JP3738685B2 - インバータ装置および送風装置 - Google Patents
インバータ装置および送風装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3738685B2 JP3738685B2 JP2000354421A JP2000354421A JP3738685B2 JP 3738685 B2 JP3738685 B2 JP 3738685B2 JP 2000354421 A JP2000354421 A JP 2000354421A JP 2000354421 A JP2000354421 A JP 2000354421A JP 3738685 B2 JP3738685 B2 JP 3738685B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- air volume
- current
- rotational speed
- speed
- fan
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Landscapes
- Control Of Positive-Displacement Air Blowers (AREA)
- Control Of Positive-Displacement Pumps (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、冷凍・空調装置などのインバータ制御を行うファンモータや換気扇などの送風装置の風量制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１７は、例えば特開平５−１４６１８９号公報に示された従来のＤＣファンモータの制御ブロック図である。図において、１０１はＤＣモータ１０２を搭載したＤＣファンモータであり、ＤＣモータ１０２は通電を制御する制御手段１０３によって回転を制御され、ＤＣモータ１０２の回転数を回転数検出手段１０４で検出している。また、１０７は強、中、弱などのＤＣファンモータ１０１の運転風量を指示する風量指示手段であり、強、中、弱のそれぞれの運転風量を実現するための、ＤＣモータ１０２の各印加電圧に対する必要回転数を記憶手段１０６に記憶している。１０５は電圧制御手段であり、指示された風量に対応した印加電圧に対する回転数を記憶手段１０６より参照し、風量に応じた回転数でＤＣモータ１０２が動作するよう印加電圧を制御するものである。
【０００３】
特開平５−１４６１８９号公報に示される従来の技術によれば、ある印加電圧でＤＣモータ１０２を動作させ、その回転数を検出する。静圧が高いために目標とする風量が出ていなければ、その条件下では必要風量における条件下よりも回転数が高くなるため、検出した回転数によって、目標風量に対し出力している風量の大小関係がわかり、印加電圧を制御することによって風量を一定に制御している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
特開平５−１４６１８９号公報に示されている従来の技術では、風量推定において、印加電圧における回転数を予め計測しておき、それらを開ループとして制御することになる。すなわち、風量はモータの軸トルクによって決定しており、モータの発熱によって印加電圧に対する軸トルクは変化したり、印加電圧と相電流の位相差によっても変化したりするが、変化時の電圧情報がフィードバックされない開ループ制御となっている。
【０００５】
さらに、モータとしてＤＣブラシレスモータを採用した場合、通電位相の進み角によっても軸トルクが変化し、軸トルクが変化すると風量も変化するため、回転数やモータの軸トルクに応じて、モータ印加電圧における位相の進み角度も制御した方が良い。この通電位相の進み角によっても軸トルクが変化するので、印加電圧をフィードバックして制御した方がよいが、従来技術では、電圧情報がフィードバックされておらず、風量を推定する為に検出した回転数に対する補正が必要となっていた。
【０００６】
また、ＤＣブラシレスモータの場合、磁石によるコギングトルクからトルクリップルが発生し、そのトルクリップルのため騒音が発生してしまう。そこで、トルクリップルを抑制するため、モータに流れる電流を正弦波状にすることでトルクリップルを抑制し騒音を低減させることが可能となるが、正弦波駆動する場合、モータの誘起電圧位相が通電位相に対し変化しやすく、上述の開ループ制御では風量を一定に制御するためには複雑な補正計算を必要とする。
【０００７】
本発明は上記の課題を解決するために鑑みられたもので、簡単な構成で風量を確実に推定できるインバータ装置や送風装置を提供するものである。また、風量の演算精度が高く信頼性の高いインバータ装置や送風装置を提供するものである。また、温度などの変化要因に対してモータの発生トルクを適性な値で検出するこのできるインバータ装置や送風装置を提供するものである。
【０００８】
また、通電位相によってモータの電流情報は変化してしまうが、通電位相も適正に制御することによって、いかなる負荷条件に対してもモータの電流を検出することによって発生トルクを検出できるインバータ制御装置や送風装置を提供するもである。また、本発明は、単一的な制御アルゴリズムで風量一定に動作させることのできるインバータ制御装置や送風装置を提供するもである。
【０００９】
【課題を解決する手段】
本発明の請求項１に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された電流および回転数に基づいて前記ファンに発生する風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が一定になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたものである。
【００１０】
本発明の請求項２に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数によって前記風量を演算するようにしたものである。
【００１１】
本発明の請求項３に係わるインバータ装置は、風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似し、電流と回転数の検出値に応じて前記複数の近似式を切り替えることによって風量を演算するようにしたものである。
【００１２】
本発明の請求項４に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似して、電流と回転数の検出値から前記近似式によって仮風量を演算し、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲内に前記仮風量の演算値が存在する場合には仮風量の演算値を風量とし、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲外に前記仮風量の演算値が存在する場合には前記近似式を別の近似式に切り替えて風量を演算するようにしたものである。
【００１３】
本発明の請求項５に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を記憶する記憶手段を備え、電流と回転数の検出値に応じて前記記憶手段に記憶された関数を読み出して風量を演算するようにしたものである。
【００１４】
本発明の請求項６に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法を記憶する風量演算部と、前記風量演算方法の中から１つの風量演算方法を選択して切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたものである。
【００１５】
本発明の請求項７に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるように回転数を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたものである。
【００１６】
本発明の請求項８に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の回転数に関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値に応じて前記記憶手段に記憶された複数の回転数の中から前記ファンの風量が略一定となるように段階的に出力される目標回転数に前記検出された回転数がなるように回転数を制御する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたものである。
【００１７】
本発明の請求項９に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるようにｄｕｔｙ比を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ｄｕｔｙ比を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたものである。
【００１８】
本発明の請求項１０に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法と請求項７乃至請求項９のいずれかに記載の風量演算方法とを切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたものである。
【００１９】
本発明の請求項１１に係わるインバータ装置は、ステータおよびロータから構成されるＤＣブラシレスモータにより駆動されるファンの風量を演算する風量演算部と、前記風量演算部よりの回転数情報に基づいて前記ステータの通電角度に対する前記ロータの進み角度を算出し前記進み角度を制御しつつ前記ファンの回転数を制御する速度制御部と、を備えたものである。
【００２０】
本発明の請求項１２に係わるインバータ装置は、ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータと、前記インバータに入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部にて検出された直流電圧に基づいて前記ＤＣブラシレスモータを速度制御する速度制御部と、を備えたものである。
【００２１】
本発明の請求項１３に係わるインバータ装置は、目標回転数に下限値を設け、必要以上に回転数を低下させないようにしたものである。
【００２２】
本発明の請求項１４に係わるインバータ装置は、目標ｄｕｔｙ比に下限値を設け、必要以上にモータの回転数を低下させないようにしたものである。
【００２３】
本発明の請求項１５に係わるインバータ装置は、前記ＤＣブラシレスモータを正弦波駆動するインバータの入力あるいは出力の直流電流を検出する電流検出部を備え、前記電流検出部によって検出された電流値を前記モータのトルク情報を含む電流値に換算し、換算した電流値を使用して風量演算を行うようにしたものである。
【００２４】
本発明の請求項１６に係わる送風装置は、請求項１乃至請求項１５のいずれかに記載のインバータ装置によって風量を制御するようにしたものである。
【００２５】
本発明の請求項１７に係わる送風装置は、ＤＣブラシレスモータに接続されたファンと、前記ＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された前記電流および前記回転数に基づいて前記ファンに発生する目標風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が前記風量演算部にて演算された目標風量になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。図１において、１は交流電源、２は交流電源１の交流を直流に変換する交直変換回路、３は交直変換回路２の出力の直流電圧を平滑するコンデンサ、４はモータ、５はコンデンサ３の直流電圧をモータへ印加するスイッチング回路からなるインバータ、６はインバータから出力される直流電流を検出する電流検出器、７はモータ４の回転子の位置および速度を検出する位置センサであり、モータ４と一体で構成されている。１０はインバータ５を制御する制御手段、１１は位置センサ７の位置信号から回転数を検出する回転数検出部、１２は電流検出器６からの信号からモータ４の電流を検出する電流検出部、１３は回転数検出部１１と電流検出部１２からモータ４から出力される風量を演算する風量演算部、１４は風量演算部１３の指令を受けモータ４を速度制御する速度制御部である。
【００２７】
次に、図１の動作について説明する。交流電源１からの交流電力を交直変換回路２にて交流から直流に変換し、コンデンサ３にて平滑化する。コンデンサ３の両端には、直流電圧が発生しており、電流検出器６を介してインバータ５へ入力する。インバータ５を構成する６つの半導体を相互に動作（スイッチング）させ、モータ４を駆動する。モータ４に流れる電流は、インバータ５、電流検出器６を介して流れるため、電流検出器６の両端に誘起される電圧にて電流は検出される。
【００２８】
また、位置センサ７は、モータ４の回転による回転子の位置に応じた信号を発生させるように取りつけられている。この位置センサ７は、図１においては３ヶの場合が記述されているが、モータ４の回転子位置とモータ４の回転数を検出できれば、いくつでも良く、１ヶでも構わない。また、回転子位置と回転数を検出できるように構成されていれば位置センサを用いなくとも良い。
【００２９】
位置センサ７からの信号により回転数検出部１１では、モータ４の回転数を検出する。ここで検出された回転数は、風量演算部１３と速度制御部１４へ出力される。また、風量演算部１３は、電流検出部１２にて検出されたモータの電流値と回転数検出部１１にて検出されたモータの回転数からモータ４と接続されているファンにて発生している風量を演算する。
【００３０】
図２に風量演算部１３の内部の制御ブロック図を示す。図において、１３ａは風量を演算する風量演算部、１３ｂは目標回転数を算出する目標回転数算出部である。図２に示したように、風量演算部１３では、回転数検出部１１により検出された回転数と電流検出部１２により検出された電流から風量演算部１３ａにて風量を演算し、目標回転数算出部１３ｂにて演算された演算風量と目標風量との偏差をとり、その偏差が０となるようにモータ４の動作の目標となる目標回転数を算出する。速度制御部１４は風量演算部１３にて算出された目標回転数になるようにモータ４を速度制御する。したがって、モータ４に接続されているファンにて発生する風量と目標風量とが一致するようになるので、風量を一定に制御することが可能となる。
【００３１】
また、図３は速度制御部１４の回路構成を表した図である。図において、１４ａは出力電圧算出部、１４ｂは角度データ算出部、１４ｃはＰＷＭ生成部部である。風量演算部１３にて算出された目標回転数と回転数検出部１１にて検出された回転数が速度制御部１４内の出力電圧算出部１４ａへ入力される。出力電圧算出部１４ａでは、検出された回転数が風量演算部１３にて算出された目標回転数となるような出力電圧を算出する。
【００３２】
また、速度制御部１４内部では、角度データ算出部１４ｂにて角度データも算出する。位置センサ７にてモータ４の回転子の位置が検出されるので、角度データ算出部１４ｂでは検出された回転子の位置に応じた角度を演算する。ここで、位置センサ７は電気角度６０度毎の信号を出力するので、６０度より小さな分解能の角度は演算から求める。例えば、位置センサ７の６０度毎の信号間に角度算出の処理の回数で除算すれば、角度算出処理１回での角度が求められる。これを順に加算していくことでモータ４の位置角度を算出できる。
【００３３】
さらに、角度データ算出部１４ｂでは、回転数検出部１１にて検出された回転数に応じた進み位相角度も算出する。ここで、図４は進み位相角度を説明するための説明図である。図において、横軸は電気角であり、角速度ｗと時間ｔの積で表されている。また、縦軸はロータの磁石位置とステータの通電位置を表しており、ロータの磁石位置とステータの通電位置のずれ分の電気角相当分をロータ磁石位置に対するステータ通電位置の進み角度としている。
【００３４】
モータ４がＤＣブラシレスモータの場合、出力トルクはモータ４に流れる相電流に応じて決まり、誘起電圧と相電流の位相差と電流実効値により出力トルクが変化する。出力トルクが変化するとモータ４にて発生する風量も変化してしまうため、誘起電圧と相電流の位相差も制御することが望ましいが、誘起電圧と相電流の位相差を制御するためには相電流を検出する部品が必要となり高価となるので、従来は誘起電圧と相電流の位相差は制御されていなかった。
【００３５】
しかしながら、本発明では、風量を一定に制御する目的のファンモータの場合はモータの負荷は既知であり、またモータ４の回転数と出力トルクがほぼ一意に決まることを利用して、簡易的に制御を実施している。すなわち、予め回転数と位相差の関係を求めて記憶させておき、その関係に基づいて制御することで等価的に相電流の位相を制御して回転数を制御するようにしている。
【００３６】
ここで、相電流を検出しない図１のような回路構成の場合は、誘起電圧と相電流の位相差の関係を推定できないので、誘起電圧とインバータ５の出力電圧の位相差の関係を代替して使用すればよい。そうすることによって、回転数に応じた出力電圧の位相を設定することで、ほぼ誘起電圧と相電流の位相差を制御することができ、回転数に応じた進み位相角度が求められる。
【００３７】
モータ４の発生トルクを回転数に代替して回転数に応じて進み位相角度を制御する進み位相角度制御を行うことによって、モータ４にて発生する風量の演算精度を向上させることができ、演算した風量に対する補正を少なくすることができる。また、進み位相角度を最も効率の良くなる（電流が小さくなる）最大効率角度に設定しておくことで、モータ４を最も効率よく駆動することが可能となる。従って、効率の良い状態で駆動することができるため、モータ４の損失が減少し発熱量が減少するので、温度等が変化した場合の風量への影響を極力小さくでき、風量制御の精度を向上させることができる。（たとえば温度が変化すると磁束および巻線抵抗が変化するのでモータの出力が変わり風量も変化するが、本発明では風量変化を極力小さくできる。）
【００３８】
このような進み位相角度の制御方法は、ファン負荷が既知であることから、概ね成り立つことを利用している。但し、ファンモータの場合、回転方向に対して順方向の風向および逆方向の風向の場合があるため、回転数と発生トルクは完全には一致しないが、ファンの慣性モーメントが大きいため、インバータ５の出力電圧を回転数に応じて変更することによって、ほぼ誘起電圧と相電流の位相差を制御することができる。
【００３９】
また、ファンモータとしてＤＣブラシレスモータを搭載する場合は、磁石によるコギングトルクに起因するトルクリップルでの騒音が発生するが、モータに流れる電流を正弦波状（正弦波電流駆動）にすることによって、トルクリップルを抑制することができトルクリップルによる騒音を低減することができる。
【００４０】
このような正弦波電流駆動の場合、進み位相角度の影響が大きいので、進み位相角度によってモータ４の発生トルクが大きく変化してしまう。そのため、風量を制御し正弦波駆動するインバータにおいて、回転数に応じて進み位相角度の制御を行うことで、風量演算値に対して補正を加えることなく制御することができるので、簡易な制御アルゴリズムで風量を一定に制御することができ、しかもインバータの正弦波電流駆動が可能となるためトルクリップルによる騒音も低減できる。
