JP5047021B2 - 電動機駆動装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、電動機を可変速駆動する電動機駆動装置およびその電動機駆動装置を用いた空気調和機に関するものである。

従来の電動機駆動装置は、交流電源を整流し、整流後の直流電力を平滑コンデンサで平滑してインバータにより電動機に電力を供給するものである。このような構成の場合、必ず平滑コンデンサが必要となるため、この平滑コンデンサが大型化・コストアップの要因となっていた。しかし、平滑コンデンサをなくすと、整流後の直流電圧が交流電源と同期した脈動をおこし、電動機にトルク脈動や効率悪化などといった悪影響を及ぼすことが知られている。

そこで、この平滑コンデンサを不要とした場合の脈動による電動機への悪影響を軽減するため、電動機の位相を進める技術がある（例えば、特許文献１参照）。

また、電動機に予め電源の２倍の周期でトルク脈動するよう制御するものもある（例えば、特許文献２参照）。

さらに、三相交流電源の場合、直流電圧の脈動が単相交流電源より小さいため、瞬時に直流電圧を検出することにより、直流電圧の脈動を補償するものもある（例えば、特許文献３参照）。

また、平滑コンデンサを小容量化した小容量コンデンサと電源インピーダンスなどのインダクタンスとの共振による脈動をインバータと電動機の制御により補償するものや（例えば、特許文献４参照）、第２負荷とスイッチング回路を設けて抑制するものもある（例えば、特許文献５参照）。

特開平１０−１５０７９５号公報（第５−７頁、第１図） 特開２００２−５１５８９号公報 特開平６−１５３５３４号公報（第２図） 特開２００７−１８１３５８号公報 特開２００７−２８８９７１号公報

平滑コンデンサを小容量化すると、平滑コンデンサとして電解液の無いフィルムコンデンサなどが使用でき、大容量コンデンサの代表的な電解コンデンサにおける電解液漏れによる故障を防止することができる。一方で、コンデンサ容量が小容量化しているため、コンデンサ両端電圧である直流電圧が脈動し、それによる電動機への悪影響を解決する手段が従来技術として多数出願されているが、特許文献４の段落［０００９］にも示されているように、電源インピーダンスなどとの共振現象抑制とは逆作用となる課題があった。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は小容量コンデンサにて電動機を駆動し、この小容量コンデンサであっても電源インピーダンスなどとの共振による電流脈動を抑制することができる電動機駆動装置および空気調和機を得るものである。
第２の目的は、電動機を停止する際に、過大な直流電圧が小容量コンデンサの両端に発生しないようにする電動機駆動装置および空気調和機を得るものである。

本発明に係る電動機駆動装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流器と、整流器の出力を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加する電力変換手段と、電動機の相電流を検出する相電流検出器と、電力変換手段から電動機に印加される交流電圧を制御する制御手段とを有し、制御手段は、相電流検出器により検出された電動機の電流を２軸電流に変換する座標変換部と、２軸電流の２乗和を算出し、算出した２軸電流の２乗和を交流電源の位相角にてフーリエ変換して２値の直流量を抽出し、その２値の直流量を積分して加算し２軸電流の２乗和の変動成分を周波数補償量として、直流電流から抽出した電源共振の周波数成分と共に、電動機の回転数指令値に加算して出力する周波数補償部とを有し、周波数補償部の出力に基づいて、電動機に流れる電流実効値が一定になるように、電力変換手段から出力される周波数を変調して電動機を駆動するようにしたものである。

また、制御手段は、電動機を停止する際、電動機の回転数を所定の回転数以下にした後に電動機を停止するようにしたものである。

本発明によれば、電動機に流れる電流実効値が一定になるように電力変換手段から出力される周波数を変調して電動機を駆動するようにしたので、整流器の出力端子間に小容量のコンデンサを設けたとしても、電源インピーダンスなどとの共振による電流脈動を抑制することができ、このため、入力電流を完全な矩形波上の電流波形に制御することが可能になり、５次高調波を大幅に低減できる。

また、電動機を停止する際、電動機の回転数を所定の回転数以下にした後に電動機を停止するようにしたので、整流器の出力端子間に小容量のコンデンサを設けたとしても両端に発生する過大な電圧を大幅に抑えることができる。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る電動機駆動装置を示す回路ブロック図である。
図１において、整流器２は交流電源１の交流電圧が印加されたときに整流し、リアクタ３は整流器２により整流された電流を平滑化し、平滑コンデンサ４は整流器２により整流された電圧を平滑化する。インバータ主回路５は、平滑コンデンサ４により平滑化された直流電圧を後述する制御手段１０の制御に基づいて交流変換し、電動機５に印加して駆動させる電力変換手段である。相電流検出器７ａ、７ｂは電動機５に流れる相電流を検出し、直流電流検出器８は整流器２の出力電流を検出する。

