Ｉｍの実効値であり、（４―２）式において、Ｖｍ_ｒｍｓ*は、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*の実効値である。モータ電流Ｉｍとインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*との関係は、図７に示す通りであり、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*とモータ電流Ｉｍとの間の位相差をΦで表している。なお、（４－１）式および（４－２）式ならびに図７では、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*に対してモータ電流Ｉｍが進み位相である場合を正として定義している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　（４－１）式および（４－２）式を用いると、単相瞬時電力Ｐｍは、以下の（５）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、（５）式を加法定理により式展開とすると、以下の（６）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　さらに、（６）式を（３－１）式および（３－２）式を用いて変形すると、以下の（７）式の形に変形できる。ただし、θｍ＝θｍ^としている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　（７）式は瞬時電力を表す式であるが、特に第１項は有効電力瞬時値を示しており、（３－１）式に示したｐ軸電流Ｉｐにより表現される。また（７）式の第２項は無効電力瞬時値を示しており、（３－２）式に示したｑ軸電流Ｉｑにより表現される。したがって、（７）式を用いた制御、具体的には、モータ電流Ｉｍを座標変換してｐ軸電流Ｉｐとｑ軸電流Ｉｑとに分離し、分離したｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ個別に制御することで、有効電力および無効電力の制御が可能となる。
　なお、ここまでの第１の座標変換部４３１の説明に際し、（３－１）式、（３－２）式、（４－１）式および（４－２）式、ならびに図７に示すような定義を行った上で式展開の説明を行ったが、これらの定義および図示はあくまで説明の便宜上、設定したものであり、定義自体は発明の本質的事項ではない。
　次に、ｐｑ軸での表記から単相交流での表記への変換を行う第２の座標変換部４３２に関して説明する。第２の座標変換部４３２は、以下の（８）式に基づき、ｐ軸電圧指令値Ｖｐ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を用いて交流電圧であるインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*に変換する。なお、（８）式は、インバータ出力電圧Ｖｍ*への座標変換式の一例であり、前述した第１の座標変換部４３１における定義などにより（８）式で表される式も変化することは言うまでもない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　次に、第１の電流制御部４１１および第２の電流制御部４１２に関して説明する。第１の電流制御部４１１は、前述したｐ軸電流Ｉｐがｐ軸電流指令値Ｉｐ*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第２の電流制御部４１２は、前述したｑ軸電流Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ*に一致するように制御するフィードバック制御器である。第１の電流制御部４１１および第２の電流制御部４１２の何れも、例えば以下の（９）式に示すような伝達関数を具備するＰＩＤ制御系などを採用することができる。（９）式において、Ｋｐは比例ゲイン、ＫＩは積分ゲイン、Ｋｄは微分ゲイン、ｓはラプラス演算子を表している。なお、ＰＩＤ制御である点、フィードバック制御である点などは本明細書における説明例として挙げた制御方式の一例であることは言うまでもない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　次に、風量制御部４２に関して説明する。風量制御部４２は、風量推定値Ｑ^が風量指令値Ｑ*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第１の電流制御部４１１または第２の電流制御部４１２と同様なＰＩＤ制御などを採用することができる。なお、ＰＩＤ制御である点、またフィードバック制御である点などは、電流制御部４１１および４１２と同様に制御方式の一例であることは言うまでもない。
　次に、風量推定部４５に関して説明する。先行技術文献に列挙した非特許文献１の２／６ページにおける（９）式には、以下に示すような関係式が記載されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記（１０）式において、Ｎは回転数、Ｉは電流である。上記（１０）式を本実施の形態に置き換えると、本実施の形態における風量推定値Ｑ^は、以下の（１１）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ただし、先行技術文献にも記載の通り、風量Ｑを表す関数ｆは、ファン径、圧損条件などにも依存する関数であるため、例えばテーブルデータとしてインバータ制御部４の中に備えるなどの手法を採用してもよい。すなわち、風量推定値Ｑ^を求める実現手法は何れの手法でも構わない。