【００４１】
以上のように、速度制御部１４について説明してきたが、何も上述のように構成しなければならないというわけではなく、モータ４を速度制御する速度制御部に風量を一定にするような速度指令を入力して動作させることのできる構成の速度制御部であれば良い。このように速度制御部を構成することによって、従来の速度制御されたＤＣモータのインバータを容易に風量制御可能なインバータへ改良することができる。
【００４２】
また、速度制御部が進み位相角度を回転数に応じて制御する構成であれば更に良い。また、正弦波にて駆動するインバータ５の場合は、進み位相角度の制御を行う構成であれば良く、風量演算部１３にて風量を一定に保つように算出された回転数にて速度制御部にて速度制御するような簡易的な構成で風量一定制御が可能なインバータ装置を提供することができる。
【００４３】
実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。図において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図５において、２０はインバータ制御装置、８はコンデンサ３両端の直流電圧を検出する電圧検出器、１５は電圧検出器８にて検出された直流電圧も使用してモータ４を速度制御する速度制御部である。
【００４４】
次に、図５の動作について説明する。位置センサ７にてモータ４の回転子位置を検出し回転数検出部１１にて回転数を検出する。また、電流検出器６からの信号にてモータ４の電流を検出する。これらの検出された回転数と電流を用いて風量演算部１３にて風量を演算し、風量を一定にするための目標回転数を算出する動作は実施の形態１と同様である。
【００４５】
速度制御部１５は実施の形態１で説明した速度制御部１４と同様に、風量演算部１３にて算出された目標回転数に基づいて、モータ４の速度を制御する。但し、本実施の形態では、図６に示すように出力電圧の算出に直流電圧を利用している。図６は速度制御部１５内の詳細を表す制御ブロック図である。図６において、１５は速度制御部であり、出力電圧算出部１５ａ、角度データ算出部１５ｂ、ＰＷＭ生成部１５ｃより構成されている。
【００４６】
図６における速度制御部１５は図３における速度制御部１４と同様であり、風量演算部１３にて算出された目標回転数と回転数検出部１１にて検出された回転数が速度制御部１５内の出力電圧算出部１５ａへ入力される。出力電圧算出部１５ａでは、検出された回転数が風量演算部１３にて算出された目標回転数となるような出力電圧を算出する。
【００４７】
また、速度制御部１５内部では、角度データ算出部１５ｂにて角度データも算出する。位置センサ７にてモータ４の回転子の位置が検出されるので、角度データ算出部１５ｂでは検出された回転子の位置に応じた角度を演算する。ここで、位置センサ７は電気角度６０度毎の信号を出力するので、６０度より小さな分解能の角度は演算から求める。例えば、位置センサ７の６０度毎の信号間に角度算出の処理の回数で除算すれば、角度算出処理１回での角度が求められる。これを順に加算していくことでモータ４の位置角度を算出できる。
【００４８】
さらに、角度データ算出部１５ｂでは、回転数検出部１１にて検出された回転数に応じた進み位相角度も算出する。ＰＷＭ生成部１５ｃでは、モータ４に印加するＰＷＭを生成する部分であり、例えば、正弦波での駆動を行う場合、サインカーブの振り幅（片振幅）が出力電圧算出部１５ａより出力されるので、出力電圧算出部１５ａより出力される振り幅値と角度データ算出部１５ｂにて算出される角度データとから正弦波を生成し、生成された正弦波からＰＷＭ信号を生成する。
【００４９】
ここで、図６ではＰＷＭ生成部１５ｃに入力される指令値が図３の場合と異なっており、例えば、正弦波駆動の場合、サインカーブの振り幅値となっている。この指令値は、インバータ５より出力される電圧値を決めるのに使用しており、サインカーブの場合は、振り幅値が０〜１の間で変化することでインバータ５により出力される電圧を変化させる。
【００５０】
ここで、インバータ５がＰＷＭにてモータ４への印加電圧を制御している場合、ＰＷＭ生成が必要とする振り幅の値は０〜１の間の値である。これは、ＰＷＭが時間平均の割合でオンｄｕｔｙを設定するためであり、出力電圧算出部からも０〜１の間の値が出力される。
【００５１】
図６の出力電圧算出部１５ａでは、目標回転数と位置センサ７にて検出された回転数とから電圧の実行値を求め、この実行電圧を電圧検出器８にて検出された直流電圧で除算することによって、出力電圧となる振り幅値を求める。すなわち検出された直流電圧に対する実行電圧の割合を振り幅値としている。図３の出力電圧算出部１４ａの場合には、直流電圧を検出していないため、例えば予め実行電圧に相当する値として設定されている設定値との割合として出力するようにすればよい。
【００５２】
交直変換回路２が、例えば図７に示すような倍電圧整流回路の場合は、直流電圧は電源１の半周期のリップルを持つ。図７は倍電圧整流回路の構成を表す回路図である。図において、２は交直変換回路であり、ダイオード２ａ、コンデンサ２ｂ、リアクタ２ｃなどの受動部品のみで構成されている。倍電圧整流回路の場合は、直流電圧に電圧リップルが存在すると、図３に示した速度制御部１４における出力電圧算出部１４ａでは、目標回転数と検出回転数との差に変化が生じないため、実行電圧としては変化せず、ＰＷＭ生成部１４ｃにおいてもｄｕｔｙ比が変化しない。このため、直流電圧にリップルがある場合、インバータ５からモータ４へ印加される電圧に直流電圧のリップルが重畳してしまい、回転数変動を起こし騒音の要因となる可能性がある。
【００５３】
そこで、図６のように検出された直流電圧を出力電圧の算出時に使用して補正することにより、直流電圧の持つリップル分を補償でき、インバータ５からモータ４へ印加する電圧に対して、直流電圧のリップル分を重畳させることなくモータ４を駆動することができる。したがって、直流電圧リップルによる騒音を低減できる。また、正弦波駆動にて騒音を低減させようとする場合でも、正弦波での騒音低減効果に加えて更なる騒音低減効果の得られるインバータが得られる。
【００５４】
実施の形態３．
図８は、本発明の実施の形態３を表すブロック図である。図において、図５と同等部分は同じ符号を付して説明は省略する。２０はモータ２２を駆動するためのインバータ制御装置、２１はモータ２２の軸に接続されたファンである。
【００５５】
インバータ制御装置２０はファン２１から発生する風量を一定に制御するための制御装置である。ファン２１にて発生する風量をＱとし、ファン２１の回転数をＮｆ、ファン２１の軸動力をＬとすると、ＱはＮに比例し、Ｎｆの３乗にＬは比例する。すなわち、Ｑ∝Ｎｆ、Ｌ∝Ｎｆ3で表される。これは、流体の相似則と呼ばれる一般的に知られる定理である。
【００５６】
また、モータ２２の回転数をＮとすると、ファン２１の回転数Ｎｆとモータ２２の回転数Ｎは、軸がぶれていない限り、同一となることから、Ｎｆ＝Ｎであることは明らかである。また、ファン２１とモータ２２の軸がずれることは考えにくいので、モータ２２の軸出力Ｐはファン２１の軸動力Ｌと同じと考えて良く、Ｐ＝Ｌとなる。また、モータ２２の軸出力Ｐは、モータ２２の回転数Ｎとモータ２２の出力トルクＴの乗算で求められる。すなわち、Ｐ＝Ｎ×Ｔで求められる。
【００５７】
従って、上述の通りＰ＝Ｌであるので、ファン２１の軸動力Ｌも、Ｌ＝Ｎ×Ｔで表される。また、ＤＣモータの場合、出力トルクＴは相電流Ｉとトルク定数Ｋｔの乗算で表されるため、Ｔ＝Ｋｔ×Ｉが成り立つ。よって、ファン２１の軸動力Ｌは、Ｌ＝Ｋｔ×Ｎ×Ｉと表すことができ、Ｎ＝Ｎｆ、Ｌ∝Ｎｆ3であることからＫｔ×Ｎ×Ｉは、Ｎの３乗に比例するともいえる。
【００５８】
以上より
Ｑ∝Ｎ
Ｋｔ×Ｎ×Ｉ∝Ｎ3
の２式を導くことができる。
【００５９】
上記２式より、ある圧損条件における比例定数をＣｐ１、Ｋｐ１とすると、上記２つの比例関係式より
Ｃｐ１＝Ｑ／Ｎ
Ｋｐ１＝Ｎ×Ｉ／Ｎ3＝Ｉ／Ｎ2
と表すことができる。
【００６０】
ここで、風路などが変化して圧損条件が変化すれば、上記の比例定数も変化するので、その場合における定数を圧損条件ごとに定めれば、Ｃｐ２、Ｋｐ２、……、Ｃｐｎ、Ｋｐｎとおくことができる。このように圧損条件が変化すればＣｐ、Ｋｐとも変化し、ある圧損条件１から条件ｎまでのＣｐ、Ｋｐの定数の組み合わせは図９に示すような軌跡を示す。図９は風量演算を行うためのＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。図において、横軸はＫｐ値、縦軸はＣｐ値を表している。
【００６１】
図９に示したように圧損条件が変化した場合に、Ｃｐ、Ｋｐ共に変化するが、これら２ヶの定数（ＣｐとＫｐ）の関係は、図９に示したような関係を維持しながら変化していることから、どんな圧損状態においても図９に示される関係を用いればＣｐ、Ｋｐが一意に決まり、圧力（静圧）によらず、回転数Ｎと電流Ｉから風量Ｑを算出できることを示している。
【００６２】
すなわち、ＮとＩがわかればＫｐが算出でき、図９よりＣｐを求めることができる。このＣｐ値より風量Ｑは、Ｑ＝Ｃｐ×Ｎで求めることができる。また、ｆをＫｐの関数とすると、Ｃｐ＝ｆ（Ｋｐ）で表すことができるので、風量Ｑは、Ｑ＝Ｎ×ｆ（Ｉ／Ｎ2）でも求めることができる。したがって、関数ｆを予め実験などにより求めておけば、ＩとＮが分かれば風量Ｑを求めることができる。
【００６３】
また、図９のような関係は、圧力によらないことから、いかなる風路であっても成り立つが、ファン形状やモータが異なれば図９に示す関数ｆが異なってくる。ただし、ファン形状やモータに応じたＣｐとＫｐの関係を事前に把握しておくことによって、いかなるファン形状のものをいかなるモータで駆動し、いかなる風路に取り付けられていたとしても、回転数Ｎと電流Ｉにて風量Ｑを算出できる。
【００６４】
上記のように、本発明によれば、圧損がいかなる値であったとしても風量を推定できるので、風量を一定に制御することができる。従って、本発明によれば、圧損が変化しても風量センサ無しで風量を一定に制御することのできるインバータ装置や送風装置を提供することができる。
【００６５】
次に、図９の関係から如何にして、ＣｐとＫｐとを求め、風量を制御するかを述べる。全領域においてＣｐとＫｐが比例状態（1次式で表される）であるとして比例制御ができれば良いが、図によれば、ＣｐとＫｐは比例状態になっているところもあるが、ＫｐもしくはＣｐが小さくなる領域においては、ＣｐとＫｐは比例関係にはなっていない。この領域は、Ｃｐが小さくなっている領域であることから、回転数Ｎに対して風量Ｑが少なすぎており、圧損が大きい領域であると考えられる。この領域においては、ＣｐとＫｐが比例関係（Ｑ∝Ｉ／Ｎ）として制御すると、風量一定制御ができなくなる。
【００６６】
そこで、本実施の形態では、例えば、図１０に示すように、図９で示したＫｐとＣｐを表す曲線（関数ｆ）に対して、複数本の１次式で関数ｆを近似させて、ＣｐとＫｐの関係を予め求めておくようにしている。図１０は、風量演算を行うためのＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。図において、横軸はＫｐ値、縦軸はＣｐ値を表している。図においては、図９で示した関数ｆを３つの直線（近似式１、近似式２、近似式３）で近似している。
【００６７】
このような近似式を予め求めておくことによって、ファン２１の風量Ｑを簡単に推定することができるので、インバータ制御装置２０によって風量を一定に制御することも簡単に行うことができる。また、本実施の形態では、３つの近似式にて近似した例について説明したが、いくつの近似式にて近似してもよく、多数の近似式にて近似した方が近似精度が向上するので、信頼性が向上する。
【００６８】
次に、図１０に表された３つの近似式の説明と風量の求め方について説明する。本実施の形態では、近似式１は、０切片となる１次近似式、近似式２は一般的な１次近似式、近似式３は縦軸に並行となる近似式の３つの近似式で近似している。この３つの近似式の各々の定数をα、β、γ、λとすると以下のように表すことができる。
【００６９】
近似式１ Ｑ／Ｎ＝α×（Ｉ／Ｎ2）
近似式２ Ｑ／Ｎ＝β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ
近似式３ Ｑ／Ｎ＝λ
【００７０】
以上のように近似式を設定し、近似式と近似式が交差する点を各々の近似式の切り換えポイントとして、各近似式の使用できるＫｐとＣｐの範囲を設定して風量Ｑを演算するようにしている。このような近似式を利用して、風量を演算するのは、図５に示した風量演算部１３である。図５における風量演算部１３での風量Ｑの算出方法を図１１に示すフローチャートにて説明する。図１１は風量を算出するための近似式選定のフローチャート図である。
【００７１】
図において、Ｓ−１は近似式１にて仮風量（α×（Ｉ／Ｎ2））を計算するステップ、Ｓ−２はステップＳ−１にて求めた仮風量が近似式１と近似式２との交差点Ｙａ以上かどうかを判断するステップ、Ｓ−３は近似式１にて風量を計算するステップ、Ｓ−４は近似式２で仮風量（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）を計算し近似式２と近似式３との交差点Ｙｂ以上かどうかを判断するステップ、Ｓ−５は近似式２にて風量を計算するステップ、Ｓ−６は近似式３にて風量を計算するステップである。
【００７２】
図において、Ｓ−１で、（α×（Ｉ／Ｎ2））の近似式１にて、仮風量Ｑ／Ｎを算出する。そして図１０における近似式１と近似式２との交差点Ｙａよりも（α×（Ｉ／Ｎ2））が大きいかどうかをＳ−２にて判定する。もし、（α×（Ｉ／Ｎ2））がＹａ以上の場合は、Ｓ−３にて近似式１を利用して風量Ｑを算出する（仮風量を風量としても良い）。もし、（α×（Ｉ／Ｎ2））がＹａよりも小さい場合は、Ｓ−４にて仮風量を近似式２を利用して（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）で計算した値と置きかえる。そして仮風量（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）がＹｂ以上ならば、Ｓ−５にて近似式２を利用して風量Ｑを算出する。もし、（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）がＹｂよりも小さい場合、Ｓ−６にて、近似式３を利用して風量Ｑを算出する。
【００７３】
このようにして風量Ｑは図１、図２および図５にて示した風量演算部１３にて演算され、演算された風量と目標としている風量が等しくなるような目標回転数を算出し、目標回転数になるように速度制御部１４あるいは１５にて速度制御することで風量を一定に制御することが可能になる。
【００７４】
また、図１０では複数の１次式（直線）で近似させ、その近似させた複数の１次式の使用範囲を選択して風量を演算し、風量が一定になるように制御しているが、なにも１次式でなくてもよく、２次式以上の高次式で近似して風量制御しても良いが、１次式で近似した方が演算し易いため、制御も行いやすいので、本実施の形態では１次式で近似するようにしている。
【００７５】
さらに、図１０におけるＣｐとＫｐにおいて、Ｃｐを横軸にＫｐを縦軸にしてＣｐとＫｐの関係を表すと、単純な２次式で近似することができる。言い換えると、風量Ｑを算出するために、Ｑを回転数Ｎと相電流Ｉで表した近似式を平方根の関数で表すことで、風量Ｑを求めることができるので、平方根関数から風量Ｑを演算して風量制御できることも言うまでもない。
【００７６】
また、近似式３は、縦軸に並行でＫｐが一定であり、風量Ｑは回転数Ｎに対し比例関係となっている。そのため、目標風量によってはモータ４の回転数Ｎの上限を制限できるということも意味している。但し、近似式３の領域では、圧損が大きく、モータ４をフルパワーで動作させたとしても目標風量が出なくなる領域であるので、全閉時の静圧を抑制して風量を得たい場合、この近似式３のλの値を変更することによって、全閉時の静圧まで制御することが可能となる。
【００７７】
更に、上述では近似式を使用して風量Ｑを算出したが、風量演算部１３内部に記憶手段を設け、この記憶手段に図９に示した関数ｆを予めを記憶させておき、この関数ｆを直接使用して風量Ｑを算出するようにしても、近似式を使用して求める場合と同様の効果が得られることは言うまでもない。また、図９における関数ｆをテーブル化して、回転数Ｎと電流Ｉの２次元パラメータから風量Ｑが導けるようにしても近似式を利用して風量Ｑを算出する方法と同様の効果が得られる。
【００７８】
近似式の他に、前述のとおり、記憶手段を風量演算部１３に設けるといった方策もあり、この場合の動作の一例を図１２に示す。図１２は風量を演算する方法の一例を表すフローチャート図である。図において、Ｓ−１１はＫｐを算出するステップ、Ｓ−１２はＫｐの値から記憶されている関数からＣｐの値を呼び出すステップ、Ｓ−１３は呼び出したＣｐの値を使用して風量Ｑを演算するステップである。
【００７９】
Ｓ−１１にて、まず検出された回転数と電流とからＫｐを計算して算出する。この場合、演算してもよいし、風量演算部１３内部の記憶手段に２次元のデータテーブルとして持たせておいてもよい。次にＳ−１２では算出されたＫｐの値からＣｐの値を求める。このＣｐの値を求めるのに、記憶手段を利用する。Ｋｐ値とＣｐ値は一対一に決まるので記憶手段に関係を表す関数を記憶しておくか、あるいは２次元のデータテーブルとして記憶しておけば良い。そして、Ｓ−１３にて、Ｃｐ＝Ｑ／Ｎであることより、Ｃｐに回転数Ｎを乗算して風量Ｑが求められる。
【００８０】
図１２では、３つのステップ（Ｓ−１１、Ｓ−１２、Ｓ−１３）にて風量Ｑを演算するようにしているが、回転数Ｎと電流Ｉとから直接風量Ｑを求められるように記憶しておいても良い。さらに、他の方法であってもＫｐとＣｐとの関係から風量Ｑを求めるように構成したとしても同等効果を有することは言うまでもない。
【００８１】
さらに、ファンの形状やモータに応じて圧損が変化しＫｐとＣｐの関係が変化するが、予め数種類の関係式を記憶手段に持たせるようにして、外部入力などからどの関係式を使用するか選択できるようにしておけば、ファンの形状やモータの種類に応じて最適な関係式を選定できるので、あらゆるファンやモータに対応可能でしかも風量演算精度の高いインバータ制御装置や送風装置が得られる。また、ファン用電子基板の標準化が実現できるので、製造数量を増やすことができ、大量生産に対応可能となる。しかも製造数量が増えるため低コストで製造可能になり、低コストなインバータ制御装置や送風装置が得られる。
【００８２】
また、起動の瞬間は電流が流れておらず、また、起動直後は回転数も低く、電流も小さいため、回転数と電流の検出精度が悪いので、演算された風量精度も悪く大きな誤差が発生する。この状態では、誤差が大きいので目標風量に到達して風量一定の制御が行えるまでにかなりの時間が経過するので、必要風量が得られず使用者の操作性が低下する。しかしながら、本発明では速度制御部を有しているため、起動直後（数秒〜１分以内程度）は予め設定された回転数まで速度制御部のみで加速させてから風量制御を行わせることで、起動性能を向上させ、かつ、風量が一定になるまでの起動時間を短縮することができる。そして、予め設定された回転数に到達した後は、風量一定制御に移行するように構成することで、安定した電流検出ができ、誤差の少ない風量の演算が可能となり、精度の高い風量一定制御が行える。
【００８３】