前述した制御手段１０は、相電流検出器７ａ、７ｂにより検出された電動機電流を２軸電流に変換する座標変換部１１と、その２軸電流および周波数補償部１３からのインバータ周波数指令に基づいて出力電圧を演算する出力電圧演算部１２と、座標変換部１１からの２軸電流、直流電流検出器８にて検出された直流電流および電動機５の回転数指令ω*からインバータ周波数指令を生成する周波数補償部１３と、周波数補償部１３のインバータ周波数指令から座標変換部１１での位相角度を生成する積分器１４と、出力電圧演算部１２で演算された出力電圧を基にＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部１５とで構成されている。

本実施の形態は、平滑コンデンサ４を従来インバータ駆動に必要とする容量（以降、「従来容量」と称す）よりも大幅に小容量化し、削減もしくは極めて小容量化（以降、単に「小容量化」と称す）するものである。この平滑コンデンサ４の容量により、平滑コンデンサ４の両端電圧である直流電圧の挙動が決定される。その動作波形を図２に示す。従来容量での直流電圧の波形は図２（ａ）に示すようになり、特に交流電源１が三相交流の場合、１２０度の位相差を持った交流印加となり、図２（ａ）のように直流電圧が変動しない、もしくはほぼ一定量であるため、電動機５の出力トルクは、ほぼ一定値に制御される。

一方、平滑コンデンサ４が小容量化された場合の直流電圧の挙動を比較した波形を図２（ｂ）に示す。平滑コンデンサ４の小容量化により直流電圧が脈動し、交流電源１の周波数の６倍で脈動しているため、図２（ａ）に示す直流電圧と同様に電動機５を制御した場合、直流電圧の脈動によって出力トルクが脈動する。そのため、特許文献３、５に示されるように、直流電圧の脈動の影響を受けないように補正を加えるようにしている。

本実施の形態は、この直流電圧が電源電圧と同期して脈動するような程度の容量が平滑コンデンサ４の容量として設定されている点において、従来の電動機制御に使用されている従来容量と異なる。ここで、従来容量とは２０００〜７０００ｕＦ程度であり、小容量化の容量は、１０〜５０ｕＦの値である。尚、特許文献２では１／１００以下と記載されているが、従来容量は電動機５の容量に応じて変化するもので、前述の２０００〜７０００ｕＦおよび１０〜５０ｕＦと記載してある値、もしくは従来容量の１／１００から逸脱していても本発明の効果を損なうものではないことを付け加えておく。

また、従来容量をＣとし、電動機５のインダクタンスをＬ、定格電流をＩ、許容可能な直流電圧の脈動量（図２（ａ）の変動分）をＶとすると、エネルギー保存法則が成り立つので、１／２ＣＶ² ＝１／２ＬＩ² となり、この式から概算値を算出できる。例えば、電動機５のインダクタンスＬ＝０．５ｍＨ、定格電流Ｉ＝３０Ａの電動機を許容脈動電圧＝１０Ｖ（図２（ａ））で駆動する場合、コンデンサ容量Ｃ＝４５００ｕＦとなるが、許容脈動電圧が１５０Ｖまで増加すると（図２（ｂ））、コンデンサ容量Ｃ＝２０ｕＦと、直流電圧の脈動の増加を許容することで、平滑コンデンサ４を小容量化できることが概算値からも明らかである。

尚、この概略値の算出については、交流電源１から補給される電荷により、平滑コンデンサ４は充電されるため、前述の算出方法が完全な物理現象を表している訳ではなく、あくまでも許容脈動電圧と平滑コンデンサ４の容量の関係を示す概略計算であることを付け加えておく。

まず、平滑コンデンサ４の容量を小容量化した場合について、図３を用いて説明する。 図３に示す仮想負荷９は、電動機５およびインバータ主回路６を模擬したもので、図１と同一部分には同じ符号を付している。

仮想負荷９で消費される電流ｉｚは電動機５の動作によって変化するが、その電流ｉｚは、平滑コンデンサ４に貯えられた電荷および交流電源１から供給される電荷が供給源である。そのため、平滑コンデンサ４の直流電圧が交流電源１の瞬時値以下となったときに、交流電源１より電流ｉｓが流れる。図２（ａ）に示すように、直流電圧は交流電源１より電流ｉｓが流れた場合のみ上昇するが、従来容量の平滑コンデンサであれば、直流電圧の大幅な低下前に交流電源１から入力電流ｉｓが流れ、ほぼ一定となる直流電圧となる。

よって、交流電源１より流れる入力電流ｉｓが流れると、整流器２の出力側に整流された電流ｉｂが流れる。この電流ｉｂはリアクタ３に流れる電流と一致する。電流ｉｂは仮想負荷９と平滑コンデンサ４へ流れ、平滑コンデンサ４へ流れた分は、平滑コンデンサ４を充電して直流電圧が上昇することになる。交流電源１が三相交流の場合、整流器２の出力側でみれば、電源周期の６倍の回数だけ充電が発生することになるため、従来容量の場合、図４（ａ）に示すような相電流が流れ、ｉｂ≠ｉｚとなる。

