CN103918171A - 整流装置和其控制方法 - Google Patents

整流装置和其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN103918171A
CN103918171A CN201280055117.9A CN201280055117A CN103918171A CN 103918171 A CN103918171 A CN 103918171A CN 201280055117 A CN201280055117 A CN 201280055117A CN 103918171 A CN103918171 A CN 103918171A
Authority
CN
China
Prior art keywords
waveform
current
alternating current
order harmonic
high order
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201280055117.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103918171B (zh
Inventor
土山吉朗
京极章弘
戴鑫徽
吉田泉
川崎智广
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN103918171A publication Critical patent/CN103918171A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103918171B publication Critical patent/CN103918171B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

本发明的整流装置将在高次谐波规制限度内固定值的高次谐波电流波形和根据与整流装置连接的直流负载而可变的正弦波电流波形的合计作为指令信息，基于其与实际电流信息的差异控制半导体开关的短路和开路的比率。高次谐波电流波形是各次的高次谐波的振幅与规制限度值大致相等，并且在使基本波为正弦函数时的零相位分别成为零相位的奇数次的正弦函数之和，在可变的正弦波电流值小于规定值的情况下，联动地使高次谐波电流波形衰减。

Description

整流装置和其控制方法
技术领域
本发明对家庭等单相交流电源进行整流而成为大致直流，驱动直流负载，和/或将所获得的直流通过逆变电路再次转换为任意频率的交流，来对交流电动机进行可变速驱动。涉及一种整流装置，例如其适用于通过利用电动压缩机对制冷剂进行压缩而构成热泵，进行制冷、供热或者食品等的冷冻的设备，控制电源电流中包含的高次谐波成分。
背景技术
晶体管等半导体开关具有能够高速地开关电力的优点，但是在对于逆电压的施加的耐性弱并且使用交流电源进行交流电动机的可变控制的情况等时，使用暂且转换为直流之后，再次转换为别的交流的方式(例如，参照专利文献1。)。
图14是专利文献1所记载的现有整流装置的电路结构图。如图14所示，专利文献1所记载的整流装置包括交流电源212、电抗器213、二极管电桥(整流器)211、半导体开关(开关元件)216、二极管217、平滑电容器214和控制机构219。另外，现有整流装置，由开关元件216、二极管217和电抗器213构成升压断继开关电路215，即使在交流电源212的电压比平滑电容器214的直流电压低的期间，也能够使电流自由地流向平滑电容器214。控制机构219按照使交流电压波形信息220和函数产生器223的加法运算波形与由变流器221获得的交流电流波形相等的方式驱动开关元件216。在函数产生器223中事先决定以产生直流输出的波纹电压减少那样的失真波形。
作为与平滑电容器214的两端连接的直流负载218，例如有家庭用空调装置的压缩机等，在家庭用空调装置中，通过对逆变电路的半导体开关郡进行导通断开控制，来驱动压缩机等，进行热泵工作。
尤其是，在交流电源212为单相交流的情况下，存在电源电压成为零的瞬间，即使以高功率因数工作，电力也会以电源频率的二倍的频率脉动，为了吸收该脉动，平滑电容器214需要选择可耐受长期的脉动的性能的电容器。
图15(a)～(e)是专利文献1所记载的现有整流装置的工作波形。专利文献1记载的整流装置，将图15(a)所示的交流电源212的输出电压、即表示输入电压的电压信号V11(正弦波)与图15(b)所示的由函数产生器223产生的电压波形的电压信号V23(失真)进行加法运算，获得作为图15(c)所示的电流指令的电压信号V24。而且，升压断继开关电路215的工作状态被控制在理想状态的结果是，平滑电容器214的端子电压即输出电压Vout如图15(e)所示使DC电压的波纹电压减少。其结果是，实现了平滑电容器214的小型化。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：(日本)特开昭64-74060号公报
专利文献2：(日本)特开2001-45763号公报
发明内容
发明要解决的课题
但是，在所述现有结构中，由于使用了交流电源的电压波形，因此在由于受供电***的影响而交流电压波形V11(正弦波)失真的情况下，存在使高次谐波电流过度增加的可能性。另外，因交流电压波形的失真，有时波纹电压反而也会增加。此外，在家庭用空调装置等中，因天气和大气温度等负载时时刻刻变化，但是在现有技术中并没有针对像这样在直流负载的状况时时刻刻发生变化的情况下，使怎样的函数(失真)产生为好这样本质上的命题，公开具体的方法。例如，在最大负载时即使是理想的函数输出，如果其使用频率低，效果也会减少。特别是在变频空调等空调装置等中，使用频率最高的情况是负载不那么大的时候。
为了减小平滑电容器的波动，有使正弦波的倒数的电流流动的方法。该情况下，成为所含的高次谐波电流非常大的电流，不能适合家电设备等中的电源高次谐波规制的国际标准即IEC61000-3-2Class-A。另外，功率因数下降40％左右。
本发明是解决所述现有课题的发明，目的在于提供一种整流装置，其适合高次谐波规制标准，并且实现了使平滑电容器的DC波动减少，在任意的负载下能够应对交流电源电压的失真。
用于解决课题的技术方案
为了达成上述目的，作为本发明的一方式的整流装置，
用半导体开关使单相交流电源经由电抗器短路，在将上述半导体开关开路时，流经上述电抗器的电流经由二极管流入平滑部分，由此控制所述单相交流电源的电流，
将高次谐波规制限度值内的高次谐波电流波形和根据与上述整流装置连接的直流负载可变的正弦波电流波形的合计作为指令信息，基于与上述单相交流电源的实际电流信息的差异调整上述半导体开关的短路和开路的比率。
发明效果
本发明的整流装置能够实现在任意的负载下，能够不受交流电源电压的失真的影响地使平滑电容器的波动减少，并且在抑制高次谐波以适合高次谐波规制标准的同时，能够使平滑电容器小型化的整流装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的整流装置的整体结构的电路框图。
图2是本发明实施方式1的高次谐波波形的波形图；
图3是表示电源高次谐波规制的IEC6100-3-2Class-A的规定电流值的图表。
图4是在本发明的实施方式1中仅利用输入电力1.5kW的正弦波进行了控制的情况下的波形图，(a)为交流电压波形、(b)为交流电流波形、(c)为瞬时电力波形。
图5是在本发明的实施方式1中将输入电力1.5kW的正弦波与高次谐波进行加法运算的情况下的波形图，(a)为交流电压波形、(b)为交流电流波形、(c)为瞬时电力波形。
图6是在本发明的实施方式1中仅利用输入电力3kW的正弦波进行了控制的情况下的波形图，(a)为交流电压波形、(b)为交流电流波形、(c)为瞬时电力波形。
图7是在本发明的实施方式1中将输入电力3kW的正弦波与高次谐波进行了加法运算的情况下的波形图，(a)为交流电压波形、(b)为交流电流波形、(c)为瞬时电力波形。
图8是在本发明的实施方式1中含有DC波动时的波形图，(a)为交流电压波形、(b)为交流电流波形、(c)为瞬时电力波形。
图9是在本发明的实施方式1中使交流电流波形为交流电压波形的倒数波形而使DC波动为零的情况下的波形图，(a)为交流电压波形、(b)为交流电流波形、(c)为瞬时电力波形。
图10是本发明的实施方式1的其他整流装置的整体电路框图。
图11是本发明的实施方式1的其他整流装置的整体电路框图。
图12是本发明的实施方式2的交流电流波形改善前的波形图，(a)为交流电压、(b)为交流电流指令、(c)为交流电流指令的绝对值、(d)为实际交流电流的绝对值、(e)为实际交流电流。
图13是本发明的实施方式2的交流电流波形改善后的波形图，(a)为交流电压、(b)为交流电流指令、(c)为交流电流指令的绝对值、(d)为实际交流电流的绝对值、(e)为实际交流电流。
图14是现有整流装置的整体电路框图。
图15是表示现有整流装置的工作原理的波形图。
符号说明
11  整流二极管电桥(整流器)
12  交流电源
13  电抗器
14  平滑电容器
16  半导体开关
17  二极管
18  直流负载
21  电流检测部
22  直流电压检测部
101 相位检测部
102 高次谐波波形产生部
103 第二乘法运算部
104 正弦波波形产生部
105 第一乘法运算部
106 第一补偿部
107 第一比较器
108 衰减指令产生部
109 加法运算部
110 绝对值化部
111 第二比较器
112 第二补偿部
113 脉宽调制部
119 控制电路
120 正弦波波形信息形成部
121 高次谐波波形信息形成部
122 半导体开关控制部
1011a、1011b 二极管
1016a、1016b 半导体开关
1017a、1017b 二极管
1019 控制电路
1116 半导体开关
1117A、1117b、1117c、1117d 二极管
1119 控制电路
具体实施方式
第一发明的整流装置，