また、圧損が小さい状態やモータ４の順方向に回るような外風がファン２１にかかっている場合、風量を出力するためにそれほどモータの出力を必要としない領域となる。このような領域においては、モータに流れる電流が少なくなるので、速度制御部は回転数を低下させる制御を行うため、必要以上に回転数が低下してしまい、モータ４が停止してしまうことがある。モータ４が停止してしまうと、故障と勘違いしてしまう可能性があるので、その場合には、回転数に対し下限となる最小回転数も設けておくことによって必要以上に回転数を低下させすぎずに済み、モータ４が停止することをさけることができる。
【００８４】
以上のようにして、いかなる圧損条件でも風量を一定に制御することができるため、吸い込み口や吹き出し口の圧損が変化しても風量を一定に保てるので、風量設計をする手間と時間が短縮できる。また、どのような圧損条件でも風量を演算できる簡単なアルゴリズムを有しており、複雑な補正を必要としないので、低コストで風量演算時間の小さい信頼性の高い風量一定制御可能なインバータ制御装置や送風装置を提供できる。
【００８５】
さらには、全閉時（風量ゼロ）の静圧値まで制御できるインバータを得ることができる。また、簡易な制御処理としたので制御処理用のＣＰＵを安価なものを使用でき、製品としての低コスト化も実現できる。更には、風量センサを使用して風量制御する方法と同等の風量制御を可能にし、かつ高価な風量センサを削減できるので、製品コストをより安価なものにすることが可能である。
【００８６】
また、起動直後から安定した一定風量制御状態までの時間を短時間にすることができる。また、モータの下限回転数を設けることによって必要以上にモータの回転数を低下させずに、モータが停止して故障と勘違いされたり、風量がゼロになる事態を避けることができる。
【００８７】
また、上記のアルゴリズムでは、モータトルクを利用して風量を算出するため、モータトルク情報が含まれる電流を検出しなければならないので、モータ４の相電流を直接検出すればよいが、図１や図５に示した回路構成の場合、インバータ５側の直流電流を検出しており、この直流電流はモータ４の相電流とは厳密には等しくならない。
【００８８】
インバータ５がＰＷＭ制御を行っていると、インバータ５側の直流電流はチョッパ電流となってしまうため、モータ４の相電流と厳密には一致しない。例えば、正弦波駆動の場合で、インバータ５の動作状態が図１３に示すような動作状態だった場合を考えてみる。図１３はインバータのスイッチング動作状態と電流の関係を表す図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸のＵ、Ｖ、ＷはＵ、Ｖ、Ｗ各相のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を示し、Ｈｉ信号は上側の素子がＯＮ、Ｌｏ信号は下側の素子がＯＮする状態を示す。また、Ｉｄｃは電流検出器６にて検出される直流電流を表しており、モータへ流れ込む方向を正方向とした場合の各相のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ状態により、−Ｉｗ、Ｉｕ、０、Ｉｕ、−ＩｗとＰＷＭの１キャリア周期内で変化する。
【００８９】
そこで、電流検出器６で検出される電流を例えばフィルタ等で平均化する。さらには、図１に示した速度制御部１４や図５に示した速度制御部１５からの信号を利用して、平均化して検出した直流電流に補正を加える。この補正を加えることによって、直流電流の平均値から相電流の実効値を換算できる。
【００９０】
モータ４がＤＣブラシレスモータの場合、出力トルクはモータ４に流れる相電流に応じて決まり、誘起電圧と相電流の位相差と電流実効値により出力トルクが変化する。出力トルクが変化するとモータ４にて発生する風量も変化してしまうため、誘起電圧と相電流の位相差も制御することが望ましいが、誘起電圧と相電流の位相差を制御するためには相電流を検出する部品が必要となり高価となるので、従来は誘起電圧と相電流の位相差は制御されていなかった。
【００９１】
本実施の形態では、電流検出器６を利用することによって、電流を検出して検出した電流をフィードバックしてトルク情報を含む電流実効値を演算するようにしてコストアップを最小限に抑えるようにしている。このようにトルク情報を含む電流実効値を使用して風量を制御するようにしているので、演算された風量の補正を行わなくても良くなり、簡易なアルゴリズムでありながら短時間で風量の推定を可能にしている。
【００９２】
また、温度等で変化するモータの定数に対してもトルク情報を含む電流情報をフィードバック情報として利用するため、複雑な温度補正をする必要がなくなり、より簡易で精度の高い制御処理にてモータ４を駆動することができる。さらには、簡易な制御処理とすることで制御処理用のＣＰＵを安価なものを使用でき、製品としての低コスト化も実現できる。更には、風量センサを使用しなくても、風量センサを使用して風量制御する場合と同等の精度の高い風量制御を行うことができる。また、高価な風量センサを削減できるので、製品コストをより安価なものにすることが可能である。
【００９３】
また、相電流を直接検出するようにしても、同等効果を有するのは言うまでもない。また、本発明はモータの発生トルクから風量を演算しているため、トルク情報が含まれる電流を検出すれば良く、いかなる部分にて電流を検出してもトルクを推定することができれば同等効果を有することも言うまでもない。
【００９４】
実施の形態４．
風量演算方法として、実施の形態３で説明したようなＫｐとＣｐを利用して風量を一定に制御する方法もあるが、簡易的に風量を一定に制御する簡易風量制御方法もあり、以下に説明する。本実施の形態においては、図５に示した風量演算部１７は、風量を演算するのではなく、予め設定された複数の回転数のうちの１つを目標回転数として速度制御部１５へ出力する。すなわち、電流検出部１２より検出された電流が風量演算部１７へ出力され、この出力された電流値に応じて、風量演算部１７は速度制御部１５へ目標回転数を段階的に変化させて出力する。速度制御部１５は、その目標回転数になるように速度制御を行う。
【００９５】
例えば、３段階の回転数を予め設定した場合、３段階のうち最も低い回転数を低速、最も高い回転数を高速、中間の回転数を中速とする。この場合、この３つの回転数にはそれぞれ基準となる電流値が関連付けられて記憶されている。中速で動作させている際に、電流検出器６にて検出された電流が予め設定された基準の電流値より大きい場合、風量演算部１７は圧損が小さく、風量が多すぎると判断して、回転数を中速から低速へ低下させる指令を速度制御部１５へ出力する。また、低速状態で動作している際に、検出された電流が予め設定された基準の電流値よりも小さい場合、圧損が大きく風量が出ていないことを示すため、低速から中速へ切り換える。
【００９６】
ここで、設定速度を切り替えると回転数および電流が変化する。回転数検出部１１により回転数を検出し、その回転数に関連付けて記憶されている基準電流値を読み出す。また、電流検出部１２により電流値を検出し、検出した電流値を基準電流値と比較して上述したように基準電流値に対する大小関係により回転数を変更するように指令を速度制御部１５へ出力する。同様に検出した電流値と基準の電流値を比較して中速から高速へ、高速から中速へと切り換えることで、簡易的に風量を略一定に保つことができる。以上のような動作行った場合の風量と静圧の関係（Ｑ−Ｈ特性）の一例は図１４に示すようになる。
【００９７】
図１４は風量と静圧の関係（Ｑ−Ｈ特性）の一例を表す図である。図において、横軸は風量Ｑを表し、縦軸は静圧Ｈを表している。本実施の形態では、上述したように回転数を段階的に変更しているため、図１４に示すように風量Ｑも段階的に変化している。しかし、本実施の形態では実際の風量Ｑは段階的に変動するが、目標風量に対しては略一定に制御されている。従って、本実施の形態での風量制御は、完全なる風量一定制御ではないので、風量をきめこまかく一定に制御する必要な製品には適用しにくいが、風量を制御しようとする範囲（制限）の広い製品（きめこまかく風量を一定に制御する必要のない換気扇などの送風機など）であれば問題なく適用できる。
【００９８】
また、本実施の形態の簡易風量制御は、風量制御の範囲の広い製品への適用が可能であり、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても略一定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、また、風量の制御精度を必要としない安価な製品に、安価な風量制御方式を提案できるので、安価なインバータ制御装置を得ることができる。
【００９９】
また、上記においては回転数を段階的に変化させるような構成の簡易風量制御方法について説明したが、なにも回転数に限ったことではなく、例えば、速度制御部１４もしくは１５の内部での出力電圧指令、言い換えれば、ＰＷＭ生成部の振り幅値（ｄｕｔｙ比）を段階的に変更するようにしても良い。図１５はｄｕｔｙ比を段階的に変更させた場合のＱ−Ｈ特性図である。図において、横軸は風量Ｑを表し、縦軸は静圧Ｈを表している。ｄｕｔｙ比を段階的に変更させるようにしても、図１５に示すようなＱ−Ｈ特性になり、図１４にて説明したのと同等であり、風量を略一定に制御できる効果を有している。この場合は、実施の形態１〜実施の形態３で説明した図１や図５に示された回転数検出部１１が不要になるので、コストの低減が図れる。
【０１００】
また、振り幅値（ｄｕｔｙ比）を段階的に変化させる場合は、回転数を段階的に切り替えるための判断基準に使用するのは、図１４にて説明したような電流値でなくても良く、回転数を使用しても同等効果を有する。すなわち、印加電圧一定であれば回転数の変化にて圧損が推定でき、さらには風量を推定していることになるからである。また、この場合は、実施の形態１〜実施の形態３で説明した図１や図５に示された電流検出部１２が不要になるので、コストの低減が図れる。
【０１０１】
また、本実施の形態では、回転数の切り替えを大・中・小の３段階の場合について説明したが、何も３段階に限ったことではなく、２段階でもよい。また、４段階以上の他段階の方が風量一定の制御精度が向上するので、実施の形態３で説明したＫｐとＣｐの関係を使用した風量制御による風量一定制御に近づき、更なる性能向上が得られるインバータ制御装置や送風装置が提供できる。
【０１０２】
実施の形態５．
図１６は、本発明の実施の形態５を示すブロック図である。図５と同等部分には同一の符号を付して説明は省略する。図において、１６は外部からの指令に応じて風量演算方法を切り換えるように指示する風量演算切換部、１７は風量演算切換部１６からの信号に応じた風量演算方法にて風量を演算する風量演算部である。
【０１０３】
ここで、風量演算切換部１６は外部からの指令を受け、複数の風量演算方法のうちのどの風量演算方法を使用するかを判断し切り替える。風量演算部１７は、風量演算切換部１６にて選択された風量演算方法にて風量を演算する。たとえば、風量演算方法としては、実施の形態３で説明した風量演算方法や実施の形態４で説明した風量演算方法などが考えられる。たとえば、実施の形態３で説明した風量演算方法が選択された場合は、風量演算部１７は実施の形態３で説明した風量演算方法により風量を演算して目標回転数を出力し、速度制御部１５は風量演算部１７にて算出された目標回転数にて速度制御する。
【０１０４】
ここで、実施の形態４で説明した多段階の風量制御の場合は、幅広い風量制御に適用可能だが、最大風量の条件と最小風量の条件とでは回転数も電流も値が大きく変わる。したがって、最大風量条件で風量一定制御の精度を高めるようにチューニングすると、最小風量条件での誤差が大きく、その結果、出力される風量の誤差も大きくなってしまう。そのため、最小風量条件では、演算による風量の誤差が大きくなる。
【０１０５】
従って簡易風量制御のチューニングを最小風量条件にしておくとよい。たとえば、目標風量が少ない場合においては、回転数検出部１１により検出された回転数が小さく、もしくは電流検出器６にて検出する電流値が小さくなるので、実施の形態３で説明したＫｐとＣｐの関係を利用して風量を制御する方法では演算精度が悪くなるので、本実施の形態では風量演算切換部１６にて目標風量が予め設定された風量より小さいと判断された場合に、簡易的風量制御へ切り替え、目標風量が予め設定された風量以上の場合には実施の形態３で説明した風量演算方法にて風量を演算するようにすれば、演算精度の良いインバータ制御装置や送風装置が得られる。したがって、本実施の形態では、幅広い風量制御を行うことができるので、風量範囲の広い製品に対しても定風量制御を提案でき、しかも最小風量条件で演算精度の高い略風量一定制御が実現できるインバータ制御装置や送風装置が得られる。
【０１０６】
また、本実施の形態の風量制御可能なインバータを送風機に適用すれば、吸い込み口や吹き出し口のゴミやほこりによる目詰まりなどから圧損が増加しても風量を確保することができ、風量不足による製品性能低下を抑制することができるようになる。
【０１０７】
また、、上記では風量範囲の広い製品に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供するよう、風量が低い領域において、略一定の風量に制御するように構成したが、風量の精度を必要としないような用途であれば、制御範囲全域にわたって上記のような略一定の風量制御しても何ら問題はなく、その場合、演算負荷が軽減され、安価に風量一定制御の可能なインバータ制御装置や送風装置を提供できる。
【０１０８】
また、本実施の形態の風量制御を換気扇に適用することによって、高層マンション等の突風が吹き込む場所に設置された場合でも、圧損の変化による風量の変化がおこらず、換気量を常に一定に保つことが可能な製品を提供することができる。また、ダクト管の長さによっても風量が変化しないため、工事業者の風量設計の必要性がなくなり、作業性が向上する。
【０１０９】
さらには、従来は必要風量分だけ製品ラインナップをそろえていたが、外部指令によって風量を変更できるので、１つのファン及び１つのモータを組み込んだ製品を提供すればよくなるので、ファンやモータ、制御装置などの標準化が推進でき、標準化による製品の低コスト化を実現できる。さらに、スイッチを切り換えるようにして風量設定値を変えることができるようにしておくことで、設置後に使用者が運転時の排気量に違和感を感じた場合でも、スイッチ切換にて簡単に風量を変更でき、設置後の交換を行わなくてもよくなり、サービス性も向上する。
【０１１０】
また、実施の形態１〜実施の形態５の適用製品として換気扇などの送風装置について述べているが、吸い込み口や吹き出し口の目詰まり等による性能悪化が影響する製品であれば、上述と同等効果を有することは言うまでもなく、例えば、空気調和機や電気掃除機、空気清浄機、除湿器、加湿器など空気を送り出す送風装置を含む全ての製品に適用できることは言うまでもない。
【０１１１】
【発明の効果】
本発明の請求項１に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された電流および回転数に基づいて前記ファンに発生する風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が一定になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたので、従来の速度制御を行うインバータ装置に風量演算を行う風量演算部を後付することによって容易に風量制御可能なインバータ装置へ改良することが可能になる。
【０１１２】
本発明の請求項２に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数によって前記風量を演算するようにしたので、いかなる圧損条件でも簡易なアルゴリズムにて風量を一定に制御することができ、吹き出し口や吸い込み口の圧損によらず風量を一定に保て、風量設計する手間を低減することができる。
【０１１３】
本発明の請求項３に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似し、電流と回転数の検出値に応じて前記複数の近似式を切り替えることによって風量を演算するようにしたので、いかなる圧損条件でも簡易なアルゴリズムにて風量を一定に制御することができ、吹き出し口や吸い込み口の圧損によらず風量を一定に保て、風量設計する手間を低減することができる。
【０１１４】
本発明の請求項４に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似して、電流と回転数の検出値から前記近似式によって仮風量を演算し、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲内に前記仮風量の演算値が存在する場合には仮風量の演算値を風量とし、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲外に前記仮風量の演算値が存在する場合には前記近似式を別の近似式に切り替えて風量を演算するようにしたので、簡単な近似式によって風量を演算するため演算時間が短縮でき、また簡易なアルゴリズムでありながらいかなる圧損条件でも風量を一定に制御することができ、吹き出し口や吸い込み口の圧損によらず風量を一定に保つことができる。
【０１１５】
本発明の請求項５に係わるインバータ装置は、風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を記憶する記憶手段を備え、電流と回転数の検出値に応じて前記記憶手段に記憶された関数を読み出して風量を演算するようにしたので、いかなる圧損条件でも複雑な演算を必要としない簡易的な制御アルゴリズムにて風量を一定に制御することができる。さらには、全閉時の静圧値まで制御できるインバータを得ることができる。
【０１１６】
本発明の請求項６に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法を記憶する風量演算部と、前記風量演算方法の中から１つの風量演算方法を選択して切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたので、最適な風量演算方法を選択でき、風量演算精度が向上し信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【０１１７】
本発明の請求項７に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるように回転数を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたので、風量制御範囲の広く、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、風量精度を要求しない安価な製品にも適用が可能となる。
【０１１８】
本発明の請求項８に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の回転数に関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値に応じて前記記憶手段に記憶された複数の回転数の中から前記ファンの風量が略一定となるように段階的に出力される目標回転数に前記検出された回転数がなるように回転数を制御する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたので、風量制御範囲の広く、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、風量精度を要求しない安価な製品にも適用が可能となる。