一方、小容量の平滑コンデンサ４の場合は、仮想負荷９での電流ｉｚにより電荷が消費され、直流電圧が低下する。平滑コンデンサ４に貯えられる電荷Ｑは、コンデンサ容量Ｃとコンデンサ両端電圧Ｖから、Ｑ＝ＣＶで表されることが一般的に知られている。仮想負荷９で消費される電荷Ｑは電動機５の負荷状態に依存し、コンデンサ容量Ｃに依存しない。従って、平滑コンデンサ４が小容量の場合、消費される電荷Ｑは不変であるから、コンデンサ容量Ｃが小さい分、コンデンサ両端電圧Ｖが大きくなり、直流電圧の低下が従来容量のときよりも大きくなる。

平滑コンデンサ４にて仮想負荷９で消費される電荷Ｑが保持できない場合、仮想負荷９で消費される電流ｉｚとリアクタ３に流れる電流ｉｂが一致し、平滑コンデンサ４の両端電圧は、整流器２の出力端子間と相似波形となる。整流器２の出力端子間は、図２（ｂ）の点線に示すような三相交流の半波整流の重ね合わせた波形が出力されるので、図２（ｂ）の実線に示す波形のようにピーク電圧のみ表れる。

ここで、平滑コンデンサ４への充放電が成されなくとも、交流電源１からの半波整流の重ね合わせ波形となる直流電圧として保持されてインバータ主回路６へ入力されていれば、電動機５の駆動に対しては、その直流電圧の脈動以外問題とならない。さらに、仮想負荷９に流れる電流ｉｚがリアクタ３に流れる電流ｉｂと一致すると、インバータ主回路６による電動機５の制御によって、リアクタ３に流れる電流ｉｂも制御していることと同義となり、言い換えると、電動機５の制御によって、交流電源１から流れる入力電流ｉｓを制御していることとなる。

そこで、仮想負荷９にて流れる電流ｉｚを一定値にし、リアクタ３に流れる電流ｉｂも一定となると、入力電流ｉｓは、図４（ｂ）に示すような電流波形となる。１２０度区間電流が流れ、６０度区間の不通流区間がある矩形波形状になるものの、図４（ａ）に示す電流より、５次高調波電流を低減できる。平衡三相系統では、３の整数倍の高調波電流は理論的に発生しないことから、最小高調波の次数は５次であり、５次成分の高調波電流が一般的に問題になる。

本実施の形態においては、平滑コンデンサ４を小容量コンデンサとし、電動機５に流れる電流を利用して入力電流ｉｓを矩形波形状にすることにより、５次高調波電流を抑制することを目的としている。さらに、平滑コンデンサ４への充放電電流がない、所謂ｉｚ＝ｉｂの状態というのは、平滑コンデンサ４による電源インピーダンスとの電源共振が発生しないこととなり、小容量コンデンサとした場合における電源共振電流による脈動抑制も実現できる。

図３に示す仮想負荷９に流れる電流ｉｚは、図１ではインバータ主回路６へ入力される電流と等しい。そこで、インバータ主回路６へ入力される電流ｉｚと電動機５に流れる相電流の関係について説明する。
直流電圧をＶｄｃ、電動機５への印加電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとし、電動機５に流れる相電流をＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗとする。仮にインバータ主回路６の効率をηとすれば、インバータ主回路６の入力電力Ｐｉｎと出力電力Ｐｏｕｔ、効率ηは式１に示すような関係となる。
Ｐｏｕｔ＝η×Ｐｉｎ …１

また、インバータ主回路６の入出力電力は、電圧および電流の内積の関係であるから、式２のような関係となる。
Ｐｏｕｔ＝Ｖｕ・Ｉｕ＋Ｖｖ・Ｉｖ＋Ｖｗ・Ｉｗ
Ｐｉｎ＝Ｖｄｃ・ｉｚ …２

電動機５への印加電圧および相電流は三相平衡となるように制御することが一般的であり、三相平衡条件とすると、式１と式２は、下記に示す式３のように表される。

よって、インバータ主回路６への入力電流ｉｚは、電動機５の相電流と式４の関係がある。
ｉｚ² ∝ Ｉｕ² ＋Ｉｖ² ＋Ｉｗ² …４

従って、電動機５に流れる相電流の２乗和の平方根、即ち電動機５の電流実効値が一定になるように電動機５を制御すれば、インバータ主回路６に入力される電流ｉｚは一定値となる。

インバータ主回路６への入力電流ｉｚは、平滑コンデンサ４から流れる電流とリアクタ３を流れる電流ｉｂの合成であり、平滑コンデンサ４に流れる電流＝０、即ちｉｚ＝ｉｂとなるように電流を制御すれば、平滑コンデンサ４とリアクタ３ならびに電源インピーダンスでのＬＣ共振は発生しなくなる。これは、平滑コンデンサ４に電流が流れないということは、平滑コンデンサ４が無い、即ち平滑コンデンサ４が０ｕＦであることを意味し、究極の小容量であることを意味する。