　次にスイッチング素子駆動信号生成部４６に関して説明する。図８は、スイッチング素子駆動信号生成部４６の動作説明に供するタイムチャートである。図８の上段部において、細線はキャリア波形を示し、太線はインバータ出力電圧指令値の波形を示している。なお、図８の例では、キャリア周期Ｔｃに対し、制御周期Ｔｃｎｔをキャリア周期Ｔｃの１／２に設定している。また、図８の下段部では、スイッチング素子２１１～２１４を駆動する駆動信号Ｓ１～Ｓ４の波形を示している。
　上述した制御周期Ｔｃｎｔによる離散制御系を想定した場合、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*は、離散的に値が変更される。例えば、制御タイミングｎに着目した場合、制御タイミングｎにおけるインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*［ｎ］とキャリアの大小関係によりスイッチング素子駆動信号Ｓ１～Ｓ４のハイレベルおよびローレベルを決定する。このとき、Ｓ１とＳ４、Ｓ２とＳ３は同一の信号であり、またＳ２，Ｓ３はＳ１，Ｓ４に対して反転した波形である。ここで、スイッチング素子には立上り時間および立下り時間などの、スイッチング素子固有の遅れ時間が存在するため、一般的に短絡防止時間（デッドタイム）を設ける場合が多い。図８ではデッドタイムは０として記載しているが、デッドタイム≠０であっても問題はない。なお、図８におけるスイッチング素子駆動信号Ｓ１～Ｓ４の生成方式はあくまで一例であり、ＰＷＭ信号を生成する手法であれば、何れの手法を用いても問題ない。
　次に、風量指令値生成部４７に関して説明する。図９は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図である。図９において、電気掃除機８は、バッテリーなどの直流電源１、上述した単相ＰＭモータ３により駆動される電動送風機８１を備え、さらに集塵室８２、センサ８３、吸込口体８４、延長管８５および操作部８６を備えて構成される。
　電気掃除機８は、直流電源１を電源として単相ＰＭモータ３を駆動し、吸込口体８４から吸込みを行い、延長管８５を介して集塵室８２へごみを吸引する。使用の際は操作部８６を持ち、電気掃除機８を操作する。
　操作部８６には、電気掃除機８の吸込み量を調節するための操作スイッチ８６ａが設けられている。電気掃除機８の使用者は、操作スイッチ８６ａを操作して、任意に電気掃除機８の吸込み量を調節する。操作部８６で設定された吸込み量は、風量指令値生成部４７（図３参照）に付与する風量設定値Ｑ**となる。風量設定値Ｑ**は風量指令値生成部４７に入力され、風量指令値生成部４７からは風量指令値Ｑ*が出力される。なお、操作部８６により風量設定値Ｑ**を設定する手法は本実施の形態における一例であり、他の手法を用いてもよい。例えば、センサ８３に応じて風量設定値Ｑ**を自動設定する手法などを用いてもよく、何れの方式であってもよい。
　図１０は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。図１０において、ハンドドライヤー９０は、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７および吸気口９８を備える。ケーシング９１内には、実施の形態１のモータ駆動装置によって駆動される図示しない電動送風機が設けられている。ハンドドライヤー９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部９３からドレン容器９４へと水を溜めこむ構造となっている。センサ９７は、ジャイロセンサおよび人感センサのいずれかであり、センサ９７に応じて風量設定値Ｑ**を自動設定するようにインバータ制御部４の制御系を構成すればよい。
　以上により、風量設定値Ｑ**により風量指令値Ｑ*が設定され、風量指令値Ｑ*に応じて風量推定値Ｑ^が制御され、また、風量推定値Ｑ^に応じてｐ軸電流Ｉｐが制御されるため、最終的には風量Ｑに応じて有効電力Ｐが制御されることとなる。ここで、風量Ｑと有効電力Ｐの関係を図１１に示す。図１１の上段部に示すように、第１の期間における風量をＱ１、第２の期間における風量をＱ２、第３の期間における風量をＱ３としている。また、図１１の下段部に示すように、第１の期間の有効電力をＰ１、第２の期間における有効電力をＰ２、第３の期間における有効電力をＰ３としている。これらの各期間において、風量設定値Ｑ**に対して風量Ｑが一致していると仮定したとき、図１１では、風量Ｑ１に対して風量Ｑ２の方が大きく、それに応じて有効電力Ｐ１より有効電力Ｐ２が大きくなるように制御している。また風量Ｑ１に対して風量Ｑ３の方が小さいため、有効電力Ｐ１に対して有効電力Ｐ３の方が小さくなるように制御する。このように風量Ｑに応じて有効電力Ｐを制御するように、制御系が動作する。
　次に、ｑ軸電流指令値生成部４８に関して説明する。ｑ軸電流指令値生成部４８にはモータ位置・回転数検出部４４が生成したモータ回転数推定値ωｍ^が入力され、ｑ軸電流指令値生成部４８からはｑ軸電流指令値Ｉｑ*が出力される。ｑ軸電流Ｉｑは、前述の通り無効電力を制御する操作量になる。無効電力は実際の仕事量に寄与しない電力である。ただし、無効電力が増加するとモータ電流Ｉｍが増加するので効率が悪化する。このため、通常は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*＝０となるように設定する。ただし、弱め界磁などの制御手法を併用する場合には、回転数の増加に応じて無効電力をゼロ以外に制御することもあり得る。
