WO2014080609A1 - 電流検出装置 - Google Patents

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WO2014080609A1
WO2014080609A1 PCT/JP2013/006758 JP2013006758W WO2014080609A1 WO 2014080609 A1 WO2014080609 A1 WO 2014080609A1 JP 2013006758 W JP2013006758 W JP 2013006758W WO 2014080609 A1 WO2014080609 A1 WO 2014080609A1
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WO
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winding
signal
detection device
magnetic core
unit
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Application number
PCT/JP2013/006758
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English (en)
French (fr)
Inventor
吉田　博
神田　雅隆
Original Assignee
パナソニック株式会社
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Publication date
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    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
    • G01R15/185—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core with compensation or feedback windings or interacting coils, e.g. 0-flux sensors
    • G—PHYSICS
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    • G01R19/20—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using conversion of DC into AC, e.g. with choppers using transductors, i.e. a magnetic core transducer the saturation of which is cyclically reversed by an AC source on the secondary side

Definitions

  • the present invention relates to a current detection device that detects a current flowing through a conductor in a non-contact manner.
  • Document 1 Japanese Patent Application Publication No. 2007-33222
  • Document 1 an annular magnetic core (closed magnetic circuit core) in which a conductor is inserted, a winding (coil) wound around the magnetic core, and an AC power supply that applies an AC excitation voltage to the winding With.
  • the current flowing in the winding is converted into a voltage signal by a detection resistor, the voltage signal is peak-held by both positive and negative peak hold circuits, and the outputs of these two peak hold circuits are synthesized. The added voltage is added to the AC excitation voltage and fed back to the winding.
  • the conductor through which the current to be detected flows normally forms a closed circuit.
  • a transformer is formed by one winding wound around one magnetic core and the conductor, and an induced current flows through a conductor formed of a closed circuit.
  • the conventional example described in Document 1 has a problem that noise (noise terminal voltage) is superimposed on a closed circuit including the conductor when an AC excitation voltage is applied to the winding.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to suppress noise superimposed on a conductor.
  • the first winding is wound and the first magnetic core disposed in the vicinity of the conductor to be detected and the second winding are wound and disposed in the vicinity of the conductor.
  • a first magnetic core an excitation unit that applies an excitation signal whose magnitude and direction change at a constant frequency to the first winding and the second winding, and a current flowing through the conductor.
  • a feedback unit that feeds back a feedback signal for canceling the magnetic flux generated in the magnetic core to the excitation signal, and the second winding is opposite to the magnetic flux generated by the excitation signal flowing through the first winding. It is configured to generate a magnetic flux in the direction.
  • the first winding and the second winding are connected in series to the excitation unit.
  • the first winding and the second winding are connected in parallel to the excitation unit.
  • the current detection device further includes a third winding wound around both the first magnetic core and the second magnetic core and forming a closed circuit.
  • the current detection device further includes a third magnetic core disposed in the vicinity of the conductor, and the third winding is also wound around the third magnetic core.
  • the current detection device further includes a shield case made of a magnetic material and accommodating the first magnetic core and the second magnetic core together with the first winding and the second winding.
  • an impedance element or a low-pass filter is inserted in a line through which the excitation signal flows from the excitation unit to the first winding and the second winding.
  • the excitation unit is configured so that a signal waveform of the excitation signal is a sine wave, a triangular wave, or a trapezoidal wave.
  • the excitation unit is configured so that a signal waveform of the excitation signal is a square wave.
  • the current detection device further includes a signal voltage measurement unit that measures a signal voltage of the excitation signal applied to the first winding and the second winding.
  • the current detection device further includes a signal current measuring unit that measures a signal current of the excitation signal flowing through the first winding and the second winding.
  • the current detection device further includes a comparison unit that compares the measured value of the signal voltage or the signal current with a predetermined threshold value.
  • the current detection device further includes a frequency extraction unit that extracts a frequency corresponding to twice the constant frequency from the excitation signal, and the feedback unit is based on the frequency extracted by the frequency extraction unit.
  • a feedback signal is preferably generated.
  • the feedback unit is configured to output the excitation signal having a positive / negative symmetrical waveform, and the current detection device includes a peak hold unit that holds both positive and negative peak values of the excitation signal.
  • the feedback unit preferably further generates the feedback signal from both the positive and negative peak values held by the peak hold unit.
  • the feedback unit includes a comparator that compares a positive and negative symmetrical threshold value with the excitation signal, and generates the feedback signal from the output of the comparator.
  • the feedback unit includes a non-inverting amplifier that non-inverts and amplifies the feedback signal, and an inverting amplifier that inverts and amplifies the feedback signal.
  • Output terminals of the non-inverting amplifier and the inverting amplifier are Preferably, the first winding and the second winding are bridge-connected.
  • the feedback unit adds a first adder that adds the feedback signal to the excitation signal and flows the first winding and a signal obtained by inverting the feedback signal to the excitation signal. And a second adder that flows in the second winding.
  • the current detection device further includes a detection resistor for detecting a signal voltage of the feedback signal, and a low-pass filter provided in a previous stage of the detection resistor.
  • the second magnetic core that generates a magnetic flux opposite to the magnetic flux generated in the first magnetic core is disposed in the vicinity of the conductor together with the first magnetic core.
  • the induced electromotive force induced in the conductor and the induced electromotive force induced in the conductor are offset by the magnetic flux generated in the second magnetic core, and as a result, the noise superimposed on the conductor can be suppressed. .
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 5 is a partially omitted block diagram illustrating another configuration of the first embodiment. 4A and 4B are partially omitted block diagrams showing other configurations of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a partially omitted perspective view showing another configuration of the first embodiment. 6A and 6B are partially omitted block diagrams showing other configurations of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a partially omitted perspective view showing another configuration of the first embodiment.
  • 8A to 8D show another configuration of the first and second magnetic cores in Embodiment 1
  • FIG. 8A is a perspective view
  • FIG. 8B to 8D are explanatory diagrams of the manufacturing method.
  • 9A and 9B are partially omitted block diagrams showing other configurations of the first embodiment.
  • 10A and 10B are partially omitted block diagrams showing Embodiment 2 of the current detection device according to the present invention. It is a block diagram which shows Embodiment 3 of the electric current detection apparatus which concerns on this invention.
  • 12A to 12D are waveform diagrams for explaining the operation of the third embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating another configuration of the third embodiment.
  • 14A and 14B show a fourth embodiment of the current detection device according to the present invention,
  • FIG. 14A is a block diagram, and
  • FIG. 14B is a circuit configuration diagram.
  • 15A to 15D are waveform diagrams showing examples of excitation signals in the first embodiment.
  • the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 are arranged in the vicinity of the conductor 100 to be detected.
  • the vicinity of the conductor 100 means a position where a magnetic flux having a detectable magnitude is generated in the first magnetic core 1 (second magnetic core) when a current flows through the conductor 100.
  • the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 are formed in an annular shape from a soft magnetic material, and the conductor 100 to be detected passes therethrough.
  • the soft magnetic material forming these magnetic cores 1 and 2 nanocrystalline materials, amorphous metal materials (such as amorphous ribbons and amorphous wires), ferrites, magnetic fluids, and the like are suitable.
  • the nanocrystalline material and the amorphous metal material have an advantage that the waveform of hysteresis is maintained up to a high frequency, and the amorphous metal material is superior in strength to the nanocrystalline material.
  • Ferrite has a feature that it is cheaper than nanocrystalline materials and amorphous metal materials, and magnetic fluid has a feature that it has no hysteresis.
  • first end 10a of the first winding 10 wound around the first magnetic core 1 is connected to the ground, and the other end (second end 10b) is one end (second end) of the second winding 20.
  • One end 20a) is connected.
  • One end (first end 20a) of the second winding 20 wound around the second magnetic core 2 is connected to the first winding 10, and the other end (second end 20b) has a current limiting resistor R1.
  • the second winding 20 is wound in the opposite direction to the first winding 10.
  • the excitation unit 3 outputs an excitation signal whose magnitude and direction change with a constant cycle and which has a positive / negative symmetrical waveform (sine wave, square wave, triangular wave, trapezoidal wave, etc .; see FIGS. 15A to 15D).
  • the positive electrode of the excitation unit 3 is connected to the second end 20b of the second winding 20 via the current limiting resistor R1, and the negative electrode of the excitation unit 3 is connected to the ground. That is, the first winding 10 and the second winding 20 are connected in series to the excitation unit 3. However, as shown in FIG. 3, the first winding 10 and the second winding 20 may be connected in parallel to the excitation unit 3.
