JP6815470B2 - モータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤー - Google Patents

Description

本発明は、単相の永久磁石同期電動機（以下適宜、単相ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータと称する）を駆動するモータ駆動装置ならびに単相ＰＭモータを用いた電気掃除機およびハンドドライヤーに関する。

モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ、ＰＭモータ等、様々な種類があり、モータの相数にも単相、三相等の種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いない“ブラシレス”の構造であるためブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を容易に得ることができる。

また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。

さらに、単相ＰＭモータの場合、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。このため、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータに比して、装置の小型化が可能である。

なお、単相ＰＭモータの駆動方式に関する先行文献としては、例えば以下に記載する特許文献１および非特許文献１が開示されている。

特開２０１２−１３０３７８号公報

電気学会 回転機・リニアドライブ合同研究会 「直流シャント検出によるＳＰＭＳＭ向け風量センサレス風量一定制御」

上記特許文献１によれば、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量−電流−風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』との記載がある。すなわち、特許文献１において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになる。

上記の通り、特許文献１では推定風量に応じて通電量を制御しているが、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、有効電力および無効電力という観点での制御は行われていない。すなわち、特許文献１の制御では、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。このため、特許文献１の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化するという課題がある。

また、非特許文献１では、推定した風量に基づいて制御を行う技術に関する記載は存在するが、三相ＰＭモータに対してのみの記載であり、単相ＰＭモータを対象とした記載はない。特に、単相ＰＭモータに供給する際の瞬時電力である単相瞬時電力は、電気角周波数の２倍の周波数で正弦波状もしくは余弦波状に脈動するため、非特許文献１に記載の手法では、単相瞬時電力の脈動による回転数の脈動または負荷トルクの脈動によって騒音が発生するなどの問題が懸念される。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相ＰＭモータ向けの風量制御の実現に際し、単相瞬時電力の脈動に対応した風量制御の実現を可能とするモータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤーを提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、単相永久磁石同期モータを具備する電動送風機を駆動するモータ駆動装置であって、複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータと、前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に応じた信号を出力する電流検出部と、前記単相インバータに電力を供給する直流電源の電圧を検出する直流電源電圧検出部と、前記モータ電流が入力され、前記単相インバータの前記スイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部と、を備え、前記単相インバータは、前記単相永久磁石同期モータに供給する有効電力または無効電力を増減させ、前記有効電力または前記無効電力の増減によって前記モータの回転数を変化させる。

本発明によれば、単相ＰＭモータ向けの風量制御の実現に際し、単相瞬時電力の脈動に対応した風量制御を実現することができる、という効果を奏する。

実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図 実施の形態１におけるロータ回転位置と位置検出信号の関係を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態１における位置検出信号とモータ回転数推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ回転数推定値とロータ回転位置推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ電流とｐｑ軸電流の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ電流とインバータ出力電圧の関係を示す図 実施の形態１におけるスイッチング素子駆動信号生成部の動作説明に供するタイムチャート 実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図 実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図 実施の形態１の制御における風量Ｑと有効電力Ｐの関係を示す図 実施の形態１の制御においてｑ軸電流指令値を０以外に制御する場合の一例を示す図 実施の形態２におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態２におけるｐ軸電流とｐ軸電流補正量との関係を説明するための図 実施の形態３におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 瞬時有効電力Ｐ_ａと風量指令値補正量ΔＱ*の波形の一例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機およびハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。実施の形態１におけるモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を具備する負荷を駆動するモータ駆動装置であり、直流電源１、単相インバータ２、インバータ制御部４、モータ電流検出部５、直流電源電圧検出部６およびロータ位置検出部７を備えて構成される。単相ＰＭモータ３を具備する負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機、ハンドドライヤーが例示される。

直流電源１は、単相インバータ２に直流電力を供給する。単相インバータ２は、スイッチング素子２１１〜２１４およびスイッチング素子２１１〜２１４のそれぞれに逆並列に接続されるダイオード２２１〜２２４を具備し、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する。インバータ制御部４は、単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４への駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。ロータ位置検出部７は、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置であるロータ回転位置θ_ｍに応じた信号である位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}をインバータ制御部４へ出力する。モータ電流検出部５は、単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉ_ｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力する。直流電源電圧検出部６は、直流電源１の電圧である直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する。駆動信号Ｓ１〜Ｓ４は、ロータ回転位置θｍおよびモータ電流Ｉ_ｍに基づいて生成されたパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号である。単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４をＰＷＭ信号である駆動信号Ｓ１〜Ｓ４で駆動することにより、任意の電圧を単相ＰＭモータ３に印加することができる。