　図１２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*を０以外に制御する場合の一例を示す図である。図１２に示すように、特定の回転数ω１以上でｑ軸電流指令値Ｉｑ*を変化させるようにしてもよい。このような制御は、図１２の曲線に合わせたテーブルデータをｑ軸電流指令値生成部４８に保持することにより実現可能である。なお、図１２では、回転数に応じてｑ軸電流指令値Ｉｑ*を変化させているが、単相ＰＭモータの駆動状態に応じてｑ軸電流指令値Ｉｑ*を決定する場合には、回転数に限らず、風量指令値Ｑ*、ｐ軸電流Ｉｐ、ｐ軸電流指令値Ｉｐ*、モータ電流Ｉｍなどを決定指標として設定しても問題はない。回転数以外を決定指標とした場合には、当該決定指標をｑ軸電流指令値生成部４８の入力信号とする制御系を構成することは言うまでもない。
　以上の構成により、風量推定値Ｑ^が風量指令値Ｑ*に一致するようにｐ軸電流Ｉｐにより有効電力を制御することができる。また、同時に無効電力をｑ軸電流Ｉｑにより制御することも可能であり、モータ駆動時の力率を制御することも可能である。これらの制御により、例えば無効電力がゼロとなるように制御することで、モータ電流を有効電力にのみ関係する分だけに抑制することができる。その結果、モータ電流を最小に制御し、モータの銅損（巻線抵抗などにおける損失）、インバータの導通損失（スイッチング素子におけるオン抵抗やオン電圧による損失）、スイッチング損失（スイッチング素子がオンオフするときの損失）を抑制することができるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の高効率化を実現できる。
　以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、単相インバータが単相ＰＭモータに供給する有効電力を増減させることによってモータ駆動装置が駆動する電動送風機の風量を変化させるので、単相瞬時電力の脈動に対応した風量制御を行うことが可能となる。
実施の形態２．
　図１３は、実施の形態２におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。実施の形態２のインバータ制御部４では、図１３に示すように、図３に示す構成から、ｐｑ軸電流補正部４９が追加されている点が相違点である。ｐｑ軸電流補正部４９には、第１の座標変換部４３１の出力であるｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑと、モータ位置・回転数検出部４４の出力であるロータ回転位置推定値θｍ^とが入力され、これらの入力に基づいてｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑにおける電流脈動を抑制するための補正値であるｐ軸電流補正量ΔＩｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑを生成する。ｐ軸電流補正量ΔＩｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑは、それぞれｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑに加算され、それぞれの電流制御部である第１の電流制御部４１１および第２の電流制御部４１２に入力される構成である。なお、その他の構成については、図３に示す構成と同一または同等であり、同一または同等の構成部については同一符号を付して重複する説明は省略する。
　つぎに、ｐｑ軸電流補正部４９の動作について説明する。まず、モータ電流Ｉｍからｐ軸電流Ｉｐへの座標変換を行う第１の座標変換部４３１における変換式（（３－１）式）を再掲する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ここで、モータ電流Ｉｍは、上記したように（４－１）式と定義しており、この（４－１）式を（３－１）式に代入して式変形すると、以下の（１３）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　同様に、モータ電流Ｉｍからｑ軸電流Ｉｑへの座標変換を行う第２の座標変換部４３２における変換式（（３－２）式）を再掲する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ｐ軸電流Ｉｐと同様に、（４－１）式を（３－２）式に代入して式変形すると、以下の（１５）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　上記（１３）式および（１５）式により、ｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑは、モータ回転数ωｍに対して２倍の周波数で変動することが分かる。ここでｐ軸電流Ｉｐにおける（１３）式の第１項は直流成分であり、時間平均における有効電力を決定する。一方で、第２項は時間平均すると０になるため、時間平均の有効電力には寄与しない。
　以上の説明のように、ｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑは、（１３）式または（１５）式に従って変動する。この変動により、ｐ軸電圧指令値Ｖｐ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*も同様の成分で変動するため、モータ電流Ｉｍにも電流の変動、すなわち電流脈動が発生する。また、モータの出力トルクはモータ電流Ｉｍに比例し、モータ電流Ｉｍが脈動することでモータ回転数ωｍも脈動するため、単相ＰＭモータ３に騒音が発生する。