そこで、図１を用いて制御内容について詳細に説明する。
電動機５に流れる相電流を検出する相電流検出器７ａ、７ｂから電動機５の制御のため、回転座標軸変換を座標変換部１１にて行う。座標変換部１１により変換された２軸電流をｉγ、ｉδとすると、ｉγ、ｉδを用いて電動機５へ印加する出力電圧Ｖγ、Ｖδを演算するべく出力電圧演算部１２は作用する。ここで、出力電圧演算部１２は、一般的なベクトル制御であっても、Ｖ／ｆ制御に電流帰還を設けた構成であっても問題ない。

出力電圧演算部１２から出力されたＶγ、Ｖδは、ＰＷＭ生成部１５によりインバータ主回路６を動作させるＰＷＭ信号に生成される。このときの回転角位相は、座標変換部１１と同一角度となるように構成されることが望ましいが、制御演算による遅れ分を考慮しても何ら問題ない。インバータ主回路６に前記ＰＷＭ信号が入力されて電動機５が駆動するようにインバータ制御が構築されている。

前記の回転角位相は、積分器１４にて出力されるが、積分器１４に入力される周波数補償部１３の出力を積分することで回転角の位相を生成している。回転角位相に応じて座標変換部１１およびＰＷＭ生成部１５が動作するため、回転位相角もしくは周波数補償部１３の出力によって電動機５の速度が瞬時に変動可能となる。この電動機５の速度を瞬時に制御することが本発明のポイントである。

次に、周波数補償部１３の動作について説明する。周波数補償部１３には、座標変換部１１にて変換された２軸電流ｉγ、ｉδと回転数指令値ω*、直流電流検出器８により検出された直流電流ｉ_dcが入力されている。その周波数補償部１３は、これらの操作量を用いて、電動機５の相電流およびリアクタ３に流れる電流ｉｂが一定値になるように制御する。

図５に周波数補償部１３の一例を示す。図５には、前述したように、２軸電流ｉγ、ｉδと回転数指令値ω* 、直流電流ｉ_dcが入力されている。２軸電流ｉγ、ｉδと電動機５の相電流は、下記の式５のような関係があることから、２軸電流の２乗和を算出する２乗和算出部２０に２軸電流ｉγ、ｉδを入力する。

ｉγ² ＋ｉδ² ＝Ｉｕ² ＋Ｉｖ² ＋Ｉｗ² …５

次に、（ｉγ² ＋ｉδ² ）が一定となるように電動機５の制御を行う。このとき、前述の通り、電動機５の速度を瞬時に制御することで電流が一定になるように制御するため、その直流成分を除去するためのハイパスフィルタ２１に通過させる。これにより、２軸電流の２乗和の変動成分のみを抽出できる。抽出した２軸電流の２乗和にゲイン乗算部２２でゲインｋ₀ を乗算して電動機の速度補償量とする。

コンデンサ容量が小容量の場合、直流電圧が交流電源１の６倍の周波数で脈動する。この脈動によって、電動機５に投入されるエネルギーも脈動する。一般的に、速度制御しているインバータは電動機５の速度が一定になるように制御されるので、エネルギーの脈動成分は全て電動機５の出力トルクに影響を与える。それは、電動機５の出力エネルギーは速度とトルクの乗算であるためである。電動機５の出力トルクが脈動するため、電動機５の相電流の実効値が脈動する。

そこで、前記の速度補償量によって、電動機５の電流が増加した場合に、速度も増加させて、電動機５に投入されるエネルギーの脈動を電動機５の速度で受け、トルクに脈動を伝達させないことにより、電動機５の相電流の脈動を抑制するようにする。

さらに、電動機５の相電流のみを一定化しても、リアクタ３に流れる電流ｉｂを一定化していることにはならない。コンデンサ４への入出力の電流が電源インピーダンスとの電源共振に繋がる。

そこで、図５に示すように、検出した直流電流ｉ_dcを所定の帯域を定義したバンドパスフィルタ２３に通過させて、直流電流ｉ_dcに含有する電源共振の成分を抽出する。電源インピーダンスとの電源共振周波数は、小容量の平滑コンデンサ４、リアクタ３、記載していない電源インピーダンスにて計算できるが、電源インピーダンスは本製品が設置される環境などにより異なることから、所定の帯域を有するバンドパスフィルタ２３を用いることで設置環境に関する課題を解決できる。

電源共振が大きくなる周波数成分のみをバンドパスフィルタ２３に通過させるため、この出力にゲイン乗算部２４でゲインｋ₁ を乗算して、これも速度補償量として速度指令に加算する。これにより電源共振が発生しなくなるので、平滑コンデンサ４への入出力電流もゼロとなる。よって、リアクタ３に流れる電流ｉｂも一定となり、入力電流が矩形波状の電流波形となる。

以上により、電圧の脈動に応じて出力を補正するのではなく、電動機５に流れる相電流の実効値およびリアクタ３に流れる電流ｉｂを一定にすることで、電源共振を抑制する作用と同じ作用の小容量コンデンサに対応した電動機５の制御が可能になり、安定的に電動機５を駆動することができる。