  • the feedback unit 4 generates a feedback signal for canceling the magnetic flux generated in the first magnetic core 1 by the current flowing through the conductor 100, and superimposes (feeds back) the generated feedback signal on the excitation signal.
  • the feedback unit 4 includes a phase detector 40, an amplifier 41, an integrator 42, a non-inverting amplifier 43, an inverting amplifier 44, a detection resistor 46, and the like.
  • a specific circuit configuration of the feedback section 4 is shown in FIG.
  • a low-pass filter (LPF) 45 is added to the circuit configuration of FIG. 1, and a detection resistor 46 is connected between the low-pass filter 45 and the ground.
  • the phase detector 40 has a first changeover switch 400 and a second changeover switch 401 each having a pair of changeover contacts 400A, 400B and 401A, 401B.
  • one changeover contact 400B, 401A is a connection point of voltage dividing resistors R7, R8 connected in parallel to the series circuit of the first winding 10 and the second winding 20 ( Connected to the voltage dividing point).
  • the other switching contacts 400A and 401B are connected to the connection point of the two windings 10 and 20.
  • the first changeover switch 400 has a first changeover contact 400B and a second changeover contact 400A
  • the second changeover switch 401 has a first changeover contact 401A and a second changeover contact 401B.
  • the first switching contacts 400B and 401A are connected to the connection points of the voltage dividing resistors R7 and R8, and the second switching contacts 400A and 401B are the connection points of the first winding 10 and the second winding 20.
  • the common contact 400C of one changeover switch (first changeover switch) 400 is connected to one input terminal (first input terminal 410) of the amplifier 41.
  • the common contact 401C of the other changeover switch (second changeover switch) 401 is connected to the other input terminal (second input terminal 411) of the amplifier 41.
  • the feedback unit 4 includes an oscillator 470 that outputs a switching signal (square pulse) having a predetermined frequency.
  • the first and second changeover switches 400 and 401 are switched to one of the switching contacts 400A and 401A at the rising edge of the square pulse output from the oscillator 470, and to the other switching contact 400B and 401B at the falling edge of the square pulse. Can be switched.
  • the phase detector 40 (the first and second changeover switches 400 and 401) has either one of the input terminals 410 and 411 of the amplifier 41 in accordance with a change signal (square pulse) from the oscillator 470.
  • the oscillator 470 is connected to the excitation unit 3 and acquires the frequency of the excitation signal.
  • the oscillation frequency of the oscillator 470 is set to a frequency 2f that is twice the frequency f of the excitation signal output by the excitation unit 3. That is, the oscillator 470 functions as a frequency extraction unit that extracts a frequency corresponding to twice the frequency of the excitation signal.
  • the amplifier 41 is configured by a conventionally known instrumentation amplifier (instrumentation amplifier).
  • instrumentation amplifier instrumentation amplifier
  • a differential output amplifier circuit is configured by two symmetrical operational amplifiers 41A and 41B in the front stage, and a differential amplifier circuit (operational amplifiers 41C and R12 to subtract the outputs of the operational amplifiers 41A and 41B in the rear stage. R15) is configured.
  • the output voltage Vo of the amplifier 41 can be obtained by the following equation 1.
  • Vo (V1-V2) ⁇ (1+ (R9 + R11) / R10) ⁇ (R13 / R12)... (Formula 1)
  • V1 is an input voltage of the second input terminal 411 of the amplifier 41
  • V2 is an input voltage of the first input terminal 410 of the amplifier 41 (see FIG. 2).
  • the output voltage Vo of the amplifier 41 is integrated by an integrator 42 including an operational amplifier 42A, resistors R16 to R18, and a capacitor C1.
  • the resistor R18 is a variable resistor and is used for adjusting the offset voltage.
  • the input terminal of the non-inverting amplifier 43 and the input terminal of the inverting amplifier 44 are connected to the output terminal of the integrator 42.
  • a detection resistor 46 is connected to the output terminal of the integrator 42 through a low-pass filter 45.
  • the output terminal of the non-inverting amplifier 43 is connected to a connection point between the first winding 10 and the excitation unit 3 (current limiting resistor R2 in the example of FIG. 2) via the resistor R4, and is connected to the second terminal via the resistor R3.
  • the output terminal of the inverting amplifier 44 is connected to a connection point between the first winding 10 and the second winding 20 through a parallel circuit of resistors R5 and R6.
  • the output terminals of the non-inverting amplifier 43 and the inverting amplifier 44 are bridge-connected to the first winding 10 and the second winding 20.
  • a configuration in which two amplifiers are bridge-connected to a load in this way is called a bridge-tied load type, and an output voltage that is twice that of a single amplifier can be obtained.
  • the impedance of the first winding 10 and the impedance of the second winding 20 are set to the same value, and the resistance values of the voltage dividing resistors R7 and R8 are also set to the same value. Therefore, when no current flows through the conductor 100, the output voltage V1 and the output voltage V2 detected by the phase detector 40 in synchronization with the excitation signal at a frequency of 2f are equal to each other. Specifically, when viewed as an average value in one cycle (1 / f) of the excitation signal, the output voltage V1 and the output voltage V2 are equal to each other. Therefore, the output of the amplifier 41 becomes zero, and the output of the integrator 42 becomes zero. Therefore, the feedback signal fed back to the first and second windings 10 and 20 via the non-inverting amplifier 43 and the inverting amplifier 44 is also zero.
  • a magnetic flux in a direction determined by the right-handed screw law is generated by the current in the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 arranged around the conductor 100. To do. And the magnetic flux which passes along the 1st magnetic core 1 and the 2nd magnetic core 2 changes with the influence of this magnetic flux, respectively.
  • the magnetic flux caused by the current flowing in the conductor 100 is in the same direction in the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2, while the magnetic flux caused by the excitation signal is mutually in the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2. The reverse direction.
  • the output of the integrator 42 has a value (voltage level) corresponding to the magnitude of the current flowing through the conductor 100.
  • the output of the integrator 42 is amplified by the non-inverting amplifier 43 and the inverting amplifier 44 and then fed back to the first winding 10 and the second winding 20, respectively.
  • the output (feedback signal) of the integrator 42 is directed to apply negative feedback (that is, the changeover switches 400 and 401 of the phase detector 40 are directed to apply negative feedback to the integrator 42). To be switched). Therefore, by superimposing the feedback signal on the excitation signal, the change in the magnetic flux passing through the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 is canceled (the magnetic flux caused by the current flowing through the conductor 100 is the magnetic flux generated by the feedback signal).
  • the level of the output (feedback signal) of the integrator 42 when the change of the magnetic flux passing through the first magnetic core 1 (the magnetic flux caused by the current flowing through the conductor 100) can be regarded as zero is the voltage across the detection resistor 46 (voltage If it is detected by measuring (fall) Vs, the magnitude of the current flowing through the conductor 100 can be calculated from the level of the detected feedback signal.
  • the detection resistor 46 only needs to be able to detect the level of the feedback signal, and may be inserted in a line for sending the feedback signal from the integrator 42 to the first winding 10 as shown in FIG. As shown, it may be provided between the integrator 42 and the ground. In the configuration of FIG. 2, the output of the integrator 42 is filtered by the low-pass filter 45, so that harmonic noise can be removed and detection accuracy can be improved.
  • the excitation signal on which the feedback signal is superimposed also flows in the second winding 20, the induced electromotive force induced in the conductor 100 by the magnetic flux generated in the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2.
  • the induced electromotive force induced in the conductor 100 by the magnetic flux cancels out. As a result, noise superimposed on the closed circuit including the conductor 100 is suppressed.
  • the second magnetic core 2 that generates a magnetic flux in the direction opposite to the magnetic flux generated in the first magnetic core 1 is disposed in the vicinity of the conductor 100 together with the first magnetic core 1.
  • the noise superimposed on the closed circuit including it can be suppressed.
  • the third winding 5 may be wound around both the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 to form a closed circuit.
  • the “closed circuit including the conductor 100 and the third number for the number of turns of the first winding 10 (second winding 20)” The turn ratio determined by “the number of turns of the winding 5” increases. Since the number of turns of the first winding 10 and the number of turns of the second winding 20 and the magnitude of the excitation current (excitation signal) are constant, the current flowing in the closed circuit including the conductor 100 is increased by increasing the turns ratio. The noise (noise terminal voltage) can be suppressed.
  • a third magnetic core 50 may be provided, and both the conductor 100 and the third winding 5 may be wound around the third magnetic core 50.