【０１１９】
本発明の請求項９に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるようにｄｕｔｙ比を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ｄｕｔｙ比を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたので、風量制御範囲の広く、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、風量精度を要求しない安価な製品にも適用が可能となる。
【０１２０】
本発明の請求項１０に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法と請求項７乃至請求項９のいずれかに記載の風量演算方法とを切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたので、風量制御範囲が広くても風量制御に対する演算精度の影響を小さくでき、製品の信頼性を向上させることができる。
【０１２１】
本発明の請求項１１に係わるインバータ装置は、ステータおよびロータから構成されるＤＣブラシレスモータにより駆動されるファンの風量を演算する風量演算部と、前記風量演算部よりの回転数情報に基づいて前記ステータの通電角度に対する前記ロータの進み角度を算出し前記進み角度を制御しつつ前記ファンの回転数を制御する速度制御部と、を備えたので、ファンの発生風量の演算精度を向上させることができる。また、進み位相角度を最大効率角度に設定すれば、モータ４を高効率に駆動でき、省エネが実現できる。
【０１２２】
本発明の請求項１２に係わるインバータ装置は、ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータと、前記インバータに入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部にて検出された直流電圧に基づいて前記ＤＣブラシレスモータを速度制御する速度制御部と、を備えたので、検出された直流電圧を出力電圧として使用することにより、直流電圧の持つ電圧リップル分を補償でき、電圧リップル分を重畳させることなくモータを駆動することができ、直流電圧リップルによる騒音を低減することができる。
【０１２３】
本発明の請求項１３に係わるインバータ装置は、目標回転数に下限値を設け、必要以上に回転数を低下させないようにしたので、必要以上にモータの回転数を低下させずにすむため、モータが停止して故障と勘違いされる事態を避けることができる。
【０１２４】
本発明の請求項１４に係わるインバータ装置は、目標ｄｕｔｙ比に下限値を設け、必要以上にモータの回転数を低下させないようにしたので、必要以上にモータの回転数を低下させずに、モータが停止して故障と勘違いされる事態を避けることができる。
【０１２５】
本発明の請求項１５に係わるインバータ装置は、前記ＤＣブラシレスモータを正弦波駆動するインバータの入力あるいは出力の直流電流を検出する電流検出部を備え、前記電流検出部によって検出された電流値を前記モータのトルク情報を含む電流値に換算し、換算した電流値を使用して風量演算を行うようにしたので、コストアップを最小限に抑えてながら電流によるフィードバックを実現し、複雑な温度補正などの演算風量の補正をなくし、簡易なアルゴリズムで風量を推定できるインバータ装置が得られる。また、電流検出における複雑な補正を行わずに風量演算ができ、風量演算のための補正時間を短縮でき、簡易なアルゴリズムで風量推定を行うことができる信頼性の高いインバータ装置がえられる。また、ファンモータとしてＤＣブラシレスモータを搭載した場合においても、正弦波にて駆動することにより磁石によるコギングトルクに起因するトルクリップルでの騒音を抑制するため、トルクリップルによる騒音を低減した定風量インバータ装置を得ることができる。
【０１２６】
本発明の請求項１６に係わる送風装置は、請求項１乃至請求項１５のいずれかに記載のインバータ装置によって風量を制御するようにしたので、吸い込み口や吹き出し口のゴミやほこりによる圧損が増加しても風量を確保することができ、風量不足による製品性能低下を抑制することのできる送風装置を得ることができる。
【０１２７】
本発明の請求項１７に係わる送風装置は、ＤＣブラシレスモータに接続されたファンと、前記ＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された前記電流および前記回転数に基づいて前記ファンに発生する目標風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が前記風量演算部にて演算された目標風量になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたので、たとえば換気扇に適用した場合、高層マンション等の突風が吹き込む場所に設置された場合でも、圧損の変化による風量の変化がおこらず、換気量を常に一定に保つことが可能な製品を提供することができる。また、ダクト管の長さによっても風量が変化しないため、工事業者の風量設計の必要性がなくなり、作業性が向上する。さらには、製品の標準化が推進でき、標準化による製品の低コスト化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１を表す風量演算部の内部の制御ブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１の速度制御部の回路構成を表した図である。
【図４】 本発明の実施の形態１の進み位相角度を説明するための図である。
【図５】 本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
【図６】 本発明の実施の形態２の速度制御部を示す制御ブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態２の倍電圧整流回路の構成を表す回路図である。
【図８】 本発明の実施の形態３を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施の形態３のＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。
【図１０】 本発明の実施の形態３のＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。
【図１１】 本発明の実施の形態３の風量を演算するための近似式選定のフローチャート図である。
【図１２】 本発明の実施の形態３の風量を演算する方法の一例を表すフローチャート図である。
【図１３】 本発明の実施の形態３のインバータのスイッチング動作状態と電流の関係を表す図である。
【図１４】 本発明の実施の形態４の風量と静圧の関係（Ｑ−Ｈ特性）の一例を表す図である。
【図１５】 本発明の実施の形態４のｄｕｔｙ比を段階的に変更させた場合のＱ−Ｈ特性図である。
【図１６】 本発明の実施の形態５を示すブロック図である。
【図１７】 従来の技術を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ 交流電源、２ 交直変換回路、３ コンデンサ、４ モータ、５ インバータ、６ 電流検出器、７ 位置センサ、８ 電圧検出器、１０ 制御手段、１１ 回転数検出部、１２ 電流検出部、１３ 風量演算部、１４、１５ 速度制御部、１６ 風量演算切替部、１７ 風量演算部、１０１ ＤＣファンモータ、１０２ ＤＣモータ、１０３ 制御手段、１０４ 回転数検出手段、１０５ 電圧制御手段、１０６ 記憶手段、１０７ 風量指示手段。
【発明の属する技術分野】
本発明は、冷凍・空調装置などのインバータ制御を行うファンモータや換気扇などの送風装置の風量制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１７は、例えば特開平５−１４６１８９号公報に示された従来のＤＣファンモータの制御ブロック図である。図において、１０１はＤＣモータ１０２を搭載したＤＣファンモータであり、ＤＣモータ１０２は通電を制御する制御手段１０３によって回転を制御され、ＤＣモータ１０２の回転数を回転数検出手段１０４で検出している。また、１０７は強、中、弱などのＤＣファンモータ１０１の運転風量を指示する風量指示手段であり、強、中、弱のそれぞれの運転風量を実現するための、ＤＣモータ１０２の各印加電圧に対する必要回転数を記憶手段１０６に記憶している。１０５は電圧制御手段であり、指示された風量に対応した印加電圧に対する回転数を記憶手段１０６より参照し、風量に応じた回転数でＤＣモータ１０２が動作するよう印加電圧を制御するものである。
【０００３】
特開平５−１４６１８９号公報に示される従来の技術によれば、ある印加電圧でＤＣモータ１０２を動作させ、その回転数を検出する。静圧が高いために目標とする風量が出ていなければ、その条件下では必要風量における条件下よりも回転数が高くなるため、検出した回転数によって、目標風量に対し出力している風量の大小関係がわかり、印加電圧を制御することによって風量を一定に制御している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
特開平５−１４６１８９号公報に示されている従来の技術では、風量推定において、印加電圧における回転数を予め計測しておき、それらを開ループとして制御することになる。すなわち、風量はモータの軸トルクによって決定しており、モータの発熱によって印加電圧に対する軸トルクは変化したり、印加電圧と相電流の位相差によっても変化したりするが、変化時の電圧情報がフィードバックされない開ループ制御となっている。
【０００５】
さらに、モータとしてＤＣブラシレスモータを採用した場合、通電位相の進み角によっても軸トルクが変化し、軸トルクが変化すると風量も変化するため、回転数やモータの軸トルクに応じて、モータ印加電圧における位相の進み角度も制御した方が良い。この通電位相の進み角によっても軸トルクが変化するので、印加電圧をフィードバックして制御した方がよいが、従来技術では、電圧情報がフィードバックされておらず、風量を推定する為に検出した回転数に対する補正が必要となっていた。
【０００６】
また、ＤＣブラシレスモータの場合、磁石によるコギングトルクからトルクリップルが発生し、そのトルクリップルのため騒音が発生してしまう。そこで、トルクリップルを抑制するため、モータに流れる電流を正弦波状にすることでトルクリップルを抑制し騒音を低減させることが可能となるが、正弦波駆動する場合、モータの誘起電圧位相が通電位相に対し変化しやすく、上述の開ループ制御では風量を一定に制御するためには複雑な補正計算を必要とする。
【０００７】
本発明は上記の課題を解決するために鑑みられたもので、簡単な構成で風量を確実に推定できるインバータ装置や送風装置を提供するものである。また、風量の演算精度が高く信頼性の高いインバータ装置や送風装置を提供するものである。また、温度などの変化要因に対してモータの発生トルクを適性な値で検出するこのできるインバータ装置や送風装置を提供するものである。
【０００８】
また、通電位相によってモータの電流情報は変化してしまうが、通電位相も適正に制御することによって、いかなる負荷条件に対してもモータの電流を検出することによって発生トルクを検出できるインバータ制御装置や送風装置を提供するもである。また、本発明は、単一的な制御アルゴリズムで風量一定に動作させることのできるインバータ制御装置や送風装置を提供するもである。
【０００９】
【課題を解決する手段】
本発明の請求項１に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された電流および回転数に基づいて前記ファンに発生する風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が一定になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたものである。
【００１０】
本発明の請求項２に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数によって前記風量を演算するようにしたものである。
【００１１】
本発明の請求項３に係わるインバータ装置は、風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似し、電流と回転数の検出値に応じて前記複数の近似式を切り替えることによって風量を演算するようにしたものである。
【００１２】
本発明の請求項４に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似して、電流と回転数の検出値から前記近似式によって仮風量を演算し、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲内に前記仮風量の演算値が存在する場合には仮風量の演算値を風量とし、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲外に前記仮風量の演算値が存在する場合には前記近似式を別の近似式に切り替えて風量を演算するようにしたものである。
【００１３】
本発明の請求項５に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を記憶する記憶手段を備え、電流と回転数の検出値に応じて前記記憶手段に記憶された関数を読み出して風量を演算するようにしたものである。
【００１４】
本発明の請求項６に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法を記憶する風量演算部と、前記風量演算方法の中から１つの風量演算方法を選択して切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたものである。
【００１５】
本発明の請求項７に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるように回転数を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたものである。
【００１６】
本発明の請求項８に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の回転数に関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値に応じて前記記憶手段に記憶された複数の回転数の中から前記ファンの風量が略一定となるように段階的に出力される目標回転数に前記検出された回転数がなるように回転数を制御する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたものである。
【００１７】
本発明の請求項９に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるようにｄｕｔｙ比を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ｄｕｔｙ比を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたものである。
【００１８】
本発明の請求項１０に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法と請求項７乃至請求項９のいずれかに記載の風量演算方法とを切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたものである。
【００１９】
本発明の請求項１１に係わるインバータ装置は、ステータおよびロータから構成されるＤＣブラシレスモータにより駆動されるファンの風量を演算する風量演算部と、前記風量演算部よりの回転数情報に基づいて前記ステータの通電角度に対する前記ロータの進み角度を算出し前記進み角度を制御しつつ前記ファンの回転数を制御する速度制御部と、を備えたものである。
【００２０】
本発明の請求項１２に係わるインバータ装置は、ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータと、前記インバータに入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部にて検出された直流電圧に基づいて前記ＤＣブラシレスモータを速度制御する速度制御部と、を備えたものである。
【００２１】
本発明の請求項１３に係わるインバータ装置は、目標回転数に下限値を設け、必要以上に回転数を低下させないようにしたものである。
【００２２】
本発明の請求項１４に係わるインバータ装置は、目標ｄｕｔｙ比に下限値を設け、必要以上にモータの回転数を低下させないようにしたものである。
【００２３】
本発明の請求項１５に係わるインバータ装置は、前記ＤＣブラシレスモータを正弦波駆動するインバータの入力あるいは出力の直流電流を検出する電流検出部を備え、前記電流検出部によって検出された電流値を前記モータのトルク情報を含む電流値に換算し、換算した電流値を使用して風量演算を行うようにしたものである。
【００２４】
本発明の請求項１６に係わる送風装置は、請求項１乃至請求項１５のいずれかに記載のインバータ装置によって風量を制御するようにしたものである。
【００２５】
本発明の請求項１７に係わる送風装置は、ＤＣブラシレスモータに接続されたファンと、前記ＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された前記電流および前記回転数に基づいて前記ファンに発生する目標風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が前記風量演算部にて演算された目標風量になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたものである。
【００２６】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。図１において、１は交流電源、２は交流電源１の交流を直流に変換する交直変換回路、３は交直変換回路２の出力の直流電圧を平滑するコンデンサ、４はモータ、５はコンデンサ３の直流電圧をモータへ印加するスイッチング回路からなるインバータ、６はインバータから出力される直流電流を検出する電流検出器、７はモータ４の回転子の位置および速度を検出する位置センサであり、モータ４と一体で構成されている。１０はインバータ５を制御する制御手段、１１は位置センサ７の位置信号から回転数を検出する回転数検出部、１２は電流検出器６からの信号からモータ４の電流を検出する電流検出部、１３は回転数検出部１１と電流検出部１２からモータ４から出力される風量を演算する風量演算部、１４は風量演算部１３の指令を受けモータ４を速度制御する速度制御部である。
【００２７】
次に、図１の動作について説明する。交流電源１からの交流電力を交直変換回路２にて交流から直流に変換し、コンデンサ３にて平滑化する。コンデンサ３の両端には、直流電圧が発生しており、電流検出器６を介してインバータ５へ入力する。インバータ５を構成する６つの半導体を相互に動作（スイッチング）させ、モータ４を駆動する。モータ４に流れる電流は、インバータ５、電流検出器６を介して流れるため、電流検出器６の両端に誘起される電圧にて電流は検出される。