用半导体开关使单相交流电源经由电抗器短路，将上述半导体开关开路时，流经上述电抗器的电流经由二极管流入平滑部，由此控制上述单相交流电源的电流，
将高次谐波规制限度值内的高次谐波电流波形和根据与上述整流装置连接的直流负载而可变的正弦波电流波形的合计作为指令信息，基于与上述单相交流电源的实际电流信息的差异调整上述半导体开关的短路和开路的比率。
根据该结构，能够适合高次谐波规制，并且不受交流电源的交流电压波形的失真影响地减小平滑部的波动，因此能够使平滑部小型化。
第二发明，特别是在第一发明的整流装置中，
上述高次谐波电流波形是各次的高次谐波的振幅与高次谐波规制限度值大致相等，并且在用正弦函数表现基本波时的零相位分别成为零相位的奇数次的正弦函数组之和。
由此，通过在适合高次谐波规制的范围给予高次谐波电流，总是获得使平滑部的波动较小的电流波形，因此能够适合高次谐波规制，并且减少输入电力的瞬时变动，使平滑部小型化。
第三发明，特别是在第一或第二发明的整流装置中，
在上述正弦波电流波形的振幅小于规定值的情况下，联动地使上述高次谐波电流波形衰减。
根据该结构，当负载较小时联动地使高次谐波电流波形衰减，由此对与负载相应的高次谐波电流进行加法运算，而能够减小平滑部的波动。进而，通过调查正弦波部分的振幅，能够知道有效电力。即，能够从正弦波的振幅信息知道有效电力，并且能够知道负载，因此不需要新的计算部等即可提高电路效率。
第四发明，特别是在第三发明的整流装置中，
上述规定值是对应于大致570W的电流值。
根据该结构，在正弦波电流波形的电流值对应于大致570W以上的情况下，对高次谐波规制的容许限度值的高次谐波电流进行加法运算，在正弦波电流波形的电流值小于大致570W的情况下，不对高次谐波规制的容许限度值的高次谐波进行加法运算，也能够减小平滑部的波动。
第五发明的整流装置，是第一～第四发明的整流装置，在用整流器对单相交流电源进行整流后，用上述半导体开关使单相交流电源经由上述电抗器短路，在上述半导体开关开路时，流经上述电抗器的电流经由上述二极管流入平滑部，由此控制上述单相交流电源的电流，
将上述单相交流电源的相位为零度或180度的电流指令值用零度或180度前后的相位的电流指令值置换来进行控制。
根据该结构，流经电抗器的电流成为单一的极性，利用整流后的电流不会急剧地变化的特性，在整流后的电流为非零的状态下，通过包括整流器的整流电路的动作，能够瞬时实现在交流电源侧的极性转换，能够陡峭地转换在零相位和180度相位的电流。
第六发明特别是第一～第四整流装置的控制方法，其具有：
用整流器将单相交流电源进行整流后，用上述半导体开关使单相交流电源经由上述电抗器短路，在上述半导体开关的释放(断路)时，流经上述电抗器的电流经由上述二极管流入平滑部，由此控制上述单相交流电源的电流的步骤；和
用零度或180度前后的相位的电流指令值置换上述单相交流电源的相位为零度或180度的电流指令值的步骤。
根据该控制方法，流经电抗器的电流成为单一的极性，利用整流后的电流不会急剧地变化的特性，在整流后的电流为非零的状态下，通过包括整流器的整流电路的动作，能够瞬时实现在交流电源侧的极性转换，能够陡峭地转换在零相位和180度相位的电流。
下面，参照附图说明本发明的实施方式。而且，本发明不被该实施方式所限定。
(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1的整流装置的整体结构的电路框图。
如图1所示，本发明的实施方式1的整流装置具有：单相交流电源12、整流二极管电桥(整流器)11、电抗器13、平滑电容器14、半导体开关16、直流负载18、电流检测部21、直流电压检测部22、和控制电路119。
在图1中，按照经由整流二极管电桥11、电抗器13利用半导体开关16能够将交流电源12短路的方式构成电路。在该短路电路中具有电流检测部21，能够检测来自交流电源的电流信息。另外，在电抗器13和半导体开关16的连接点，经由二极管17在与整流二极管电桥11的一端之间连接有平滑电容器14和直流负载18。另外，为了检测平滑电容器14的两端的直流电压信息而设有直流电压检测部22。在控制该电路的控制电路119中，输入交流电压相位信息、来自交流电源12的电流信息、直流输出电压信息，输出使半导体开关16导通/断开(ON/OFF)的驱动信息。该电路结构只要使直流电压Vdc高于交流电源的瞬时电压，就能够通过由二极管17产生的反向阻断动作，从交流电源12以任意的电流波形向负载供给电力，由此能够用于电源功率因数、电源高次谐波的改善。
控制电路119具有：检测交流电源12的交流电压相位信息的相位检测部101、根据交流电压相位信息和由电流检测部21检测出的直流电压信息形成正弦波波形信息的正弦波波形信息形成部120、根据交流电压相位信息形成高次谐波波形信息的高次谐波波形信息形成部121、和以将正弦波波形信息和高次谐波波形信息进行了加法运算的指令信息和由电流检测部21检测出的电流信息为基础控制半导体开关16的导通/断开(ON/OFF)驱动的半导体开关控制部122。