  • the conductor 100 and the third winding 5 may be wound around the first magnetic core 1, the second magnetic core 2, and the third magnetic core 50 in common.
  • the third magnetic core 50 By providing the third magnetic core 50, the magnetic resistance is reduced and the current value required for generating the magnetic flux is reduced, so that noise can be further suppressed.
  • 4A and 4B illustrate the case where the first winding 10 and the second winding 20 are connected in series, the first winding 10 and the second winding 20 are connected in parallel. In this case, the same effect can be obtained by adding the third winding 5 and the third magnetic core 50.
  • the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 are housed together with the first winding 10 and the second winding 20 in a shield case 6 made of a magnetic material. I do not care.
  • the shield case 6 is formed in a cylindrical shape having a through hole 60 in the center.
  • the conductor 100 is inserted through the through hole 60 of the shield case 6.
  • FIGS. 6A and 6B a plurality of first magnetic cores 1 around which the first winding 10 is wound and a plurality of second magnetic cores 2 around which the second winding 20 is wound are provided. It doesn't matter if you do. 6A shows the case where the series circuit of the first winding 10 and the series circuit of the second winding 20 are connected in series, and FIG. 6B shows the series circuit of the first winding 10 and the second winding 20. The case where the series circuit is connected in parallel is shown. According to such a configuration, variations in the magnetic characteristics and electrical characteristics of the first magnetic core 1 around which the first winding 10 is wound and the second magnetic core 2 around which the second winding 20 is wound are reduced. The noise can be reduced and the noise can be suppressed.
  • the first and second windings 10 and 20 may be constituted by conductor patterns formed on the surfaces of the substrates 11 and 21 made of an insulating material.
  • the first and second magnetic cores (not shown) can be formed by insert-molding an annular magnetic body on the substrates 11 and 21.
  • the conductor 100 is inserted through the through holes 12 and 22 penetrating through the centers of the substrates 11 and 21, respectively.
  • a part of the conductor pattern of the substrate 21 (a part exposed from the through hole 12) is not shown.
  • first and second magnetic cores 1 and 2 may be formed in a substantially C shape (incomplete ring shape) partially opened as shown in FIG. 8A.
  • a winding 10 (20) is wound around a cylindrical bobbin 13 (23), and a rod-shaped magnetic body 14 (24) is inserted into the bobbin 13 (23).
  • the bobbin 13 (23) in which the magnetic body 14 (24) is inserted is housed in a case 15 (25) formed in a ring shape.
  • the bobbin 13 (23) is covered with a shield plate 16 (26) made of a magnetic material to form a substantially C-shaped first magnetic core 1 (second magnetic core 2). be able to. If such a manufacturing method is adopted, the first magnetic core 1 around which the first winding 10 is wound and the second magnetic core 2 around which the second winding 20 is wound can be easily manufactured. Can do.
  • the excitation signal a signal having no steep change such as a sine wave signal is preferable to a signal having a steep change such as a square wave signal.
  • the square wave signal has an advantage that the circuit configuration of the excitation unit 3 can be simplified compared to the sine wave signal.
  • the excitation unit 3 outputs a square wave excitation signal, and an impedance element (for example, an inductor L1) is inserted into the line through which the excitation signal flows from the excitation unit 3 to the first winding 10 and the second winding 20. It is preferable to do so (see FIG. 9A).
  • a low-pass filter X1 may be inserted instead of the impedance element (see FIG. 9B).
  • the low-pass filter X1 is composed of an integrating circuit of a resistor R1 and a capacitor C2.
  • Embodiment 2 This embodiment has the same basic configuration as that of the first embodiment, and the method for detecting the current flowing through the conductor 100 is different from that of the first embodiment. Therefore, components common to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and illustration and description thereof are omitted as appropriate.
  • the first and second magnetic cores 1 and 2 become magnetically saturated exceeding the maximum magnetic flux density (saturation magnetic flux density).
  • the impedances of the first and second windings 10 and 20 are lowered. Therefore, if the current of the excitation signal is constant, the first and second magnetic cores 1 and 2 are saturated. The voltage across the windings 10 and 20 (signal voltage) decreases. Therefore, as shown in FIG.
  • an excitation signal with a constant current is output from the excitation unit 3, and the signal voltage of the first and second windings 10 and 20 is measured by the signal voltage measurement unit 200, whereby the conductor 100 It is possible to measure the magnitude of the overcurrent flowing through.
  • the voltage of the excitation signal is constant, the current (excitation signal) flowing through the first and second windings 10 and 20 increases as the impedance of the first and second windings 10 and 20 decreases. To do. Therefore, as shown in FIG. 10B, an excitation signal with a constant voltage is output from the excitation unit 3, and the signal current flowing through the first and second windings 10 and 20 is measured by the signal current measurement unit 201, thereby providing a conductor. The magnitude of the overcurrent flowing through 100 can be measured.
  • a comparator (comparator) 210 or 211 that compares the measured value of the signal voltage measuring unit 200 or the measured value of the signal current measuring unit 201 with a predetermined threshold value may be provided. That is, the threshold value is set so that the measured value exceeds the threshold value when the current flowing through the conductor 100 exceeds a predetermined level. Accordingly, it is possible to detect from the output of the comparator 210 or 211 that an overcurrent exceeding a predetermined level has flowed through the conductor 100.
  • the feedback unit 4 in this embodiment includes a comparator 47, an averaging circuit 48, an amplifier AP1, an adder 49, and the like.
  • the positive electrode of the excitation unit 3 is connected to one input terminal of the adder 49 via the current limiting resistor R1, and the excitation signal from the excitation unit 3 is input to the one input terminal.
  • the comparator 47 is a so-called window comparator that compares a positive / negative symmetrical threshold value with an excitation signal (actually, a voltage drop across the resistor R8 proportional to the excitation signal).
  • the averaging circuit 48 averages the output of the comparator 47 with the period of the excitation signal, and is composed of, for example, an integration circuit.
  • the output of the averaging circuit 48 is amplified by the amplifier AP1, and then input to the other input terminal of the adder 49 via the detection resistor 46.
  • the adder 49 is composed of an inverting amplifier using an operational amplifier, a feedback resistor, and an input resistor, and adds the output of the averaging circuit 48 input via the detection resistor 46 to the excitation signal output from the excitation unit 3. Output to the first winding 10. An excitation signal is applied to the second winding 20 via the amplifier AP2.
  • an excitation signal (excitation current) flows through the first winding 10
  • a magnetic flux (magnetic field) is generated in the first magnetic core 1.
  • the direction and magnitude of the magnetic flux changes in synchronization with the excitation signal. That is, when no current flows through the conductor 100, the magnetic flux generated in the first magnetic core 1 is only the magnetic flux generated by the excitation signal flowing in the first winding 10, so that the magnetization characteristics of the first magnetic core 1 (BH As shown by the solid line in FIG. 12A, the characteristic is a waveform that is point-symmetric with respect to the origin.
  • the present embodiment employs a flux gate type magnetic flux detection method, and the excitation signal (excitation current) is changed abruptly by magnetically saturating the first magnetic core 1, and the excitation current changes abruptly.
  • the timing is detected by the comparator 47 (see the solid line in FIG. 12B).
  • the comparator 47 see the solid line in FIG. 12B.
  • the output of the averaging circuit 48 becomes zero and is not added to the excitation signal at all.
  • the adder 49 inverts and adds the output of the averaging circuit 48 to the excitation signal output from the excitation unit 3. That is, by adding the output of the averaging circuit 48 to the excitation signal, feedback (negative feedback) is performed so that the time difference ⁇ T becomes zero. Therefore, if the level of the output (feedback signal) of the averaging circuit 48 when the time difference ⁇ T can be regarded as zero is detected by measuring the voltage (voltage drop) Vs across the detection resistor 46, the detected feedback signal is detected. From this level, the magnitude of the current flowing through the conductor 100 can be calculated. Note that the sensitivity of current detection can be adjusted by making the threshold value in the comparator 47 variable.
  • the second magnetic core 2 that generates a magnetic flux opposite to the magnetic flux generated in the first magnetic core 1 is disposed in the vicinity of the conductor 100 together with the first magnetic core 1. The noise superimposed on the closed circuit including the conductor 100 can be suppressed.
  • the feedback unit 4 is provided only with an averaging circuit 48 that time-averages the excitation signal with the period of the excitation signal, and generates a feedback signal from the output of the averaging circuit 48. It doesn't matter.
  • an effective value calculation circuit (not shown) for calculating the effective value of the excitation signal is provided in the feedback unit 4, and feedback is performed from the effective value calculated by the effective value calculation circuit.