　図１４は、ｐ軸電流Ｉｐとｐ軸電流補正量ΔＩｐとの関係を説明するための図である。図１４において、実線は（１３）式に示される波形（ただし、図１４では、係数である√(２)Ｉｍ_ｒｍｓ＝１としている）である。また、破線は実線の波形に含まれる脈動成分を打ち消すための補正成分、すなわちｐ軸電流補正量ΔＩｐの波形を示したものであり、ｐ軸電流補正量ΔＩｐが以下の（１６）式（ただし、図１４では、係数である√(２)Ｉｍ_ｒｍｓ＝１としている）となるように設定している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　補正後のｐ軸電流Ｉｐを表す（１３）式とｐ軸電流補正量ΔＩｐを表す（１６）式とを加算することにより、加算後の値は、“√(２)Ｉｍ_ｒｍｓ／２”となり、モータ電流Ｉｍの有効電力成分の瞬時値が一定に制御され、ｐ軸電流Ｉｐの脈動成分が除去される。すなわち、補正後のｐ軸電流Ｉｐ'を用いて制御することにより、電流脈動を抑制することができるため、ｐ軸電圧指令Ｖｐ*の電圧脈動を抑制することができ、ｐ軸電圧指令Ｖｐ*の歪みを抑制することができる。なお、同様な制御系をｑ軸についても適用することにより、ｑ軸電流Ｉｑの脈動に対してもΔＩｑを設定することができ、モータ電流Ｉｍの無効電力成分の瞬時値を一定に制御することでｑ軸電流Ｉｑの脈動成分を除去することができ、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*の脈動および歪みを抑制することができる。
　なお、同様な機能を、ローパスフィルタを用いて実施することは可能であるが、ローパスフィルタには遅れ時間があり、当該遅れ時間によって電流制御器の応答速度に制限が生じる。一方、実施の形態２に係る手法によれば、電流の脈動成分を制御の都度、逐次除去することができるため、ローパスフィルタを用いた場合に対して遅れ時間が短く、電流制御器をより高応答にすることが可能となり、制御性の向上が期待できる。
実施の形態３．
　図１５は、実施の形態３におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。実施の形態３のインバータ制御部４では、図１５に示すように、図３に示す構成から、風量指令値補正部５０が追加されている点が相違点である。風量指令値補正部５０には、モータ電流Ｉｍと、第２の座標変換部４３２の出力であるインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*と、モータ位置・回転数検出部４４の出力であるロータ回転位置推定値θｍ^と、風量推定部４５の出力である風量推定値Ｑ^とが入力され、これらの入力に基づいて瞬時有効電力Ｐｍにおける脈動を抑制するための補正量である風量指令値補正量ΔＱ*を生成する。風量指令値補正量ΔＱ*は、まずは風量指令値Ｑ*に加算され、次に風量推定値Ｑ^との間で差分がとられ、当該差分値が風量制御部４２に入力される構成である。なお、その他の構成については、図３に示す構成と同一または同等であり、同一または同等の構成部については同一符号を付して重複する説明は省略する。
　つぎに、風量指令値補正部５０の動作について説明する。まず、単相瞬時電力Ｐｍにおける（７）式に関して再考する。（７）式におけるｐ軸電流Ｉｐおよびｑ軸電流Ｉｑの項に、（１３）式および（１５）式を代入すると、以下の（１７）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　前述の通り、（１７）式の第１項は瞬時有効電力を表し、第２項は瞬時無効電力を表している。以下、第１項の瞬時有効電力をＰａと表記し、第２項の瞬時無効電力をＰｎと表記する。（１７）式から明らかなように、瞬時有効電力Ｐａは、“ｃｏｓ(２θｍ^)”で脈動している。
　また、単相ＰＭモータ３における機械出力ＰＭは、以下の（１８）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　上記（１８）式において、“τｍ”はモータトルクである。瞬時有効電力Ｐａは、単相ＰＭモータ３の回転に寄与する成分であるため、瞬時有効電力Ｐａの脈動は、トルクτｍもしくは回転数ωｍの脈動となる。
　そこで、風量指令値補正部５０は、瞬時有効電力Ｐａの脈動に対応した補償制御を行う。図１６は、瞬時有効電力Ｐａと風量指令値補正量ΔＱ*の波形の一例を示す図である。前述のように、風量指令値補正部５０には、モータ電流Ｉｍ、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*、風量推定値Ｑ^およびロータ回転位置推定値θｍ^が入力される。風量指令値補正部５０は、モータ電流Ｉｍ、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*およびロータ回転位置推定値θｍ^により、上記した（１２）式を用いて瞬時有効電力Ｐａを算出する。瞬時有効電力Ｐａの波形の一例は、図１６の上段部に示す通りである。
　また、風量指令値補正部５０は、以下の（１９）式を用いて風量指令値補正量ΔＱ*を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　上記（１９）式において、Ｑ*ａｖｅは風量指令値Ｑ*の時間平均値を表している。風量指令値補正量ΔＱ*の波形の一例は、図１６の下段部に示す通りである。