なお、直流電源１は交流電源からの交流電圧をダイオードブリッジ等で整流し且つ平滑して直流電圧を生成する直流電源でも問題なく、太陽電池、バッテリーなどに代表される直流電源を用いても何ら問題ない。また単相インバータ２のスイッチング素子は、トランジスタやＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）など、いずれのスイッチング素子であっても問題ない。また、前述のようなスイッチング素子の半導体素材として主流であるＳｉのみならず、ワイドバンドギャップ半導体と称されるＳｉＣ、ＧａＮなど、いずれの半導体素材を使用しても問題はない。

ロータ位置検出部７は、例えば図２に示すようなモータのロータ回転位置θ_ｍに応じた位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}を生成してインバータ制御部４に出力する。図２の場合には、ホールセンサ等の磁気センサを用いてロータ回転位置θ_ｍに応じたパルス状の電圧信号である位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}を出力する場合を想定しており、０≦θ_ｍ＜πでは、Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}＝“Ｈｉｇｈレベル”、π≦θ_ｍ＜２πでは、Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}＝“Ｌｏｗレベル”を例として記載している。ただし、ホールセンサに限らず、エンコーダ、レゾルバなどの位置検出センサを用いても何ら問題ない。

図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。インバータ制御部４は、ｐ軸電流Ｉ_ｐを制御する第１の電流制御部４１１、ｑ軸電流Ｉ_ｑを制御する第２の電流制御部４１２、風量推定値Ｑ^を制御する風量制御部４２、単相交流での表記からｐ軸およびｑ軸（以下「ｐｑ軸」と称する）への座標変換を行う第１の座標変換部４３１、ｐｑ軸での表記から単相交流での表記への変換を行う第２の座標変換部４３２、位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}に応じてロータ回転位置推定値θ_ｍ^およびモータ回転数推定値ω_ｍ^を検出するモータ位置・回転数検出部４４、風量推定値Ｑ^の推定を行う風量推定部４５、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*よりスイッチング素子駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成するスイッチング素子駆動信号生成部４６、風量指令値Ｑ*を生成する風量指令値生成部４７、および、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*を生成するｑ軸電流指令値生成部４８を備えて構成されており、以下に各部の詳細を説明する。なお、「θ_ｍ^」、「Ｑ^」等における「^」の表記であるが、本来であれば「θ」または「Ｑ」の文字の上部に「^」の記号を付すべきところであるが、その表記ができない。このため本明細書では、イメージで挿入する数式部分を除き、該当文字または文字列の後に「^」の文字を付して表記する。

まず、モータ位置・回転数検出部４４の詳細動作に関して説明する。前述の通り、ロータ位置検出部７は、図２に示すような位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}を生成してモータ位置・回転数検出部４４に出力している。図４は、実施の形態１における位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}とモータ回転数推定値ω_ｍ^との関係を示す図である。モータ位置・回転数検出部４４は、位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}の周期Ｔ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}を用いて以下の（１）式に示す計算式によりモータ回転数推定値ω_ｍ^を検出することができる。なお、実施の形態１ではモータの極対数Ｐ_ｍをＰ_ｍ＝１として説明するが、無論Ｐ_ｍ≠１であっても構わない。ただし、Ｐ_ｍ≠１の場合には、電気角回転数ω_ｅと機械角回転数であるモータ回転数ω_ｍとの間には、ω_ｅ＝Ｐ_ｍ×ω_ｍとの関係がある。

図５は、実施の形態１におけるモータ回転数推定値ω_ｍ^とロータ回転位置推定値θ_ｍ^との関係を示す図である。図５および以下の（２）式に示すように、ロータ回転位置推定値θ_ｍ^は、モータ回転数推定値ω_ｍ^を積分することで算出可能である。ただし、図５の例では、制御周期Ｔ_ｃｎｔでの離散制御系を想定した記載であり、制御タイミングｎにおけるロータ回転位置推定値をθ_ｍ^［ｎ］と記載している。