  • a signal may be generated.
  • a peak hold circuit (peak hold unit) 481 for holding the positive peak value and negative peak value of the excitation signal is provided in the feedback unit 4. You may prepare. In this case, the feedback unit 4 generates a feedback signal by combining both positive and negative peak values held by the peak hold circuit 481, and outputs the obtained feedback signal to the adder 49.
  • the effective value calculation circuit and the peak hold circuit 481 can be realized by a conventionally known technique, and therefore detailed illustration and description of the circuit configuration are omitted.
  • the current detection device of the present embodiment is characterized in that the feedback unit 4 includes two adders 49A and 49B as shown in FIG. 14A, and other configurations are the same as those of the third embodiment. Therefore, about the component which is common in Embodiment 3, the same code
  • One adder (first adder) 49A adds a feedback signal (a signal for canceling the magnetic flux generated in the first magnetic core 1 by the current flowing through the conductor 100) to the excitation signal from the excitation unit 3, Output to the first winding 10.
  • the other adder (second adder) 49B adds a signal obtained by inverting the feedback signal to the excitation signal from the excitation unit 3, and outputs the result to the second winding 20.
  • the first adder 49A includes an inverting amplifier 491 and resistors R24 and R25 as shown in FIG. 14B.
  • the second adder 49B includes a non-inverting amplifier 490 and resistors R20 and R21 as shown in FIG. 14B.
  • An inverting amplifier 491 generates a feedback signal by inverting the output from the amplifier AP1.
  • the non-inverting amplifier 490 generates “a signal obtained by inverting the feedback signal”.
  • the non-inverting amplifier 490 has an input terminal connected to the output terminal of the averaging circuit 48 via the detection resistor 46 and the amplifier AP1, and an output terminal connected to the positive electrode of the excitation unit 3 via a series circuit of resistors R20 and R21.
  • the The output terminal of the non-inverting amplifier 490 is also connected to the ground through a series circuit of resistors R8 and R26.
  • the inverting amplifier 491 has an input terminal connected to the output terminal of the averaging circuit 48 via the detection resistor 46 and the amplifier AP1, and an output terminal connected to the positive electrode of the excitation unit 3 via a series circuit of resistors R24 and R25. .
  • the output terminal of the inverting amplifier 491 is also connected to the ground via a series circuit of resistors R22 and R23.
  • One end of the first winding 10 is connected to the connection point between the resistors R24 and R25 (the connection point between the excitation unit 3 and the output terminal of the inverting amplifier 491), and the other end is connected to the connection point between the resistors R8 and R26 ( Connection point between the ground and the output terminal of the non-inverting amplifier 490).
  • One end of the second winding 20 is connected to a connection point between the resistors R20 and R21 (a connection point between the excitation unit 3 and the output terminal of the non-inverting amplifier 490), and the other end is a connection point between the resistors R22 and R23. (Connected point between ground and output terminal of inverting amplifier 491). That is, in the example of FIG. 14B, the output terminal of the inverting amplifier 491 and the output terminal of the non-inverting amplifier 490 are bridge-connected to the first winding 10 and the second winding 20.
  • the current detection device of the present embodiment is configured as described above, and the basic operation is the same as that of the third embodiment.
  • the third embodiment only the excitation signal is passed through the second winding 20, whereas the feedback unit 4 in this embodiment is excited in the second winding 20 as well as the first winding 10.
  • the feedback signal is added to the signal and is flowing.
  • a signal obtained by adding a signal obtained by inverting the feedback signal to the excitation signal is supplied to the second winding 20 from the second adder 49B.