【００２８】
また、位置センサ７は、モータ４の回転による回転子の位置に応じた信号を発生させるように取りつけられている。この位置センサ７は、図１においては３ヶの場合が記述されているが、モータ４の回転子位置とモータ４の回転数を検出できれば、いくつでも良く、１ヶでも構わない。また、回転子位置と回転数を検出できるように構成されていれば位置センサを用いなくとも良い。
【００２９】
位置センサ７からの信号により回転数検出部１１では、モータ４の回転数を検出する。ここで検出された回転数は、風量演算部１３と速度制御部１４へ出力される。また、風量演算部１３は、電流検出部１２にて検出されたモータの電流値と回転数検出部１１にて検出されたモータの回転数からモータ４と接続されているファンにて発生している風量を演算する。
【００３０】
図２に風量演算部１３の内部の制御ブロック図を示す。図において、１３ａは風量を演算する風量演算部、１３ｂは目標回転数を算出する目標回転数算出部である。図２に示したように、風量演算部１３では、回転数検出部１１により検出された回転数と電流検出部１２により検出された電流から風量演算部１３ａにて風量を演算し、目標回転数算出部１３ｂにて演算された演算風量と目標風量との偏差をとり、その偏差が０となるようにモータ４の動作の目標となる目標回転数を算出する。速度制御部１４は風量演算部１３にて算出された目標回転数になるようにモータ４を速度制御する。したがって、モータ４に接続されているファンにて発生する風量と目標風量とが一致するようになるので、風量を一定に制御することが可能となる。
【００３１】
また、図３は速度制御部１４の回路構成を表した図である。図において、１４ａは出力電圧算出部、１４ｂは角度データ算出部、１４ｃはＰＷＭ生成部部である。風量演算部１３にて算出された目標回転数と回転数検出部１１にて検出された回転数が速度制御部１４内の出力電圧算出部１４ａへ入力される。出力電圧算出部１４ａでは、検出された回転数が風量演算部１３にて算出された目標回転数となるような出力電圧を算出する。
【００３２】
また、速度制御部１４内部では、角度データ算出部１４ｂにて角度データも算出する。位置センサ７にてモータ４の回転子の位置が検出されるので、角度データ算出部１４ｂでは検出された回転子の位置に応じた角度を演算する。ここで、位置センサ７は電気角度６０度毎の信号を出力するので、６０度より小さな分解能の角度は演算から求める。例えば、位置センサ７の６０度毎の信号間に角度算出の処理の回数で除算すれば、角度算出処理１回での角度が求められる。これを順に加算していくことでモータ４の位置角度を算出できる。
【００３３】
さらに、角度データ算出部１４ｂでは、回転数検出部１１にて検出された回転数に応じた進み位相角度も算出する。ここで、図４は進み位相角度を説明するための説明図である。図において、横軸は電気角であり、角速度ｗと時間ｔの積で表されている。また、縦軸はロータの磁石位置とステータの通電位置を表しており、ロータの磁石位置とステータの通電位置のずれ分の電気角相当分をロータ磁石位置に対するステータ通電位置の進み角度としている。
【００３４】
モータ４がＤＣブラシレスモータの場合、出力トルクはモータ４に流れる相電流に応じて決まり、誘起電圧と相電流の位相差と電流実効値により出力トルクが変化する。出力トルクが変化するとモータ４にて発生する風量も変化してしまうため、誘起電圧と相電流の位相差も制御することが望ましいが、誘起電圧と相電流の位相差を制御するためには相電流を検出する部品が必要となり高価となるので、従来は誘起電圧と相電流の位相差は制御されていなかった。
【００３５】
しかしながら、本発明では、風量を一定に制御する目的のファンモータの場合はモータの負荷は既知であり、またモータ４の回転数と出力トルクがほぼ一意に決まることを利用して、簡易的に制御を実施している。すなわち、予め回転数と位相差の関係を求めて記憶させておき、その関係に基づいて制御することで等価的に相電流の位相を制御して回転数を制御するようにしている。
【００３６】
ここで、相電流を検出しない図１のような回路構成の場合は、誘起電圧と相電流の位相差の関係を推定できないので、誘起電圧とインバータ５の出力電圧の位相差の関係を代替して使用すればよい。そうすることによって、回転数に応じた出力電圧の位相を設定することで、ほぼ誘起電圧と相電流の位相差を制御することができ、回転数に応じた進み位相角度が求められる。
【００３７】
モータ４の発生トルクを回転数に代替して回転数に応じて進み位相角度を制御する進み位相角度制御を行うことによって、モータ４にて発生する風量の演算精度を向上させることができ、演算した風量に対する補正を少なくすることができる。また、進み位相角度を最も効率の良くなる（電流が小さくなる）最大効率角度に設定しておくことで、モータ４を最も効率よく駆動することが可能となる。従って、効率の良い状態で駆動することができるため、モータ４の損失が減少し発熱量が減少するので、温度等が変化した場合の風量への影響を極力小さくでき、風量制御の精度を向上させることができる。（たとえば温度が変化すると磁束および巻線抵抗が変化するのでモータの出力が変わり風量も変化するが、本発明では風量変化を極力小さくできる。）
【００３８】
このような進み位相角度の制御方法は、ファン負荷が既知であることから、概ね成り立つことを利用している。但し、ファンモータの場合、回転方向に対して順方向の風向および逆方向の風向の場合があるため、回転数と発生トルクは完全には一致しないが、ファンの慣性モーメントが大きいため、インバータ５の出力電圧を回転数に応じて変更することによって、ほぼ誘起電圧と相電流の位相差を制御することができる。
【００３９】
また、ファンモータとしてＤＣブラシレスモータを搭載する場合は、磁石によるコギングトルクに起因するトルクリップルでの騒音が発生するが、モータに流れる電流を正弦波状（正弦波電流駆動）にすることによって、トルクリップルを抑制することができトルクリップルによる騒音を低減することができる。
【００４０】
このような正弦波電流駆動の場合、進み位相角度の影響が大きいので、進み位相角度によってモータ４の発生トルクが大きく変化してしまう。そのため、風量を制御し正弦波駆動するインバータにおいて、回転数に応じて進み位相角度の制御を行うことで、風量演算値に対して補正を加えることなく制御することができるので、簡易な制御アルゴリズムで風量を一定に制御することができ、しかもインバータの正弦波電流駆動が可能となるためトルクリップルによる騒音も低減できる。
【００４１】
以上のように、速度制御部１４について説明してきたが、何も上述のように構成しなければならないというわけではなく、モータ４を速度制御する速度制御部に風量を一定にするような速度指令を入力して動作させることのできる構成の速度制御部であれば良い。このように速度制御部を構成することによって、従来の速度制御されたＤＣモータのインバータを容易に風量制御可能なインバータへ改良することができる。
【００４２】
また、速度制御部が進み位相角度を回転数に応じて制御する構成であれば更に良い。また、正弦波にて駆動するインバータ５の場合は、進み位相角度の制御を行う構成であれば良く、風量演算部１３にて風量を一定に保つように算出された回転数にて速度制御部にて速度制御するような簡易的な構成で風量一定制御が可能なインバータ装置を提供することができる。
【００４３】
実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。図において、図１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図５において、２０はインバータ制御装置、８はコンデンサ３両端の直流電圧を検出する電圧検出器、１５は電圧検出器８にて検出された直流電圧も使用してモータ４を速度制御する速度制御部である。
【００４４】
次に、図５の動作について説明する。位置センサ７にてモータ４の回転子位置を検出し回転数検出部１１にて回転数を検出する。また、電流検出器６からの信号にてモータ４の電流を検出する。これらの検出された回転数と電流を用いて風量演算部１３にて風量を演算し、風量を一定にするための目標回転数を算出する動作は実施の形態１と同様である。
【００４５】
速度制御部１５は実施の形態１で説明した速度制御部１４と同様に、風量演算部１３にて算出された目標回転数に基づいて、モータ４の速度を制御する。但し、本実施の形態では、図６に示すように出力電圧の算出に直流電圧を利用している。図６は速度制御部１５内の詳細を表す制御ブロック図である。図６において、１５は速度制御部であり、出力電圧算出部１５ａ、角度データ算出部１５ｂ、ＰＷＭ生成部１５ｃより構成されている。
【００４６】
図６における速度制御部１５は図３における速度制御部１４と同様であり、風量演算部１３にて算出された目標回転数と回転数検出部１１にて検出された回転数が速度制御部１５内の出力電圧算出部１５ａへ入力される。出力電圧算出部１５ａでは、検出された回転数が風量演算部１３にて算出された目標回転数となるような出力電圧を算出する。
【００４７】
また、速度制御部１５内部では、角度データ算出部１５ｂにて角度データも算出する。位置センサ７にてモータ４の回転子の位置が検出されるので、角度データ算出部１５ｂでは検出された回転子の位置に応じた角度を演算する。ここで、位置センサ７は電気角度６０度毎の信号を出力するので、６０度より小さな分解能の角度は演算から求める。例えば、位置センサ７の６０度毎の信号間に角度算出の処理の回数で除算すれば、角度算出処理１回での角度が求められる。これを順に加算していくことでモータ４の位置角度を算出できる。
【００４８】
さらに、角度データ算出部１５ｂでは、回転数検出部１１にて検出された回転数に応じた進み位相角度も算出する。ＰＷＭ生成部１５ｃでは、モータ４に印加するＰＷＭを生成する部分であり、例えば、正弦波での駆動を行う場合、サインカーブの振り幅（片振幅）が出力電圧算出部１５ａより出力されるので、出力電圧算出部１５ａより出力される振り幅値と角度データ算出部１５ｂにて算出される角度データとから正弦波を生成し、生成された正弦波からＰＷＭ信号を生成する。
【００４９】
ここで、図６ではＰＷＭ生成部１５ｃに入力される指令値が図３の場合と異なっており、例えば、正弦波駆動の場合、サインカーブの振り幅値となっている。この指令値は、インバータ５より出力される電圧値を決めるのに使用しており、サインカーブの場合は、振り幅値が０〜１の間で変化することでインバータ５により出力される電圧を変化させる。
【００５０】
ここで、インバータ５がＰＷＭにてモータ４への印加電圧を制御している場合、ＰＷＭ生成が必要とする振り幅の値は０〜１の間の値である。これは、ＰＷＭが時間平均の割合でオンｄｕｔｙを設定するためであり、出力電圧算出部からも０〜１の間の値が出力される。
【００５１】
図６の出力電圧算出部１５ａでは、目標回転数と位置センサ７にて検出された回転数とから電圧の実行値を求め、この実行電圧を電圧検出器８にて検出された直流電圧で除算することによって、出力電圧となる振り幅値を求める。すなわち検出された直流電圧に対する実行電圧の割合を振り幅値としている。図３の出力電圧算出部１４ａの場合には、直流電圧を検出していないため、例えば予め実行電圧に相当する値として設定されている設定値との割合として出力するようにすればよい。
【００５２】
交直変換回路２が、例えば図７に示すような倍電圧整流回路の場合は、直流電圧は電源１の半周期のリップルを持つ。図７は倍電圧整流回路の構成を表す回路図である。図において、２は交直変換回路であり、ダイオード２ａ、コンデンサ２ｂ、リアクタ２ｃなどの受動部品のみで構成されている。倍電圧整流回路の場合は、直流電圧に電圧リップルが存在すると、図３に示した速度制御部１４における出力電圧算出部１４ａでは、目標回転数と検出回転数との差に変化が生じないため、実行電圧としては変化せず、ＰＷＭ生成部１４ｃにおいてもｄｕｔｙ比が変化しない。このため、直流電圧にリップルがある場合、インバータ５からモータ４へ印加される電圧に直流電圧のリップルが重畳してしまい、回転数変動を起こし騒音の要因となる可能性がある。
【００５３】
そこで、図６のように検出された直流電圧を出力電圧の算出時に使用して補正することにより、直流電圧の持つリップル分を補償でき、インバータ５からモータ４へ印加する電圧に対して、直流電圧のリップル分を重畳させることなくモータ４を駆動することができる。したがって、直流電圧リップルによる騒音を低減できる。また、正弦波駆動にて騒音を低減させようとする場合でも、正弦波での騒音低減効果に加えて更なる騒音低減効果の得られるインバータが得られる。
【００５４】
実施の形態３．
図８は、本発明の実施の形態３を表すブロック図である。図において、図５と同等部分は同じ符号を付して説明は省略する。２０はモータ２２を駆動するためのインバータ制御装置、２１はモータ２２の軸に接続されたファンである。
【００５５】
インバータ制御装置２０はファン２１から発生する風量を一定に制御するための制御装置である。ファン２１にて発生する風量をＱとし、ファン２１の回転数をＮｆ、ファン２１の軸動力をＬとすると、ＱはＮに比例し、Ｎｆの３乗にＬは比例する。すなわち、Ｑ∝Ｎｆ、Ｌ∝Ｎｆ3で表される。これは、流体の相似則と呼ばれる一般的に知られる定理である。
【００５６】
また、モータ２２の回転数をＮとすると、ファン２１の回転数Ｎｆとモータ２２の回転数Ｎは、軸がぶれていない限り、同一となることから、Ｎｆ＝Ｎであることは明らかである。また、ファン２１とモータ２２の軸がずれることは考えにくいので、モータ２２の軸出力Ｐはファン２１の軸動力Ｌと同じと考えて良く、Ｐ＝Ｌとなる。また、モータ２２の軸出力Ｐは、モータ２２の回転数Ｎとモータ２２の出力トルクＴの乗算で求められる。すなわち、Ｐ＝Ｎ×Ｔで求められる。
【００５７】
従って、上述の通りＰ＝Ｌであるので、ファン２１の軸動力Ｌも、Ｌ＝Ｎ×Ｔで表される。また、ＤＣモータの場合、出力トルクＴは相電流Ｉとトルク定数Ｋｔの乗算で表されるため、Ｔ＝Ｋｔ×Ｉが成り立つ。よって、ファン２１の軸動力Ｌは、Ｌ＝Ｋｔ×Ｎ×Ｉと表すことができ、Ｎ＝Ｎｆ、Ｌ∝Ｎｆ3であることからＫｔ×Ｎ×Ｉは、Ｎの３乗に比例するともいえる。
【００５８】
以上より
Ｑ∝Ｎ
Ｋｔ×Ｎ×Ｉ∝Ｎ3
の２式を導くことができる。
【００５９】
上記２式より、ある圧損条件における比例定数をＣｐ１、Ｋｐ１とすると、上記２つの比例関係式より
Ｃｐ１＝Ｑ／Ｎ
Ｋｐ１＝Ｎ×Ｉ／Ｎ3＝Ｉ／Ｎ2
と表すことができる。
【００６０】
ここで、風路などが変化して圧損条件が変化すれば、上記の比例定数も変化するので、その場合における定数を圧損条件ごとに定めれば、Ｃｐ２、Ｋｐ２、……、Ｃｐｎ、Ｋｐｎとおくことができる。このように圧損条件が変化すればＣｐ、Ｋｐとも変化し、ある圧損条件１から条件ｎまでのＣｐ、Ｋｐの定数の組み合わせは図９に示すような軌跡を示す。図９は風量演算を行うためのＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。図において、横軸はＫｐ値、縦軸はＣｐ値を表している。
【００６１】
図９に示したように圧損条件が変化した場合に、Ｃｐ、Ｋｐ共に変化するが、これら２ヶの定数（ＣｐとＫｐ）の関係は、図９に示したような関係を維持しながら変化していることから、どんな圧損状態においても図９に示される関係を用いればＣｐ、Ｋｐが一意に決まり、圧力（静圧）によらず、回転数Ｎと電流Ｉから風量Ｑを算出できることを示している。
【００６２】
すなわち、ＮとＩがわかればＫｐが算出でき、図９よりＣｐを求めることができる。このＣｐ値より風量Ｑは、Ｑ＝Ｃｐ×Ｎで求めることができる。また、ｆをＫｐの関数とすると、Ｃｐ＝ｆ（Ｋｐ）で表すことができるので、風量Ｑは、Ｑ＝Ｎ×ｆ（Ｉ／Ｎ2）でも求めることができる。したがって、関数ｆを予め実験などにより求めておけば、ＩとＮが分かれば風量Ｑを求めることができる。
【００６３】
また、図９のような関係は、圧力によらないことから、いかなる風路であっても成り立つが、ファン形状やモータが異なれば図９に示す関数ｆが異なってくる。ただし、ファン形状やモータに応じたＣｐとＫｐの関係を事前に把握しておくことによって、いかなるファン形状のものをいかなるモータで駆動し、いかなる風路に取り付けられていたとしても、回転数Ｎと電流Ｉにて風量Ｑを算出できる。
【００６４】
上記のように、本発明によれば、圧損がいかなる値であったとしても風量を推定できるので、風量を一定に制御することができる。従って、本発明によれば、圧損が変化しても風量センサ無しで風量を一定に制御することのできるインバータ装置や送風装置を提供することができる。
【００６５】
次に、図９の関係から如何にして、ＣｐとＫｐとを求め、風量を制御するかを述べる。全領域においてＣｐとＫｐが比例状態（1次式で表される）であるとして比例制御ができれば良いが、図によれば、ＣｐとＫｐは比例状態になっているところもあるが、ＫｐもしくはＣｐが小さくなる領域においては、ＣｐとＫｐは比例関係にはなっていない。この領域は、Ｃｐが小さくなっている領域であることから、回転数Ｎに対して風量Ｑが少なすぎており、圧損が大きい領域であると考えられる。この領域においては、ＣｐとＫｐが比例関係（Ｑ∝Ｉ／Ｎ）として制御すると、風量一定制御ができなくなる。
【００６６】
そこで、本実施の形態では、例えば、図１０に示すように、図９で示したＫｐとＣｐを表す曲線（関数ｆ）に対して、複数本の１次式で関数ｆを近似させて、ＣｐとＫｐの関係を予め求めておくようにしている。図１０は、風量演算を行うためのＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。図において、横軸はＫｐ値、縦軸はＣｐ値を表している。図においては、図９で示した関数ｆを３つの直線（近似式１、近似式２、近似式３）で近似している。
【００６７】
このような近似式を予め求めておくことによって、ファン２１の風量Ｑを簡単に推定することができるので、インバータ制御装置２０によって風量を一定に制御することも簡単に行うことができる。また、本実施の形態では、３つの近似式にて近似した例について説明したが、いくつの近似式にて近似してもよく、多数の近似式にて近似した方が近似精度が向上するので、信頼性が向上する。
【００６８】
次に、図１０に表された３つの近似式の説明と風量の求め方について説明する。本実施の形態では、近似式１は、０切片となる１次近似式、近似式２は一般的な１次近似式、近似式３は縦軸に並行となる近似式の３つの近似式で近似している。この３つの近似式の各々の定数をα、β、γ、λとすると以下のように表すことができる。
【００６９】
近似式１ Ｑ／Ｎ＝α×（Ｉ／Ｎ2）
近似式２ Ｑ／Ｎ＝β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ
近似式３ Ｑ／Ｎ＝λ
【００７０】
以上のように近似式を設定し、近似式と近似式が交差する点を各々の近似式の切り換えポイントとして、各近似式の使用できるＫｐとＣｐの範囲を設定して風量Ｑを演算するようにしている。このような近似式を利用して、風量を演算するのは、図５に示した風量演算部１３である。図５における風量演算部１３での風量Ｑの算出方法を図１１に示すフローチャートにて説明する。図１１は風量を算出するための近似式選定のフローチャート図である。
【００７１】