以上より、（１）式および（２）式を用いることで、位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}からモータ回転数推定値ω_ｍ^およびロータ回転位置推定値θ_ｍ^を算出することができる。なお、位置検出信号Ｓ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}の周期Ｔ__{ｒｏｔａｔｉｏｎ}よりモータ回転数推定値ω_ｍ^およびロータ回転位置推定値θ_ｍ^を算出する上記の手法はあくまで一例であり、他の手法を採用しても問題ないことは言うまでもない。

次に、単相交流での表記からｐｑ軸への座標変換を行う第１の座標変換部４３１に関して説明する。図６は、実施の形態１におけるモータ電流Ｉ_ｍとｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑとの関係を示す図である。単相交流を表すモータ電流Ｉ_ｍを直交した２つの座標軸であるｐ軸およびｑ軸において、極座標系でベクトル量として捉えたとき、ｐ軸成分およびｑ軸成分は以下の（３−１）式および（３−２）式で表すことができる。

ここで、モータ電流Ｉ_ｍの瞬時値を以下の（４―１）式で定義し、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*の瞬時値を以下の（４―２）式で定義する。（４―１）式において、Ｉ_ｍ__ｒｍｓは、モータ電流Ｉ_ｍの実効値であり、（４―２）式において、Ｖ_ｍ__ｒｍｓ*は、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*の実効値である。モータ電流Ｉ_ｍとインバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*との関係は、図７に示す通りであり、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*とモータ電流Ｉ_ｍとの間の位相差をΦで表している。なお、（４−１）式および（４−２）式ならびに図７では、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*に対してモータ電流Ｉ_ｍが進み位相である場合を正として定義している。

（４−１）式および（４−２）式を用いると、単相瞬時電力Ｐ_ｍは、以下の（５）式で表される。

また、（５）式を加法定理により式展開とすると、以下の（６）式で表される。

さらに、（６）式を（３−１）式および（３−２）式を用いて変形すると、以下の（７）式の形に変形できる。ただし、θ_ｍ＝θ_ｍ^としている。

（７）式は瞬時電力を表す式であるが、特に第１項は有効電力瞬時値を示しており、（３−１）式に示したｐ軸電流Ｉ_ｐにより表現される。また（７）式の第２項は無効電力瞬時値を示しており、（３−２）式に示したｑ軸電流Ｉ_ｑにより表現される。したがって、（７）式を用いた制御、具体的には、モータ電流Ｉ_ｍを座標変換してｐ軸電流Ｉ_ｐとｑ軸電流Ｉ_ｑとに分離し、分離したｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑをそれぞれ個別に制御することで、有効電力および無効電力の制御が可能となる。

なお、ここまでの第１の座標変換部４３１の説明に際し、（３−１）式、（３−２）式、（４−１）式および（４−２）式、ならびに図７に示すような定義を行った上で式展開の説明を行ったが、これらの定義および図示はあくまで説明の便宜上、設定したものであり、定義自体は発明の本質的事項ではない。

次に、ｐｑ軸での表記から単相交流での表記への変換を行う第２の座標変換部４３２に関して説明する。第２の座標変換部４３２は、以下の（８）式に基づき、ｐ軸電圧指令値Ｖ_ｐ*およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ*を用いて交流電圧であるインバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*に変換する。なお、（８）式は、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*への座標変換式の一例であり、前述した第１の座標変換部４３１における定義などにより（８）式で表される式も変化することは言うまでもない。

次に、第１の電流制御部４１１および第２の電流制御部４１２に関して説明する。第１の電流制御部４１１は、前述したｐ軸電流Ｉ_ｐがｐ軸電流指令値Ｉ_ｐ*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第２の電流制御部４１２は、前述したｑ軸電流Ｉ_ｑがｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*に一致するように制御するフィードバック制御器である。第１の電流制御部４１１および第２の電流制御部４１２の何れも、例えば以下の（９）式に示すような伝達関数を具備するＰＩＤ制御系などを採用することができる。（９）式において、Ｋ_ｐは比例ゲイン、Ｋ_Ｉは積分ゲイン、Ｋ_ｄは微分ゲイン、ｓはラプラス演算子を表している。なお、ＰＩＤ制御である点、フィードバック制御である点などは本明細書における説明例として挙げた制御方式の一例であることは言うまでもない。

