JP2008107119A

JP2008107119A - 電流センサ

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Publication number: JP2008107119A
Application number: JP2006288122A
Authority: JP
Inventors: Takashi Urano; 高志浦野
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2006-10-23
Filing date: 2006-10-23
Publication date: 2008-05-08
Anticipated expiration: 2026-10-23
Also published as: JP4716030B2

Abstract

【課題】１個の測定用閉磁路コアと、励磁巻線１個及び検出巻線１個の計２個の巻線とからなる、従来の半分のコア・巻線構成とし、小型、軽量化、原価低減を図る。
【解決手段】被測定電流による磁束が発生する閉磁路コア１と、閉磁路コア１に施された励磁巻線２及びフィードバック巻線３と、励磁巻線２の両端間に接続された、発振器４と抵抗５との直列回路と、励磁巻線２に生じる交流電圧の正側ピーク値を検出する正側ピーク検出回路６、及び前記交流電圧の負側ピーク値を検出する負側ピーク検出回路７と、正側ピーク検出回路６で検出された正側ピーク値と、負側ピーク検出回路７で検出された負側ピーク値との差がゼロになるようにフィードバック巻線３にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器８とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、工作機械や、ハイブリッドカー、ＥＶ車等に使用される、電流を非接触で高精度で計測する「磁気平衡式電流センサ」に係り、特にホール素子、ＭＲ素子等の磁気感応素子を使用しないで、交流だけでなく、直流を精度良く計測可能な電流センサに関する。

従来から、非接触型電流センサとしては、(1)フィードバックをかけない所謂「開ループ型」の磁気比例式電流センサと、(2)磁気平衡式であるフィードバック型電流センサとがある。

(1) 開ループ型の磁気比例式電流センサは、磁気コアの一部にギャップを設け、ホール素子等の直流磁気に感応する素子を挿入し、前記磁気コアを貫通する貫通電流に比例して前記磁気コア内部に発生する磁束を検知し、出力とするものである。この磁気比例式電流センサは、構成は簡単であるが、開ループ型であるため、温度によるホール素子の感度変化が直接的にセンサ出力の精度を悪化させ、温度依存性が大きいという欠点があった。但し、低価格であるため、それほど精度が要求されない用途で使用されている。

(2) フィードバック型電流センサは、上記(1)の「開ループ型」に対して「閉ループ型」である。磁気コアの一部にホール素子を挿入した(1)と同じ構成でも、回路的にギャップ内の磁束が常時ゼロとなるように、被測定電流が発生する磁束をフィードバック巻線にフィードバック電流を流し、所謂「等アンペア・ターンの原理」により相殺する。ホール素子の感度特性が温度等により変化してもセンサ出力に影響を与えないという利点があり、温度依存性が少ない高精度な電流センサが構成される。但し、ホール素子のオフセットの温度依存性の影響は受けてしまうという欠点があった。

なお、ホール素子のオフセットとは、ホール素子を貫通する磁束がゼロの時に、例えば２５℃時にホール素子出力がゼロであっても、低温や高温時に出力がゼロとならない温度に依存する誤差成分のことである。即ち、被測定電流が０［Ａ］時の、温度による誤差のことを言う。

また、ホール素子等の磁気感応素子を使用しない電流センサも提案されており、公知例として下記特許文献１，２に記載の技術が知られている。

特開平２００２−２２７７４号公報特開平９−１１３５４３号公報

特許文献１は、測定用コアと基準用コアの２つのコアを備え、両コアに励振コイルを巻き、高周波励振電源から並列に励振し、検出コイルを両コアにそれぞれ巻き、零磁界制御回路に接続している。また、前記測定用コアに導線を貫通させ、かつ逆励磁コイルを巻回している。そして、前記測定用コアを貫通した導線に被測定電流を流したときに、両コアの磁界の差を零磁界制御回路で検出し、ゼロ磁界となるように逆励磁回路を作動させて逆励磁コイルに電流を流し、このときの出力を計測することにより、前記導線に流れる被測定電流を求めるものである。