次に、周波数補償部１３の他の例を図６を用いて説明する。図６は実施の形態１の電動機駆動装置における周波数補償部の他の例を示す制御ブロック図である。
図６に示す周波数補償部１３は、図５での入力の他に交流電源１の位相角θを必要とする以外、同じ入出力となっており、図５のハイパスフィルタ２１で２軸電流ｉγ、ｉδの２乗和の変動成分を抽出するのではなく、フーリエ変換部２６と積分器２７とで変動成分を抽出するものである。

２軸電流ｉγ、ｉδの２乗和の変動は、直流電圧に表れる交流電源１の６倍の周波数成分の脈動が主成分である。従って、２軸電流ｉγ、ｉδの２乗和の変動を抑制することは、即ち交流電源１の６倍の周波数成分の脈動を抑制することとなり、ほぼ一定値となる。

そこで、２軸電流ｉγ、ｉδの２乗和を交流電源１の６倍の周波数の位相角θを生成し、この位相角θにてフーリエ変換を実施する。フーリエ変換は、（ｉγ² ＋ｉδ² ）×ｓｉｎθ、（ｉγ² ＋ｉδ² ）×ｃｏｓθの２値の直流量がθでの周波数成分となることが知られている。よって、この２値をローパスフィルタにて直流量を抽出し出力する。この出力値にゲイン乗算部２９でゲインｋ₂ を乗算して積分器２７にて積分し、出力値Ｇｓｉｎ、Ｇｃｏｓを得る。これにより、定常誤差の少ない安定した直流量を検出できる。

次に、変換部２８において、積分器２７の出力値Ｇｓｉｎ、Ｇｃｏｓに再度、Ｇｓｉｎ×ｓｉｎθ、Ｇｃｏｓ×ｃｏｓθのようにｓｉｎにはｓｉｎ、ｃｏｓにはｃｏｓを乗算し、この２値を加算する。この加算した値、Ｇｓｉｎ×ｓｉｎθ＋Ｇｃｏｓ×ｃｏｓθ、が図６における周波数補償量となる。この周波数補償量は、交流電源１の６倍の周波数成分に特定して変動成分を抽出した補償量であり、交流電源１の６倍の周波数成分で脈動する直流電圧の影響を受けずに電動機５を一定の相電流にて駆動することが可能となる。

図６に示すような周波数補償部１３であっても、小容量の平滑コンデンサ４による直流電圧脈動下においても、電動機５を安定に駆動することが可能となり、電源共振電流も同時に抑制することができる。

さらに、周波数補償部１３の他の例を図７を用いて説明する。図７は実施の形態１の電動機駆動装置における周波数補償部の他の例を示す制御ブロック図である。
図５、図６では、脈動成分を抽出し、それを打ち消すように速度を制御するよう速度補償量を演算する構成であったが、図７では電動機５の相電流実効値とリアクタ３に流れる直流電流ｉ_dcが一定値の比例関係になるように直接制御するものである。

検出された直流電流ｉ_dcにゲイン乗算部３０でゲインｋ₃ を乗算して、相電流の実効値との直流量レベルを合わせる。このゲインｋ₃ は、電動機５の回転数毎に記憶しておいても良いし、お互いの直流量から演算しても良く、どのようにでも構成可能である。直流量レベルが一致していれば、相電流の実効値と直流電流ｉ_dcとの差分が除去したい脈動成分になるので、さらに、微少でも含有している直流量を除去するため、ハイパスフィルタ３１に通過させ、変動成分のみとし、ゲイン乗算部３２でゲインｋ₄ を乗算することで速度補償量とする。

以上のように本実施の形態によれば、電動機５の相電流の実効値に含まれる脈動成分および直流電流ｉ_dcに含まれる脈動成分を除去すれば、相電流の実効値∝インバータ主回路６への入力電流ｉｚの関係からｉｚ＝ｉｂとなり、入力電流（=リアクタ３に流れる電流ｉｂ）を一定に制御することができる。これにより、電動機５を制御しつつ、入力電流を完全な矩形波状の電流波形に制御することができ、５次高調波を大幅に低減できる。

さらに、平滑コンデンサ４への入出力電流が抑制され、交流電源１と平滑コンデンサ４とのＬＣ共振が低減される。これにより、直流電圧も安定し、逆作用するような制御を構成しなくても良く、電動機５の駆動制御を実現することができる。また、電流制御器を有する高度なベクトル制御ではなく、簡単なｖ／ｆ制御や簡易的なベクトル制御でも制御系を構成可能である。

さらに、電動機５の相電流とリアクタ３に流れる入力電流ｉｂを一定の定電流化することにより、負荷側の変動による振動抑制および電源共振による振動抑制が同時に、かつ反作用的な動きをせず、実現できる。

またさらに、電動機５の固定子が磁束の歪みやすい集中巻の場合、集中巻によるコギングトルクが交流電源１の周波数の６倍の脈動として発生し易いが、電動機５の相電流を定電流制御することで電動機５の相電流リップルを抑制でき、小容量コンデンサであるために発生する電動機５からの電磁騒音も従来容量並みに抑制可能である。