相位检测部101检测交流电源12的交流电压相位信息。由相位检测部101检测出的交流电压相位信息被输入正弦波波形信息形成部120和高次谐波波形信息形成部121。
正弦波波形信息形成部120具有：根据由相位检测部101检测出的交流电压相位信息而获得正弦波的瞬时值的正弦波波形产生部104、将由直流电压检测部22检测出的直流电压信息Vdc和期望的直流电信息Vdc*进行比较而获得差异的第一比较器107、根据由第一比较器107获得的差异而输出用于使控制稳定的信息的第一补偿部106、和被输入由正弦波波形产生部104获得的正弦波和从第一补偿部106输出的信息的第一乘法运算部105。
高次谐波波形信息形成部121具有：根据由相位检测部101检测出的交流电压相位信息输出高次谐波波形的高次谐波波形产生部102、根据上述第一补偿部106的输出产生衰减指令的衰减指令产生部108、和被输入由高次谐波波形产生部102输出的高次谐波波形和从衰减指令产生部108产生的衰减指令的第二乘法运算部103。
半导体开关控制部122具有：将正弦波波形信息和高次谐波波形信息进行加法运算的加法运算部109、将加法运算得到的信息转换为绝对值的绝对值化部110、对转换为绝对值的信息(指令信息)和由电流检测部21检测出的电流信息进行比较而获得差异的第二比较器111、根据由第二比较器111获得的差异输出用于使电流的控制稳定的信息的第二补偿部112、和根据从第二补偿部112输出的信息对半导体开关16进行脉冲驱动的脉宽调制部113。
对于如上所述构成的整流装置，下面对其动作、作用进行说明。
首先，在控制电路119中，利用相位检测部101检测交流电源12的交流电压相位信息θ。关于交流电压相位信息θ的检测方法，有同一发明者等发明的专利文献2所记载的方法等。
以用该方法等所检测出的交流电压相位信息θ为基础，计算瞬时的电流指令信息。交流电压相位信息θ之一被输入正弦波波形产生部104，获得与该交流电压相位信息θ对应的正弦波的瞬时值。所获得的正弦波的瞬时值被输入第一乘法运算部105。在第一乘法运算部105还被输入由第一比较器107获得期望的直流电压信息Vdc*和实际的直流电压信息Vdc的差异，然后经过了用于使控制稳定的第一补偿部106的信息。即，对应直流输出电压的偏差，放大、缩小正弦波的信息。也就是，如果输出电压比期望的低，则正弦波的振幅则被放大，如果输出电压比期望的高，则正弦波的振幅则被缩小。由此，即使是负载发生了变化的情况下，也能够实现维持期望的直流电压的控制。
另一个交流电压相位信息θ被输入高次谐波波形产生部102。将高次谐波波形的具体的波形附在图2中。该波形的计算方法在后文叙述。高次谐波波形产生部102的输出被输入第二乘法运算部103。在第二乘法运算部103，根据决定上述正弦波的振幅的第一补偿部106的输出结果，输入经过了衰减指令产生部108的信息。如果第一补偿部106的输出为规定值以上，则衰减指令产生部108不使高次谐波衰减，在为规定值以下的情况下，衰减指令产生部108产生以第一补偿部106的输出值和规定值的比率使高次谐波衰减的衰减指令。即，如果第一补偿部106的输出为一定的值以下，则使高次谐波波形产生部102的输出衰减。
上述进行了振幅调整的正弦波波形即正弦波波形信息和进行了振幅调整的高次谐波波形即高次谐波波形信息，被输入加法运算部109进行加法运算。加法运算出的信息在绝对值化部110转换成绝对值。在此，将转换成绝对值的信息作为交流输入电流的绝对值的指令信息|Iac|*。指令信息|Iac|*被输入第二比较器111，计算其与由电流检测部21检测出的电流信息|Iac|的差异。而且，电流检测部21检测用整流二极管电桥11对交流电源12进行了整流后的电流信息，因此能够获得交流电流的绝对值信息|Iac|。
由第二比较器111算出的差异被输入输出用于使电流的控制稳定的信息的第二补偿部112。然后，从第二补偿部112输出的信息被输入脉宽调制部113，对半导体开关16进行脉冲驱动。即，第二补偿部112按照在|Iac|*＜|Iac|时通过脉宽调制部113使将半导体开关16断开的比率增大，在|Iac|*≥|Iac|时使将半导体开关16导通的比率增大的方式进行控制。通过采用这种结构，半导体开关控制电路122能够以最佳的导通/断开(ON/OFF)比率进行半导体开关16的导通/断开(ON/OFF)驱动。当将半导体开关16导通的比率变长时，电抗器13的电流增加，结果是能够向负载18供给大的电力。
接着，详细说明从高次谐波产生部102输出的高次谐波波形。实施方式1中使用的高次谐波波形即图2所示的波形，根据电源高次谐波规制的国际标准的IEC61000-3-2Class-A的值导出。图3是在电源高次谐波规制的国际标准中交流电压有效值为230V时的允许电流的有效值。为了适应电源高次谐波规制的国际标准，如图3所示，不论在什么负载状态下，都需要使3次高次谐波容许值为2.3A以下、5次高次谐波容许值为1.14A以下、7次高次谐波容许值为0.77A以下…。该规定规定到40次，次数越高越成为小的值。
实施方式1中所使用的高次谐波波形是将这些规定中奇数次部分全部作为在同一相位开始的正弦函数进行加法运算得出的波形，用式(1)表示。