これにより、分解能が高く、高精度な電流センサが得られるとしている。また、ホール素子を使用しないため、ホール素子による温度依存性の影響がないという長所がある。

特許文献１の問題点は、測定用と基準用の２個の磁気コアを使用し、両コアに励振コイル２個、検出コイル２個を設け、さらに測定用コアに逆励磁コイル１個を設ける必要があり、合計５個のコイルが必要となり構成が複雑化する。また、コアの材質として、ヒステリシスの磁束レベルの勾配がほぼ９０度に近い、高価なアモルファス合金（又はパーマロイ）を使用し、しかもコア２個を必要とするため、コスト高となり、電流センサとしての形状が大きくなり、重量が重くなるという欠点があった。

特許文献２は、１つの鉄心に２つの巻線を施した電流検出部を設け、第１の巻線に交流電圧をコンデンサを介して加えて誘起電圧を誘起させ、誘起電圧源を直流電圧検出装置に入力し、直流電路に被検出直流電流が流れるとき出力電圧を得る。この出力電圧を制御信号とするブースタを設け、ブースタの出力電流を第２の巻線の一方の端子から他方の端子に接続された負荷抵抗に流す。この負荷抵抗の両端に発生した電圧を平滑装置を通して交流分を除去し、被検出直流電流に比例した出力電圧が得られるように構成している。

従来の磁気コアにギャップを設けてホール素子を挿入した電流センサは、磁気抵抗が増大し発生磁束が減少するため、感度が低くなる欠点を、特許文献２ではギャップを無くした手段により、高感度にできるとしている。

特許文献２の問題点は、電流検出部に被検出直流電流が流れた時に、第１巻線に誘起する交流電圧の、正の半波巾と負の半波巾に生じる電気角の差を、波形整形、整流平滑、電圧増幅を含む直流電圧検出装置で検出するため、回路が複雑になるという欠点があった。

本発明は、上記の点に鑑み、１個の測定用閉磁路コアと、これに設けられる励磁巻線１個及び検出（フィードバック）巻線１個の計２個の巻線とからなる、従来例（特許文献１）の半分のコア・巻線構成とし、小型、軽量化、原価低減を図ることのできる磁気平衡式の電流センサを提供することを目的とする。

また、本発明は、前記測定用閉磁路コアにフィードバック電流を流す制御回路が、正と負のピーク値だけにより動作するため、従来例（特許文献２）のように、正と負の電気角の差を直流変換して増幅するという複雑な回路は必要なく、より簡単な回路構成として部品点数の低減を図ることのできる磁気平衡式の電流センサを提供することをもう一つの目的とする。

本発明のその他の目的や新規な特徴は後述の実施の形態において明らかにする。

上記目的を達成するために、本発明のある態様の電流センサは、被測定電流による磁束が発生する閉磁路コアと、
前記閉磁路コアに施された励磁巻線及びフィードバック巻線と、
前記励磁巻線の両端間に接続された、交流電圧源と抵抗との直列回路と、
前記励磁巻線に生じる交流電圧の正側ピーク値を検出する正側ピーク検出回路、及び前記交流電圧の負側ピーク値を検出する負側ピーク検出回路と、
前記正側ピーク検出回路で検出された正側ピーク値と、前記負側ピーク検出回路で検出された負側ピーク値との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備えたことを特徴としている。

前記電流センサでは、磁気平衡状態において、前記正側ピーク値と前記負側ピーク値が等しくなり、前記閉磁路コアのＢ−Ｈ曲線内に描かれるマイナーループが、原点０を中心として、第１象限と第３象限にて常時、対称形となることを特徴としている。

本発明に係る電流センサは、ホール素子等の磁気感応素子を使用せず、被測定電流による磁束が発生する閉磁路コアのＢ−Ｈ曲線（例えば図２）の特性を利用して電流検出を行っており、Ｂ−Ｈ曲線の原点０を中心とした正側及び負側波形の対称性は温度に依存しない。このため、ホール素子等の磁気感応素子を使用した場合の温度変化によるオフセット変動は受けないから、温度変化に対する安定性を確保できる。

特許文献１ではコア２個と５巻線が必要であったが、本発明の電流センサでは、コア１個と２巻線に半減でき、小型、軽量化が可能である。

さらに、特許文献２では、波形整形回路等を含む複雑な直流電圧検出装置を用いているが、本発明の電流センサではピーク値だけを検出することにより制御できるため、より簡単な回路構成を実現できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態として、電流センサの実施の形態を図面に従って説明する。