図において、Ｓ−１は近似式１にて仮風量（α×（Ｉ／Ｎ2））を計算するステップ、Ｓ−２はステップＳ−１にて求めた仮風量が近似式１と近似式２との交差点Ｙａ以上かどうかを判断するステップ、Ｓ−３は近似式１にて風量を計算するステップ、Ｓ−４は近似式２で仮風量（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）を計算し近似式２と近似式３との交差点Ｙｂ以上かどうかを判断するステップ、Ｓ−５は近似式２にて風量を計算するステップ、Ｓ−６は近似式３にて風量を計算するステップである。
【００７２】
図において、Ｓ−１で、（α×（Ｉ／Ｎ2））の近似式１にて、仮風量Ｑ／Ｎを算出する。そして図１０における近似式１と近似式２との交差点Ｙａよりも（α×（Ｉ／Ｎ2））が大きいかどうかをＳ−２にて判定する。もし、（α×（Ｉ／Ｎ2））がＹａ以上の場合は、Ｓ−３にて近似式１を利用して風量Ｑを算出する（仮風量を風量としても良い）。もし、（α×（Ｉ／Ｎ2））がＹａよりも小さい場合は、Ｓ−４にて仮風量を近似式２を利用して（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）で計算した値と置きかえる。そして仮風量（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）がＹｂ以上ならば、Ｓ−５にて近似式２を利用して風量Ｑを算出する。もし、（β×（Ｉ／Ｎ2）＋γ）がＹｂよりも小さい場合、Ｓ−６にて、近似式３を利用して風量Ｑを算出する。
【００７３】
このようにして風量Ｑは図１、図２および図５にて示した風量演算部１３にて演算され、演算された風量と目標としている風量が等しくなるような目標回転数を算出し、目標回転数になるように速度制御部１４あるいは１５にて速度制御することで風量を一定に制御することが可能になる。
【００７４】
また、図１０では複数の１次式（直線）で近似させ、その近似させた複数の１次式の使用範囲を選択して風量を演算し、風量が一定になるように制御しているが、なにも１次式でなくてもよく、２次式以上の高次式で近似して風量制御しても良いが、１次式で近似した方が演算し易いため、制御も行いやすいので、本実施の形態では１次式で近似するようにしている。
【００７５】
さらに、図１０におけるＣｐとＫｐにおいて、Ｃｐを横軸にＫｐを縦軸にしてＣｐとＫｐの関係を表すと、単純な２次式で近似することができる。言い換えると、風量Ｑを算出するために、Ｑを回転数Ｎと相電流Ｉで表した近似式を平方根の関数で表すことで、風量Ｑを求めることができるので、平方根関数から風量Ｑを演算して風量制御できることも言うまでもない。
【００７６】
また、近似式３は、縦軸に並行でＫｐが一定であり、風量Ｑは回転数Ｎに対し比例関係となっている。そのため、目標風量によってはモータ４の回転数Ｎの上限を制限できるということも意味している。但し、近似式３の領域では、圧損が大きく、モータ４をフルパワーで動作させたとしても目標風量が出なくなる領域であるので、全閉時の静圧を抑制して風量を得たい場合、この近似式３のλの値を変更することによって、全閉時の静圧まで制御することが可能となる。
【００７７】
更に、上述では近似式を使用して風量Ｑを算出したが、風量演算部１３内部に記憶手段を設け、この記憶手段に図９に示した関数ｆを予めを記憶させておき、この関数ｆを直接使用して風量Ｑを算出するようにしても、近似式を使用して求める場合と同様の効果が得られることは言うまでもない。また、図９における関数ｆをテーブル化して、回転数Ｎと電流Ｉの２次元パラメータから風量Ｑが導けるようにしても近似式を利用して風量Ｑを算出する方法と同様の効果が得られる。
【００７８】
近似式の他に、前述のとおり、記憶手段を風量演算部１３に設けるといった方策もあり、この場合の動作の一例を図１２に示す。図１２は風量を演算する方法の一例を表すフローチャート図である。図において、Ｓ−１１はＫｐを算出するステップ、Ｓ−１２はＫｐの値から記憶されている関数からＣｐの値を呼び出すステップ、Ｓ−１３は呼び出したＣｐの値を使用して風量Ｑを演算するステップである。
【００７９】
Ｓ−１１にて、まず検出された回転数と電流とからＫｐを計算して算出する。この場合、演算してもよいし、風量演算部１３内部の記憶手段に２次元のデータテーブルとして持たせておいてもよい。次にＳ−１２では算出されたＫｐの値からＣｐの値を求める。このＣｐの値を求めるのに、記憶手段を利用する。Ｋｐ値とＣｐ値は一対一に決まるので記憶手段に関係を表す関数を記憶しておくか、あるいは２次元のデータテーブルとして記憶しておけば良い。そして、Ｓ−１３にて、Ｃｐ＝Ｑ／Ｎであることより、Ｃｐに回転数Ｎを乗算して風量Ｑが求められる。
【００８０】
図１２では、３つのステップ（Ｓ−１１、Ｓ−１２、Ｓ−１３）にて風量Ｑを演算するようにしているが、回転数Ｎと電流Ｉとから直接風量Ｑを求められるように記憶しておいても良い。さらに、他の方法であってもＫｐとＣｐとの関係から風量Ｑを求めるように構成したとしても同等効果を有することは言うまでもない。
【００８１】
さらに、ファンの形状やモータに応じて圧損が変化しＫｐとＣｐの関係が変化するが、予め数種類の関係式を記憶手段に持たせるようにして、外部入力などからどの関係式を使用するか選択できるようにしておけば、ファンの形状やモータの種類に応じて最適な関係式を選定できるので、あらゆるファンやモータに対応可能でしかも風量演算精度の高いインバータ制御装置や送風装置が得られる。また、ファン用電子基板の標準化が実現できるので、製造数量を増やすことができ、大量生産に対応可能となる。しかも製造数量が増えるため低コストで製造可能になり、低コストなインバータ制御装置や送風装置が得られる。
【００８２】
また、起動の瞬間は電流が流れておらず、また、起動直後は回転数も低く、電流も小さいため、回転数と電流の検出精度が悪いので、演算された風量精度も悪く大きな誤差が発生する。この状態では、誤差が大きいので目標風量に到達して風量一定の制御が行えるまでにかなりの時間が経過するので、必要風量が得られず使用者の操作性が低下する。しかしながら、本発明では速度制御部を有しているため、起動直後（数秒〜１分以内程度）は予め設定された回転数まで速度制御部のみで加速させてから風量制御を行わせることで、起動性能を向上させ、かつ、風量が一定になるまでの起動時間を短縮することができる。そして、予め設定された回転数に到達した後は、風量一定制御に移行するように構成することで、安定した電流検出ができ、誤差の少ない風量の演算が可能となり、精度の高い風量一定制御が行える。
【００８３】
また、圧損が小さい状態やモータ４の順方向に回るような外風がファン２１にかかっている場合、風量を出力するためにそれほどモータの出力を必要としない領域となる。このような領域においては、モータに流れる電流が少なくなるので、速度制御部は回転数を低下させる制御を行うため、必要以上に回転数が低下してしまい、モータ４が停止してしまうことがある。モータ４が停止してしまうと、故障と勘違いしてしまう可能性があるので、その場合には、回転数に対し下限となる最小回転数も設けておくことによって必要以上に回転数を低下させすぎずに済み、モータ４が停止することをさけることができる。
【００８４】
以上のようにして、いかなる圧損条件でも風量を一定に制御することができるため、吸い込み口や吹き出し口の圧損が変化しても風量を一定に保てるので、風量設計をする手間と時間が短縮できる。また、どのような圧損条件でも風量を演算できる簡単なアルゴリズムを有しており、複雑な補正を必要としないので、低コストで風量演算時間の小さい信頼性の高い風量一定制御可能なインバータ制御装置や送風装置を提供できる。
【００８５】
さらには、全閉時（風量ゼロ）の静圧値まで制御できるインバータを得ることができる。また、簡易な制御処理としたので制御処理用のＣＰＵを安価なものを使用でき、製品としての低コスト化も実現できる。更には、風量センサを使用して風量制御する方法と同等の風量制御を可能にし、かつ高価な風量センサを削減できるので、製品コストをより安価なものにすることが可能である。
【００８６】
また、起動直後から安定した一定風量制御状態までの時間を短時間にすることができる。また、モータの下限回転数を設けることによって必要以上にモータの回転数を低下させずに、モータが停止して故障と勘違いされたり、風量がゼロになる事態を避けることができる。
【００８７】
また、上記のアルゴリズムでは、モータトルクを利用して風量を算出するため、モータトルク情報が含まれる電流を検出しなければならないので、モータ４の相電流を直接検出すればよいが、図１や図５に示した回路構成の場合、インバータ５側の直流電流を検出しており、この直流電流はモータ４の相電流とは厳密には等しくならない。
【００８８】
インバータ５がＰＷＭ制御を行っていると、インバータ５側の直流電流はチョッパ電流となってしまうため、モータ４の相電流と厳密には一致しない。例えば、正弦波駆動の場合で、インバータ５の動作状態が図１３に示すような動作状態だった場合を考えてみる。図１３はインバータのスイッチング動作状態と電流の関係を表す図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸のＵ、Ｖ、ＷはＵ、Ｖ、Ｗ各相のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を示し、Ｈｉ信号は上側の素子がＯＮ、Ｌｏ信号は下側の素子がＯＮする状態を示す。また、Ｉｄｃは電流検出器６にて検出される直流電流を表しており、モータへ流れ込む方向を正方向とした場合の各相のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ状態により、−Ｉｗ、Ｉｕ、０、Ｉｕ、−ＩｗとＰＷＭの１キャリア周期内で変化する。
【００８９】
そこで、電流検出器６で検出される電流を例えばフィルタ等で平均化する。さらには、図１に示した速度制御部１４や図５に示した速度制御部１５からの信号を利用して、平均化して検出した直流電流に補正を加える。この補正を加えることによって、直流電流の平均値から相電流の実効値を換算できる。
【００９０】
モータ４がＤＣブラシレスモータの場合、出力トルクはモータ４に流れる相電流に応じて決まり、誘起電圧と相電流の位相差と電流実効値により出力トルクが変化する。出力トルクが変化するとモータ４にて発生する風量も変化してしまうため、誘起電圧と相電流の位相差も制御することが望ましいが、誘起電圧と相電流の位相差を制御するためには相電流を検出する部品が必要となり高価となるので、従来は誘起電圧と相電流の位相差は制御されていなかった。
【００９１】
本実施の形態では、電流検出器６を利用することによって、電流を検出して検出した電流をフィードバックしてトルク情報を含む電流実効値を演算するようにしてコストアップを最小限に抑えるようにしている。このようにトルク情報を含む電流実効値を使用して風量を制御するようにしているので、演算された風量の補正を行わなくても良くなり、簡易なアルゴリズムでありながら短時間で風量の推定を可能にしている。
【００９２】
また、温度等で変化するモータの定数に対してもトルク情報を含む電流情報をフィードバック情報として利用するため、複雑な温度補正をする必要がなくなり、より簡易で精度の高い制御処理にてモータ４を駆動することができる。さらには、簡易な制御処理とすることで制御処理用のＣＰＵを安価なものを使用でき、製品としての低コスト化も実現できる。更には、風量センサを使用しなくても、風量センサを使用して風量制御する場合と同等の精度の高い風量制御を行うことができる。また、高価な風量センサを削減できるので、製品コストをより安価なものにすることが可能である。
【００９３】
また、相電流を直接検出するようにしても、同等効果を有するのは言うまでもない。また、本発明はモータの発生トルクから風量を演算しているため、トルク情報が含まれる電流を検出すれば良く、いかなる部分にて電流を検出してもトルクを推定することができれば同等効果を有することも言うまでもない。
【００９４】
実施の形態４．
風量演算方法として、実施の形態３で説明したようなＫｐとＣｐを利用して風量を一定に制御する方法もあるが、簡易的に風量を一定に制御する簡易風量制御方法もあり、以下に説明する。本実施の形態においては、図５に示した風量演算部１７は、風量を演算するのではなく、予め設定された複数の回転数のうちの１つを目標回転数として速度制御部１５へ出力する。すなわち、電流検出部１２より検出された電流が風量演算部１７へ出力され、この出力された電流値に応じて、風量演算部１７は速度制御部１５へ目標回転数を段階的に変化させて出力する。速度制御部１５は、その目標回転数になるように速度制御を行う。
【００９５】
例えば、３段階の回転数を予め設定した場合、３段階のうち最も低い回転数を低速、最も高い回転数を高速、中間の回転数を中速とする。この場合、この３つの回転数にはそれぞれ基準となる電流値が関連付けられて記憶されている。中速で動作させている際に、電流検出器６にて検出された電流が予め設定された基準の電流値より大きい場合、風量演算部１７は圧損が小さく、風量が多すぎると判断して、回転数を中速から低速へ低下させる指令を速度制御部１５へ出力する。また、低速状態で動作している際に、検出された電流が予め設定された基準の電流値よりも小さい場合、圧損が大きく風量が出ていないことを示すため、低速から中速へ切り換える。
【００９６】
ここで、設定速度を切り替えると回転数および電流が変化する。回転数検出部１１により回転数を検出し、その回転数に関連付けて記憶されている基準電流値を読み出す。また、電流検出部１２により電流値を検出し、検出した電流値を基準電流値と比較して上述したように基準電流値に対する大小関係により回転数を変更するように指令を速度制御部１５へ出力する。同様に検出した電流値と基準の電流値を比較して中速から高速へ、高速から中速へと切り換えることで、簡易的に風量を略一定に保つことができる。以上のような動作行った場合の風量と静圧の関係（Ｑ−Ｈ特性）の一例は図１４に示すようになる。
【００９７】
図１４は風量と静圧の関係（Ｑ−Ｈ特性）の一例を表す図である。図において、横軸は風量Ｑを表し、縦軸は静圧Ｈを表している。本実施の形態では、上述したように回転数を段階的に変更しているため、図１４に示すように風量Ｑも段階的に変化している。しかし、本実施の形態では実際の風量Ｑは段階的に変動するが、目標風量に対しては略一定に制御されている。従って、本実施の形態での風量制御は、完全なる風量一定制御ではないので、風量をきめこまかく一定に制御する必要な製品には適用しにくいが、風量を制御しようとする範囲（制限）の広い製品（きめこまかく風量を一定に制御する必要のない換気扇などの送風機など）であれば問題なく適用できる。
【００９８】
また、本実施の形態の簡易風量制御は、風量制御の範囲の広い製品への適用が可能であり、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても略一定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、また、風量の制御精度を必要としない安価な製品に、安価な風量制御方式を提案できるので、安価なインバータ制御装置を得ることができる。
【００９９】
また、上記においては回転数を段階的に変化させるような構成の簡易風量制御方法について説明したが、なにも回転数に限ったことではなく、例えば、速度制御部１４もしくは１５の内部での出力電圧指令、言い換えれば、ＰＷＭ生成部の振り幅値（ｄｕｔｙ比）を段階的に変更するようにしても良い。図１５はｄｕｔｙ比を段階的に変更させた場合のＱ−Ｈ特性図である。図において、横軸は風量Ｑを表し、縦軸は静圧Ｈを表している。ｄｕｔｙ比を段階的に変更させるようにしても、図１５に示すようなＱ−Ｈ特性になり、図１４にて説明したのと同等であり、風量を略一定に制御できる効果を有している。この場合は、実施の形態１〜実施の形態３で説明した図１や図５に示された回転数検出部１１が不要になるので、コストの低減が図れる。
【０１００】
また、振り幅値（ｄｕｔｙ比）を段階的に変化させる場合は、回転数を段階的に切り替えるための判断基準に使用するのは、図１４にて説明したような電流値でなくても良く、回転数を使用しても同等効果を有する。すなわち、印加電圧一定であれば回転数の変化にて圧損が推定でき、さらには風量を推定していることになるからである。また、この場合は、実施の形態１〜実施の形態３で説明した図１や図５に示された電流検出部１２が不要になるので、コストの低減が図れる。
【０１０１】
また、本実施の形態では、回転数の切り替えを大・中・小の３段階の場合について説明したが、何も３段階に限ったことではなく、２段階でもよい。また、４段階以上の他段階の方が風量一定の制御精度が向上するので、実施の形態３で説明したＫｐとＣｐの関係を使用した風量制御による風量一定制御に近づき、更なる性能向上が得られるインバータ制御装置や送風装置が提供できる。
【０１０２】
実施の形態５．
図１６は、本発明の実施の形態５を示すブロック図である。図５と同等部分には同一の符号を付して説明は省略する。図において、１６は外部からの指令に応じて風量演算方法を切り換えるように指示する風量演算切換部、１７は風量演算切換部１６からの信号に応じた風量演算方法にて風量を演算する風量演算部である。
【０１０３】
ここで、風量演算切換部１６は外部からの指令を受け、複数の風量演算方法のうちのどの風量演算方法を使用するかを判断し切り替える。風量演算部１７は、風量演算切換部１６にて選択された風量演算方法にて風量を演算する。たとえば、風量演算方法としては、実施の形態３で説明した風量演算方法や実施の形態４で説明した風量演算方法などが考えられる。たとえば、実施の形態３で説明した風量演算方法が選択された場合は、風量演算部１７は実施の形態３で説明した風量演算方法により風量を演算して目標回転数を出力し、速度制御部１５は風量演算部１７にて算出された目標回転数にて速度制御する。
【０１０４】
ここで、実施の形態４で説明した多段階の風量制御の場合は、幅広い風量制御に適用可能だが、最大風量の条件と最小風量の条件とでは回転数も電流も値が大きく変わる。したがって、最大風量条件で風量一定制御の精度を高めるようにチューニングすると、最小風量条件での誤差が大きく、その結果、出力される風量の誤差も大きくなってしまう。そのため、最小風量条件では、演算による風量の誤差が大きくなる。
【０１０５】
従って簡易風量制御のチューニングを最小風量条件にしておくとよい。たとえば、目標風量が少ない場合においては、回転数検出部１１により検出された回転数が小さく、もしくは電流検出器６にて検出する電流値が小さくなるので、実施の形態３で説明したＫｐとＣｐの関係を利用して風量を制御する方法では演算精度が悪くなるので、本実施の形態では風量演算切換部１６にて目標風量が予め設定された風量より小さいと判断された場合に、簡易的風量制御へ切り替え、目標風量が予め設定された風量以上の場合には実施の形態３で説明した風量演算方法にて風量を演算するようにすれば、演算精度の良いインバータ制御装置や送風装置が得られる。したがって、本実施の形態では、幅広い風量制御を行うことができるので、風量範囲の広い製品に対しても定風量制御を提案でき、しかも最小風量条件で演算精度の高い略風量一定制御が実現できるインバータ制御装置や送風装置が得られる。
【０１０６】
また、本実施の形態の風量制御可能なインバータを送風機に適用すれば、吸い込み口や吹き出し口のゴミやほこりによる目詰まりなどから圧損が増加しても風量を確保することができ、風量不足による製品性能低下を抑制することができるようになる。
【０１０７】