次に、風量制御部４２に関して説明する。風量制御部４２は、風量推定値Ｑ^が風量指令値Ｑ*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第１の電流制御部４１１または第２の電流制御部４１２と同様なＰＩＤ制御などを採用することができる。なお、ＰＩＤ制御である点、またフィードバック制御である点などは、電流制御部４１１および４１２と同様に制御方式の一例であることは言うまでもない。

次に、風量推定部４５に関して説明する。先行技術文献に列挙した非特許文献１の２／６ページにおける（９）式には、以下に示すような関係式が記載されている。

上記（１０）式において、Ｎは回転数、Ｉは電流である。上記（１０）式を本実施の形態に置き換えると、本実施の形態における風量推定値Ｑ^は、以下の（１１）式で表すことができる。

ただし、先行技術文献にも記載の通り、風量Ｑを表す関数ｆは、ファン径、圧損条件などにも依存する関数であるため、例えばテーブルデータとしてインバータ制御部４の中に備えるなどの手法を採用してもよい。すなわち、風量推定値Ｑ^を求める実現手法は何れの手法でも構わない。

次にスイッチング素子駆動信号生成部４６に関して説明する。図８は、実施の形態１におけるスイッチング素子駆動信号生成部４６の動作説明に供するタイムチャートである。図８の上段部において、細線はキャリア波形を示し、太線はインバータ出力電圧指令値の波形を示している。なお、図８の例では、キャリア周期Ｔ_ｃに対し、制御周期Ｔ_ｃｎｔをキャリア周期Ｔ_ｃの１／２に設定している。また、図８の下段部では、スイッチング素子２１１〜２１４を駆動する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の波形を示している。

上述した制御周期Ｔ_ｃｎｔによる離散制御系を想定した場合、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*は、離散的に値が変更される。例えば、制御タイミングｎに着目した場合、制御タイミングｎにおけるインバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*［ｎ］とキャリアの大小関係によりスイッチング素子駆動信号Ｓ１〜Ｓ４のハイレベルおよびローレベルを決定する。このとき、Ｓ１とＳ４、Ｓ２とＳ３は同一の信号であり、またＳ２，Ｓ３はＳ１，Ｓ４に対して反転した波形である。ここで、スイッチング素子には立上り時間および立下り時間などの、スイッチング素子固有の遅れ時間が存在するため、一般的に短絡防止時間（デッドタイム）を設ける場合が多い。図８ではデッドタイムは０として記載しているが、デッドタイム≠０であっても問題はない。なお、図８におけるスイッチング素子駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の生成方式はあくまで一例であり、ＰＷＭ信号を生成する手法であれば、何れの手法を用いても問題ない。

次に、風量指令値生成部４７に関して説明する。図９は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図である。図９において、電気掃除機８は、バッテリーなどの直流電源１、上述した単相ＰＭモータ３により駆動される電動送風機８１を備え、さらに集塵室８２、センサ８３、吸込口体８４、延長管８５および操作部８６を備えて構成される。

電気掃除機８は、直流電源１を電源として単相ＰＭモータ３を駆動し、吸込口体８４から吸込みを行い、延長管８５を介して集塵室８２へごみを吸引する。使用の際は操作部８６を持ち、電気掃除機８を操作する。

操作部８６には、電気掃除機８の吸込み量を調節するための操作スイッチ８６ａが設けられている。電気掃除機８の使用者は、操作スイッチ８６ａを操作して、任意に電気掃除機８の吸込み量を調節する。操作部８６で設定された吸込み量は、風量指令値生成部４７（図３参照）に付与する風量設定値Ｑ**となる。風量設定値Ｑ**は風量指令値生成部４７に入力され、風量指令値生成部４７からは風量指令値Ｑ*が出力される。なお、操作部８６により風量設定値Ｑ**を設定する手法は本実施の形態における一例であり、他の手法を用いてもよい。例えば、センサ８３に応じて風量設定値Ｑ**を自動設定する手法などを用いてもよく、何れの方式であってもよい。