[数学式1]
y＝2.3×sin(3θ)+1.14×sin(5θ)+0.77×sin(7θ)+0.4×sin(9θ)+0.33×sin(11θ)+…(1)
而且，式(1)的y表示高次谐波波形，θ表示交流电压相位信息。实施方式1的高次谐波波形如式(1)所示，使高次谐波波形的各次的高次谐波的振幅与高次谐波规制的容许值大致相等，并且为在用正弦函数表现基本波时的零相位分别成为零相位的奇数次的正弦函数组之和。
实施方式1中，通过在正弦波上加上高次谐波，使平滑电容器14的电力波动减小。作为一个例子对在输入电力1.5kW的正弦波上加上用所述式(1)表示的高次谐波的情况，使用图4和图5进行详细说明。图4是仅以输入电力1.5kW的正弦波进行控制时的波形图，图5是在输入电力1.5kW的正弦波上加上了高次谐波的波形图。在各图中，(a)表示交流电压波形、(b)表示交流电流波形、(c)表示瞬时电力波形。图4(a)和图5(a)所示的交流电压波形相同。在正弦波上加上高次谐波时，交流电流波形成为图5(b)所示的波形。而且，瞬时电力波形成为如图5(c)所示的波形。
此时，交流电流的瞬时最大值与图4(b)所示的正弦波的交流电流波形相比降低至约84％。另外，瞬时电力的最大值与图4(c)所示的正弦波的瞬时电力波形相比也降低至约75％。该结果是，在正弦波上加上高次谐波的情况下，能够减小瞬时电力的瞬时最大值，所以在平滑电容器14中进行补偿的电力波动减少，平滑电容器14能够使用小型的电容器。
另外，作为一个例子，使用图6和图7详细说明在输入电力3kW的正弦波上加上了用上述式(1)表示的高次谐波的情况。图6是仅用输入电力3kW的正弦波进行控制时的波形图，图7是在输入电力3kW的正弦波上加上了高次谐波时的波形图。在各图中，(a)表示交流电压波形、(b)表示交流电流波形、(c)表示瞬时电力波形。图6(a)和图7(a)所示的交流电压波形相同。在正弦波上加上高次谐波时，交流电流波形成为如图7(b)所示的波形。而且，瞬时电力波形成为如图7(c)所示的波形。此时，交流电流波形的最大值与图6(b)所示的正弦波的交流电流波形性比降低至约87％。另外，瞬时电力的瞬时最大值也降低至约87％。该结果是，在输入电力为3kW的情况下，获得与上述输入电力为1.5kW时同样的效果。即，由于能够减小瞬时电力来减小电力波动，所以能够使平滑电容器14小型化。
在本发明中，使用图8和图9详细说明减小电力波动而能够使平滑电容器14小型化的原理。图8是仅用正弦波进行控制时的波形图，图9是使交流电流波形成为交流电压波形的倒数波形时的波形图。在各图中，(a)表示交流电压波形、(b)表示交流电流波形、(c)表示瞬时电力波形。图8(a)和图9(a)所示的交流电压波形相同。在图8(a)所示的交流电压波形和图8(b)所示的交流电流波形的情况下，获得如图8(c)所示的瞬时的功率波形。在如图8(c)所示的瞬时电力波形中，由于瞬时电力在变动而产生DC波动。因此可知，如果使瞬时电力一定，则能够使DC波动为零。即，为了使瞬时电力一定，需要如图9(b)所示的交流电流波形。但是，在该交流电流波形中含有非常大的奇数次的高次谐波，输入电力为约570W以上时，在所有的次数下都成为超过高次谐波规制值的值。另外，该高次谐波组在使基本波为正弦函数的情况下，所有奇数次的相位是从相同的零相位开始的正弦函数。从以上情况可知，为了减小DC波动来使平滑电容器14小型化，并且适合高次谐波规制，含有高次谐波规制值内的高次谐波是最佳的。
另外，在输入电力小于570W，基本波较少的情况下，不需要加上上述高次谐波规制的容许限度值的高次谐波，所以在输入电力减少时，与其对应使高次谐波波形衰减即可。即，也可以通过利用衰减指令产生部108产生衰减指令，使高次谐波波形衰减。另外，基本波的振幅反映有效电力(输入电力)，因此有效电力的大小能够根据基本波的振幅信息进行判断。基本波的振幅信息是图1的第一补偿部106的输出信息本身，因此能够从第一补偿部106获得，不需要新的计算部等，提高了电路效率。
如以上所述，在本发明的实施方式1中，具有检测交流电源12的交流电压相位信息θ的相位检测部101，在使交流电源的基本波形为正弦波时，是在基本波的零相位各高次谐波成分也成为零相位的正弦波组，并且具有对不超出高次谐波规制标准的振幅的奇数次的高次谐波信号全部进行加法运算的高次谐波波形产生部102和基本波即正弦波产生部104。正弦波波形产生部104的输出基于实际直流电压信息Vdc和期望的直流电压信息Vdc*的偏差被振幅调整。而且，在调整后的振幅信息为规定值以下的情况下，从以奇数次的高次谐波加法运算波形输出和规定值的比率进行衰减的衰减指令产生部108产生使高次谐波衰减的衰减指令。将进行了振幅调整的正弦波和进行了衰减调整的奇数次的高次谐波加法运算波形输出进行了加法运算的结果作为电流指令信息。因此，通过将电源高次谐波规制范围内的电流进行加法运算，在任意的负载状态下，能够适合高次谐波规制并且实现平滑电容器14的小型化。