　（１９）式および図１６では、瞬時有効電力Ｐａの脈動に対して逆相となるように風量指令値補正量ΔＱ*を生成しており、風量指令値Ｑ*を風量指令値補正量ΔＱ*で補正した補正風量指令値Ｑ*’に基づき、風量Ｑおよびｐ軸電流Ｉｐを制御する。この制御により、瞬時有効電力Ｐａの脈動を相殺するように実際の風量Ｑが制御され、瞬時有効電力Ｐａの脈動が抑制される。その結果、モータの回転数およびトルクの脈動が同時に抑制されるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の低騒音化を図ることができる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　直流電源、２　単相インバータ、３　単相ＰＭモータ、３ａ　ロータ、４　インバータ制御部、５　モータ電流検出部、６　直流電源電圧検出部、７　ロータ位置検出部、８　電気掃除機、４２　風量制御部、４４　モータ位置・回転数検出部、４５　風量推定部、４６　スイッチング素子駆動信号生成部、４７　風量指令値生成部、４８　ｑ軸電流指令値生成部、４９　ｐｑ軸電流補正部、５０　風量指令値補正部、８１　電動送風機、８２　集塵室、８３　センサ、８４　吸込口体、８５　延長管、８６　操作部、８６ａ　操作スイッチ、９０　ハンドドライヤー、９１　ケーシング、９２　手検知センサ、９３　水受け部、９４　ドレン容器、９６　カバー、９７　センサ、９８　吸気口、９９　手挿入部、１００　モータ駆動装置、２１１～２１４　スイッチング素子、２２１～２２４　ダイオード、４１１　第１の電流制御部、４１２　第２の電流制御部、４３１　第１の座標変換部、４３２　第２の座標変換部。

Claims (10)

  1. 　単相永久磁石同期モータを具備する電動送風機を駆動するモータ駆動装置であって、
    　複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータと、
    　前記単相永久磁石同期モータのロータの回転位置に応じた信号である位置検出信号を出力する位置検出部と、
    　前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に応じた信号を前記インバータ制御部へ出力する電流検出部と、
    　前記位置検出信号および前記モータ電流に基づいて前記単相インバータの前記スイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部と、
    　を備え、
    　前記単相インバータは、前記単相永久磁石同期モータに供給する有効電力を増減させ、前記有効電力の増減によって前記電動送風機が風量を変化させるモータ駆動装置。
  2. 　前記インバータ制御部は、
    　前記モータ電流を有効電力成分と無効電力成分とに座標変換を行う座標変換部と、
    　前記モータ電流の有効電力成分を制御する第１の電流制御部と、
    　を備え、
    　前記風量に応じて前記モータ電流の有効電力成分を制御する
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記インバータ制御部は、
    　前記モータ電流を有効電力成分と無効電力成分とに座標変換を行う座標変換部と、
    　前記モータ電流の無効電力成分を制御する第２の電流制御部と、
    　を備え、
    　前記単相永久磁石同期モータの駆動状態に応じて前記モータ電流の無効電力成分を制御する
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記モータの駆動状態とは、前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流である請求項３に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記モータの駆動状態とは、前記単相永久磁石同期モータの回転数である請求項３に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記インバータ制御部は、前記モータ電流の有効電力成分と前記モータ電流の無効電力成分を補正する電流補正部を備え、
    　前記電流補正部は、前記モータ電流と前記単相永久磁石同期モータのロータ回転位置に応じて前記有効電力成分および前記無効電力成分のうちの少なくとも１つを補正する
    　請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記インバータ制御部は、前記モータ電流の有効電力成分の瞬時値および前記モータ電流の無効電力成分の瞬時値のうちの少なくとも１つが一定となるように制御する
    　請求項６に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記インバータ制御部は、風量指令値を生成する風量指令値生成部を備え、
    　前記風量指令値生成部は、前記単相永久磁石同期モータに供給する有効電力の瞬時値に応じて風量指令値を生成する
    　請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  9. 　請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した電気掃除機。
  10. 　請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載したハンドドライヤー。
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