図１０は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。図１０において、ハンドドライヤー９０は、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７および吸気口９８を備える。ケーシング９１内には、実施の形態１のモータ駆動装置によって駆動される図示しない電動送風機が設けられている。ハンドドライヤー９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部９３からドレン容器９４へと水を溜めこむ構造となっている。センサ９７は、ジャイロセンサおよび人感センサのいずれかであり、センサ９７に応じて風量設定値Ｑ**を自動設定するようにインバータ制御部４の制御系を構成すればよい。

以上により、風量設定値Ｑ**により風量指令値Ｑ*が設定され、風量指令値Ｑ*に応じて風量推定値Ｑ^が制御され、また、風量推定値Ｑ^に応じてｐ軸電流Ｉ_ｐが制御されるため、最終的には風量Ｑに応じて有効電力Ｐが制御されることとなる。ここで、風量Ｑと有効電力Ｐの関係を図１１に示す。図１１の上段部に示すように、第１の期間における風量をＱ１、第２の期間における風量をＱ２、第３の期間における風量をＱ３としている。また、図１１の下段部に示すように、第１の期間の有効電力をＰ１、第２の期間における有効電力をＰ２、第３の期間における有効電力をＰ３としている。これらの各期間において、風量設定値Ｑ**に対して風量Ｑが一致していると仮定したとき、図１１では、風量Ｑ１に対して風量Ｑ２の方が大きく、それに応じて有効電力Ｐ１より有効電力Ｐ２が大きくなるように制御している。また風量Ｑ１に対して風量Ｑ３の方が小さいため、有効電力Ｐ１に対して有効電力Ｐ３の方が小さくなるように制御する。このように風量Ｑに応じて有効電力Ｐを制御するように、制御系が動作する。

次に、ｑ軸電流指令値生成部４８に関して説明する。ｑ軸電流指令値生成部４８にはモータ位置・回転数検出部４４が生成したモータ回転数推定値ω_ｍ^が入力され、ｑ軸電流指令値生成部４８からはｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*が出力される。ｑ軸電流Ｉ_ｑは、前述の通り無効電力を制御する操作量になる。無効電力は実際の仕事量に寄与しない電力である。ただし、無効電力が増加するとモータ電流Ｉ_ｍが増加するので効率が悪化する。このため、通常は、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*＝０となるように設定する。ただし、弱め界磁などの制御手法を併用する場合には、回転数の増加に応じて無効電力をゼロ以外に制御することもあり得る。

図１２は、実施の形態１の制御においてｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*を０以外に制御する場合の一例を示す図である。図１２に示すように、特定の回転数ω１以上でｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*を変化させるようにしてもよい。このような制御は、図１２の曲線に合わせたテーブルデータをｑ軸電流指令値生成部４８に保持することにより実現可能である。なお、図１２では、回転数に応じてｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*を変化させているが、単相ＰＭモータの駆動状態に応じてｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*を決定する場合には、回転数に限らず、風量指令値Ｑ*、ｐ軸電流Ｉ_ｐ、ｐ軸電流指令値Ｉ_ｐ*、モータ電流Ｉ_ｍなどを決定指標として設定しても問題はない。回転数以外を決定指標とした場合には、当該決定指標をｑ軸電流指令値生成部４８の入力信号とする制御系を構成することは言うまでもない。

以上の構成により、風量推定値Ｑ^が風量指令値Ｑ*に一致するようにｐ軸電流Ｉ_ｐにより有効電力を制御することができる。また、同時に無効電力をｑ軸電流Ｉ_ｑにより制御することも可能であり、モータ駆動時の力率を制御することも可能である。これらの制御により、例えば無効電力がゼロとなるように制御することで、モータ電流を有効電力にのみ関係する分だけに抑制することができる。その結果、モータ電流を最小に制御し、モータの銅損（巻線抵抗などにおける損失）、インバータの導通損失（スイッチング素子におけるオン抵抗やオン電圧による損失）、スイッチング損失（スイッチング素子がオンオフするときの損失）を抑制することができるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の高効率化を実現できる。

以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、単相インバータが単相ＰＭモータに供給する有効電力を増減させることによってモータ駆動装置が駆動する電動送風機の風量を変化させるので、単相瞬時電力の脈動に対応した風量制御を行うことが可能となる。