また、、上記では風量範囲の広い製品に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供するよう、風量が低い領域において、略一定の風量に制御するように構成したが、風量の精度を必要としないような用途であれば、制御範囲全域にわたって上記のような略一定の風量制御しても何ら問題はなく、その場合、演算負荷が軽減され、安価に風量一定制御の可能なインバータ制御装置や送風装置を提供できる。
【０１０８】
また、本実施の形態の風量制御を換気扇に適用することによって、高層マンション等の突風が吹き込む場所に設置された場合でも、圧損の変化による風量の変化がおこらず、換気量を常に一定に保つことが可能な製品を提供することができる。また、ダクト管の長さによっても風量が変化しないため、工事業者の風量設計の必要性がなくなり、作業性が向上する。
【０１０９】
さらには、従来は必要風量分だけ製品ラインナップをそろえていたが、外部指令によって風量を変更できるので、１つのファン及び１つのモータを組み込んだ製品を提供すればよくなるので、ファンやモータ、制御装置などの標準化が推進でき、標準化による製品の低コスト化を実現できる。さらに、スイッチを切り換えるようにして風量設定値を変えることができるようにしておくことで、設置後に使用者が運転時の排気量に違和感を感じた場合でも、スイッチ切換にて簡単に風量を変更でき、設置後の交換を行わなくてもよくなり、サービス性も向上する。
【０１１０】
また、実施の形態１〜実施の形態５の適用製品として換気扇などの送風装置について述べているが、吸い込み口や吹き出し口の目詰まり等による性能悪化が影響する製品であれば、上述と同等効果を有することは言うまでもなく、例えば、空気調和機や電気掃除機、空気清浄機、除湿器、加湿器など空気を送り出す送風装置を含む全ての製品に適用できることは言うまでもない。
【０１１１】
【発明の効果】
本発明の請求項１に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された電流および回転数に基づいて前記ファンに発生する風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が一定になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたので、従来の速度制御を行うインバータ装置に風量演算を行う風量演算部を後付することによって容易に風量制御可能なインバータ装置へ改良することが可能になる。
【０１１２】
本発明の請求項２に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数によって前記風量を演算するようにしたので、いかなる圧損条件でも簡易なアルゴリズムにて風量を一定に制御することができ、吹き出し口や吸い込み口の圧損によらず風量を一定に保て、風量設計する手間を低減することができる。
【０１１３】
本発明の請求項３に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似し、電流と回転数の検出値に応じて前記複数の近似式を切り替えることによって風量を演算するようにしたので、いかなる圧損条件でも簡易なアルゴリズムにて風量を一定に制御することができ、吹き出し口や吸い込み口の圧損によらず風量を一定に保て、風量設計する手間を低減することができる。
【０１１４】
本発明の請求項４に係わるインバータ装置は、（風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似して、電流と回転数の検出値から前記近似式によって仮風量を演算し、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲内に前記仮風量の演算値が存在する場合には仮風量の演算値を風量とし、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲外に前記仮風量の演算値が存在する場合には前記近似式を別の近似式に切り替えて風量を演算するようにしたので、簡単な近似式によって風量を演算するため演算時間が短縮でき、また簡易なアルゴリズムでありながらいかなる圧損条件でも風量を一定に制御することができ、吹き出し口や吸い込み口の圧損によらず風量を一定に保つことができる。
【０１１５】
本発明の請求項５に係わるインバータ装置は、風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を記憶する記憶手段を備え、電流と回転数の検出値に応じて前記記憶手段に記憶された関数を読み出して風量を演算するようにしたので、いかなる圧損条件でも複雑な演算を必要としない簡易的な制御アルゴリズムにて風量を一定に制御することができる。さらには、全閉時の静圧値まで制御できるインバータを得ることができる。
【０１１６】
本発明の請求項６に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法を記憶する風量演算部と、前記風量演算方法の中から１つの風量演算方法を選択して切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたので、最適な風量演算方法を選択でき、風量演算精度が向上し信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【０１１７】
本発明の請求項７に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるように回転数を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたので、風量制御範囲の広く、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、風量精度を要求しない安価な製品にも適用が可能となる。
【０１１８】
本発明の請求項８に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の回転数に関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値に応じて前記記憶手段に記憶された複数の回転数の中から前記ファンの風量が略一定となるように段階的に出力される目標回転数に前記検出された回転数がなるように回転数を制御する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたので、風量制御範囲の広く、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、風量精度を要求しない安価な製品にも適用が可能となる。
【０１１９】
本発明の請求項９に係わるインバータ装置は、ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるようにｄｕｔｙ比を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ｄｕｔｙ比を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたので、風量制御範囲の広く、最大風量の条件と最小風量の条件とでの回転数も電流も値が大きく異なる製品に適用させる場合に対しても定風量制御を提案できるインバータを提供することができ、風量精度を要求しない安価な製品にも適用が可能となる。
【０１２０】
本発明の請求項１０に係わるインバータ装置は、請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法と請求項７乃至請求項９のいずれかに記載の風量演算方法とを切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたので、風量制御範囲が広くても風量制御に対する演算精度の影響を小さくでき、製品の信頼性を向上させることができる。
【０１２１】
本発明の請求項１１に係わるインバータ装置は、ステータおよびロータから構成されるＤＣブラシレスモータにより駆動されるファンの風量を演算する風量演算部と、前記風量演算部よりの回転数情報に基づいて前記ステータの通電角度に対する前記ロータの進み角度を算出し前記進み角度を制御しつつ前記ファンの回転数を制御する速度制御部と、を備えたので、ファンの発生風量の演算精度を向上させることができる。また、進み位相角度を最大効率角度に設定すれば、モータ４を高効率に駆動でき、省エネが実現できる。
【０１２２】
本発明の請求項１２に係わるインバータ装置は、ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータと、前記インバータに入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部にて検出された直流電圧に基づいて前記ＤＣブラシレスモータを速度制御する速度制御部と、を備えたので、検出された直流電圧を出力電圧として使用することにより、直流電圧の持つ電圧リップル分を補償でき、電圧リップル分を重畳させることなくモータを駆動することができ、直流電圧リップルによる騒音を低減することができる。
【０１２３】
本発明の請求項１３に係わるインバータ装置は、目標回転数に下限値を設け、必要以上に回転数を低下させないようにしたので、必要以上にモータの回転数を低下させずにすむため、モータが停止して故障と勘違いされる事態を避けることができる。
【０１２４】
本発明の請求項１４に係わるインバータ装置は、目標ｄｕｔｙ比に下限値を設け、必要以上にモータの回転数を低下させないようにしたので、必要以上にモータの回転数を低下させずに、モータが停止して故障と勘違いされる事態を避けることができる。
【０１２５】
本発明の請求項１５に係わるインバータ装置は、前記ＤＣブラシレスモータを正弦波駆動するインバータの入力あるいは出力の直流電流を検出する電流検出部を備え、前記電流検出部によって検出された電流値を前記モータのトルク情報を含む電流値に換算し、換算した電流値を使用して風量演算を行うようにしたので、コストアップを最小限に抑えてながら電流によるフィードバックを実現し、複雑な温度補正などの演算風量の補正をなくし、簡易なアルゴリズムで風量を推定できるインバータ装置が得られる。また、電流検出における複雑な補正を行わずに風量演算ができ、風量演算のための補正時間を短縮でき、簡易なアルゴリズムで風量推定を行うことができる信頼性の高いインバータ装置がえられる。また、ファンモータとしてＤＣブラシレスモータを搭載した場合においても、正弦波にて駆動することにより磁石によるコギングトルクに起因するトルクリップルでの騒音を抑制するため、トルクリップルによる騒音を低減した定風量インバータ装置を得ることができる。
【０１２６】
本発明の請求項１６に係わる送風装置は、請求項１乃至請求項１５のいずれかに記載のインバータ装置によって風量を制御するようにしたので、吸い込み口や吹き出し口のゴミやほこりによる圧損が増加しても風量を確保することができ、風量不足による製品性能低下を抑制することのできる送風装置を得ることができる。
【０１２７】
本発明の請求項１７に係わる送風装置は、ＤＣブラシレスモータに接続されたファンと、前記ＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された前記電流および前記回転数に基づいて前記ファンに発生する目標風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が前記風量演算部にて演算された目標風量になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたので、たとえば換気扇に適用した場合、高層マンション等の突風が吹き込む場所に設置された場合でも、圧損の変化による風量の変化がおこらず、換気量を常に一定に保つことが可能な製品を提供することができる。また、ダクト管の長さによっても風量が変化しないため、工事業者の風量設計の必要性がなくなり、作業性が向上する。さらには、製品の標準化が推進でき、標準化による製品の低コスト化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１を表す風量演算部の内部の制御ブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１の速度制御部の回路構成を表した図である。
【図４】 本発明の実施の形態１の進み位相角度を説明するための図である。
【図５】 本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
【図６】 本発明の実施の形態２の速度制御部を示す制御ブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態２の倍電圧整流回路の構成を表す回路図である。
【図８】 本発明の実施の形態３を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施の形態３のＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。
【図１０】 本発明の実施の形態３のＣｐ−Ｋｐ特性を表す図である。
【図１１】 本発明の実施の形態３の風量を演算するための近似式選定のフローチャート図である。
【図１２】 本発明の実施の形態３の風量を演算する方法の一例を表すフローチャート図である。
【図１３】 本発明の実施の形態３のインバータのスイッチング動作状態と電流の関係を表す図である。
【図１４】 本発明の実施の形態４の風量と静圧の関係（Ｑ−Ｈ特性）の一例を表す図である。
【図１５】 本発明の実施の形態４のｄｕｔｙ比を段階的に変更させた場合のＱ−Ｈ特性図である。
【図１６】 本発明の実施の形態５を示すブロック図である。
【図１７】 従来の技術を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ 交流電源、２ 交直変換回路、３ コンデンサ、４ モータ、５ インバータ、６ 電流検出器、７ 位置センサ、８ 電圧検出器、１０ 制御手段、１１ 回転数検出部、１２ 電流検出部、１３ 風量演算部、１４、１５ 速度制御部、１６ 風量演算切替部、１７ 風量演算部、１０１ ＤＣファンモータ、１０２ ＤＣモータ、１０３ 制御手段、１０４ 回転数検出手段、１０５ 電圧制御手段、１０６ 記憶手段、１０７ 風量指示手段。
Claims (17)
- ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された電流および回転数に基づいて前記ファンに発生する風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が一定になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたことを特徴としたインバータ装置。
- （風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数によって前記風量を演算するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
- （風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似し、電流と回転数の検出値に応じて前記複数の近似式を切り替えることによって風量を演算するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
- （風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を複数の近似式によって近似して、電流と回転数の検出値から前記近似式によって仮風量を演算し、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲内に前記仮風量の演算値が存在する場合には仮風量の演算値を風量とし、前記仮風量の演算に使用した近似式の使用風量範囲外に前記仮風量の演算値が存在する場合には前記近似式を別の近似式に切り替えて風量を演算するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
- （風量／回転数）と（電流／（回転数）2）の関係を表す関数を記憶する記憶手段を備え、電流と回転数の検出値に応じて前記記憶手段に記憶された関数を読み出して風量を演算するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
- 請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法を記憶する風量演算部と、前記風量演算方法の中から１つの風量演算方法を選択して切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたことを特徴とするインバータ装置。
- ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるように回転数を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたことを特徴としたインバータ装置。
- ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の回転数に関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値に応じて前記記憶手段に記憶された複数の回転数の中から前記ファンの風量が略一定となるように段階的に出力される目標回転数に前記検出された回転数がなるように回転数を制御する速度制御部と、を備え、前記ファンの回転数を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたことを特徴としたインバータ装置。
- ファンを駆動するＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、（風量／回転数）が（電流／（回転数） 2 ）の関数であることを利用して予め複数の風量ごとに複数の回転数と関連付けられて設定された電流値を記憶する記憶手段と、前記検出された電流値と回転数が目標風量に対応した回転数と電流値となるようにｄｕｔｙ比を段階的に変更する速度制御部と、を備え、前記ｄｕｔｙ比を段階的に変更することによって前記ファンの風量が略一定になるように速度制御するようにしたことを特徴としたインバータ装置。
- 請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の風量演算方法と請求項７乃至請求項９のいずれかに記載の風量演算方法とを切り替える風量演算切り替え部、を備え、前記風量演算切り替え部により選択された風量演算方法により前記風量を演算するようにしたことを特徴とするインバータ装置。
- ステータおよびロータから構成されるＤＣブラシレスモータにより駆動されるファンの風量を演算する風量演算部と、前記風量演算部よりの回転数情報に基づいて前記ステータの通電角度に対する前記ロータの進み角度を算出し前記進み角度を制御しつつ前記ファンの回転数を制御する速度制御部と、を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項１０のうちの１項に記載のインバータ装置。