  • the current detection device of the present embodiment generates a magnetic flux in the second magnetic core 2 in a direction opposite to the magnetic flux generated in the first magnetic core 1 even when a current flows through the conductor 100. As compared with, noise when a current flows through the conductor 100 can be further suppressed.

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Abstract

　第１の磁心(１)に巻回される第１の巻線(10)は、一端がグランドに接続され、他端が第２の巻線(20)の一端に接続されている。第２の磁心(２)に巻回される第２の巻線(20)は、一端が第１の巻線(10)に接続され、他端が限流抵抗(R1)を介して励磁部(３)に接続されている。励磁部(３)から出力される励磁信号で第１の磁心(１)に磁束が生じる。そして、第１の磁心(１)に生じる磁束によって導体(100)に誘導起電力が発生する。しかしながら、第２の磁心(２)に生じる磁束の向きが第１の磁心(１)に生じる磁束の向きと逆であるため、導体(100)に生じる誘導起電力が相殺される。その結果、導体(100)を含む閉回路に重畳されるノイズ(雑音端子電圧)が抑制される。

Description

電流検出装置
　本発明は、導体に流れる電流を非接触で検出する電流検出装置に関する。
　この種の電流検出装置として、例えば日本国特許出願公開２００７－３３２２２号広報(以下、文献１と称する)に記載されているものがある。文献１記載の従来例は、内部に導体が挿通される円環状の磁心(閉磁路コア)と、磁心に巻回される巻線(コイル)と、巻線に交流励磁電圧を印加する交流電源とを備える。さらに、文献１記載の従来例では、巻線に流れる電流を検出抵抗で電圧信号に変換し、当該電圧信号を正負両方のピークホールド回路でピークホールドし、これら２つのピークホールド回路の出力を合成した電圧を交流励磁電圧に加算して巻線に帰還している。
　つまり、磁心を貫通する導体に電流が流れて導体の周囲に磁束が生じると、正負のピークホールド回路の出力を合成した帰還電圧が正負非対称となる。その結果、帰還電圧を巻線に印加することで前記磁束を打ち消す向き及び強さの磁束が生じるので、帰還電圧を検出抵抗で測定することにより、導体に流れる電流の大きさが測定できる。
　ところで、検出対象の電流が流れる導体は、通常、閉回路を形成している。そのため、１つの磁心に巻回された１つの巻線と前記導体によってトランスが形成され、閉回路からなる導体に誘導電流が流れてしまう。その結果、文献１記載の従来例では、巻線に交流励磁電圧を印加する際に、前記導体を含む閉回路にノイズ(雑音端子電圧)を重畳してしまうという問題があった。
　本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、導体に重畳されるノイズを抑制することを目的とする。
　本発明の電流検出装置は、第１の巻線が巻回され、検出対象の導体の近傍に配置される第１の磁心と、第２の巻線が巻回され、前記導体の近傍に配置される第２の磁心と、大きさと向きが一定の周波数で変化する励磁信号を前記第１の巻線及び前記第２の巻線に印加する励磁部と、前記導体に流れる電流によって前記第１の磁心に生じる磁束を打ち消すための帰還信号を前記励磁信号に帰還する帰還部とを備え、前記第２の巻線は、前記第１の巻線に前記励磁信号が流れることで生じる磁束と逆向きの磁束を生じるように構成されることを特徴とする。
　この電流検出装置において、前記第１の巻線と前記第２の巻線が前記励磁部に対して直列に接続されることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記第１の巻線と前記第２の巻線が前記励磁部に対して並列に接続されることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記第１の磁心と前記第２の磁心の双方に巻回され且つ閉回路を形成する第３の巻線をさらに備えることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記導体の近傍に配置される第３の磁心をさらに備え、前記第３の巻線が前記第３の磁心にも巻回されることが好ましい。
　この電流検出装置において、磁性材料からなり、前記第１の磁心及び前記第２の磁心を前記第１の巻線及び前記第２の巻線とともに内部に収納するシールドケースをさらに備えることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記励磁部から前記第１の巻線及び前記第２の巻線に前記励磁信号を流す線路に、インピーダンス素子又は低域通過フィルタが挿入されることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記励磁部は、前記励磁信号の信号波形を正弦波又は三角波又は台形波とするように構成されることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記励磁部は、前記励磁信号の信号波形を方形波とするように構成されることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記第１の巻線及び前記第２の巻線に印加される前記励磁信号の信号電圧を計測する信号電圧計測部をさらに備えることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記第１の巻線及び前記第２の巻線に流れる前記励磁信号の信号電流を計測する信号電流計測部をさらに備えることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記信号電圧又は前記信号電流の計測値を所定のしきい値と比較する比較部をさらに備えることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記励磁信号から前記一定の周波数の２倍に相当する周波数を抽出する周波数抽出部をさらに備え、前記帰還部は、前記周波数抽出部で抽出される前記周波数に基づいて前記帰還信号を生成することが好ましい。
　この電流検出装置において、前記帰還部は、正負対称な波形を有する前記励磁信号を出力するように構成され、該電流検出装置は、前記励磁信号の正負両方のピーク値を保持するピークホールド部をさらに備え、前記帰還部は、前記ピークホールド部で保持される前記正負両方のピーク値から前記帰還信号を生成することが好ましい。
　この電流検出装置において、前記帰還部は、正負対称なしきい値と前記励磁信号を比較する比較器を備え、前記比較器の出力から前記帰還信号を生成することが好ましい。
　この電流検出装置において、前記帰還部は、前記帰還信号を非反転増幅する非反転増幅器と、前記帰還信号を反転増幅する反転増幅器とを有し、前記非反転増幅器と前記反転増幅器の出力端子が前記第１の巻線及び前記第２の巻線に対してブリッジ接続されることが好ましい。
　この電流検出装置において、前記帰還部は、前記励磁信号に前記帰還信号を加算して前記第１の巻線に流す第１の加算器と、前記励磁信号に前記帰還信号を反転した信号を加算して前記第２の巻線に流す第２の加算器とを有することが好ましい。
　この電流検出装置において、前記帰還信号の信号電圧を検出するための検出抵抗と、前記検出抵抗の前段に設けられる低域通過フィルタとをさらに備えることが好ましい。
　本発明の電流検出装置は、第１の磁心に生じる磁束と逆向きの磁束を生じる第２の磁心を第１の磁心とともに導体の近傍に配置しているので、第１の磁心に生じる磁束で導体に誘起される誘導起電力と、第２の磁心に生じる磁束で導体に誘起される誘導起電力とが相殺され、その結果、導体に重畳されるノイズを抑制することができるという効果がある。
本発明に係る電流検出装置の実施形態１を示すブロック図である。 実施形態１の回路構成図である。 実施形態１の別の構成を示す一部省略したブロック図である。 図４Ａ，４Ｂは実施形態１の別の構成を示す一部省略したブロック図である。 実施形態１の別の構成を示す一部省略した斜視図である。 図６Ａ，６Ｂは実施形態１の別の構成を示す一部省略したブロック図である。 実施形態１の別の構成を示す一部省略した斜視図である。 図８Ａ～８Ｄは、実施形態１における第１及び第２の磁心の別の構成を示し、図８Ａは斜視図、図８Ｂ～８Ｄは製造方法の説明図である。 図９Ａ，９Ｂは実施形態１の別の構成を示す一部省略したブロック図である。 図１０Ａ，１０Ｂは本発明に係る電流検出装置の実施形態２を示す一部省略したブロック図である。 本発明に係る電流検出装置の実施形態３を示すブロック図である。 図１２Ａ～１２Ｄは実施形態３の動作説明用の波形図である。 実施形態３の別の構成を示すブロック図である。 図１４Ａ，１４Ｂは、本発明に係る電流検出装置の実施形態４を示し、図１４Ａはブロック図、図１４Ｂは回路構成図である。 図１５Ａ～１５Ｄは、実施形態１における励磁信号の例を示す波形図である。
　以下、本発明に係る電流検出装置の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　(実施形態１)
　本実施形態は、図１に示すように第１の巻線10が巻回された第１の磁心１、第２の巻線20が巻回された第２の磁心２、励磁部３、帰還部４などを備える。