実施の形態２．
図１３は、実施の形態２におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。実施の形態２のインバータ制御部４では、図１３に示すように、図３に示す構成から、ｐｑ軸電流補正部４９が追加されている点が相違点である。ｐｑ軸電流補正部４９には、第１の座標変換部４３１の出力であるｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑと、モータ位置・回転数検出部４４の出力であるロータ回転位置推定値θ_ｍ^とが入力され、これらの入力に基づいてｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑにおける電流脈動を抑制するための補正値であるｐ軸電流補正量ΔＩ_ｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩ_ｑを生成する。ｐ軸電流補正量ΔＩ_ｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩ_ｑは、それぞれｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑに加算され、それぞれの電流制御部である第１の電流制御部４１１および第２の電流制御部４１２に入力される構成である。なお、その他の構成については、図３に示す構成と同一または同等であり、同一または同等の構成部については同一符号を付して重複する説明は省略する。

つぎに、ｐｑ軸電流補正部４９の動作について説明する。まず、モータ電流Ｉ_ｍからｐ軸電流Ｉ_ｐへの座標変換を行う第１の座標変換部４３１における変換式（（３−１）式）を再掲する。

ここで、モータ電流Ｉ_ｍは、上記したように（４−１）式と定義しており、この（４−１）式を（３−１）式に代入して式変形すると、以下の（１３）式が得られる。

同様に、モータ電流Ｉ_ｍからｑ軸電流Ｉ_ｑへの座標変換を行う第２の座標変換部４３２における変換式（（３−２）式）を再掲する。

ｐ軸電流Ｉ_ｐと同様に、（４−１）式を（３−２）式に代入して式変形すると、以下の（１５）式が得られる。

上記（１３）式および（１５）式により、ｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑは、モータ回転数ω_ｍに対して２倍の周波数で変動することが分かる。ここでｐ軸電流Ｉ_ｐにおける（１３）式の第１項は直流成分であり、時間平均における有効電力を決定する。一方で、第２項は時間平均すると０になるため、時間平均の有効電力には寄与しない。

以上の説明のように、ｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑは、（１３）式または（１５）式に従って変動する。この変動により、ｐ軸電圧指令値Ｖ_ｐ*およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ*も同様の成分で変動するため、モータ電流Ｉ_ｍにも電流の変動、すなわち電流脈動が発生する。また、モータの出力トルクはモータ電流Ｉ_ｍに比例し、モータ電流Ｉ_ｍが脈動することでモータ回転数ω_ｍも脈動するため、単相ＰＭモータ３に騒音が発生する。

図１４は、実施の形態２におけるｐ軸電流Ｉ_ｐとｐ軸電流補正量ΔＩ_ｐとの関係を説明するための図である。図１４において、実線は（１３）式に示される波形（ただし、図１４では、係数である√(２)Ｉ_ｍ__ｒｍｓ＝１としている）である。また、破線は実線の波形に含まれる脈動成分を打ち消すための補正成分、すなわちｐ軸電流補正量ΔＩ_ｐの波形を示したものであり、ｐ軸電流補正量ΔＩ_ｐが以下の（１６）式（ただし、図１４では、係数である√(２)Ｉ_ｍ__ｒｍｓ＝１としている）となるように設定している。

補正前のｐ軸電流Ｉ_ｐを表す（１３）式とｐ軸電流補正量ΔＩ_ｐを表す（１６）式とを加算することにより、加算後の値は、“√(２)Ｉ_ｍ__ｒｍｓ／２”となり、モータ電流Ｉ_ｍの有効電力成分の瞬時値が一定に制御され、ｐ軸電流Ｉ_ｐの脈動成分が除去される。すなわち、補正後のｐ軸電流Ｉ_ｐ'を用いて制御することにより、電流脈動を抑制することができるため、ｐ軸電圧指令Ｖ_ｐ*の電圧脈動を抑制することができ、ｐ軸電圧指令Ｖ_ｐ*の歪みを抑制することができる。なお、同様な制御系をｑ軸についても適用することにより、ｑ軸電流Ｉ_ｑの脈動に対してもΔＩ_ｑを設定することができ、モータ電流Ｉ_ｍの無効電力成分の瞬時値を一定に制御することでｑ軸電流Ｉ_ｑの脈動成分を除去することができ、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ*の脈動および歪みを抑制することができる。