また、本実施の形態の制御構成により、従来使用していた電解液を使用する電解コンデンサではなく、電解液を用いないフィルムコンデンサに変更できるため、液漏れや液の乾燥によるコンデンサ容量などの寿命低下の心配がなくなり、長期間、信頼性の高い電動機駆動装置を提供できる。さらに、平滑コンデンサ４の小型化による製品の小型化も実現できる。

さらに、電動機５が空気調和機の圧縮機に搭載されている場合など、電動機５の容量に対して慣性のイナーシャが小さい用途であっても、電流を一定化する制御であることから安定した駆動制御を実現できる。

実施の形態２．
図８は本発明の実施の形態２に係る電動機駆動装置を示す回路ブロック図である。尚、図１で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
図８に示す電動機駆動装置は、インバータ主回路６の入力端子間に電荷消費手段が設けられている。この電荷消費手段は、入力端子間に直列に接続されたスイッチング素子４０と制動抵抗４１からなっている。スイッチング素子４０は、平滑コンデンサ４への過剰充電による電圧上昇を抑制するためのスイッチであり、制動抵抗４１はスイッチング素子４０に流れる電流を制限するための抵抗である。

制御手段１０には、外部からのｏｆｆ指令に基づいて電動機５およびインバータ主回路６の動作を停止させる停止指令を生成する停止指令部４２と、停止指令部４２からの停止指令に基づいて回転数指令を低下させて減速させる減速部４３と、停止指令部４２からの停止指令に基づいてインバータ主回路６のＰＷＭ信号を遮断し、スイッチング素子４０のオン信号を出力する停止信号生成部４４とが設けられている。

電動機５が高速回転している状態で、電動機５を停止させると、電動機５のインダクタンス成分に貯えられている電荷、言い換えると、電動機５に流れている相電流の分だけインバータ主回路６のダイオードを通過して平滑コンデンサ４へ回生される。従来容量の平滑コンデンサであれば、大きな電圧上昇とはならないが、小容量の平滑コンデンサ４の場合には、両端電圧が大幅に上昇する。

例えば、回生されて来る電荷量Ｑが３ｍＣとする。平滑コンデンサが従来容量、例えば、３０００ｕＦであったとすると、上昇する電圧Ｖは、Ｖ＝Ｑ／Ｃとなるので、１Ｖとなり、ほとんど上昇しない。一方、平滑コンデンサ４が１０ｕＦと小容量だった場合は、３００Ｖとなり、大きな電圧上昇となることがわかる。

よって、外部からのｏｆｆ信号により電動機５を停止させる場合、電動機５を瞬時に停止させるのではなく、停止指令部４２から減速部４３に回転数指令に関わらず、減速するように指示を出し、減速部４３は電動機５の回転数が減速するよう動作する。そして、停止信号生成部４４は、電動機５の回転数が所定の回転数以下になったときに、インバータ主回路６から出力されるＰＷＭ信号を停止させ、電動機５の駆動を停止する。

このように、電動機５を減速させてから停止させるようにしたので、小容量の平滑コンデンサ４であっても平滑コンデンサ４の両端に発生する過大な電圧を大幅に抑えることができる。

尚、前述した電動機５の停止の外に、異常電流が流れたときにインバータ主回路６を保護するために、電動機５を即座に停止させなければならない場合もある。この場合、停止指令部４２は、異常停止によるｏｆｆ信号が入力されたとき、停止信号生成部４４へ異常停止であることを通知する。このとき、停止信号生成部４４は、インバータ主回路６の上側、もしくは下側のスイッチング素子を全てオンさせ、逆側を全てオフさせるように動作する。これにより、電動機５に流れていた電流はインバータ主回路６を介して電動機５を循環するので、平滑コンデンサ４へ回生されずに平滑コンデンサ４の両端電圧の上昇を抑えることとなり、電圧上昇による部品破損などの問題を解決できる。

また、平滑コンデンサ４の両端電圧を上昇させる電荷は、電動機５だけではなく、リアクタ３および交流電源１と整流器２の間や、記載されていない電源インピーダンスにも貯えられている。リアクタ３および電源インピーダンスのインダクタンスに貯えられているエネルギーを消費するために、スイッチング素子４０をオンさせるように停止信号生成部４４は動作する。スイッチング素子４０がオンすると、平滑コンデンサ４を制動抵抗４１を介して短絡することとなるため、制動抵抗４１にて電荷が消費される。そして、所定の直流電圧となったときに、停止指令部４２は、停止信号生成部４４にスイッチング素子４０をオフさせるように指令する。

この動作をフローチャートにすると図９のようになる。このような動作構成により、小容量の平滑コンデンサ４であっても平滑コンデンサ４の両端電圧の上昇を抑制でき、インバータ主回路６の最大定格電圧以下に抑制することができる。