　第１の磁心１及び第２の磁心２は、検出対象の導体100の近傍に配置される。なお、導体100の近傍とは、導体100に電流が流れたときに、検出可能な大きさの磁束を第１の磁心１(第２の磁心)に発生させる位置を、意味する。本実施形態では、第１の磁心１並びに第２の磁心２は、軟磁性材料によって円環状に形成され、検出対象の導体100が貫通している。これらの磁心１，２を形成する軟磁性材料としては、ナノ結晶材料や非晶質金属材料(アモルファスリボンやアモルファスワイヤなど)、フェライト、磁性流体などが好適である。なお、ナノ結晶材料や非晶質金属材料には、高周波数までヒステリシスの波形が維持されるという利点があり、且つ非晶質金属材料はナノ結晶材料よりも強度に優れている。また、フェライトはナノ結晶材料や非晶質金属材料よりも安価であるという特徴を有し、磁性流体は、ヒステリシスを有しないという特徴を有している。
　第１の磁心１に巻回される第１の巻線10は、一端(第１端10a)がグランドに接続され、他端(第２端10b)が第２の巻線20の一端(第１端20a)に接続されている。第２の磁心２に巻回される第２の巻線20は、一端(第１端20a)が第１の巻線10に接続され、他端(第２端20b)が限流抵抗R1を介して励磁部３に接続されている。ただし、第２の巻線20は、第１の巻線10と逆向きに巻回されている。
　励磁部３は、大きさと向きが一定の周期で変化し、且つ正負対称な波形(正弦波、方形波、三角波、台形波など；図１５Ａ～１５Ｄ参照)を有する励磁信号を出力する。励磁部３の正極が限流抵抗R1を介して第２の巻線20の第２端20bに接続され、励磁部３の負極がグランドに接続されている。すなわち、第１の巻線10と第２の巻線20は、励磁部３に対して直列に接続されている。ただし、図３に示すように、励磁部３に対して第１の巻線10と第２の巻線20が並列に接続されても構わない。
　帰還部４は、導体100に流れる電流によって第１の磁心１に生じる磁束を打ち消すための帰還信号を生成し、生成した帰還信号を励磁信号に重畳(帰還)する。図１に示すように、帰還部４は、位相検波器40、増幅器41、積分器42、非反転増幅器43、反転増幅器44、検出抵抗46などを備える。ここで、帰還部４の具体的な回路構成を図２に示す。ただし、図２の回路構成では、図１の回路構成に対して、低域通過フィルタ(ＬＰＦ)45が追加され、低域通過フィルタ45とグランドの間に検出抵抗46が接続されている。
　図２に示すように、位相検波器40は、それぞれが一対の切換接点400A，400Bと401A，401Bを有する第１の切換スイッチ400と第２の切換スイッチ401を有している。各切換スイッチ400，401において、一方の切換接点400B，401Aは、第１の巻線10と第２の巻線20の直列回路に対して並列接続された分圧抵抗R7，R8の接続点(分圧点)に接続される。他方の切換接点400A，401Bは、２つの巻線10，20の接続点に接続される。すなわち、第１の切換スイッチ400は、第１の切換接点400Bと第２の切換接点400Aとを有し、第２の切換スイッチ401は、第１の切換接点401Aと第２の切換接点401Bとを有する。第１の切換接点400B，401Aが、分圧抵抗R7，R8の接続点に接続され、第２の切換接点400A，401Bが、第１の巻線10と第２の巻線20との接続点に接続される。また、一方の切換スイッチ(第１の切換スイッチ)400の共通接点400Cが、増幅器41の一方の入力端子(第１の入力端子410)に接続される。さらに、他方の切換スイッチ(第２の切換スイッチ)401の共通接点401Cが、増幅器41の他方の入力端子(第２の入力端子411)に接続される。
　帰還部４は、所定の周波数の切換信号(方形パルス)を出力する発振器470を備える。第１及び第２の切換スイッチ400，401は、発振器470から出力される方形パルスの立ち上がりで一方の切換接点400A，401Aに切り換えられ、前記方形パルスの立ち下がりで他方の切換接点400B，401Bに切り換えられる。すなわち、位相検波器40(第１及び第２の切換スイッチ400，401)は、発振器470からの切換信号(方形パルス)に応じて、増幅器41の入力端子410，411のうちのどちらか一方が２つの巻線10，20の接続点に接続され、他方が分圧抵抗R7，R8の接続点に接続されるように、切り換えられる。なお、発振器470は、励磁部３に接続されており、励磁信号の周波数を取得する。発振器470の発振周波数は、励磁部３が出力する励磁信号の周波数ｆの２倍の周波数２ｆに設定される。すなわち、発振器470は、励磁信号の周波数の２倍に相当する周波数を抽出する周波数抽出部として機能する。
　増幅器41は、従来周知のインスツルメンテーションアンプ(計装アンプ)で構成されている。この増幅器41は、前段において、２つの対称なオペアンプ41A，41Bで差動出力の増幅回路が構成され、後段において、各オペアンプ41A，41Bの出力を減算する差動増幅回路(オペアンプ41C及びR12～R15)が構成されている。なお、増幅器41の出力電圧Voは、下記の式１で求めることができる。
　Vo=(V1-V2)×(1+(R9+R11)/R10)×(R13/R12)  …(式１)
　ここで、V1は増幅器41の第２の入力端子411の入力電圧、V2は増幅器41の第１の入力端子410の入力電圧である(図２参照)。
　増幅器41の出力電圧Voは、オペアンプ42Aと抵抗R16～R18とコンデンサC1からなる積分器42で積分される。なお、抵抗R18は可変抵抗器からなり、オフセット電圧の調整に用いられる。
　積分器42の出力端に非反転増幅器43の入力端と反転増幅器44の入力端が接続される。また、積分器42の出力端には、低域通過フィルタ45を介して検出抵抗46が接続される。
　非反転増幅器43の出力端が、抵抗R4を介して第１の巻線10と励磁部３(図２の例では限流抵抗R2)の接続点に接続され、且つ抵抗R3を介して第２の巻線20と励磁部３(図２の例では限流抵抗R1)の接続点に接続される。また、反転増幅器44の出力端が抵抗R5，R6の並列回路を介して第１の巻線10と第２の巻線20の接続点に接続される。
　すなわち、本実施形態においては、非反転増幅器43と反転増幅器44の出力端子が第１の巻線10及び第２の巻線20に対してブリッジ接続されている。なお、このように２つの増幅器を負荷に対してブリッジ接続する構成はブリッジ接続負荷(Bridge-Tied Load)形と呼ばれ、増幅器が１つの場合と比較して２倍の出力電圧が得られるという利点がある。
　次に、図１を参照して、本実施形態の電流検出装置の動作を説明する。
　励磁部３から出力される励磁信号が第１の巻線10と第２の巻線20に流れると、第１の磁心１及び第２の磁心２にそれぞれ磁束(磁界)が生じる。ただし、第２の巻線20は第１の巻線10と逆向きに巻回されている。そのため、図１に矢印で示すように第２の磁心２に生じる磁束の向きは、第１の磁心１に生じる磁束の向きと反対(逆)になる。
　ここで、第１の巻線10のインピーダンスと第２の巻線20のインピーダンスが等しい値に設定され、且つ分圧抵抗R7，R8の抵抗値も互いに等しい値に設定されている。したがって、導体100に電流が流れていない場合、位相検波器40が２ｆの周波数で励磁信号に同期して検波する出力電圧V1と出力電圧V2とが互いに等しくなる。具体的には、励磁信号の一周期(１／ｆ)での平均値でみると、出力電圧V1と出力電圧V2とが互いに等しくなる。そのため、増幅器41の出力がゼロとなり、積分器42の出力がゼロとなる。故に、非反転増幅器43及び反転増幅器44を介して第１及び第２の巻線10，20に帰還される帰還信号もゼロとなる。
　なお、励磁信号が第１の巻線10に流れると、第１の磁心１に生じる磁束によって導体100に誘導起電力が発生する。しかしながら、このとき、第２の巻線20にも励磁信号が流れるので、導体100には第２の磁心２に生じる磁束によっても誘導起電力が発生する。そして、第２の磁心２に生じる磁束の向きは、第１の磁心１に生じる磁束の向きと逆であるため、導体100に生じる誘導起電力は互いに相殺される。その結果、導体100を含む閉回路に重畳されるノイズ(雑音端子電圧)が抑制される。
　一方、導体100に電流が流れている場合、この電流によって、導体100の周囲に配置される第１の磁心１及び第２の磁心２に右ねじの法則で定まる向きの磁束(磁界)が発生する。そして、この磁束の影響により、第１の磁心１及び第２の磁心２を通る磁束がそれぞれ変化する。導体100に流れる電流に起因する磁束は、第１の磁心１及び第２の磁心２において同じ向きである一方、励磁信号に起因する磁束は、第１の磁心１及び第２の磁心２において互いに逆向きである。このため、導体100に電流が流れている場合、第１の巻線10のインピーダンスと第２の巻線20のインピーダンスが一致しなくなる。一方、分圧抵抗R7，R8の抵抗値は変化しないから、位相検波器40の出力電圧V1，V2に、導体100に流れる電流に比例した差が生じる。故に、積分器42の出力は、導体100に流れる電流の大きさに応じた値(電圧レベル)となる。
　そして、積分器42の出力は、非反転増幅器43及び反転増幅器44で増幅された後に第１の巻線10及び第２の巻線20にそれぞれ帰還される。ここで、積分器42の出力(帰還信号)は、負帰還を掛ける向きとされる(つまり、位相検波器40の切換スイッチ400，401は、積分器42の出力が負帰還を掛ける向きとなるように、切り換えられる)。そのため、励磁信号に帰還信号が重畳されることにより、第１の磁心１及び第２の磁心２を通る磁束の変化が相殺される(導体100に流れる電流に起因する磁束が、帰還信号による磁束により相殺される)。故に、第１の磁心１を通る磁束の変化(導体100に流れる電流に起因する磁束)がゼロとみなせるときの積分器42の出力(帰還信号)のレベルを、検出抵抗46の両端電圧(電圧降下)Ｖｓを測定することにより検出すれば、その検出された帰還信号のレベルから導体100に流れる電流の大きさを算出することができる。なお、検出抵抗46は、帰還信号のレベルを検出できればよく、図１に示すように積分器42から第１の巻線10に帰還信号を流す線路に挿入されていてもよいし、図２に示すように積分器42とグランドとの間に設けられていてもよい。図２の構成では、積分器42の出力を低域通過フィルタ45でフィルタリングすることにより、高調波ノイズを除去して検出精度の向上を図ることができる。