另外，在一定以上的负载状态(输入电力约570W以上)下，在高次谐波规制中所容许的高次谐波电流的范围，不能彻底消除平滑电容器14的波动，因此通过给予加上了容许的最大的高次谐波电流的电流波形，能够总是获得适合高次谐波规制并且使平滑电容器14小型化的电流波形。
另外，在负载比一定值小的(输入电力小于570W)情况下，以相对于一定值的比率，从衰减指令产生部108产生衰减指令，使高次谐波规制中所容许的限度值的高次谐波电流衰减。由此，在负载较小的情况下，即使不加上高次谐波规制中所容许的限度值的高次谐波电流，也能够使平滑电容器14小型化。
此外，在衰减指令产生部108中，根据负载而使高次谐波衰减时，高次谐波成分全部成为无效电力，因此通过调查正弦波部分的振幅能够了解有效电力。即，根据正弦波的振幅信息能够了解有效电力(输入电力)，能够了解负载。因此，不需要用于检测负载的新的计算部等。
而且，在本发明的实施方式1中，也可以将电路结构设定为图10和图11所示的结构。图10是将电抗器13配置在交流电源12侧，并且具有混合电桥电路的电路结构，上述混合电桥电路在二极管电桥的一部分具有半导体开关1016a、1016b。图11是将电抗器13配置在交流电源12侧，并且在二极管电桥的跟前使双向的半导体开关1116短路/开路的电路结构。在图10和图11所示的电路结构的情况下，也能够获得和本发明的实施方式1的整流装置同样的效果。此外，在图10和图11所示的电路结构中，能够获得元件数少、电路效率高的效果。
另外，在实施方式1中，高次谐波波形的值直接使用高次谐波规制限度值进行了说明，但是其是电流的指令值，关于设想电流检测灵敏度的偏差、控制精度的不完全度而使用小于高次谐波规制值的值进行控制的情况，从本发明的基本原理很容易想到。
(实施方式2)
在本发明的实施方式2中，对用于进一步改善交流电流波形的方法进行说明。图12是本发明的实施方式2的交流电流波形改善前的波形图，图13是交流电流波形改善后的波形图。在各图中(a)表示交流电压、(b)表示交流电流指令、(c)表示交流电流指令的绝对值、(d)表示实际交流电流的绝对值、(e)表示实际交流电流。而且，实施方式2的整体的电路结构和实施方式1的电路结构相同。
首先，对交流电流波形改善前的波形进行说明。根据图12(a)所示的交流电压相位信息θ，作成包括图12(b)所示的高次谐波的交流电流指令。接着，对该交流电流指令通过绝对值化部110转换成绝对值，由此获得图12(c)所示的交流电流指令的绝对值的波形。在对该波形进行电流检测来进行电流控制的情况下，有时不能正确地进行电流控制。
尤其是在检测电流来根据其与交流电流指令的差异进行反馈控制的情况下，大多不能应对零度和180度的相位的陡峭的波形变化，控制滞后。例如，如图12(d)所示的实际交流电流的绝对值的波形，在零度和180度的相位包含少许滞后地进行追随。在交流侧观察该波形时，如图12(e)所示的实际交流电流波形，成为电压相位在零度和180度具有新的失真的波形。
接着，对使用实施方式2的控制方法，改善了交流电流波形的波形进行说明。图13(a)和图13(b)所示的波形分别与图12(a)和图12(b)所示的波形相同。图13(c)中表示作为改善该失真的动作波形的交流电流指令的绝对值。图13(c)的波形是将图13(b)所示的交流电流指令转换成绝对值后的波形。图13(c)的波形是在零度和180度的相位中，通常将交流电流指令的绝对值成为零的时候用其前后的值代替，成为不是零的值。所谓前后的值是在波形变得陡峭前控制不滞后的程度的值，例如距零度和180度的相位2、3度前后的值。通过这样，可知即使在相位为0度和180度的情况下，交流电流指令的绝对值也不成为零，减少了陡峭的成分。通过减少交流电流指令中陡峭的成分，如图13(d)所示的波形，提高了实际电流的追随性。在交流侧观察该波形时，如图13(e)所示的实际交流电流的波形，由于在整流二极管电桥11中正和负自动地转换，在交流侧电流能够大幅变化。其结果是，交流电流指令的相对于波形的失真减轻。
如上所述，在交流电压相位为零度和180度下，通过将交流电流指令的绝对值用该相位的前后的值代替，不提高电流的反馈控制***的追随性，就能够实现新的失真发生减少的交流电流波形。
如以上所述，在实施方式2中，用整流器11对交流电源12进行整流之后，通过经由电抗器13进行短路/开路，流过电抗器的电流成为单一极性，使绝对值化后的交流电流指令的零相位和180度相位附近的交流电流指令信息不为零。由此，利用整流后的电流不突然变化的特性，在整流后的电流为零的值的状态下，通过包括整流器的整流电路的动作，能够瞬时实现在交流电源侧的极性转换，能够陡峭地转换在零相位和180度相位的电流。由此，能够提高实际电流波形的精度。
产业上的可利用性
本发明的整流装置适合高次谐波规制，并且在任意的负载状态下总是以电力脉动减少的方式进行工作，所以可以做到平滑电容器的小型化。另外，由于电路上的瞬时的最大电流也减小，因此还可以做到其他电路零部件的小型化。
尤其是，不仅能够适用于变频空调等空调装置，而且能够适用于运转范围幅度大的直流负载，例如用于实现多样性的烹饪方法的、功率调节幅度大的微波炉等加热烹调器。