また、制動抵抗４１にて電圧上昇する分の電荷を全て消費する場合は、制動抵抗４１での損失が大きくなり、抵抗が大型化する。そこで、図１０に示すようにリアクタ３に並列に逆方向にスイッチング素子５０およびダイオード５１を接続して、リアクタ３に貯えられたエネルギーがリアクタ３の抵抗成分を利用して消費されるように構成しても良い。このように構成した場合、制動抵抗４１にて消費するエネルギーは、図示していない電源インピーダンスのエネルギーのみとなるため、制動抵抗４１の大型化を抑制できる。

次に、前述した実施の形態１で示すように、入力電流を一定化することで異常停止時の電圧上昇を抑制できることについて説明する。

リアクタ３や電源インピーダンスなどとの共振が無い場合、理想的には図４（ｂ）に示すような矩形波電流になるが、入力電流が電源共振などにより脈動している場合は、図１１に示すような波形になる。図１１に示す（ａ）の時刻で異常停止した場合と（ｂ）の時刻で異常停止した場合では、平滑コンデンサ４に流入するエネルギー量に差が発生する。入力電流が脈動しているので、異常停止を遅延させ、電流脈動が低下するまで停止を遅らせることは不可能であり、異常停止発生時は、（ａ）の時刻であっても速やかに停止させる必要がある。

コンデンサ４へ流入するエネルギー量に差が発生する理由としては、図１１に示すように、異常停止する時刻にリアクタ３や電源インピーダンスに流れている瞬時の電流値が初期値としたＬＣのみの直列回路の過渡応答と考えることで説明できる。Ｌに流れる電流の初期値が大きい場合は、Ｌのエネルギーは大きく、エネルギー保存法則からコンデンサＣへ貯えられるエネルギーも大きくなり、容量が小さい分、コンデンサ４の両端電圧が上昇する。従って、異常停止する瞬時の電流が小さい方が制動抵抗４１やスイッチング素子４０、５０に流れる電流が小さくなり、スイッチング素子４０、５０の電流定格や制動抵抗４１の許容損失を低減できる。

本実施の形態においては、電源共振などの脈動によらず、入力電流ｉｄを一定に制御しているため、異常停止時でのコンデンサ電圧上昇に関わるエネルギー量を予想される入力電流の実効値から推測できる。これにより、無意味に大きい制動抵抗４１や大電流容量のスイッチング素子４０、５０を用いることなく製品化を実現できる。

以上より、入力電流が一定になるように制御しているので、速やかに電動機５を停止させるような異常停止時の直流電圧の上昇抑制のために、追加する部品の最大定格電流や許容損失を低減し、部品の低コスト化や小型化を実現できる。

また、入力電流、もしくはリアクタ３に流れる電流の脈動は何も前述の電源共振だけに限らない。インバータ主回路６には、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれるスイッチング状態がある。ゼロ電圧ベクトルというのは、インバータ主回路６の上側のスイッチング素子を全てオンする、もしくは下側のスイッチング素子を全てオンするスイッチング状態である。このゼロ電圧ベクトルの際、前述した電圧上昇の抑制でも述べた通り、電動機５に流れた電流は電動機５内を循環する。そのため、インバータ主回路６に入力される電流ｉｚ＝０となる。

このゼロ電圧ベクトルは、インバータ主回路６のＰＷＭのスイッチング周波数に依存し、例えば、４〜１０ｋＨｚなどの電源共振などよりも高い周波数領域となる。一方、リアクタ３や図示していない電源インピーダンスは、ゼロ電圧ベクトル時に瞬時に電流が循環する経路が無いため、電流の行き場をなくして、平滑コンデンサ４へ流れ込む。これは、ゼロ電圧ベクトル以外は、ｉｚ＝ｉｂとなるよう制御していても、瞬時にｉｚ＝０となった際、ｉｂ＝０にはできないことを意味する。

従って、ＰＷＭのスイッチング周波数、あるいはスイッチング周波数の２倍の周波数でも入力電流、言い換えると、リアクタ３に流れる電流は脈動する。このゼロ電圧ベクトルによる電流脈動の抑制方法であるが、前述のスイッチング素子４０および制動抵抗４１を利用することで解決できる。

ゼロ電圧ベクトル時の電流の行き場が無くなり、平滑コンデンサ４へ流れ込むことが原因であるから、ゼロ電圧ベクトル期間中のみスイッチング素子４０をオン・オフするようにすれば、リアクタ３に流れていた電流が制動抵抗４１とスイッチング素子４０を介して流れ続けるので、平滑コンデンサ４への流入を抑えることで脈動を抑制できる。また、ゼロ電圧ベクトル時の電流経路の確保には、スイッチング素子５０とダイオード５１の経路を利用しても前記と同様の効果を有する。

ただし、ゼロ電圧ベクトルの全期間中、スイッチング素子４０をオンすると、電荷を消費し過ぎることもあり得るため、直流電流検出器８により検出された直流電流ｉ_dcの脈動に応じて、スイッチング素子４０をオン・オフするように構成する。

上下のスイッチング素子が同時にオンすることを防止する短絡防止時間の時刻中であっても、ゼロ電圧ベクトル時と同様なことが起こるため、短絡防止時間の期間までスイッチング素子４０の動作許可期間を拡大しても問題ない。