図１は磁気平衡型の電流センサの全体構成を示す回路図であり、図２乃至図４はその動作原理を示す説明図、図５は図１の回路図における各部の波形図である。

図１において、１は測定用コアとしての閉磁路コアであり、これに励磁巻線２及びフィードバック巻線３がそれぞれ巻回されている。閉磁路コア１には直流バイアス電流となる被測定電流Ｉpが流れる電流路１０が設けられている（図示の場合貫通している）。

励磁巻線２の両端子２ａ，２ｂ間には、交流電圧源としての発振器（オシレータ）４と負荷抵抗（直列抵抗）５との直列回路が接続されている。また、端子２ｂはグランドに接続されている。

励磁巻線２の端子２ａには励磁巻線２に生じる交流電圧の正側ピーク値を検出する正側ピーク検出回路６、及び前記交流電圧の負側ピーク値を検出する負側ピーク検出回路７が接続され、正側ピーク検出回路６で検出された正側ピーク値と、負側ピーク検出回路７で検出された負側ピーク値との差がゼロになるようにフィードバック巻線３にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器８が設けられている。フィードバック巻線３に直列にセンサ出力電圧を取り出すための検出抵抗９が挿入されている。なお、ここでは正側ピーク値と負側ピーク値とは共に正の符号を持つものとして説明する。

ここで、図１の回路図の全体動作説明に先立って、図２乃至図４を用いて電流検出の原理について説明する。

図２は本実施の形態で用いる閉磁路コア１のＢ−Ｈ曲線（ヒステリシス曲線）の１例であり、コア材質としては、保磁力（Ｈｃ）が小さく、比透磁率が十分大きい（例えば、１００，０００以上）強磁性体が望ましく、アモルファス合金やパーマロイが挙げられる。

本実施の形態では閉磁路コア１の具体例として、ＰＣパーマロイ（初透磁率６０，０００、最大透磁率１８０，０００、飽和磁束密度０．６５［Ｔ］、保磁力１．２［Ａ／ｍ］でギャップ無し品を使用している。

閉磁路コア１の直流特性は図２中のメジャーループで示され、このコアに巻いた励磁巻線２に交流バイアスを印加すると、以下に述べるようにメジャーループ内に小さなマイナーループを描く。

（ａ）閉磁路コア１への直流バイアスがゼロ（即ち、被測定電流Ｉp＝０）のとき、交流バイアスを励磁巻線２に印加すると、図２中のＯａ（原点０に一致）を中心として第１象限と第３象限に点対称（１８０度回転した図形が重なり合う）なマイナーループ（ａ）上で動作する。

（ｂ）次に、図３に示すように、閉磁路コア１に正側の直流バイアス電流（即ち、正側の被測定電流＋Ｉp［Ａ］）が流れると、閉磁路コア１内部の磁界の強さＨ１は、
Ｈ１＝＋Ｉp×１［ターン］／Ｌ［Ａ／ｍ］
但し、Ｌ［ｍ］：閉磁路コアの平均磁路長、被測定電流Ｉpは閉磁路コア１を貫通して流れるもの（１ターン）とした。

動作するマイナーループは図２中（ｂ）に示すように、Ｏｂを中心として非対称形となる。

（ｃ）閉磁路コア１に負側の直流バイアス電流（即ち、負側の被測定電流−Ｉp［Ａ］）が流れたとき、（ｂ）と同様にＯｃを中心として非対称形のマイナーループを描く。

図４（Ａ）,（Ｂ）,（Ｃ）は、それぞれマイナーループ（ａ）、マイナーループ（ｂ）、マイナーループ（ｃ）をその中心Ｏａ，Ｏｂ，Ｏｃを中心として描いたものである。

図４（Ａ）の場合、中心Ｏａに対してマイナーループは点対称であり（１８０度回転した図形が重なり合う）、｜Ｂ_Ａ１｜＝｜Ｂ_Ａ２｜である。（Ｂ）の場合、中心Ｏｂに対してマイナーループは非対称であり、｜Ｂ_Ｂ１｜＜｜Ｂ_Ｂ２｜、（Ｃ）の場合も、中心Ｏｃに対してマイナーループは非対称であり、｜Ｂ_Ｃ１｜＞｜Ｂ_Ｃ２｜である。また、図４（Ｂ）と（Ｃ）のマイナーループは相互に形が異なる。