なお、同様な機能を、ローパスフィルタを用いて実施することは可能であるが、ローパスフィルタには遅れ時間があり、当該遅れ時間によって電流制御器の応答速度に制限が生じる。一方、実施の形態２に係る手法によれば、電流の脈動成分を制御の都度、逐次除去することができるため、ローパスフィルタを用いた場合に対して遅れ時間が短く、電流制御器をより高応答にすることが可能となり、制御性の向上が期待できる。

実施の形態３．
図１５は、実施の形態３におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。実施の形態３のインバータ制御部４では、図１５に示すように、図３に示す構成から、風量指令値補正部５０が追加されている点が相違点である。風量指令値補正部５０には、モータ電流Ｉ_ｍと、第２の座標変換部４３２の出力であるインバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*と、モータ位置・回転数検出部４４の出力であるロータ回転位置推定値θ_ｍ^と、風量推定部４５の出力である風量推定値Ｑ^とが入力され、これらの入力に基づいて瞬時有効電力Ｐ_ｍにおける脈動を抑制するための補正量である風量指令値補正量ΔＱ*を生成する。風量指令値補正量ΔＱ*は、まずは風量指令値Ｑ*に加算され、次に風量推定値Ｑ^との間で差分がとられ、当該差分値が風量制御部４２に入力される構成である。なお、その他の構成については、図３に示す構成と同一または同等であり、同一または同等の構成部については同一符号を付して重複する説明は省略する。

つぎに、風量指令値補正部５０の動作について説明する。まず、単相瞬時電力Ｐ_ｍにおける（７）式に関して再考する。（７）式におけるｐ軸電流Ｉ_ｐおよびｑ軸電流Ｉ_ｑの項に、（１３）式および（１５）式を代入すると、以下の（１７）式が得られる。

前述の通り、（１７）式の第１項は瞬時有効電力を表し、第２項は瞬時無効電力を表している。以下、第１項の瞬時有効電力をＰ_ａと表記し、第２項の瞬時無効電力をＰｎと表記する。（１７）式から明らかなように、瞬時有効電力Ｐ_ａは、“ｃｏｓ(２θ_ｍ^)”で脈動している。

また、単相ＰＭモータ３における機械出力Ｐ_Ｍは、以下の（１８）式で表される。

上記（１８）式において、“τ_ｍ”はモータトルクである。瞬時有効電力Ｐａは、単相ＰＭモータ３の回転に寄与する成分であるため、瞬時有効電力Ｐ_ａの脈動は、トルクτ_ｍもしくは回転数ω_ｍの脈動となる。

そこで、風量指令値補正部５０は、瞬時有効電力Ｐ_ａの脈動に対応した補償制御を行う。図１６は、瞬時有効電力Ｐ_ａと風量指令値補正量ΔＱ*の波形の一例を示す図である。前述のように、風量指令値補正部５０には、モータ電流Ｉ_ｍ、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*、風量推定値Ｑ^およびロータ回転位置推定値θ_ｍ^が入力される。風量指令値補正部５０は、モータ電流Ｉ_ｍ、インバータ出力電圧指令値Ｖ_ｍ*およびロータ回転位置推定値θ_ｍ^により、上記した（１７）式を用いて瞬時有効電力Ｐ_ａを算出する。瞬時有効電力Ｐ_ａの波形の一例は、図１６の上段部に示す通りである。