さらに、電動機５が空気調和機の圧縮機に搭載されている場合、電動機５は力行運転のみであり、回生運転がないため、定常運転時にスイッチング素子４０やスイッチング素子５０が動作する必要はない。そのため、異常停止時のみの電流容量のみ考慮すれば良く、空気調和機のような回生運転の無い機種へ適用した場合は、小型のスイッチング素子４０や制動抵抗４１などで実現できる。

本発明の活用例として、圧縮機を駆動するインバータを搭載した空気調和機のほか、電気給湯機や除湿器、冷蔵庫や冷凍庫、ショーケース、掃除機や洗濯機、洗濯乾燥機、ハンドドライヤー、扇風機や換気扇などのファンモータを搭載した機器などが挙げられる。

本発明の実施の形態１に係る電動機駆動装置を示す回路ブロック図である。 実施の形態１を説明するための直流電圧の波形図である。 実施の形態１の電動機駆動装置におけるインバータ主回路の動作を説明するための等価回路図である。 実施の形態１を説明するための入力電流の波形図である。 実施の形態１の電動機駆動装置における周波数補償部を示す制御ブロック図である。 実施の形態１の電動機駆動装置における周波数補償部の他の例を示す制御ブロック図である。 実施の形態１の電動機駆動装置における周波数補償部の他の例を示す制御ブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る電動機駆動装置を示す回路ブロック図である。 実施の形態２の動作を示すフローチャートである。 実施の形態２の電動機駆動装置の他の例を示す回路ブロック図である。 実施の形態２における入力電流の波形図である。

符号の説明

１ 交流電源、２ 整流器、３ リアクタ、４ コンデンサ、５ 電動機、６ インバータ主回路、７ａ、７ｂ 相電流検出器、８ 直流電流検出器、１０ 制御手段、
１１ 座標変換部、１２ 出力電圧演算部、１３ 周波数補償部、１４ 積分器、
１５ ＰＷＭ生成部、４１ 制動抵抗、４２ 停止指令部、４３ 減速部、４４ 停止信号生成部。

Claims (8)

1. 交流電源からの交流電圧を整流する整流器と、
   前記整流器により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加する電力変換手段と、
   電動機の相電流を検出する相電流検出器と、
   前記電力変換手段から電動機に印加される交流電圧を制御する制御手段とを有し、
   前記制御手段は、
   相電流検出器により検出された電動機の電流を２軸電流に変換する座標変換部と、
   前記２軸電流の２乗和を算出し、算出した２軸電流の２乗和を交流電源の位相角にてフーリエ変換して２値の直流量を抽出し、その２値の直流量を積分して加算し２軸電流の２乗和の変動成分を周波数補償量として、直流電流から抽出した電源共振の周波数成分と共に、電動機の回転数指令値に加算して出力する周波数補償部とを有し、
   前記周波数補償部の出力に基づいて、電動機に流れる電流実効値が一定になるように、前記電力変換手段から出力される周波数を変調して電動機を駆動することを特徴とする電動機駆動装置。
2. 交流電源からの交流電圧を整流する整流器と、
   前記整流器により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加する電力変換手段と、
   電動機の相電流を検出する相電流検出器と、
   前記電力変換手段から電動機に印加される交流電圧を制御する制御手段とを有し、
   前記制御手段は、
   相電流検出器により検出された電動機の電流を２軸電流に変換する座標変換部と、
   前記２軸電流の２乗和を算出し、算出した２軸電流の２乗和と直流電流との差分を算出して変動成分を抽出し、これを速度補償量として電動機の回転数指令値に加算して出力する周波数補償部とを有し、
   前記周波数補償部の出力に基づいて、電動機に流れる電流実効値および前記整流器から流れる電流値が一定になるように、前記電力変換手段から出力される周波数を変調して電動機を駆動することを特徴とする電動機駆動装置。
3. 前記制御手段は、電動機を停止する際、電動機の回転数を所定の回転数以下にした後に電動機を停止することを特徴とする請求項１又は２記載の電動機駆動装置。
4. 前記制御手段は、電動機を停止する際、電動機に流れる電流をその電動機の抵抗成分にて消費させた後に電動機を停止することを特徴とする請求項１又は２記載の電動機駆動装置。
5. 前記電力変換手段の入力端子間に接続された電荷消費手段を有し、
   前記制御手段は、電動機を停止する際、前記整流器から流れる電流の脈動が抑制されるように前記電荷消費手段を制御することを特徴とする請求項２乃至４の何れかに記載の電動機駆動装置。
6. 前記整流器の陽極側に挿入されたリアクタと、
   前記リアクタに並列に逆方向に接続されたスイッチング素子とを有し、
   前記制御手段は、電動機を停止する際、前記スイッチング素子をオフした後に電動機を停止することを特徴とする請求項５記載の電動機駆動装置。
7. 前記整流器の出力端子間にフィルムコンデンサが接続されていることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の電動機駆動装置。
8. 請求項１乃至７の何れかの電動機駆動装置を備えたことを特徴とする空気調和機。

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