図１の電流センサでは、被測定電流Ｉpが電流路１０に流れることにより図４（Ｂ）又は（Ｃ）の状態にあるとき、フィードバック巻線３にフィードバック電流Ｉｓを流して閉磁路コア１内の磁界がゼロとなるようにし、そのフィードバック電流Ｉｓの電流値から被測定電流Ｉpを測定する。すなわち、閉磁路コア１内の磁界ゼロは図４（Ａ）のように｜Ｂ_Ａ１｜＝｜Ｂ_Ａ２｜となることから検知でき、そのとき、「等アンペア・ターンの原理」により、
Ｉp×Ｎp＝Ｉｓ×Ｎs …(1)
（但し、Ｎp：被測定電流Ｉpの電流路１０の巻数（閉磁路コア１を１回貫通している例では１ターン）、Ｎs：フィードバック巻線３の巻数。）
が成立し、(1)式から被測定電流Ｉpは、
Ｉp＝Ｉｓ×Ｎs／Ｎp …(2)
となる。

図１の電流センサでは、測定用コアとしての閉磁路コア１に巻回する励磁巻線２の巻数は例えば５０ターン、フィードバック巻線３の巻数は例えば１０ターンとしている。

励磁巻線２には、交流バイアス印加用の交流電圧源としての発振器４と負荷抵抗５との直列回路が接続されている。負荷抵抗５を挿入する理由は、発振器４を定電圧源と見なすことができるため、閉磁路コア１の透磁率、すなわち励磁巻線２のインピーダンスが変化したときに、励磁巻線２の両端子２ａ，２ｂ間の波形が負荷抵抗５の電圧降下で変化するようにするためである。発振器４の発振周波数は数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚであり、発振波形は正弦波が最も好ましく、三角波や正弦波に近似した台形波も使用できる。

励磁巻線２の一方の端子２ｂはグランドレベルとされ、他方の端子２ａに現れる誘起電圧は正側ピーク検出回路６及び負側ピーク検出回路７に印加される。

正側ピーク検出回路６は、演算増幅器ＯＰ１と、その出力電圧を整流するダイオードＤ１と、ダイオードＤ１の整流電圧で充電されるコンデンサＣ１とを有し、正側ピーク値をホールドしたコンデンサＣ１の端子電圧が磁気平衡用増幅器８の一方の入力端に入力される。

負側ピーク検出回路７は、負側の波形を正側に反転する増幅度１の反転増幅器１１（インバータ：演算増幅器ＯＰ２と抵抗１２，１３からなる）と、演算増幅器ＯＰ３と、その出力電圧を整流するダイオードＤ２と、ダイオードＤ２の整流電圧で充電されるコンデンサＣ２とを有する。そして、負側ピーク値（絶対値）をホールドしたコンデンサＣ２の端子電圧が磁気平衡用増幅器８の他方の入力端に入力される。

磁気平衡用増幅器８は、正側ピーク検出回路６の出力端６ｃの直流電圧値と、負側ピーク検出回路７の出力端７ｄの直流電圧値とが等しくなるようにフィードバック巻線３にフィードバック電流Ｉｓを流す。

すると、閉磁路コア１内部において、「等アンペア・ターンの原理」により、前記(1)式が成り立つ。例えば、被測定電流Ｉpが２［Ａ］流れる電流路１０の巻数Ｎpを１ターン、フィードバック巻線３の巻数Ｎsを１０ターンとしたときは、フィードバック電流Ｉｓ＝０．２［Ａ］となる。
１［ターン］×２［Ａ］＝１０［ターン］×０．２［Ａ］＝２［ＡＴ］

フィードバック電流Ｉｓの測定値は、フィードバック巻線３に直列に接続された検出抵抗９の両端より被測定電流Ｉpに比例したセンサ出力電圧として取り出すことができる。

図１の電流センサの各部の波形を図５に示す。図５（１）は図２の（ａ）の被測定電流Ｉp＝０［Ａ］で磁気平衡状態にあるときを示す。この場合、正側ピーク値ｍ［Ｖ］と負側ピーク値ｎ［Ｖ］とが等しく、フィードバック電流Ｉｓ＝０となる。

図５（２）は図２の（ｂ）の状態で被測定電流Ｉp＝＋２［Ａ］で非平衡状態にあるときを示す。このとき、正側ピーク値ｐ［Ｖ］よりも負側ピーク値ｑ［Ｖ］が大きくなり、図１の正側ピーク検出回路６の出力端６ｃと負側ピーク検出回路７の出力端７ｄの電圧値は相違し（出力端６ｃの電圧値＜出力端７ｄの電圧値）、前記(1)式が成立して図５（４）の磁気平衡状態となるようにフィードバック電流がフィードバック巻線３に流されることになる。

図５（３）は図２の（ｃ）の状態で被測定電流Ｉp＝−２［Ａ］で非平衡状態にあるときを示す。このとき、正側ピーク値ｒ［Ｖ］は負側ピーク値ｓ［Ｖ］よりも大きくなり、前記出力端６ｃと出力端７ｄの電圧値は相違し（出力端６ｃの電圧値＞出力端７ｄの電圧値）、このときも図５（４）の磁気平衡状態となるようにフィードバック電流がフィードバック巻線３に流されることになる。フィードバック電流Ｉｓが流れて磁気平衡状態となると、図２のＢ−Ｈ曲線において、Ｏｂ点、Ｏｃ点は原点０に戻り、再びｍ＝ｎとなる。

従って、被測定電流Ｉpが変化しても、図１の磁気平衡用増幅器８が常時磁気平衡状態となるように自動的にかつ正確にフィードバック電流Ｉｓを流し、被測定電流Ｉpを高精度にモニタ可能な電流センサを構成できる。

この実施の形態によれば、次の通りの効果を得ることができる。

(1) ホール素子等の磁気感応素子を使用せず、被測定電流Ｉpによる磁束が発生する閉磁路コア１のＢ−Ｈ曲線（例えば図２）の特性を利用して電流検出を行っており、Ｂ−Ｈ曲線の原点０を中心とした正側及び負側波形の対称性は温度に依存しない。このため、ホール素子等の磁気感応素子を使用した場合の温度変化によるオフセット変動は受けないから、温度変化に対する安定性を確保できる。従って、周囲温度に影響されない高精度の電流検出が可能である。

(2) 特許文献１ではコア２個と５巻線が必要であったが、本実施の形態の電流センサでは、コア１個と２巻線に半減でき、小型、軽量化が可能である。

(3) 特許文献２では、波形整形回路を含む複雑な直流電圧検出装置を用いているが、本実施の形態の電流センサではピーク値だけを検出することにより制御できるため、より簡単な回路構成を実現できる。

なお、正側及び負側ピーク検出回路は演算増幅器を用いた図１の回路に限定されず、他の回路構成としてもよい。

以上本発明の実施の形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく請求項の記載の範囲内において各種の変形、変更が可能なことは当業者には自明であろう。

本発明に係る電流センサの実施の形態を示す回路図である。本発明の実施の形態で用いる閉磁路コアのＢ−Ｈ曲線（ヒステリシス曲線）及びその内側のマイナーループを示す説明図である。閉磁路コアに流れる直流バイアス電流（被測定電流）とコア内の磁界の強さ等を示す説明図である。直流バイアス電流とマイナーループとの関係を示す説明図である。実施の形態の回路図の各部の波形を磁気平衡状態と非平衡状態について説明する波形図である。

符号の説明

１閉磁路コア
２励磁巻線
３フィードバック巻線
４発振器
５負荷抵抗
６正側ピーク検出回路
７負側ピーク検出回路
８磁気平衡用増幅器
９検出抵抗
１０電流路
１１反転増幅器
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ダイオード
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３演算増幅器

Claims

被測定電流による磁束が発生する閉磁路コアと、
前記閉磁路コアに施された励磁巻線及びフィードバック巻線と、
前記励磁巻線の両端間に接続された、交流電圧源と抵抗との直列回路と、
前記励磁巻線に生じる交流電圧の正側ピーク値を検出する正側ピーク検出回路、及び前記交流電圧の負側ピーク値を検出する負側ピーク検出回路と、
前記正側ピーク検出回路で検出された正側ピーク値と、前記負側ピーク検出回路で検出された負側ピーク値との差がゼロになるように前記フィードバック巻線にフィードバック電流を流す磁気平衡用増幅器とを備えたことを特徴とする電流センサ。
磁気平衡状態において、前記正側ピーク値と前記負側ピーク値が等しくなり、前記閉磁路コアのＢ−Ｈ曲線内に描かれるマイナーループが、原点０を中心として、第１象限と第３象限にて常時、対称形となる請求項１記載の電流センサ。