また、風量指令値補正部５０は、以下の（１９）式を用いて風量指令値補正量ΔＱ*を生成する。

上記（１９）式において、Ｑ*_ａｖｅは風量指令値Ｑ*の時間平均値を表している。風量指令値補正量ΔＱ*の波形の一例は、図１６の下段部に示す通りである。

（１９）式および図１６では、瞬時有効電力Ｐ_ａの脈動に対して逆相となるように風量指令値補正量ΔＱ*を生成しており、風量指令値Ｑ*を風量指令値補正量ΔＱ*で補正した補正風量指令値Ｑ*’に基づき、風量Ｑおよびｐ軸電流Ｉ_ｐを制御する。この制御により、瞬時有効電力Ｐ_ａの脈動を相殺するように実際の風量Ｑが制御され、瞬時有効電力Ｐ_ａの脈動が抑制される。その結果、モータの回転数およびトルクの脈動が同時に抑制されるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の低騒音化を図ることができる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 直流電源、２ 単相インバータ、３ 単相ＰＭモータ、３ａ ロータ、４ インバータ制御部、５ モータ電流検出部、６ 直流電源電圧検出部、７ ロータ位置検出部、８ 電気掃除機、４２ 風量制御部、４４ モータ位置・回転数検出部、４５ 風量推定部、４６ スイッチング素子駆動信号生成部、４７ 風量指令値生成部、４８ ｑ軸電流指令値生成部、４９ ｐｑ軸電流補正部、５０ 風量指令値補正部、８１ 電動送風機、８２ 集塵室、８３ センサ、８４ 吸込口体、８５ 延長管、８６ 操作部、８６ａ 操作スイッチ、９０ ハンドドライヤー、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９７ センサ、９８ 吸気口、９９ 手挿入部、１００ モータ駆動装置、２１１〜２１４ スイッチング素子、２２１〜２２４ ダイオード、４１１ 第１の電流制御部、４１２ 第２の電流制御部、４３１ 第１の座標変換部、４３２ 第２の座標変換部。

Claims (12)

1. 単相永久磁石同期モータを具備する電動送風機を駆動するモータ駆動装置であって、
   複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータと、
   前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に応じた信号を出力する電流検出部と、
   前記単相インバータに電力を供給する直流電源の電圧を検出する直流電源電圧検出部と、
   前記モータ電流が入力され、前記単相インバータの前記スイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記単相インバータは、前記単相永久磁石同期モータに供給する有効電力および無効電力を増減させ、前記有効電力および前記無効電力の増減によって前記モータの回転数を変化させる
   モータ駆動装置。
2. 単相永久磁石同期モータを具備する電動送風機を駆動するモータ駆動装置であって、
   複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加することで前記単相永久磁石同期モータのロータを回転させる単相インバータと、
   前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に応じた信号を出力する電流検出部と、
   前記モータ電流が入力され、前記単相インバータの前記スイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、前記モータ電流の有効電力成分および無効電力成分を増減させ、前記有効電力成分および前記無効電力成分の増減によって前記モータの回転数を変化させる
   モータ駆動装置。
3. 前記インバータは、直流電源電圧検出部を備える
   請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記インバータ制御部は、
   前記モータ電流を有効電力成分と無効電力成分とに座標変換を行う座標変換部と、
   前記モータ電流の有効電力成分を制御する第１の電流制御部と、
   を備え、
   風量に応じて前記モータ電流の有効電力成分を制御する
   請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記インバータ制御部は、
   前記モータ電流を有効電力成分と無効電力成分とに座標変換を行う座標変換部と、
   前記モータ電流の無効電力成分を制御する第２の電流制御部と、
   を備え、
   前記単相永久磁石同期モータの駆動状態に応じて前記モータ電流の無効電力成分を制御する
   請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記単相永久磁石同期モータの駆動状態とは、前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流である請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 前記単相永久磁石同期モータの駆動状態とは、前記単相永久磁石同期モータの回転数である請求項５に記載のモータ駆動装置。
8. 前記インバータ制御部は、前記モータ電流の有効電力成分と前記モータ電流の無効電力成分を補正する電流補正部を備え、
   前記電流補正部は、前記モータ電流と前記単相永久磁石同期モータのロータ回転位置に応じて前記有効電力成分および前記無効電力成分のうちの少なくとも１つを補正する
   請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
9. 前記インバータ制御部は、前記モータ電流の有効電力成分の瞬時値および前記モータ電流の無効電力成分の瞬時値のうちの少なくとも１つが一定となるように制御する
   請求項８に記載のモータ駆動装置。
10. 前記インバータ制御部は、風量指令値を生成する風量指令値生成部を備え、
    前記風量指令値生成部は、前記単相永久磁石同期モータに供給する有効電力の瞬時値に応じて風量指令値を生成する
    請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
11. 請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した電気掃除機。
12. 請求項１から１０の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載したハンドドライヤー。

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