Claims (6)

1.一种整流装置，其特征在于：
用半导体开关使单相交流电源经由电抗器短路，在所述半导体开关开路时，流过所述电抗器的电流经由二极管流入平滑部，由此控制所述单相交流电源的电流，
将高次谐波规制限度值内的高次谐波电流波形和根据与所述整流装置连接的直流负载而可变的正弦波电流波形的合计作为指令信息，基于该指令信息与所述单相交流电源的实际电流信息的差异来调整所述半导体开关的短路和开路的比率。
2.如权利要求1所述的整流装置，其特征在于：
所述高次谐波电流波形是各次的高次谐波的振幅与高次谐波规制限度值大致相等，并且在用正弦函数表现基本波时的零相位分别成为零相位的奇数次的正弦函数组之和。
3.如权利要求1或2所述的整流装置，其特征在于：
所述整流装置构成为在所述正弦波电流波形的振幅小于规定值的情况下，联动地使所述高次谐波电流波形衰减。
4.如权利要求3所述的整流装置，其特征在于：
所述规定值为对应于大致570W的电流值。
5.如权利要求1～4中任一项所述的整流装置，其特征在于：
在用整流器对单相交流电源进行整流后，用所述半导体开关使单相交流电源经由所述电抗器短路，在所述半导体开关开路时，流过所述电抗器的电流经由所述二极管流入平滑部，由此控制所述单相交流电源的电流，
所述整流装置构成为用零度或180度前后的相位的电流指令值置换所述单相交流电源的相位为零度或180度的电流指令值来进行控制。
6.一种控制方法，是权利要求1～4中任一项所述的整流装置的控制方法，其特征在于，包括：
用整流器对单相交流电源进行整流后，用所述半导体开关使单相交流电源经由所述电抗器短路，在所述半导体开关断路时，流过所述电抗器的电流经由所述二极管流入平滑部，由此控制所述单相交流电源的电流的步骤；和
用零度或180度前后的相位的电流指令值置换所述单相交流电源的相位为零度或180度的电流指令值的步骤。
CN201280055117.9A 2011-12-14 2012-12-12 整流装置 Active CN103918171B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011273137A JP2013126283A (ja) 2011-12-14 2011-12-14 整流装置
JP2011-273137 2011-12-14
PCT/JP2012/007952 WO2013088714A1 (ja) 2011-12-14 2012-12-12 整流装置及びその制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103918171A true CN103918171A (zh) 2014-07-09
CN103918171B CN103918171B (zh) 2016-09-14