　ここで、帰還信号が重畳された励磁信号は第２の巻線20にも流れるので、第１の磁心１に生じる磁束で導体100に誘起される誘導起電力と、第２の磁心２に生じる磁束で導体100に誘起される誘導起電力とが相殺される。その結果、導体100を含む閉回路に重畳されるノイズが抑制される。
　上述のように本実施形態では、第１の磁心１に生じる磁束と逆向きの磁束を生じる第２の磁心２を第１の磁心１とともに導体100の近傍に配置しているため、導体100を含む閉回路に重畳されるノイズを抑制することができる。
　また、図４Ａに示すように、第３の巻線５が第１の磁心１と第２の磁心２の双方に巻回され且つ閉回路を形成してもよい。この構成によれば、第３の巻線５を設けない場合に比べて、“第１の巻線10(第２の巻線20)の巻数”に対する“導体100を含む閉回路及び第３の巻線５の巻数”で求められる巻数比が、増加することになる。第１の巻線10の巻数及び第２の巻線20の巻数と励磁電流(励磁信号)の大きさが一定であるから、巻数比が増加することで導体100を含む閉回路に流れる電流が減少し、ノイズ(雑音端子電圧)を抑制することができる。
　さらに、図４Ｂに示すように、第３の磁心50を設け、導体100及び第３の巻線５を双方とも第３の磁心50に巻回してもよい。具体的には、導体100及び第３の巻線５は、第１の磁心１、第２の磁心２、及び第３の磁心50に共通に巻回されてもよい。第３の磁心50を設けることにより、磁気抵抗が減少し、磁束を発生させるために必要な電流値が低下するので、さらにノイズを抑制することができる。なお、図４Ａ，４Ｂでは第１の巻線10と第２の巻線20が直列接続される場合を例示しているが、第１の巻線10と第２の巻線20が並列接続される場合にも第３の巻線５及び第３の磁心50を追加することで同様の効果を奏する。
　また、図５に示すように、磁性材料からなるシールドケース６の内部に、第１の磁心１及び第２の磁心２を第１の巻線10及び第２の巻線20とともに収納しても構わない。このシールドケース６は、中央に貫通孔60を有する円筒形に形成される。導体100は、シールドケース６の貫通孔60に挿通される。このように第１の磁心１及び第２の磁心２を第１の巻線10及び第２の巻線20とともにシールドケース６の内部に収納すれば、外来の電磁波ノイズに対する耐ノイズ性の向上を図ることができる。
　また、図６Ａ，６Ｂに示すように、第１の巻線10が巻回された第１の磁心１及び第２の巻線20が巻回された第２の磁心２をそれぞれ複数個ずつ備えるようにしても構わない。図６Ａは第１の巻線10の直列回路と第２の巻線20の直列回路を直列接続した場合を示し、図６Ｂは第１の巻線10の直列回路と第２の巻線20の直列回路を並列接続した場合を示している。このような構成によれば、第１の巻線10が巻回された第１の磁心１及び第２の巻線20が巻回された第２の磁心２の磁気特性や電気特性のばらつきを低減し、ノイズの抑制を図ることができる。
　ところで、図７に示すように絶縁材料製の基板11，21の表面に形成される導体パターンで、第１及び第２の巻線10，20をそれぞれ構成してもよい。この場合、円環状の磁性体を基板11，21にインサート成形することで第１及び第２の磁心(図示せず)を形成することができる。なお、導体100は、基板11，21の中央に貫通する貫通孔12，22にそれぞれ挿通される。また、図７では、基板21の導体パターンの一部（貫通孔12から露出する部分）の図示を省略している。
　また、第１及び第２の磁心１，２は、図８Ａに示すように部分的に開放された略Ｃ形(不完全なリング形)に形成されてもよい。例えば、図８Ｂに示すように、円筒形のボビン13(23)に巻線10(20)を巻回し、棒状の磁性体14(24)をボビン13(23)の内部に挿入する。そして、図８Ｃに示すように、リング状に形成されたケース15(25)内に磁性体14(24)が挿入されたボビン13(23)を収納する。最後に、図８Ｄに示すように、磁性材料製のシールド板16(26)でボビン13(23)を覆うことにより、略Ｃ形の第１の磁心１(第２の磁心２)を形成することができる。このような製造方法を採用すれば、第１の巻線10が巻回された第１の磁心１及び第２の巻線20が巻回された第２の磁心２をそれぞれ容易に製造することができる。
　ところで、励磁信号に急峻な変化があると、導体100に誘起される誘導起電力が増大し、ノイズ(雑音端子電圧)も増加する。したがって、励磁信号としては、方形波信号のように急峻な変化を有する信号よりも正弦波信号などの急峻な変化を有しない信号の方が好ましい。一方、正弦波信号に比べて方形波信号の方が励磁部３の回路構成を簡素化できるという利点がある。
　そこで、励磁部３からは方形波の励磁信号を出力し、励磁部３から第１の巻線10及び第２の巻線20に励磁信号を流す線路にインピーダンス素子(例えば、インダクタL1)を挿入することが好ましい(図９Ａ参照)。あるいは、インピーダンス素子の代わりに低域通過フィルタX1を挿入してもよい(図９Ｂ参照)。なお、低域通過フィルタX1は、抵抗R1とコンデンサC2の積分回路で構成される。このようにインダクタL1や低域通過フィルタX1を挿入すれば、励磁信号を鈍らせて急峻な変化を低減することができる。その結果、導体100を含む閉回路に重畳されるノイズ(雑音端子電圧)を抑制することができる。
　(実施形態２)
　本実施形態は、実施形態１と基本的な構成が共通しており、導体100に流れる電流の検出方式が実施形態１と異なる。故に、実施形態１と共通の構成要素については、同一の符号を付して適宜図示及び説明を省略する。
　導体100に過電流が流れて第１及び第２の磁心１，２を通る磁束が増えると、最大磁束密度(飽和磁束密度)を超えて第１及び第２の磁心１，２が磁気飽和する。第１及び第２の磁心１，２が磁気飽和することで第１及び第２の巻線10，20のインピーダンスが低下するので、励磁信号の電流が一定であれば、第１及び第２の巻線10，20の両端電圧(信号電圧)が低下する。故に、図１０Ａに示すように、励磁部３から一定電流の励磁信号を出力させ、第１及び第２の巻線10，20の信号電圧を信号電圧計測部200で計測することにより、導体100に流れる過電流の大きさを計測することができる。
　あるいは、励磁信号の電圧が一定であれば、第１及び第２の巻線10，20のインピーダンスが低下することで第１及び第２の巻線10，20に流れる電流(励磁信号)が増加する。故に、図１０Ｂに示すように、励磁部３から一定電圧の励磁信号を出力させ、第１及び第２の巻線10，20に流れる信号電流を信号電流計測部201で計測することにより、導体100に流れる過電流の大きさを計測することができる。
　ここで、信号電圧計測部200の計測値又は信号電流計測部201の計測値を所定のしきい値と比較するコンパレータ(比較部)210又は211を設けてもよい。つまり、導体100に流れる電流が所定のレベルを超えたときに前記計測値がしきい値を超えるように、当該しきい値が設定される。これにより、導体100に所定レベルを超える過電流が流れたことを、コンパレータ210又は211の出力から検知することができる。
　(実施形態３)
　本実施形態は、実施形態１と基本的な構成が共通しているので、実施形態１と共通の構成要素については、同一の符号を付して適宜図示及び説明を省略する。
　本実施形態は、図１１に示すように帰還部４の構成が実施形態１と相違している。本実施形態における帰還部４は、比較器47、平均化回路48、アンプAP1、加算器49などで構成される。
　本実施形態では、励磁部３の正極は、限流抵抗R1を介して加算器49の一方の入力端に接続され、当該一方の入力端に励磁部３からの励磁信号が入力される。
　比較器47は、正負対称なしきい値と、励磁信号(実際は励磁信号に比例した抵抗R8の電圧降下)とを比較するものであって、いわゆるウインドコンパレータである。平均化回路48は、比較器47の出力を励磁信号の周期で時間平均するものであって、例えば、積分回路で構成される。平均化回路48の出力はアンプAP1で増幅された後、検出抵抗46を介して加算器49の他方の入力端に入力される。
　加算器49は、オペアンプと帰還抵抗と入力抵抗を用いた反転増幅器からなり、励磁部３から出力される励磁信号に、検出抵抗46を介して入力される平均化回路48の出力を加算して第１の巻線10に出力する。なお、第２の巻線20は、アンプAP2を介して励磁信号が印加される。
　次に、本実施形態の電流検出装置の動作を説明する。
　第１の巻線10に励磁信号(励磁電流)が流れると、第１の磁心１に磁束(磁界)が生じる。この磁束は、励磁信号に同期して向きと大きさが変化する。すなわち、導体100に電流が流れていない場合、第１の磁心１に生じる磁束は第１の巻線10に流れる励磁信号による磁束のみであるから、第１の磁心１の磁化特性(Ｂ－Ｈ特性)は、図１２Ａに実線で示すように原点に対して点対称な波形となる。
　ここで、本実施形態はフラックスゲート方式の磁束検知方法を採用しており、第１の磁心１を磁気飽和させることで励磁信号(励磁電流)を急激に変化させ、励磁電流が急激に変化するタイミングを比較器47で検出している(図１２Ｂの実線参照)。導体100に電流が流れていない場合、励磁信号の周期Ｔに対して、比較器47の出力がハイレベルとなる期間とローレベルとなる期間は何れもＴ／２となる。故に、平均化回路48の出力はゼロとなり、励磁信号には全く加算されない。
　一方、導体100に電流が流れると、導体100の周囲に配置される第１の磁心１に右ねじの法則で定まる向きの磁束(磁界)が発生する。そのため、第１の磁心１の磁化特性が変化し、図１２Ａに破線で示すように原点に対して点対称な波形とならない。そのため、比較器47の出力がハイレベルとなる期間とローレベルとなる期間に時間差が生じ、例えば、比較器47のハイレベルとなる期間がＴ／２＋ΔＴ、ローレベルとなる期間がＴ／２－ΔＴとなる(図１２Ｃ参照)。故に、平均化回路48の出力はゼロとならず、時間差(２ΔＴ)に応じたレベルとなる(図１２Ｄ参照)。