- ＤＣブラシレスモータを駆動するインバータと、前記インバータに入力される直流電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部にて検出された直流電圧に基づいて前記ＤＣブラシレスモータを速度制御する速度制御部と、を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項１１のうちの１項に記載のインバータ装置。
- 目標回転数に下限値を設け、必要以上に回転数を低下させないようにしたことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載のインバータ装置。
- 目標ｄｕｔｙ比に下限値を設け、必要以上にモータの回転数を低下させないようにしたことを特徴とする請求項９に記載のインバータ装置。
- 前記ＤＣブラシレスモータを正弦波駆動するインバータの入力あるいは出力の直流電流を検出する電流検出部を備え、前記電流検出部によって検出された電流値を前記モータのトルク情報を含む電流値に換算し、換算した電流値を使用して風量演算を行うようにしたことを特徴とする請求項１乃至請求項１４のうちの１項に記載のインバータ装置。
- 請求項１乃至請求項１５のいずれかに記載のインバータ装置によって風量を制御するようにしたことを特徴とする送風装置。
- ＤＣブラシレスモータに接続されたファンと、前記ＤＣブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出部と、前記ＤＣブラシレスモータの回転数を検出する回転数検出部と、検出された前記電流および前記回転数に基づいて前記ファンに発生する目標風量を演算する風量演算部と、を備え、（風量／回転数）が（電流／（回転数）2）の関数であることを利用して前記風量演算部にて前記風量を演算し、前記風量演算部にて演算された前記風量を用いて前記ファンの風量が前記風量演算部にて演算された目標風量になるように前記ＤＣブラシレスモータを速度制御するようにしたことを特長とした送風装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000354421A JP3738685B2 (ja) | 2000-11-21 | 2000-11-21 | インバータ装置および送風装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000354421A JP3738685B2 (ja) | 2000-11-21 | 2000-11-21 | インバータ装置および送風装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002165477A JP2002165477A (ja) | 2002-06-07 |
| JP3738685B2 true JP3738685B2 (ja) | 2006-01-25 |
Family
ID=18827008
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000354421A Expired - Lifetime JP3738685B2 (ja) | 2000-11-21 | 2000-11-21 | インバータ装置および送風装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3738685B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013128505A1 (ja) * | 2012-03-02 | 2013-09-06 | パナソニック株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| WO2014041720A1 (ja) * | 2012-09-13 | 2014-03-20 | パナソニック株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| JP2015047000A (ja) * | 2013-08-28 | 2015-03-12 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 換気装置 |
| KR101815408B1 (ko) | 2014-07-23 | 2018-01-30 | 종샨 브로드-오션 모터 컴퍼니 리미티드 | 팬 모터의 풍량 측정 방법 |
| US10041496B2 (en) | 2013-06-28 | 2018-08-07 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Ventilation device |
| US12018692B2 (en) | 2020-06-29 | 2024-06-25 | Minebea Mitsumi Inc. | Motor drive control device and fan unit |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006074951A (ja) * | 2004-09-06 | 2006-03-16 | Nissan Motor Co Ltd | 交流電動機の制御装置 |
| JP2006081322A (ja) * | 2004-09-10 | 2006-03-23 | Nissan Motor Co Ltd | 交流電動機の制御装置 |
| JP4717446B2 (ja) * | 2005-01-07 | 2011-07-06 | 三菱電機株式会社 | 電動機装置 |
| KR100749067B1 (ko) | 2005-06-17 | 2007-08-13 | 주식회사 에너지모터텍 | 비엘디시 모터의 제어 방법 |
| JP4444195B2 (ja) | 2005-10-04 | 2010-03-31 | パナソニック株式会社 | 送風装置およびそれを搭載した電気機器 |
| JP4876674B2 (ja) * | 2006-03-30 | 2012-02-15 | ダイキン工業株式会社 | 回転速度制御装置 |
| JP4835267B2 (ja) * | 2006-06-01 | 2011-12-14 | パナソニック株式会社 | ブラシレスｄｃモータを搭載した換気送風装置 |
| JP2008043083A (ja) * | 2006-08-08 | 2008-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 風量一定制御ｄｃファンモータ駆動装置 |
| EP2128977A4 (en) * | 2007-03-27 | 2018-01-24 | Panasonic Corporation | Motor control device, its control method, and motor device |
| JP5127324B2 (ja) * | 2007-07-03 | 2013-01-23 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | ファンモータ速度制御回路、ファン装置、電子機器 |
| JP5111002B2 (ja) * | 2007-07-27 | 2012-12-26 | 三菱電機株式会社 | 熱交換換気装置 |
| JP5315762B2 (ja) * | 2008-04-15 | 2013-10-16 | パナソニック株式会社 | インバータ装置およびそれを搭載した風量一定換気送風装置 |
| JP5409332B2 (ja) * | 2009-12-22 | 2014-02-05 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃモータ制御装置および換気装置 |
| JP5468972B2 (ja) * | 2010-04-20 | 2014-04-09 | 日本特殊陶業株式会社 | 酸素濃縮装置 |
| JP2013087715A (ja) * | 2011-10-20 | 2013-05-13 | Sharp Corp | 送風装置 |
| JP5586562B2 (ja) * | 2011-10-31 | 2014-09-10 | 三菱電機株式会社 | 遠心式電動送風機 |
| JP6182736B2 (ja) * | 2013-09-03 | 2017-08-23 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 換気装置 |
| JP6221057B2 (ja) * | 2013-07-30 | 2017-11-01 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 換気装置 |
| JP6225326B2 (ja) * | 2013-06-28 | 2017-11-08 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 換気装置 |
| JP6255573B2 (ja) * | 2013-09-26 | 2018-01-10 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 換気装置 |
| KR101510780B1 (ko) | 2013-11-28 | 2015-04-09 | 한일전기엠엠씨 주식회사 | Ｂｌｄｃ모터의 정풍량 제어방법 |
| JP6462241B2 (ja) * | 2014-06-24 | 2019-01-30 | 日本電産サーボ株式会社 | ファンモータ駆動装置及びブロア |
| US10519961B2 (en) | 2014-10-28 | 2019-12-31 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Ventilation device |
| JP6443268B2 (ja) * | 2015-08-31 | 2018-12-26 | 株式会社デンソー | 回転電機の制御装置 |
| CN108352795B (zh) | 2015-11-02 | 2021-05-11 | 三菱电机株式会社 | 马达驱动装置、电动吸尘器以及干手器 |
| JP2020193397A (ja) * | 2019-05-24 | 2020-12-03 | 工機ホールディングス株式会社 | 電気機器 |
| CN113757972B (zh) * | 2020-05-29 | 2022-08-09 | 佛山市威灵洗涤电机制造有限公司 | 一种通风设备及其恒风量控制方法和*** |
| CN111998413A (zh) * | 2020-09-08 | 2020-11-27 | 华帝股份有限公司 | 自适应调节风量的控制方法及应用其的吸油烟机 |
| CN116636132A (zh) * | 2020-12-23 | 2023-08-22 | 三菱电机株式会社 | 换气送风机 |
| JP7271033B1 (ja) | 2021-11-16 | 2023-05-11 | 株式会社大都技研 | コーヒーマシン |
| JP7178134B1 (ja) | 2021-11-16 | 2022-11-25 | 株式会社大都技研 | コーヒーマシン |
| CA3194290A1 (en) * | 2021-11-16 | 2023-05-16 | Daito Giken, Inc. | Coffee machine |
-
2000
- 2000-11-21 JP JP2000354421A patent/JP3738685B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013128505A1 (ja) * | 2012-03-02 | 2013-09-06 | パナソニック株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| US9771944B2 (en) | 2012-03-02 | 2017-09-26 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Motor controller and motor control method |
| WO2014041720A1 (ja) * | 2012-09-13 | 2014-03-20 | パナソニック株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| CN104521135A (zh) * | 2012-09-13 | 2015-04-15 | 松下知识产权经营株式会社 | 电动机控制装置和电动机控制方法 |
| JPWO2014041720A1 (ja) * | 2012-09-13 | 2016-08-12 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | モータ制御装置及びモータ制御方法 |
| US9625172B2 (en) | 2012-09-13 | 2017-04-18 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Motor control device and motor control method |
| CN104521135B (zh) * | 2012-09-13 | 2017-06-23 | 松下知识产权经营株式会社 | 电动机控制装置和电动机控制方法 |
| US10041496B2 (en) | 2013-06-28 | 2018-08-07 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Ventilation device |
| JP2015047000A (ja) * | 2013-08-28 | 2015-03-12 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 換気装置 |
| KR101815408B1 (ko) | 2014-07-23 | 2018-01-30 | 종샨 브로드-오션 모터 컴퍼니 리미티드 | 팬 모터의 풍량 측정 방법 |
| US12018692B2 (en) | 2020-06-29 | 2024-06-25 | Minebea Mitsumi Inc. | Motor drive control device and fan unit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002165477A (ja) | 2002-06-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3738685B2 (ja) | インバータ装置および送風装置 | |
| JP4444195B2 (ja) | 送風装置およびそれを搭載した電気機器 | |
| US9835350B2 (en) | Method for controlling constant air volume of ECM motor in HVAC system | |
| JP5539928B2 (ja) | モータ駆動装置、それを用いたファン制御装置およびヒートポンプ装置 | |
| WO2009066839A2 (en) | Motor controller of air conditioner | |
| JP6255576B2 (ja) | 換気装置 | |
| JP4050489B2 (ja) | モータの制御方法 | |
| JP4888526B2 (ja) | 送風装置およびそれを搭載した電気機器 | |
| JP4791319B2 (ja) | インバータ装置、圧縮機駆動装置および冷凍・空調装置 | |
| JP5167657B2 (ja) | ブラシレスｄｃモータの駆動装置およびそれを搭載した換気送風装置 | |
| JP2008043083A (ja) | 風量一定制御ｄｃファンモータ駆動装置 | |
| KR20110092055A (ko) | 공기 조화기의 압축기 구동장치 및 그 구동방법 | |
| JP2001352777A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP4197101B2 (ja) | ファンモータおよびそれを搭載した換気装置 | |
| JP6225326B2 (ja) | 換気装置 | |
| JP5011815B2 (ja) | ブラシレスｄｃモータの制御装置およびそれを搭載した換気送風機 | |
| JP2004040861A (ja) | モータの駆動装置 | |
| JP5136568B2 (ja) | 電動機の制御回路、及びその制御回路を用いた空気調和機 | |
| JP6221057B2 (ja) | 換気装置 | |
| JP4215980B2 (ja) | ファンモータおよびそれを搭載した換気装置 | |
| JP7345688B2 (ja) | 換気送風機 | |
| JP6255573B2 (ja) | 換気装置 | |
| JP2007151215A (ja) | インバータ装置、圧縮機駆動装置および冷凍・空調装置 | |
| KR20090049854A (ko) | 공기조화기의 전동기 제어장치 | |
| JPH04210033A (ja) | 電気掃除機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040701 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050329 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050526 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20051011 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20051024 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3738685 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081111 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091111 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091111 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101111 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111111 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121111 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121111 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131111 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |