TWI634748B - 量測系統及其鎖相迴路暨量測方法 - Google Patents
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Abstract
一種量測系統於進行量測作業時，利用三相定子電壓與定子相電流鎖相迴路機制，有效去除諧波，分別感測取得相電壓及相電流的振幅有效值，以及相電壓及相電流的相位差，不需量測馬達的參數，而得以快速且精準計算出三相交流馬達的輸入電功率。
Description
本揭露係有關一種量測作業，尤指一種低成本、速度快及高準確性的量測系統及其鎖相迴路暨量測方法。
由於馬達已是工業應用與製造產品的主要能量傳動與轉換關鍵零組件，其運轉效率也成為節能減碳考量的主要因素，故若能精準地掌握馬達的能源使用效率，將可提升節能減碳的功效。
再者，三相交流馬達的能源效率係為馬達輸出功率對三相輸入電功率的比值，故三相輸入電功率的量測係計算馬達的能源使用效率的其中一個項目。
目前交流電功率量測方法係有三電壓表量測法、三電流表量測法、瓦特表量測法、電壓與電流零交越點時間差量測法等，其中，最常見的為瓦特表量測法，其針對一個三相交流馬達輸入電功率的量測作業係藉由連接兩個單相之功率表(瓦特表)，將兩個功率表顯示的功率值相加，或連接一個三相功率表，即可量測出該馬達的三相輸入電功率。或者，也有利用連接一個三相功率分析儀(Power
Analyzer)的量測方式。
然而，習知量測作業中，各種方法均須採用間接估算的方式，得到馬達的參數來計算輸入電功率，或者為了取得馬達在不同頻率與電壓之工作點的吸收功率，因而需要一個昂貴的可變頻率與電壓的三相交流電源，故習知量測作業的成本甚高，方法較複雜且時間冗長，因而難以廣泛使用。
因此，如何採用一個自動化、直接、快速、簡單又不失精確的量測方式，實已成為目前業界亟待克服之難題。
鑑於上述習知技術之種種缺失，本案揭露一種鎖相迴路，係包括：相位檢測器，係包含座標轉換模組及相序變換模組；濾波器，係接收該相位檢測器所傳送之訊號；以及控制振盪器，係接收該濾波器所傳送之訊號。
本案復揭露一種量測系統，係包括：感測電路；前述之鎖相迴路，係接收該感測電路所傳送之訊號；以及運算裝置，係接收該鎖相迴路所傳送之訊號。
前述之量測系統及其鎖相迴路中，該座標轉換模組係為克拉克(CLARKE)座標轉換模組。
前述之量測系統及其鎖相迴路中，該相序變換模組係依據帕克轉換(Park's Transformation)方式進行資訊變換。
前述之量測系統及其鎖相迴路中，復包括自動調諧模組，係通訊聯通該濾波器。例如，該自動調諧模組係包含相互通訊聯通之成本函數運算模組與訊號比例/積分/微分
運算模組，以自動調整該濾波器的參數。
本案另提供一種量測方法，係包括：提供一前述之鎖相迴路；經由感測電路感測至少一用電設備，並令該鎖相迴路取得該用電設備之相電壓及相電流的振幅與幅角；以及經由微處理器的運算，以計算出該用電設備之電功率。
前述之量測方法中，該鎖相迴路係藉由相位檢測器採用帕克轉換(Park's Transformation)的方式，以取得該相電壓及該相電流的振幅及其有效值，且取得該相電壓及該相電流的功率因數角，以計算出該用電設備的電功率。
再者，該相電壓係利用該用電設備的線電壓換算而得。例如，該用電設備的線電壓向量具有三相線電壓分量，係利用座標轉換模組將該三相線電壓分量轉成正交兩軸的電壓之分量，再依據該帕克轉換方式，使該用電設備之三相線電壓分量在該正交兩軸的電壓之分量轉換成同步旋轉座標的電壓之分量，以當該線電壓向量鎖定相位時，取得該線電壓向量的相位角。
或者，該鎖相迴路復藉由濾波器處理該相位檢測器之訊號，且該控制振盪器處理該濾波器之訊號，以取得該相電壓及該相電流的振幅及其有效值。進一步地，該鎖相迴路復藉由自動調諧模組，以自動調整該濾波器的參數。例如，該自動調諧模組包含相互通訊聯通之成本函數運算模組與訊號比例/積分/微分運算模組。
由上可知，本案之量測系統及其鎖相迴路暨量測方法中，主要藉由該鎖相迴路之設計，以取得該用電設備(馬
達)之相電壓及相電流的振幅與幅角，而不需量測馬達的參數，即可計算出該馬達的電功率，故相較於習知技術，本案之量測作業不僅方便、簡單而使量測速度快，且準確性極高，因而能取代習知昂貴的量測作業。
1‧‧‧量測系統
10‧‧‧運算裝置
11a,11b‧‧‧感測電路
2‧‧‧鎖相迴路
2a‧‧‧電壓鎖相迴路
2b‧‧‧電流鎖相迴路
21‧‧‧相位檢測器
210‧‧‧座標轉換模組
211‧‧‧相序變換模組
22‧‧‧濾波器
23‧‧‧控制振盪器
24‧‧‧自動調諧模組
240‧‧‧成本函數運算模組
241‧‧‧PID運算模組
242‧‧‧適應性運算模組
9‧‧‧交流馬達
90‧‧‧交流馬達變頻器
91‧‧‧負載
第1圖係為本揭露之量測系統之應用配置示意圖；第2A圖係為本揭露之量測系統之電壓鎖相迴路的電路配置示意圖；第2B圖係為本揭露之量測系統之電流鎖相迴路的電路配置示意圖；第3圖係為係為本揭露之鎖相迴路之相位檢測器之線電壓向量在α-β座標與d-q座標的關係圖；第4圖係為本揭露之鎖相迴路之自動調諧模組之電路配置示意圖；第5A及5B圖係為本揭露之鎖相迴路之迴路濾波器之參數調整曲線圖；第6A及6B圖係為本揭露之鎖相迴路於不同線電壓的模擬曲線圖；第7圖係為本揭露之鎖相迴路對於線電壓與相電流之模擬曲線圖；以及第8圖係為第1圖之量測模擬結果。
以下藉由特定的具體實施例說明本揭露之實施方式，熟悉此技藝之人士可由本說明書所揭示之內容輕易地
瞭解本揭露之其他優點及功效。
須知，本說明書所附圖式所繪示之結構、比例、大小等，均僅用以配合說明書所揭示之內容，以供熟悉此技藝之人士之瞭解與閱讀，並非用以限定本揭露可實施之限定條件，故不具技術上之實質意義，任何結構之修飾、比例關係之改變或大小之調整，在不影響本揭露所能產生之功效及所能達成之目的下，均應仍落在本揭露所揭示之技術內容得能涵蓋之範圍內。同時，本說明書中所引用之如「一」等之用語，亦僅為便於敘述之明瞭，而非用以限定本揭露可實施之範圍，其相對關係之改變或調整，在無實質變更技術內容下，當亦視為本揭露可實施之範疇。
第1圖係為本揭露之量測系統1應用於量測一用電設備(如交流馬達9)之配置示意圖。於本實施例中，所述之交流馬達9係為三相交流馬達，其由交流馬達變頻器90操控以輸出一負載91。
所述之量測系統1係設於該交流馬達9與該交流馬達變頻器90之間以進行電功率之量測，其包括一如微處理器(DSP28335型號)之運算裝置10、感測電路11a,11b及適應性馬達電功率鎖相迴路(Adaptable Motor Power Phase Locked loop，簡稱AMP-PLL)2，以下簡稱鎖相迴路2，使該電壓/電流用之感測電路11a,11b利用該鎖相迴路2分別得出相電壓/相電流的振幅(其有效值V a,I a)與幅角(Argument)θan,θa，即可經由該運算裝置10的運算，以計算出該交流馬達9的電功率。
於本實施例中，該交流馬達9的輸入電功率P e 的計算方式係如下所示之(1)式：
，其中，P e 係為該交流馬達9的三相電功率，且V a及I a分別為輸入該交流馬達9之相電壓有效值及相電流有效值，而為相電壓與相電流之間的幅角差(或相位差)，亦稱為功率因數角(power factor angle)。
所述之鎖相迴路2係利用帕克轉換(Park's Transformation)的方式，以分別取得相電壓/相電流的振幅及其有效值V a,I a以外，且取得相電壓/相電流的功率因數角，再將其代入(1)式，即可計算出該交流馬達9的輸入電功率。
於本實施例中，具有帕克轉換(Park’s Transformation)的鎖相迴路2係包含有電壓鎖相迴路2a與電流鎖相迴路2b，其中，由於該交流馬達9係採用星型接法(也稱Y接)，故其相電流等於線電流，且其三相中性點並無接線拉出，因而該交流馬達9的相電壓不易取得，故利用該交流馬達9的線電壓取得相電壓，例如，先以該電壓鎖相迴路2a鎖定線電壓的幅角，再減30度，即為相電壓的幅角。
具體地，如第2A圖所示之電壓鎖相迴路2a之電路配置，係包含相位檢測器(Phase Detector)21、濾波器(低通濾波器或迴路濾波器)22及控制振盪器23(如電壓控制振盪器(voltage-controlled oscillator)，簡稱VCO)，相位檢測器21包含克拉克座標轉換模組210與相序變換(S/R)模組
211，其中，該相位檢測器21的輸入信號(線電壓v ab、v bc、v ca)係為該交流馬達9之線電壓向量v l-l 的三相分量，其如下所示之(2)式：
，其中，V m 係為線電壓振幅(Amplitude)，ω係為角頻率(Angular Frequency)，t為時間，δ係為相位角(Phase angle)，θ ab (即ωt+δ)係為線電壓v ab的幅角(ω等於ω ab )。
接著，利用三相轉兩軸(3to2)的克拉克(CLARKE)座標轉換模組210，如下所示之(3)式：
，將三相線電壓轉成α-β正交兩軸的電壓v α,v β。
接著，再利用如第3圖所示之關係圖(即該線電壓向量v l-l 在α-β軸座標與d-q軸座標的關係)，且依據帕克轉換(Park's Transformation)方式，以得到該靜止至同步旋轉座標轉換(或帕克轉換)的相序變換(S/R)模組211的輸入與輸出電壓的關係式，如下所示之(4)式：
，使三相線電壓在靜止座標的正交兩軸的電壓v α,v β轉換成同步旋轉d-q軸座標的電壓v d ,v q 。其中，θ ab =θ，為了鎖定該線電壓v ab的幅角θ ab ，令θ e =θ ab ，以由第3圖可得到如
下所示之(5)式與(6)式：v α =v ab =V m cos θ ab ...................................................(5)
v β =V m sin θ ab .........................................................(6)，再將(5)與(6)式代入(4)式，可得到如下所示之(7)式與(8)式：v d =V m cos θ ab cos θ e +V m sin θ ab sin θ e =V m cos(θ ab -θ e ).....................(7)
v q =-V m cos θ ab sin θ e +V m sin θ ab cos θ e =V m sin(θ ab -θ e ).....................(8)，故由(7)式與(8)式可知，當將該線電壓向量v l-l 定在d軸以鎖定相位時(即θe≒θab)，將使d軸的電壓v d =V m ，且(8)式可改寫成如下所示之(9)式：v q =V m (θ ab -θ e )......................................................(9)，即v q =0，因而可得到該線電壓向量v l-l 的幅角(相位角)θ ab ，即該靜止至同步旋轉座標轉換(相序變換(S/R)模組211)的角度。
因此，由(9)式可知，該相位檢測器21的相序變換(S/R)模組211的功能如同一個相位減法器(或相位比較器)，使其等效的鎖相迴路的電路配置係如第2A圖所示，如同一個追蹤相位的負回授自動控制作業，其中，該控制作業的相位追蹤的轉移函數為如下所示之(10)式：
，其中，V m 係為線電壓振幅，k p 與k i 分別為該濾波器22的比例增益參數與積分增益參數，而s為常數。在穩態響
應方面，藉由終值定理(final value theorem)，可知其單一步階響應(unit-step response)之穩態誤差為零，亦即如下所示之(11)式：△θ(t)| t=∞=θ(t)-θ e (t)| t=∞=0.......................................(11)；在暫態響應方面，該(10)式可對照一個二階系統，如下所示之(12)式：
，其中，ζ稱為阻尼比(damping ratio)，ω n 稱為自然無阻尼頻率(natural undamped frequency)，因而可得到如下所示之(13)式及(14)式：V m k p =2ζω n .........................................................(13)
因此，該適應性控制作業使得該濾波器22的參數k p ,k i 可以自動調整，如第2A圖所示之自動調諧(Auto-Tuning)模組24，自動調諧(Auto-Tuning)模組24包含成本函數(Cost Function)運算模組240、比例/積分/微分(proportional-integral-derivative，簡稱PID)運算模組241、以及適應性運算模組242。具體地，設定阻尼比ζ及自然無阻尼頻率ω n 的數值(例如ζ可為0~0.999，ω n 可為
N×2π，N為正整數)，在一實施例中，ζ=0.707，ω=30×2π，N=188.4，並加入高階補償項分別為dk p ,dk i ，再代入(13)與(14)式，得到如下所示之(15)式及(16)式：
此外，當V m >0時，均可進行鎖相。較佳地，為了避免V m 趨近於零而不利於鎖相，可令當V m 為一特定數值(如V m =0.2~0.7)時，k p ,k i 設為固定值(如第5A及5B圖所示之V m =0.5，k p =532.8，k i =70989.1)，且V m 超過特定數值後，即可自動快速進行鎖相(如第5A及5B圖所示之k p ,k i 對應V m 之變化曲線)，而dk p ,dk i 為高階補償值。舉例來說，所述之k p ,k i 之數值可藉由如第4圖所示之自動調諧模組24所包含之成本函數(Cost Function)運算模組240與比例/積分/微分(proportional-integral-derivative，簡稱PID)運算模組241進行演算而得(如第5A及5B圖所示之k p ,k i 對應V m 的遞減曲線，應可理解，當V m 為無限大時，該遞減曲線會減緩下降而趨近於水平)，其中，該成本函數運算模組240的E為q軸的電壓v q 的數值，dE為一種最佳化表現(此處表示v q 變化量，即v q -v q’ )，該PID運算模組241的P Kp 為k p 比例常數，I Kp 為k p 積分常數，D Kp 為k p 微分常數，P Ki 為k i 比例常數，I Ki 為k i 積分常數，D Ki 為k i 微分常數，ΣE為積分累加誤差。具體地，該PID運算模
組241的數學式如下(16-2)與(16-3)式所示，各式中分別代表比例單元(P)、積分單元(I)和微分單元(D)：
因此，該成本函數運算模組240的功用在於評估參考的指標，在此為定義v q 值及v q 變化量。該PID運算模組241的功用在於自動修正誤差功能，在此為根據v q 值及v q 變化量計算出高階補償項dk p ,dk i 值。該適應性運算模組242的功用在於計算出參數k p 與k i 值，適應性運算模組242接收該高階補償項dk p ,dk i ，並且隨著線電壓振幅V m 自動調變參數k p 與k i 值。
應可理解地，有關該PID運算模組241的運算方式繁多，於第4圖中之PID運算模組241係採用較為簡單的方式即可達到所需之目的，但不限於第4圖所示。
具體地，於模擬該電壓鎖相迴路2a之實驗中，分別給予不同線電壓(如100V與0.1V)，其模擬結果如第6A及6B圖所示，可看出d軸的電壓v d 分別收斂至100V與0.1V，而q軸的電壓v q =0，因而達到收斂鎖相的功能。
因此，參酌第2A圖，藉由該自動調諧模組24之設計，當給予該線電壓振幅V m ，即可設定k p ,k i 的值，以令ω ab 能直接輸入該控制振盪器23，而無需輸入其它調整頻率至該控制振盪器23中，使得該電壓鎖相迴路2a之運作得以穩定且達到相位追蹤及鎖定的效果。
又，當θ e =θ ab ，則電壓v q =0，亦即等同該線電壓向量v l-l 鎖定在d軸，且因相電壓v an 的幅角θ an 係少於該線電壓v ab 的幅角θ ab 約30度，故當取得θ ab 之後，則該相電壓v an 的幅角θ an 係如下所示之(17)式：
，且由第3圖可得出該線電壓向量v l-l 的大小即為線電壓振幅V m ，並依據電力學的基本理論，可得出該交流馬達9的相電壓v an 的振幅有效值V a ，其如下所示之(18)式：
同理地，依據與第2A圖相同的電路配置方式，可得到該電流鎖相迴路2b之配置，其中，由於該交流馬達9係採用星型接法(也稱Y接)，故其相電流等於線電流。具體地，所述之電流鎖相迴路2b之配置係如第2B圖所示，其係鎖定A相線之相電流的幅角θ a 及相電流向量的大小(即相電流振幅I m )，且該控制振盪器23為電流控制型式，並依據電力學的基本理論，可得出該交流馬達9之相電流的振幅有效值I a ，其如下所示之(19)式：
再者，第2B圖所示之電流鎖相迴路2b之自動調諧模組24係進行適應性控制作業，使得該濾波器22的比例增益參數與積分增益參數k p ,k i 可以自動調整，其中，該自動
調諧模組24包含成本函數運算模組240、PID運算模組241及適應性運算模組242。
具體地，設定阻尼比ζ及自然無阻尼頻率ω n 的數值，並加入高階補償項分別為dk p ,dk i ，再代入(13)與(14)式(I m 取代V m )，以得到(15)式及(16)式(I m 取代V m )。當I m >0時，均可進行鎖相，且為了避免I m 趨近於零而不利於鎖相，可令當I m 為一特定數值時，k p ,k i 設為固定值，且I m 超過特定數值後，即可自動快速進行鎖相。k p ,k i 之數值可藉由如第4圖所示之自動調諧模組24所包含之成本函數運算模組240(i q ,i q ’取代v q ,v q ’，E為q軸的電流i q 的數值，dE為一種最佳化表現(此處表示電流i q 變化量，即i q -i q’ ))、PID運算模組241(I m 取代V m )與適應性運算模組242進行演算而得，且該PID運算模組241的數學式係如(16-2)與(16-3)式所示，故第2B圖所示之電流鎖相迴路2b之自動調諧模組24於第4圖中，該成本函數運算模組240的功用在於評估參考的指標，在此為定義i q 值及i q 變化量；該PID運算模組241的功用在於自動修正誤差功能，在此為根據i q 值及i q 變化量計算出高階補償項dk p ,dk i 值；該適應性運算模組242的功用在於計算出參數k p ,k i 值。
例如，於模擬該電流鎖相迴路2b之實驗中，分別給予不同線電流預設值，其模擬結果可知d軸的電流i d 分別收斂至線電流預設值，而q軸的電壓i q =0，因而達到收斂鎖相的功能。
因此，第2B圖所示之電流鎖相迴路2b藉由該自動調
諧模組24之設計，當給予該線電流振幅I m ，即可設定比例增益參數與積分增益參數k p ,k i 的值，以令ω a 能直接輸入該控制振盪器23，而無需輸入其它調整頻率至該控制振盪器23中，使得該電流鎖相迴路2b之運作得以穩定且達到相位追蹤及鎖定的效果。
另一方面，該相電壓的幅角θ an 與該相電流的幅角θ a 之間的相位差(功率因數角)係如下所示之(20)式：
因此，將(18)式至(20)式代入(1)式，即可計算出該交流馬達9的三相輸入電功率P e 如下所示之預定方程式：
進一步地，若能得知該交流馬達9的轉速ω m 與轉矩T e ，即可得知該交流馬達9之輸出的機械功率P m ，並計算出該交流馬達9之效率η如下所示之(21)式：
因此，本案之量測系統1及量測方法所採用之鎖相迴路2係具有以下特點：
第一、相較於習知鎖相迴路之回授訊號u 2 (t)為正弦或餘弦訊號(即u 2 (t)=V m cosθ e )而經鎖相後仍無法直接得到其幅角(相位)θ e 及線電壓振幅V m ，本案之鎖相迴路2之回授訊號即為其幅角(相位)θ e (等於θ ab )，且於分別取得相電壓與相電流的幅角(相位)θ e (等於θ ab )之後，經
由(20)式即可得該相電壓與該相電流之間的相位差(功率因數角)，並利用帕克轉換成d-q軸同步旋轉座標，以得到線電壓振幅V m (等於線電壓向量v l-l ，如第3圖所示)。
第二、因無中性點接線，三相交流電動機的相電壓訊號不易取得，故本案之量測方法係利用量測線電壓之電壓鎖相迴路2a分別得到該線電壓振幅V m 與其幅角(相位)θ e (等於θ ab )後，即可得到相電壓v an 的振幅(其有效值V a)與幅角(相位)θ an ，即(17)式與(18)式。
第三、習知鎖相迴路之迴路濾波器(Loop Filter)採用低通濾波器(如RC型)，其運算方式如下所示之(22)式：
，且其相位追蹤的閉迴路轉移函數係如下所示之(23)式：
。相對地，本案之鎖相迴路2之濾波器22係為PI(proportional-integral)控制器，故比較(10)式與(23)式後，(10)式的分子具有一個代表微分功能之零點(zero)，而(23)式的分子則為常數bV m ，因而本案之(10)式較習知(23)式具有更快速的步階響應。因此，本案之鎖相迴路2可得到較快速的相位追蹤及鎖定響應。
第四、相較於習知技術之直接量測之方式會產生雜訊，本案藉由該自動調諧模組24配置於該濾波器22處之
設計(如第4、5A及5B圖之相關說明)，以過濾雜訊，且不會產生運作延遲，使該鎖相迴路2之運作得以穩定，且能達到相位追蹤及鎖定的效果。若將該自動調諧模組24配置於該相位檢測器21處進行過濾雜訊，會有運作延遲之可能性。
第五、相較於習知鎖相迴路之輸出訊號是交流訊號，由VCO(電壓控制震盪器)產生，因此需要一個中央震盪器，以中心頻率為基準來加減頻率產生該交流訊號，本案之PLL主要是得到相位，非該交流訊號，不必用中央頻率來得到該相位，PLL內的PI控制器即可追蹤鎖住該相位且本專利是量測任意轉速(頻率)的馬達功率，故不須中央震盪器。
另外，藉由PSIM電力電子模擬軟體建構第1圖所示之機構配置(即應用該鎖相迴路2的交流馬達9(三相交流馬達)之電功率與效率之量測配置)之量測模擬模型，以確認本案的量測方法的正確性。當該交流馬達變頻器90給予轉速ω m 為100rad/s之指令及該負載91之轉矩為T L =1Nm，其模擬驗證結果如第7圖所示，可看出轉速ω m 的穩態響應的數值為100rad/s，且線電壓經鎖相後所得之情況為d-q軸的電壓 v q =0、 v d =102V，而相電流經鎖相後， i qm =0、 i dm 的穩態值即為相電流振幅I m (約為14.3A)，功率因數 PF =cosψ=0.98。相對地，當轉速ω m 在穩態時，如第8圖所示，該交流馬達9之轉矩為 T e =1Nm，其與該負載91之轉矩T L 相同，且電功率 P e 約為1.27kW，其與經
由(1)式所計算出的數值相同，並且效率η約0.08，其與經(21)式所計算出的數值相同，故此模擬結果證明本案的量測方法的正確性。
綜上所述，本案之量測系統及量測方法係藉由該鎖相迴路之設計，僅需取出相電壓與相電流的振幅、幅角與幅角差(功率因數角)，而不需量測交流馬達的參數(不用直接量出阻抗值)，即可計算出該交流馬達三相輸入電功率，故相較於習知技術，當用於變頻設備(或變頻交流馬達)之量測時，本案不僅量測速度快(約快10倍)，且準確性之誤差係位於允許範圍內(誤差約0.5~1%)，因而能取代習知昂貴的電子分析儀進行量測。
再者，藉由該自動調諧模組自動調整該濾波器的參數，以有效過濾雜訊，故能提高準確性。
上述實施例係用以例示性說明本揭露之原理及其功效，而非用於限制本揭露。任何熟習此項技藝之人士均可在不違背本揭露之精神及範疇下，對上述實施例進行修改。因此本揭露之權利保護範圍，應如後述之申請專利範圍所列。
Claims (15)
- 一種鎖相迴路，係包括：相位檢測器，係包含座標轉換模組及相序變換模組；濾波器，係接收該相位檢測器所傳送之訊號；自動調諧模組，係通訊聯通該濾波器；以及控制振盪器，係接收該濾波器所傳送之訊號。
- 如申請專利範圍第1項所述之鎖相迴路，其中，該座標轉換模組係為克拉克(CLARKE)座標轉換模組。
- 如申請專利範圍第1項所述之鎖相迴路，其中，該相序變換模組係依據帕克轉換(Park's Transformation)方式進行資訊變換。
- 如申請專利範圍第1項所述之鎖相迴路，其中，該自動調諧模組係包含相互通訊聯通之成本函數運算模組與訊號比例/積分/微分運算模組，以自動調整該濾波器的參數。
- 一種量測系統，係包括：感測電路；如申請專利範圍第1項所述之鎖相迴路，係接收該感測電路所傳送之訊號；以及運算裝置，係接收該鎖相迴路所傳送之訊號。
- 如申請專利範圍第5項所述之量測系統，其中，該座標轉換模組係為克拉克(CLARKE)座標轉換模組。
- 如申請專利範圍第5項所述之量測系統，其中，該相序變換模組係依據帕克轉換(Park's Transformation)方式進行資訊變換。
- 如申請專利範圍第5項所述之量測系統，其中，該自動調諧模組係包含相互通訊聯通之成本函數運算模組與訊號比例/積分/微分運算模組，以自動調整該濾波器的參數。
- 一種量測方法，係包括：提供一如申請專利範圍第1項所述之鎖相迴路；經由感測電路感測至少一用電設備，以令該鎖相迴路取得該用電設備之相電壓及相電流的振幅與幅角；以及經由微處理器的運算，計算出該用電設備之電功率。
- 如申請專利範圍第9項所述之量測方法，其中，該鎖相迴路係藉由相位檢測器採用帕克轉換(Park's Transformation)的方式，以取得該相電壓及該相電流的振幅及其有效值，並取得該相電壓及該相電流的功率因數角，再經由該微處理器計算出該用電設備的電功率。
- 如申請專利範圍第10項所述之量測方法，其中，該相電壓係利用該用電設備的線電壓換算而得。
- 如申請專利範圍第11項所述之量測方法，其中，該用電設備的線電壓向量具有三相線電壓分量，利用座標轉換模組將該三相線電壓分量轉成正交兩軸的電壓之分量，再依據帕克轉換方式，使該用電設備之三相線電壓分量在該正交兩軸的電壓之分量轉換成同步旋轉座標的電壓之分量，以於該線電壓向量鎖定相位時，取得該線電壓向量的相位角。
- 如申請專利範圍第10項所述之量測方法，其中，該鎖相迴路復藉由濾波器處理該相位檢測器之訊號，且藉由一控制振盪器處理該濾波器之訊號，以取得該相電壓及該相電流的振幅及其有效值。
- 如申請專利範圍第13項所述之量測方法，其中，該鎖相迴路復藉由一自動調諧模組，以自動調整該濾波器的參數。
- 如申請專利範圍第14項所述之量測方法，其中，該自動調諧模組包含相互通訊聯通之成本函數運算模組與訊號比例/積分/微分運算模組。
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