　そして、平均化回路48の出力がアンプAP1で増幅された後、励磁部３から出力される励磁信号と加算器49において加算される。ここで、加算器49は励磁部３から出力される励磁信号に対して、平均化回路48の出力を反転して加算している。つまり、平均化回路48の出力が励磁信号に加算されることで、時間差ΔＴをゼロとするような帰還(負帰還)がかかることになる。故に、時間差ΔＴがゼロとみなせるときの平均化回路48の出力(帰還信号)のレベルを、検出抵抗46の両端電圧(電圧降下)Ｖｓを測定することにより検出すれば、その検出された帰還信号のレベルから導体100に流れる電流の大きさを算出することができる。なお、比較器47におけるしきい値を可変とすることで電流検出の感度調整が可能となる。
　また、本実施形態も実施形態１と同様に、第１の磁心１に生じる磁束と逆向きの磁束を生じる第２の磁心２を第１の磁心１とともに導体100の近傍に配置しているため、導体100を含む閉回路に重畳されるノイズを抑制することができる。
　ところで、比較器47と平均化回路48に代えて、励磁信号を励磁信号の周期で時間平均する平均化回路48のみを帰還部４に備え、平均化回路48の出力から帰還信号を生成しても構わない。
　あるいは、比較器47と平均化回路48に代えて、励磁信号の実効値を演算する実効値演算回路(図示せず)を帰還部４に備え、実効値演算回路で演算される実効値から帰還信号を生成しても構わない。
　また、図１３に示すように、比較器47と平均化回路48に代えて、励磁信号の正のピーク値及び負のピーク値を保持するピークホールド回路(ピークホールド部)481を帰還部４に備えても構わない。この場合、帰還部４は、ピークホールド回路481で保持される正負両方のピーク値を合成して帰還信号を生成し、得られた帰還信号を加算器49に出力する。
　なお、実効値演算回路やピークホールド回路481については、従来周知の技術で実現可能であるから詳細な回路構成の図示並びに説明は省略する。
　(実施形態４)
　本実施形態の電流検出装置は、図１４Ａに示すように帰還部４が２つの加算器49A，49Bを有する点に特徴があり、その他の構成については実施形態３と共通である。故に、実施形態３と共通の構成要素については、同一の符号を付して適宜図示及び説明を省略する。
　一方の加算器(第１の加算器)49Aは、励磁部３からの励磁信号に帰還信号(導体100に流れる電流によって第１の磁心１に生じる磁束を打ち消すための信号)を加算して、第１の巻線10に出力する。
　他方の加算器(第２の加算器)49Bには、励磁部３からの励磁信号に帰還信号を反転した信号を加算して、第２の巻線20に出力する。
　例えば、第１の加算器49Aは、図１４Ｂに示すように反転増幅器491、抵抗R24，R25を含む。また、第２の加算器49Bは、図１４Ｂに示すように非反転増幅器490、抵抗R20，R21を含む。反転増幅器491が、アンプAP1からの出力を反転することによって帰還信号を生成する。また、非反転増幅器490が、“帰還信号を反転した信号”を生成する。
　非反転増幅器490は、入力端が検出抵抗46及びアンプAP1を介して平均化回路48の出力端に接続され、出力端が抵抗R20とR21の直列回路を介して励磁部３の正極に接続される。また、非反転増幅器490の出力端は、抵抗R8，R26の直列回路を介してグランドにも接続される。反転増幅器491は、入力端が検出抵抗46及びアンプAP1を介して平均化回路48の出力端に接続され、出力端が抵抗R24とR25の直列回路を介して励磁部３の正極に接続される。また、反転増幅器491の出力端は、抵抗R22，R23の直列回路を介してグランドにも接続される。
　第１の巻線10の一端は、抵抗R24とR25との接続点(励磁部３と反転増幅器491の出力端子との接続点)に接続され、他端は抵抗R8とR26との接続点(グランドと非反転増幅器490の出力端子との接続点)に接続される。第２の巻線20の一端は、抵抗R20とR21との接続点(励磁部３と非反転増幅器490の出力端子との接続点)に接続され、他端は抵抗R22とR23との接続点(グランドと反転増幅器491の出力端子との接続点)に接続される。すなわち、図１４Ｂの例では、反転増幅器491の出力端子と非反転増幅器490の出力端子が、第１の巻線10及び第２の巻線20に対してブリッジ接続されている。
　本実施形態の電流検出装置は上述のように構成されており、基本的な動作は実施形態３と共通である。ただし、実施形態３では第２の巻線20に励磁信号のみを流すのに対して、本実施形態における帰還部４は、第１の巻線10と同様に第２の巻線20にも励磁信号に帰還信号を加算して流している。ただし、第２の巻線20には、帰還信号を反転した信号を励磁信号に加算した信号が第２の加算器49Bから流される。
　したがって、本実施形態の電流検出装置は、導体100に電流が流れている場合においても、第１の磁心１に生じる磁束と逆向きの磁束を第２の磁心２に生じさせるので、実施形態３と比較して、導体100に電流が流れているときのノイズをさらに抑制することができる。

Claims (19)

  1. 　第１の巻線が巻回され、検出対象の導体の近傍に配置される第１の磁心と、
    　第２の巻線が巻回され、前記導体の近傍に配置される第２の磁心と、
    　大きさと向きが一定の周波数で変化する励磁信号を前記第１の巻線及び前記第２の巻線に印加する励磁部と、
    　前記導体に流れる電流によって前記第１の磁心に生じる磁束を打ち消すための帰還信号を前記励磁信号に帰還する帰還部と
    を備え、
    　前記第２の巻線は、前記第１の巻線に前記励磁信号が流れることで生じる磁束と逆向きの磁束を生じるように構成されることを特徴とする電流検出装置。
  2. 　前記第１の巻線と前記第２の巻線が前記励磁部に対して直列に接続されることを特徴とする請求項１記載の電流検出装置。
  3. 　前記第１の巻線と前記第２の巻線が前記励磁部に対して並列に接続されることを特徴とする請求項１記載の電流検出装置。
  4. 　前記第１の磁心と前記第２の磁心の双方に巻回され且つ閉回路を形成する第３の巻線をさらに備えることを特徴とする請求項１～３の何れか１項に記載の電流検出装置。
  5. 　前記導体の近傍に配置される第３の磁心をさらに備え、
    　前記第３の巻線が前記第３の磁心にも巻回されることを特徴とする請求項４記載の電流検出装置。
  6. 　磁性材料からなり、前記第１の磁心及び前記第２の磁心を前記第１の巻線及び前記第２の巻線とともに内部に収納するシールドケースをさらに備えることを特徴とする請求項１～５の何れか１項に記載の電流検出装置。
  7. 　前記励磁部から前記第１の巻線及び前記第２の巻線に前記励磁信号を流す線路に、インピーダンス素子又は低域通過フィルタが挿入されることを特徴とする請求項１～６の何れか１項に記載の電流検出装置。
  8. 　前記励磁部は、前記励磁信号の信号波形を正弦波又は三角波又は台形波とするように構成されることを特徴とする請求項１～６の何れか１項に記載の電流検出装置。
  9. 　前記励磁部は、前記励磁信号の信号波形を方形波とするように構成されることを特徴とする請求項１～６の何れか１項に記載の電流検出装置。
  10. 　前記第１の巻線及び前記第２の巻線に印加される前記励磁信号の信号電圧を計測する信号電圧計測部をさらに備えることを特徴とする請求項１～９の何れか１項に記載の電流検出装置。
  11. 　前記第１の巻線及び前記第２の巻線に流れる前記励磁信号の信号電流を計測する信号電流計測部をさらに備えることを特徴とする請求項１～９の何れか１項に記載の電流検出装置。
  12. 　前記信号電圧の計測値を所定のしきい値と比較する比較部をさらに備えることを特徴とする請求項１０記載の電流検出装置。
  13. 　前記信号電流の計測値を所定のしきい値と比較する比較部をさらに備えることを特徴とする請求項１１記載の電流検出装置。
  14. 　前記励磁信号から前記一定の周波数の２倍に相当する周波数を抽出する周波数抽出部をさらに備え、
    　前記帰還部は、前記周波数抽出部で抽出される前記周波数に基づいて前記帰還信号を生成することを特徴とする請求項１～１３の何れか１項に記載の電流検出装置。
  15. 　前記帰還部は、正負対称な波形を有する前記励磁信号を出力するように構成され、
    　該電流検出装置は、前記励磁信号の正負両方のピーク値を保持するピークホールド部をさらに備え、
    　前記帰還部は、前記ピークホールド部で保持される前記正負両方のピーク値から前記帰還信号を生成することを特徴とする請求項１～１３の何れか１項に記載の電流検出装置。
  16. 　前記帰還部は、正負対称なしきい値と前記励磁信号を比較する比較器を備え、前記比較器の出力から前記帰還信号を生成することを特徴とする請求項１～１３の何れか１項に記載の電流検出装置。
  17. 　前記帰還部は、前記帰還信号を非反転増幅する非反転増幅器と、前記帰還信号を反転増幅する反転増幅器とを有し、前記非反転増幅器と前記反転増幅器の出力端子が前記第１の巻線及び前記第２の巻線に対してブリッジ接続されることを特徴とする請求項１４～１６の何れか１項に記載の電流検出装置。
  18. 　前記帰還部は、前記励磁信号に前記帰還信号を加算して前記第１の巻線に流す第１の加算器と、前記励磁信号に前記帰還信号を反転した信号を加算して前記第２の巻線に流す第２の加算器とを有することを特徴とする請求項１４～１６の何れか１項に記載の電流検出装置。
  19. 　前記帰還信号の信号電圧を検出するための検出抵抗と、前記検出抵抗の前段に設けられる低域通過フィルタとをさらに備えることを特徴とする請求項１～１８の何れか１項に記載の電流検出装置。
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