Family

ID=48612188

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201280055117.9A Active CN103918171B (zh) 2011-12-14 2012-12-12 整流装置

Country Status (5)

Country Link
EP (2) EP3101798B1 (zh)
JP (1) JP2013126283A (zh)
KR (1) KR20140102183A (zh)
CN (1) CN103918171B (zh)
WO (1) WO2013088714A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105932870A (zh) * 2015-02-27 2016-09-07 Det 国际控股有限公司 Pfc电流整形

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9837893B2 (en) * 2013-07-31 2017-12-05 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Charge pump and switch control circuit
JP6163100B2 (ja) * 2013-12-27 2017-07-12 株式会社志賀機能水研究所 電力設備
DE102019120682A1 (de) * 2019-07-31 2021-02-04 Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg Schaltung und Verfahren zur Reduktion netzseitiger Oberwellen im Eingangsstrom eines Diodengleichrichters

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101331671A (zh) * 2005-12-12 2008-12-24 株式会社千代田 高频调制/解调多相整流装置
US20100014326A1 (en) * 2008-07-17 2010-01-21 Gu Linlin Means of eliminating electrolytic capacitor as the energy storage component in the single phase ad/dc two-stage converter
JP2010263775A (ja) * 2009-04-08 2010-11-18 Panasonic Corp 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機
CN101931233A (zh) * 2009-12-17 2010-12-29 王家强 串联滤波器及低谐波整流器
JP4614439B2 (ja) * 2005-03-23 2011-01-19 東芝三菱電機産業システム株式会社 無停電電源装置及びその入力電流制御方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2590134B2 (ja) 1987-09-12 1997-03-12 株式会社東芝 整流装置
JPH07322629A (ja) * 1994-05-27 1995-12-08 Meidensha Corp 順変換装置
JP2000115999A (ja) * 1998-09-30 2000-04-21 Sanken Electric Co Ltd 直流電源装置
US6320772B1 (en) 1999-05-26 2001-11-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Converter circuit having control means with capability to short-circuit converter output

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4614439B2 (ja) * 2005-03-23 2011-01-19 東芝三菱電機産業システム株式会社 無停電電源装置及びその入力電流制御方法
CN101331671A (zh) * 2005-12-12 2008-12-24 株式会社千代田 高频调制/解调多相整流装置
US20100014326A1 (en) * 2008-07-17 2010-01-21 Gu Linlin Means of eliminating electrolytic capacitor as the energy storage component in the single phase ad/dc two-stage converter
JP2010263775A (ja) * 2009-04-08 2010-11-18 Panasonic Corp 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機
CN101931233A (zh) * 2009-12-17 2010-12-29 王家强 串联滤波器及低谐波整流器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105932870A (zh) * 2015-02-27 2016-09-07 Det 国际控股有限公司 Pfc电流整形
CN105932870B (zh) * 2015-02-27 2020-11-06 泰达电子股份有限公司 用于pfc电流整形的方法和控制电路

Also Published As

Publication number Publication date
EP2793386A1 (en) 2014-10-22
EP3101798A3 (en) 2017-04-26
EP3101798B1 (en) 2018-11-28
JP2013126283A (ja) 2013-06-24
EP3101798A2 (en) 2016-12-07
KR20140102183A (ko) 2014-08-21
EP2793386A4 (en) 2015-05-06
WO2013088714A1 (ja) 2013-06-20
EP2793386B1 (en) 2016-12-07
CN103918171B (zh) 2016-09-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2011121653A1 (ja) コンバータ装置，モータ駆動用モジュール、及び冷凍機器
Basu et al. A novel common power factor correction scheme for homes and offices
JP2010068552A (ja) 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機
CN112467972A (zh) Pfc电路的控制方法和装置
CN103918171A (zh) 整流装置和其控制方法
CN109004850B (zh) 一种半桥有源功率因数校正电路及一种变频控制器及一种电源电路
Xu et al. Evaluation of output filter capacitor current ripples in single phase PFC converters
Kommula et al. PFC based SEPIC converter fed BLDC motor with torque ripple minimization approach
Krishnaveni et al. Design and implementation of low cost four switch inverter for BLDC motor drive with active power factor correction
Singh et al. Voltage controlled PFC SEPIC converter fed PMBLDCM drive for an air-conditioner
Babadi et al. Improved source-end current Power Quality performance of a BLDC motor drive using a novel DC-DC converter
CN100466430C (zh) 可抑制谐波的交流/直流转换器
Yadaiah et al. DSP based control of constant frequency and average current mode of boost converter for power factor correction (PFC)
Beams et al. Modeling and simulation of off-line boost power factor correction (PFC) circuits
Arora et al. Design and analysis of AC to DC converters for input Power Factor Correction
JP2011250694A (ja) 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機
Dagur et al. Single Phase AC-DC Converter employing Power Factor Correction with High Frequency Isolation Using Buck-Boost PWM Converter
Li et al. Novel Hybrid Switching Control Technique for Light Load Efficiency Improvement of GaN-based Totem Pole Power Factor Corrector
Zhou et al. 3 Phases-3 devices ac voltage regulator with quasi-zero switching
Cleary-Balderas et al. Single-Phase Active Power Factor Correction using a Boost Converter
Diab et al. A Zeta-converter based four-switch three-phase DC-AC inverter
Satish et al. High efficiency control algorithm for power factor correction in air-conditioners
Lange et al. New unidirectional high-efficiency three-level single-phase bridgeless PFC rectifier
Sreekumar et al. Bridgeless dual buck-boost converter fed BLDC motor drive with power factor correction
Kurma Topological issues in single phase power factor correction

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant