WO2010007771A1

WO2010007771A1 - 電源装置

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Publication number: WO2010007771A1
Application number: PCT/JP2009/003317
Authority: WO
Inventors: 浦壁隆浩; 奥田達也; 岩田明彦; 前川博敏; 小林勝; 池田又彦; 角田義一; 金行和敏; 田中優矢
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2008-07-17
Filing date: 2009-07-15
Publication date: 2010-01-21
Also published as: CN102099992B; CN102099992A; JP5307814B2; US8541989B2; DE112009001695T5; JPWO2010007771A1; DE112009001695B4; US20110181250A1

Abstract

　従来に比較して出力電力を効率良く増加させることができる電源装置を提供する。　交流発電部（１１０）、交流発電部（１１０）に発生された交流電圧を直流の出力電圧に整流して出力する整流器（１２０）を有する交流発電機（１００）と、整流器（１２０）の出力電圧を電圧値の異なる直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ（２０１）、を備えている電源装置であって、交流発電部（１１０）の回転速度とＤＣ／ＤＣコンバータ（２０１）に接続される電気負荷への電力供給量に応じて、整流器（１２０）の出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ（２０１）の出力電圧よりも大きくするとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ（２０１）により降圧して出力するものである。

Description

電源装置

　この発明は、電気負荷への供給電力能力を高めることができる電源装置に関するものである。

　従来の電源装置として、例えば、固定子の電機子鉄心に三相の電機子巻線が設けられ、回転子の磁極鉄心に界磁巻線が設けられ、車両の機関等の回転により駆動されて発電する三相交流発電機と、上記交流発電機により発電された三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流器と、上記整流器の出力電圧を検出して所定値になるように界磁巻線に流す励磁電流を調整する界磁調整回路とを備えるものがあった（例えば、特許文献１参照）。

特開平５－２９２６７６号公報

　ところで、例えば車両用の電源装置では、車両に装備される灯火電装品や空調コンプレッサ、ヒータ、バッテリ等の各種の電気負荷（以下、内部負荷という）に対して給電するだけでなく、電源装置のプラグに簡易冷蔵庫、掃除機、外部照明等の外部の電気負荷（以下、外部負荷という）を接続して給電することがある。電源装置に外部負荷を接続して給電する場合には、内部負荷にのみ給電する場合よりもさらに供給電力能力を高める必要がある。

　上記特許文献１に示された従来の電源装置では、交流発電機の回転子の回転速度が大きくなると、発電量が増加するようになっている。しかし、交流発電機の発熱量が固定子巻線に流れる電流量に依存しているため、安全性及び信頼性の点から、回転速度が大きくなると電流量を抑えるように動作している。そして、上記電源装置の出力は、充電用として予め設定された電圧（例えば１４Ｖ）のバッテリに接続されていることから、電源装置の出力電力を増加させることが困難であるといった問題点があった。

　この発明は、上記のような課題を解消するためになされたものであり、従来よりも電気負荷への供給電力能力を高めることができる電源装置を提供することを目的とする。

　この発明による電源装置は、交流発電部、この交流発電部に発生された交流電圧を直流の出力電圧に整流して出力する整流器を有する交流発電機と、
　整流器の出力電圧を電圧値の異なる直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ、を備えている電源装置であって、
　交流発電部の回転速度とＤＣ／ＤＣコンバータに接続される電気負荷への電力供給量に応じて、整流器の出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧よりも大きくするとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータにより降圧して出力するものである。

　この発明の電源装置は、交流発電部に発生された交流電圧を直流の出力電圧に整流して出力する整流器の出力側にＤＣ／ＤＣコンバータを設け、ＤＣ／ＤＣコンバータは、交流発電部の回転速度が予め設定された値以下の場合には、整流器からの出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ内をバイパスしてそのまま出力する。
　また、交流発電部の回転速度が予め設定された値以上の場合には、電気負荷が必要とする電力量が大きければ、整流器の出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧よりも大きくするとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータにより降圧して出力する。一方、必要とする電力量が小さければ、整流器の出力電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ内をバイパスしてそのまま出力する。

　このように、この発明の電源装置は、電気負荷が必要とする電力量に応じて、整流器からの出力電圧をそのまま出力したり、降圧した電圧に変換して出力したりするので、回転速度がある値以下の領域では従来と同等の出力電力が得られ、また回転速度がある値以上の領域では従来以上の出力電力を得ることができる。

本発明の実施の形態１における電源装置の全体を示す構成図である。実施の形態１の電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態１の電源装置の交流発電機の出力電圧に対する交流発電機の回転速度と出力電力の関係を示す特性図である。本発明の実施の形態２における電源装置の全体を示す構成図である。実施の形態２の電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態２の電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータを構成するＭＯＳＦＥＴに流れる電流波形とゲート駆動信号波形を示すタイミングチャートである。実施の形態２の電源装置の交流発電機の出力電圧に対する交流発電機の回転速度と出力電力の関係を示す特性図である。本発明の実施の形態３における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。本発明の実施の形態４における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。本発明の実施の形態５における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。実施の形態５の電源装置の交流発電機の出力電圧に対する交流発電機の回転速度と出力電力の関係を示す図である。本発明の実施の形態６における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。本発明の実施の形態７における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。本発明の実施の形態８における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。本発明の実施の形態９における電源装置が備える交流発電機の構成を示す回路図である。本発明の実施の形態１０における電源装置が備える交流発電機の構成を示す回路図である。本発明の実施の形態１１における電源装置が備える交流発電機の構成を示す回路図である。

実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１における電源装置の全体を示す構成図、図２は同装置のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

　実施の形態１では、車両用の電源装置を例に挙げて説明する。実施の形態１の電源装置は、例えばオルタネータ等の交流発電機１００と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１と、交流発電機１００及びＤＣ／ＤＣコンバータ２０１を制御する制御回路３００を備えている。交流発電機１００の回転子は、車両の機関であるエンジン４００の回転部にベルトやギア等を介して機械的に接続されている（図示省略）。交流発電機１００の出力電圧端子ＶｘＨ、ＶｘＬは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の入力電圧端子ＶａＨ、ＶａＬに接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の出力電圧端子ＶｂＨ、ＶｂＬには、図示しないバッテリや各種の電気負荷が接続されている。

　制御回路３００には、交流発電機１００の出力電圧端子ＶｘＨの電圧Ｖ１、およびＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の出力電圧端子ＶｂＨの電圧Ｖ２が入力されている。一方、制御回路３００からは、交流発電機１００へゲート駆動信号ＧａｔｅＫが出力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１へゲート駆動信号Ｇａｔｅ０が出力されている。

　次に、交流発電機１００の構成について説明する。
　交流発電機１００は、三相交流発電部１１０と、整流器１２０と、界磁調整回路１３０を備えている。三相交流発電部１１０は、界磁巻線ＫＣＬを有する回転子と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線ＵＣＬ、ＶＣＬ、ＷＣＬを回転子の外周部に有する固定子を備えている。

　整流器１２０は、ダイオードＤＵＨ、ＤＵＬ、ＤＶＨ、ＤＶＬ、ＤＷＨ、ＤＷＬを有して全波整流を行うダイオードブリッジ回路である。この場合、ダイオードＤＵＨ、ＤＶＨ、ＤＷＨのカソード端子は、出力電圧端子ＶｘＨに接続され、ダイオードＤＵＬ、ＤＶＬ、ＤＷＬのアノード端子は、出力電圧端子ＶｘＬに接続される。ダイオードＤＵＨのアノードとダイオードＤＵＬのカソードは接続され、この接続点は固定子のＵ相の巻線ＵＣＬの一端に接続されている。ダイオードＤＶＨのアノードとダイオードＤＶＬのカソードは接続され、この接続点は固定子のＶ相の巻線ＶＣＬの一端に接続されている。ダイオードＤＷＨのアノードとダイオードＤＷＬのカソードは接続され、この接続点は固定子のＷ相の巻線ＷＣＬの一端に接続されている。

　界磁調整回路１３０は、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＫ）とダイオードＤＫを備えている。界磁巻線ＫＣＬの一端は、ダイオードＤＫのカソード端子に接続されるとともに出力電圧端子ＶｘＨに接続されている。界磁巻線ＫＣＬの他端はダイオードＤＫのアノード端子とＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＫ）のドレイン端子との接続点に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＫ）のソース端子は接地され、ゲート端子は制御回路３００に接続されている。

　次に、交流発電機１００の動作について説明する。
　制御回路３００は、検出された電圧Ｖ１が電気負荷への電力供給量に対応した目標の電圧値になるように、ゲート駆動信号ＧａｔｅＫのデューティ比を調整し、その調整されたゲート駆動信号ＧａｔｅＫによりＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＫ）を駆動する。すなわち、このゲート駆動信号ＧａｔｅＫは、制御回路３００により、目標電圧よりも検出された電圧Ｖ１が小さい場合は、デューティ比が大きくなるように調整され、目標電圧よりも検出された電圧Ｖ１が大きい場合は、ゲート駆動信号ＧａｔｅＫのデューティ比が小さくなるように調整される。

　上記のようにＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＫ）のスイッチング動作が制御されると、界磁巻線ＫＣＬに流れる電流の大きさが制御され、界磁巻線ＫＣＬを備えた回転子が発生する磁束の量が制御される。回転子が発生する磁束の量に応じて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線ＵＣＬ、ＶＣＬ、ＷＣＬに誘起される交流電圧（交流電力）が変化する。そして、誘起されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧を整流器１２０によって直流電圧（直流電力）に変換し、交流発電機１００の出力電圧端子ＶｘＨ－ＶｘＬ間に電圧Ｖ１として出力する。このように、制御回路３００は、電圧Ｖ１を目標の電圧となるように界磁巻線ＫＣＬに流れる界磁電流を制御するので、交流発電機１００からは常に発電電力が制御された所定の電圧Ｖ１が発生される。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の構成について説明する。
　このＤＣ／ＤＣコンバータ２０１は、図２に示すように、一般的な降圧形の非絶縁ＤＣ／ＤＣ電力変換回路と同じである（例えば、電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編：“パワーエレクトロニクス回路”，オーム社，ｐｐ．２４５－２６５，２０００参照）。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１は、スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）と、ダイオードＤ０と、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のオン／オフ制御に基づいて磁気エネルギの蓄積量や放出量が上記オン／オフの時間間隔で制御されるインダクタＬｃと、２つの平滑コンデンサＣｉ、Ｃｏを備える。ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のドレイン端子は、入力電圧端子ＶａＨと、平滑コンデンサＣｉの第１の端子とに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のソース端子は、ダイオードＤ０のカソード端子と、インダクタＬｃの第１の端子とに接続されている。ダイオードＤ０のアノード端子は、入力電圧端子ＶａＬと、出力電圧端子ＶｂＬと、平滑コンデンサＣｉの第２の端子と、平滑コンデンサＣｏの第２の端子とに接続されている。インダクタＬｃの第２の端子は、出力電圧端子ＶｂＨと、平滑コンデンサＣｏの第１の端子に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のゲート端子には、制御回路３００からゲート駆動信号Ｇａｔｅ０が入力される。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の動作について説明する。
　制御回路３００は、出力電圧端子ＶｂＨの電圧Ｖ２を検出する。そして、制御回路３００は、検出された電圧Ｖ２と目標電圧（この場合は１４Ｖ）を比較して、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のゲート端子に入力するゲート駆動信号Ｇａｔｅ０のデューティ比を決める。制御回路３００は、目標電圧よりも検出電圧Ｖ２が小さい場合は、ゲート駆動信号Ｇａｔｅ０のデューティ比が大きくなるように調整し、目標電圧よりも検出電圧Ｖ２が大きい場合は、ゲート駆動信号Ｇａｔｅ０のデューティ比が小さくなるように調整する。

　このように、制御回路３００がＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のゲート駆動信号Ｇａｔｅ０のデューティ比を上記のように変化させることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１は、その入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１を、その出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に電圧Ｖ２として降圧調整して出力する。このとき、電圧Ｖ２は１４Ｖに調整されることになる。このＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の動作原理は、上記の文献に記載されている通りである。

　次に、上記交流発電機１００、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１、制御回路３００を備えた電源装置の全体動作について説明する。

　まず、交流発電機１００の出力特性について説明する。
　交流発電機１００は、界磁巻線ＫＣＬの電流を一定とすると、三相交流発電部１１０の回転速度の上昇とともに出力電力が上昇していく。しかし、この出力電力の上昇により、固定子巻線ＵＣＬ、ＶＣＬ、ＷＣＬの電流は増大して交流発電機１００は発熱する。交流発電機の発熱量は、装置の信頼性、安全性の点からある値以下に維持されなければならない。よって、界磁巻線ＫＣＬの電流を界磁調整回路１３０によって調整して、交流発電機１００の出力電力（出力電流）を調整する。また、発熱量は電流に依存することから、大きな電力を得るためには、出力電流はそのままで出力電圧を大きくすればよい。

　図３は、一例として交流発電機１００の出力電圧が１４Ｖ、２１Ｖ、２８Ｖの場合の回転速度と出力電力との関係を示す。図３において、１４Ｖの出力特性線（実線）と２１Ｖの出力特性線（一点鎖線）の交点の回転速度をα、２１Ｖの出力特性線（一点鎖線）と２８Ｖの出力特性線（破線）の交点の回転速度をβとしている。図３から分かるように、交流発電機の回転速度がα以下の領域Ｒ１では出力電圧１４Ｖの設定で大きな電力を出力することができ、回転速度がαからβの領域Ｒ２では出力電圧２１Ｖの設定で大きな電力を出力することができ、回転速度がβ以上の領域Ｒ３では出力電圧２８Ｖの設定で大きな電力を出力することができる。

　ここで、交流発電機１００の回転速度が図３のａ（α＜ａ＜β）のとき、図示しない上位のコントローラが必要な電力供給量（発電量）を判断して、制御回路３００に対して当該電力供給量に対応した電圧設定値の指令を出す。その際の電圧指令が１４Ｖの場合、つまり、発電量の増加が必要でない場合、上述のごとく、制御回路３００は、界磁調整回路１３０により界磁コイルＫＣＬの電流を調整することで交流発電機１００の出力電圧を１４Ｖとし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１内のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）を常時オン状態にし、交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の出力とを短絡状態にする。この動作状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１のＭＯＳＦＥＴがスイッチング動作を行わないため、電力損失の小さなエネルギ移行ができる。

　一方、交流発電機１００の回転速度が図３のａ（α＜ａ＜β）であって、図示しない上位のコントローラから与えられる電圧指令が２１Ｖの場合、つまり、発電量の増加が必要な場合、制御回路３００は、交流発電機１００の出力電圧を２１Ｖとし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１内のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）を上記説明のようにオンオフ動作を行い、２１Ｖから１４Ｖへの降圧の電力変換を行なう。その際、交流発電機１００のみで構成された従来の電源装置と比べて、出力電力を増加することができる。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１はスイッチング動作を行うため、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のスイッチング損失やインダクタＬｃの交流電流に伴う損失が発生し、電力損失は上記電圧指令１４Ｖの動作と比べて幾分増加することになる。

　また、交流発電機１００の回転速度が図３のｂ（ｙ＜β）のとき、図示しない上位のコントローラが必要な電力供給量を判断して、制御回路３００に対して当該電力供給量に対応した電圧設定値の指令を出す。その際の電圧指令が１４Ｖの場合、つまり、発電量の増加が必要でない場合、制御回路３００は、交流発電機１００の出力電圧を１４Ｖとし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１内のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）を常時オン状態にし、交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の出力を短絡状態にする。この動作状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）がスイッチング動作を行わないため、電力損失の小さなエネルギ移行ができる。

　一方、交流発電機１００の回転速度が図３のｂ（ｙ＜β）のときであって、図示しない上位のコントローラから与えられる電圧指令が２１Ｖの場合、つまり、発電量の増加が必要な場合、制御回路３００は、交流発電機１００の出力電圧を２１Ｖとし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１内のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のオンオフ動作により、２１Ｖから１４Ｖへの降圧の電力変換を行なう。また、上位のコントローラから与えられる電圧指令が２８Ｖの場合、つまり、発電量の増加がさらに一層必要な場合、制御回路３００は、交流発電機１００の出力電圧を２８Ｖとし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１内のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のオンオフ動作により２８Ｖから１４Ｖへの降圧の電力変換を行なう。なお、２８Ｖから１４Ｖに降圧される場合、２１Ｖから１４Ｖに降圧されるときよりもゲート駆動信号Ｇｅｔｅ０のデューティ比は小さく設定されることになる。

　このように、この実施の形態１の電源装置は、交流発電機１００のみで構成された従来の電源装置と比べて、出力電力を増加することができる。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１はスイッチング動作を行うため、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のスイッチング損失やインダクタＬｃの交流電流に伴う損失が発生し、電力損失は上記電圧指令１４Ｖの動作と比べて幾分増加することになる。

　例えば自動車において、エンジン回転速度１０００ｒｐｍ～３０００ｒｐｍの範囲が通常よく使用される範囲である。交流発電機１００の回転子とエンジン回転部を接続しているギア比を調整することにより、図３に示したような特性が得られるようにしておけば、所望の出力電力を得ることができる。

実施の形態２．
　図４はこの実施の形態２における電源装置の全体を示す構成図、図５は同装置のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図１および図２に示した構成と対応もしくは相当する部分には同一の符合を付す。

　この実施の形態２において、交流発電機１００、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２、エンジン４００の接続関係は、上記実施の形態１と同じであるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の回路構成、および制御回路３００との接続の仕方が実施の形態１の場合と異なっている。

　制御回路３００からは、交流発電機１００の界磁調整回路１３０に対してゲート駆動信号ＧａｔｅＫが出力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２に対して４つのゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ２Ｈが出力されている。制御回路３００には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の出力電圧端子ＶｂＨの電圧Ｖ２が入力されている。ただし、制御回路３００には、実施の形態１のような交流発電機１００の出力電圧端子ＶｘＨの電圧Ｖ１は入力されていない。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の回路構成について説明する。
　図５に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２は、入力電圧端子ＶａＨ、ＶａＬと出力電圧端子ＶｂＨ、ＶｂＬとの間に、低圧側と高圧側のスイッチング素子としての２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｌ、ＭＯＳ１Ｈ）を接続してなる直列体、及びこの直列体に並列に接続された平滑コンデンサＣｓ１からなる回路Ａ１、並びに低圧側と高圧側のスイッチング素子としての２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ２Ｈ）を直列接続してなる直列体、及びこの直列体に並列に接続された平滑コンデンサＣｓ２とからなる回路Ａ２を備えている。そして、これら回路Ａ１、Ａ２を２段に直列に接続している。また、後述するように回路Ａ１、Ａ２の内、第１の回路Ａ１を整流回路、第２の回路Ａ２を駆動用インバータ回路として機能させる。

　各回路Ａ１、Ａ２の２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｌ、ＭＯＳ１Ｈ）、（ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ２Ｈ）のそれぞれの接続点を中間端子とし、第１の回路Ａ１の中間端子と第２の回路Ａ２の中間端子の間に、エネルギ移行用のコンデンサＣｒおよびインダクタＬｒの直列体からなるＬＣ直列体ＬＣ１２が接続されている。なお、各ＭＯＳＦＥＴは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴである。なお、ＭＯＳＦＥＴは、シリコンのみならず、シリコンカーバイト、ガリウムナイトライドなどの他の材料のスイッチで構成してもよい。

　具体的な接続状態として、平滑コンデンサＣｓ１の低電圧側端子は、出力電圧端子ＶｂＬと、入力電圧端子ＶａＬに接続される。平滑コンデンサＣｓ１の高電圧側端子は、出力電圧端子ＶｂＨと、平滑コンデンサＣｓ２の低電圧側端子に接続される。平滑コンデンサＣｓ２の高電圧側端子は、入力電圧端子ＶａＨに接続される。ＭＯＳ１Ｌのソース端子は入出力電圧端子ＶａＬ及びＶｂＬに、ＭＯＳ１Ｈのドレイン端子とＭＯＳ２Ｌのソース端子とは平滑コンデンサＣｓ１の高電圧側端子に接続され、ＭＯＳ２Ｈのドレイン端子は平滑コンデンサＣｓ２の高電圧側端子に接続される。ＬＣ直列体ＬＣ１２の一端は、ＭＯＳ１ＬとＭＯＳ１Ｈとの接続点に接続され、他端はＭＯＳ２ＬとＭＯＳ２Ｈとの接続点に接続される。

　そして、各ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｌ～ＭＯＳ２Ｈ）のゲート端子には、制御回路３００からそれぞれ４つのゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ２Ｈが供給される。この場合、各ゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ２Ｈは、対応するＭＯＳＦＥＴのソース端子電圧を基準とした電圧信号になっている。また、ゲート駆動のタイミングは、Ｇａｔｅ１ＬとＧａｔｅ２Ｌとは同じであり、また、Ｇａｔｅ１ＨとＧａｔｅ２Ｈとは同じである。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の動作について説明する。
　このＤＣ／ＤＣコンバータ２０２は、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１を、約１／２倍に降圧された電圧Ｖ２（１４Ｖ）にして出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に出力する。

　この降圧動作の場合、制御回路３００からの各ゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ２Ｈにより各回路Ａ１、Ａ２が駆動されるが、上記のように第２の回路Ａ２は駆動用インバータ回路として動作し、第１の回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流してエネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。

　図６は、高電圧側および低電圧側のＭＯＳＦＥＴのゲート駆動信号と、駆動用インバータ回路Ａ２および整流回路Ａ１内の高圧側ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈ）および低圧側ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌ）にそれぞれ流れる電流の関係を示すタイミングチャートである。

　駆動用インバータ回路Ａ２内のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ２Ｌ）ではドレインからソースに電流が流れ、整流回路Ａ１内のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｈ、ＭＯＳ１Ｌ）ではソースからドレインに電流が流れる。各ＭＯＳＦＥＴはゲート駆動信号がハイ電圧でオンする。この場合、ゲート駆動信号は、インダクタＬｒとコンデンサＣｒによるＬＣ直列体ＬＣで定まる共振周期をＴとした場合、デューティ比が約５０％のオンオフ信号となっている。

　ここで、高圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｈにより各回路Ａ２、Ａ１の高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒに移行する。
　Ｃｓ２⇒ＭＯＳ２Ｈ⇒Ｃｒ⇒Ｌｒ⇒ＭＯＳ１Ｈ

　次に、低圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ２Ｌ、Ｇａｔｅ１Ｌにより各回路Ａ２、Ａ１の低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサＣｒに充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
　Ｃｒ⇒ＭＯＳ２Ｌ⇒Ｃｓ１⇒ＭＯＳ１Ｌ⇒Ｌｒ

　このように、コンデンサＣｒの充放電により、平滑コンデンサＣｓ２から平滑コンデンサＣｓ１にエネルギが移行される。そして、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１を、約１／２倍に降圧された電圧Ｖ２（１４Ｖ）にして出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に出力する。なお、入力された電圧Ｖ１の電力は、電圧Ｖ２に降圧した電力として移行されることから、この電圧Ｖ１は、出力電圧Ｖ２（１４Ｖ）の２倍の電圧２８Ｖよりもやや大きな値となっている。

　上記動作において、コンデンサＣｒにはインダクタＬｒが直列に接続されてＬＣ直列体ＬＣを構成しているため、上記エネルギの移行は共振現象を利用したものとなり、スイッチング素子の状態が変化（オン⇔オフ）するときの過渡的な損失が無いために大きなエネルギ量を効率よく移行することができる。また、この実施の形態２では、整流回路として動作する回路Ａ１のスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いているため、ダイオードを用いたものに比べて導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。

　以上のように、この実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力損失が実施の形態１と比べて小さく、電力変換の効率の点で優れている。そのため、回路を冷却するための放熱器を小さくすることができる。また、スイッチング素子のスイッチング時の過渡的な損失が無いため、スイッチング周波数を高く設定することができ、その結果、ＬＣ直列体の共振周波数を大きくでき、エネルギ移行用のインダクタＬｒとコンデンサＣｒのインダクタンス値と容量値を共に小さく設定することができる。このことから、これら回路素子も小形となっている。よって、実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータを全体として非常に小型化することができる。

　なお、実施の形態２において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、整流回路として動作する回路Ａ１をＭＯＳＦＥＴで構成したが、ダイオードで構成しても同様の動作が実現することができる。ダイオードは導通時の電圧降下が大きいので、電力損失がやや大きくなり、効率もやや悪化するが、ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するための回路素子が不要になるといったメリットもある。

　また、実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータは、エネルギ移行用の素子としてインダクタＬｒとコンデンサＣｒのＬＣ直列体を利用したが、コンデンサＣｒのみでも同様の動作を実現することができる。ただし、この場合エネルギの移行量が小さくなることと、回路内を流れる電流の実効値が大きくなることから、電力損失は大きくなり電力変換効率は幾分悪化する。

　次に、実施の形態２の交流発電機１００、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２、制御回路３００からなる電源装置の全体動作について説明する。

　図７は、一例として交流発電機１００の出力電圧が１４Ｖと２８Ｖの場合の回転速度と出力電力の関係を示す。図７において、１４Ｖの出力特性線（実線）と２８Ｖの出力特性線（破線）の交点の回転速度をγとしている。図７から分かるように、交流発電機の回転速度がγ以下の領域Ｒ１では出力電圧１４Ｖの設定で大きな電力を出力することができる一方、回転速度がγ以上の領域Ｒ２では出力電圧２８Ｖの設定で大きな電力を出力することができる。

　ここで、例えば交流発電機１００の回転速度が図７のｃ（γ＜ｃ）のとき、図示しない上位のコントローラが必要な電力供給量（発電量）を判断して、制御回路３００に当該電力供給量に対応した電圧設定値の指令を出す。その際の電圧指令が１４Ｖの場合、つまり発電量の増加が必要でない場合、制御回路３００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２内の第２の回路Ａ２のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ２ＨおよびＭＯＳ２Ｌ）を常時オン状態、第１の回路Ａ１のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１ＨとＭＯＳ１Ｌ、あるいはＭＯＳ１Ｈ）を常時オフ状態にし、交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の出力を短絡状態にする。そして、この状態で実施の形態１で説明したように交流発電機１００の界磁調整回路１３０により界磁コイルＫＣＬの電流を調整することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の出力電圧（Ｖ２）を１４Ｖに調整する。この動作状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２内に高周波の電流が流れないため、電力損失の小さなエネルギ移行ができる。

　一方、図示しない上位のコントローラから制御回路３００に与えられる電圧指令が２８Ｖの場合、つまり発電量の増加が必要な場合、制御回路３００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２内のＭＯＳＦＥＴを上述のごとくＬＣ共振周期Ｔでオンオフ制御して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の出力電圧Ｖ２と交流発電機１００から出力される電圧Ｖ１の関係をＶ１＝２×Ｖ２になるように維持する。次に、制御回路３００は、交流発電機１００の界磁調整回路１３０により界磁コイルＫＣＬの電流を調整することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の出力電圧（Ｖ２）を１４Ｖになるように調整する。このとき、交流発電機１００の出力電圧は、１４Ｖの２倍の２８Ｖよりもやや大きな値となっている。

　なお、交流発電機１００の回転速度がγ以下のときにも、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２内の第２の回路Ａ２のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ２ＨとＭＯＳ２Ｌ）を常時オン状態、第１の回路Ａ１のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１ＨとＭＯＳ１Ｌ、あるいはＭＯＳ１Ｈ）を常時オフ状態にし、交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の出力を短絡状態にする。

　この実施の形態２においても、交流発電機１００のみで構成された従来の電源装置と比べて、出力電力を増加することができる。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２内には高周波の電流が流れるため、電力損失が上記電圧指令１４Ｖの動作と比べて増加することになるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２の電力変換効率が高いため、実施の形態１と比べると電力損失は小さくなる。

　また、この実施の形態２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０２は短絡動作又はオンオフ制御のいずれかの選択のみで、交流発電機１００は常にＤＣ／ＤＣコンバータ２０２出力の電圧Ｖ２を所定値の１４Ｖに制御するだけであり、実施の形態１と比べて電源装置の電圧制御が簡素化されている。そして、この制御方法の簡素化により、制御回路３００が簡素になり、小型化、低コスト化を図ることができる。

　例えば自動車において、エンジン回転速度１０００ｒｐｍ～３０００ｒｐｍが通常よく使用される範囲である。この場合も、交流発電機１００の回転子とエンジン回転部を接続しているギア比を調整して図７に示したような特性が得られるようにしておけば、所望の出力電力を得ることができる。

実施の形態３．
　図８は本発明の実施の形態３における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図５に示した実施の形態２の構成と対応もしくは相当する部分には同一の符合を付す。

　この実施の形態３の電源装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０３の構成のみが実施の形態２の場合と異なっている。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０３を構成するエネルギ移行用のインダクタＬｒは、両回路Ａ１、Ａ２の接続点間に設けられている。つまり、インダクタＬｒは、回路Ａ１のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｈ）のドレイン端子と回路Ａ２のＭＯＳ２Ｌのソース端子の接続点と、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２の接続点との間に設けられている。インダクタＬｒの接続位置以外の構成は、実施の形態２（図５）と同じであるから、ここでは詳しい説明は省略する。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０３の動作について説明する。
　回路Ａ１、Ａ２の各ＭＯＳＦＥＴに与えられる４つのゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ２Ｈは、上記実施の形態２と同じである。
　ここで、高圧側のＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｈにより、回路Ａ２、Ａ１の高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈがオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒに移行する。
　Ｃｓ２⇒ＭＯＳ２Ｈ⇒Ｃｒ⇒ＭＯＳ１Ｈ⇒Ｌｒ

　次に、低圧側のＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ２Ｌ、Ｇａｔｅ１Ｌにより、回路Ａ２、Ａ１の低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌがオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサＣｒに充電されたエネルギが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
　Ｃｒ⇒ＭＯＳ２Ｌ⇒Ｌｒ⇒Ｃｓ１⇒ＭＯＳ１Ｌ

　このように、コンデンサＣｒの充放電により、平滑コンデンサＣｓ２から平滑コンデンサＣｓ１にエネルギが移行される。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０３は、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１を、約１／２倍に降圧された電圧Ｖ２（１４Ｖ）にして出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に出力する。

　この実施の形態３の電源装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０３の動作は、基本的には実施の形態２の場合と同様であるので、電力損失が実施の形態１の場合に比べて小さく、また、実施の形態２と同様、制御方法が簡素で制御回路３００の小型化、低コスト化するというメリットがある。

　なお、このＤＣ／ＤＣコンバータ２０３を有する電源装置の全体動作、およびその他の作用、効果は、前述の実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

実施の形態４．
　図９は本発明の実施の形態４における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図５に示した実施の形態２の構成と対応もしくは相当する部分には同一の符合を付す。

　この実施の形態４における電源装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４の構成のみが実施の形態２、３の場合と異なっている。すなわち、この実施の形態４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４を構成する回路Ａ２の平滑コンデンサＣｓ２が入出力電圧端子ＶａＨ、ＶａＬ間に接続されている。この平滑コンデンサＣｓ２の接続位置以外の構成は、実施の形態２（図５）と同じであるから、ここでは詳しい説明は省略する。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４の動作について説明する。
　回路Ａ１、Ａ２の各ＭＯＳＦＥＴの４つのゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ２Ｈは、上記実施の形態２の場合と同じである。
　ここで、高圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｈにより、高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路でコンデンサＣｒに移行する。
　Ｃｓ２⇒ＭＯＳ２Ｈ⇒Ｃｒ⇒Ｌｒ⇒ＭＯＳ１Ｈ⇒Ｃｓ１

　次に、低圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ２Ｌ、Ｇａｔｅ１Ｌにより低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサＣｒに充電されたエネルギが、以下に示す経路で平滑コンデンサＣｓ１に移行する。
　Ｃｒ⇒ＭＯＳ２Ｌ⇒Ｃｓ１⇒ＭＯＳ１Ｌ⇒Ｌｒ

　このように、コンデンサＣｒの充放電により、平滑コンデンサＣｓ２から平滑コンデンサＣｓ１にエネルギを移行する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４は、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１を、約１／２倍に降圧された電圧Ｖ２（１４Ｖ）にして出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に出力する。

　以上のように、この実施の形態４の電源装置におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０４の動作は、基本的には実施の形態２の場合と同様であるので、電力損失が実施の形態１の場合に比べて小さく、また、実施の形態２、３と同様、制御方法が簡素で制御回路３００の小型化、低コスト化するというメリットがある。

　なお、このＤＣ／ＤＣコンバータ２０４を有する電源装置の全体動作、およびその他の作用、効果は、実施の形態２に場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

実施の形態５．
　図１０は本発明の実施の形態５における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図５に示した実施の形態２の構成と対応もしくは相当する部分には同一の符合を付す。

　この実施の形態５における電源装置のＤＣ／ＤＣコンバータ２０５は、実施の形態２の構成に加えて、回路Ａ２に隣接して回路Ａ１とは反対側に回路Ａ３が設けられている。この回路Ａ３は、回路Ａ１、Ａ２と同様、低圧側および高圧側のスイッチング素子としての２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ３Ｈ）の直列体と、この直列体に並列に接続された平滑コンデンサＣｓ３を備えている。そして、回路Ａ１、Ａ２、Ａ３を３段に直列に接続して、回路Ａ１、Ａ２、Ａ３の内、第１の回路Ａ１を整流回路、第２の回路Ａ２、第３の回路Ａ３を駆動用インバータ回路として動作させる。

　回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内のそれぞれ２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｌ、ＭＯＳ１Ｈ）、（ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ２Ｈ）、（ＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ３Ｈ）の各接続点を中間端子とする。そして、第１の回路Ａ１の中間端子と第２の回路Ａ２の中間端子の間に、エネルギ移行用のコンデンサＣｒ１２およびインダクタＬｒ１２の直列体からなるＬＣ直列体ＬＣ１２を、第１の回路Ａ１の中間端子と第３の回路Ａ３の中間端子の間に、エネルギ移行用のコンデンサＣｒ１３およびインダクタＬｒ１３の直列体からなるＬＣ直列体ＬＣ１３をそれぞれ接続する。この場合の各ＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ１３の共振周期は同じとなるように設定されている。なお、各ＭＯＳＦＥＴは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーＭＯＳＦＥＴである。

　各ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｌ～ＭＯＳ３Ｈ）のゲート端子には、制御回路３００からそれぞれ６つのゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ３Ｈが供給される。各ゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ３Ｈは、対応するＭＯＳＦＥＴのソース端子電圧を基準とした電圧信号になっている。ゲート駆動のタイミングは、Ｇａｔｅ１Ｌ、Ｇａｔｅ２Ｌ、Ｇａｔｅ３Ｌが同じであり、また、Ｇａｔｅ１Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ３Ｈが同じである。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の動作について説明する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５は、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１を、約１／３倍に降圧された電圧Ｖ２（１４Ｖ）にして出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に出力する。

　このＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の降圧動作は、制御回路３００からの各ゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ３Ｈにより各回路Ａ１、Ａ２、Ａ３が駆動されることにより行われる。この場合、上記のように回路Ａ２、Ａ３は駆動用インバータ回路として動作し、回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流してエネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。

　まず、高圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ３Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｈにより高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に移行する。
　Ｃｓ２⇒Ｃｓ３⇒ＭＯＳ３Ｈ⇒Ｃｒ１３⇒Ｌｒ１３⇒ＭＯＳ１Ｈ
　Ｃｓ２⇒ＭＯＳ２Ｈ⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒ＭＯＳ１Ｈ

　次に、低圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ３Ｌ、Ｇａｔｅ２Ｌ、Ｇａｔｅ１Ｌにより低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３に充電されたエネルギが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に移行する。
　Ｃｒ１３⇒ＭＯＳ３Ｌ⇒Ｃｓ２⇒Ｃｓ１⇒ＭＯＳ１Ｌ⇒Ｌｒ１３
　Ｃｒ１２⇒ＭＯＳ２Ｌ⇒Ｃｓ１⇒ＭＯＳ１Ｌ⇒Ｌｒ１２

　このように、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ１３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３から平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２にエネルギが移行される。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１は、約１／３倍に降圧された電圧Ｖ２（１４Ｖ）にして出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に出力される。なお、入力された電圧Ｖ１の電力は、電圧Ｖ２に降圧した電力として移行されることから、この電圧Ｖ１は、出力電圧Ｖ２（１４Ｖ）の３倍の電圧４２Ｖよりもやや大きな値となっている。

　この実施の形態５の電源装置のＤＣ／ＤＣコンバータ２０５についても、実施の形態２～４と同様に、その電力損失が実施の形態１と比べて小さいというメリットがある。また、実施の形態２～４と同様、制御方法が簡素になり制御回路３００が小型化、低コスト化するというメリットがある。さらに、この実施の形態５は、交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の出力の電圧比を１：３とすることにより、さらに高出力化を図ることができるメリットがある。

　なお、この実施の形態５に適用されるＤＣ／ＤＣコンバータ２０５のその他の作用、効果は、実施の形態２～４の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

　次に、交流発電機１００、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５、制御回路３００からなる電源装置の全体動作について説明する。

　図１１は、一例として交流発電機１００の出力電圧が１４Ｖと４２Ｖの場合の回転速度と出力電力の関係を示す。図１１において、１４Ｖの出力特性線（実線）と４２Ｖの出力特性線（破線）の交点の回転速度をδとしている。交流発電機の回転速度がδ以下の領域Ｒ１では、出力電圧１４Ｖの設定のときに大きな電力を出力することができ、回転速度がδ以上の領域Ｒ２では出力電圧４２Ｖの設定のときに大きな電力を出力することができる。

　次に、交流発電機１００の回転速度が図１１のｄ（δ＜ｄ）の場合の動作について説明する。
　図示しない上位のコントローラが必要な電力供給量（発電量）を判断して、制御回路３００に対して当該電力供給量に対応した電圧設定値の指令を出す。その際の電圧指令が１４Ｖの場合、つまり、発電量の増加が必要でない場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５内のＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ２Ｌを常時オン状態、ＭＯＳ１ＨとＭＯＳ１Ｌとを常時オフ状態（あるいはＭＯＳ１Ｈのみを常時オフ状態）にし、交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の出力を短絡状態にする。続いて、上述のごとく交流発電機１００の界磁調整回路１３０により界磁コイルＫＣＬの電流を調整することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の出力電圧（Ｖ２）を１４Ｖに調整する。この動作状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５内に高周波の電流が流れないため、電力損失の小さなエネルギ移行ができる。

　一方、制御回路３００に対して電圧指令が４２Ｖの場合、つまり、発電量の増加が必要な場合、制御回路３００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５内のＭＯＳ１Ｌ～ＭＯＳ３Ｈを上述のごとくＬＣ共振周期Ｔでオンオフ制御して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の出力電圧Ｖ２と交流発電機１００から出力される電圧Ｖ１の関係をＶ１＝３×Ｖ２になるように維持する。次に、交流発電機１００の界磁調整回路１３０により界磁コイルＫＣＬの電流を調整することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０５の出力電圧（Ｖ２）を１４Ｖに調整する。このとき、交流発電機１００の出力電圧は、１４Ｖの３倍の４２Ｖよりもやや大きな値となっている。

　なお、この実施の形態５において、実施の形態４のように、回路Ａ３を構成する平滑コンデンサＣｓ３を取り除き、この平滑コンデンサＣｓ３を入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に接続しても同様に動作する。
　また、この実施の形態５の電源装置におけるその他の作用、効果は、実施の形態２～４の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

実施の形態６．
　図１２は本発明の実施の形態６における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図１０に示した実施の形態５の構成と対応もしくは相当する部分には同一の符合を付す。

　この実施の形態６の電源装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０６の構成のみが実施の形態５の場合と異なっている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０６に含まれる回路Ａ１、Ａ２、Ａ３内の２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ１Ｌ、ＭＯＳ１Ｈ）、（ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ２Ｈ）、（ＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ３Ｈ）の各接続点を中間端子とする。そして、第１の回路Ａ１の中間端子と第２の回路Ａ２の中間端子の間に、エネルギ移行用のコンデンサＣｒ１２およびインダクタＬｒ１２の直列体からなるＬＣ直列体ＬＣ１２が、また、第２の回路Ａ２の中間端子と第３の回路Ａ３の中間端子の間に、エネルギ移行用のコンデンサＣｒ２３およびインダクタＬｒ２３の直列体からなるＬＣ直列体ＬＣ２３が接続されている。なお、各ＬＣ直列体ＬＣ１２、ＬＣ２３の共振周期は同じとなっている。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０６の動作について説明する。
　実施の形態５と同様、制御回路３００から与えられる６つの各ゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ３Ｈによって回路Ａ１、Ａ２、Ａ３が駆動される。この場合、第２の回路Ａ２及び第３の回路Ａ３は駆動用インバータ回路として動作し、第１の回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流してエネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する点も実施の形態５と同様である。

　まず、高圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ３Ｈ、Ｇａｔｅ２Ｈ、Ｇａｔｅ１Ｈにより高圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ３Ｈ、ＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ１Ｈが共にオン状態となると、電圧差があるため、平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に蓄えられた一部のエネルギが、以下に示す経路を経由してコンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３に移行する。
　Ｃｓ２⇒Ｃｓ３⇒ＭＯＳ３Ｈ⇒Ｃｒ２３⇒Ｌｒ２３⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒ＭＯＳ１Ｈ　Ｃｓ２⇒ＭＯＳ２Ｈ⇒Ｃｒ１２⇒Ｌｒ１２⇒ＭＯＳ１Ｈ

　次に、低圧側ＭＯＳＦＥＴへのゲート駆動信号Ｇａｔｅ３Ｌ、Ｇａｔｅ２Ｌ、Ｇａｔｅ１Ｌにより低圧側ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳ３Ｌ、ＭＯＳ２Ｌ、ＭＯＳ１Ｌが共にオン状態となると、電圧差があるため、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３に充電されたエネルギが、以下に示す経路を経由して平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２に移行する。
　Ｃｒ１２⇒Ｌｒ２３⇒Ｃｒ２３⇒ＭＯＳ３Ｌ⇒Ｃｓ２⇒Ｃｓ１⇒ＭＯＳ１Ｌ⇒Ｌｒ１２　Ｃｒ１２⇒ＭＯＳ２Ｌ⇒Ｃｓ１⇒ＭＯＳ１Ｌ⇒Ｌｒ１２

　このように、コンデンサＣｒ１２、Ｃｒ２３の充放電により、平滑コンデンサＣｓ２、Ｃｓ３から平滑コンデンサＣｓ１、Ｃｓ２にエネルギを移行する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０６は、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間に入力された電圧Ｖ１を、約１／３倍に降圧された電圧Ｖ２（１４Ｖ）にして出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間に出力する。

　なお、この実施の形態６において、実施の形態４のように、回路Ａ３を構成する平滑コンデンサＣｓ３を取り除き、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間にこの平滑コンデンサＣｓ３を接続しても同様に動作する。

　また、この実施の形態６において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０６を備えた電源装置の全体動作は、上記実施の形態５と同様であり、また、その他の作用、効果も実施の形態５と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

実施の形態７．
　図１３は本発明の実施の形態７における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図５に示した実施の形態２の構成と対応もしくは相当する部分には同一の符合を付す。

　前述の実施の形態２～４において、交流発電機１００の発電量の増加が必要でなく、交流発電機１００の出力電圧を２８Ｖから１４Ｖに変更する場合、回路Ａ２のＭＯＳ２Ｈ、ＭＯＳ２Ｌを常時オン、回路Ａ１のＭＯＳ１ＨとＭＯＳ１Ｌを常時オフ（あるいはＭＯＳ１Ｈを常時オフ）に変更して交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０２～２０４の出力とを短絡させることになる。その際、ＭＯＳ２ＨとＭＯＳ２Ｌをオン動作すると、実施の形態２及び３ではコンデンサＣｓ２の両端間に加わる電圧が１４Ｖから０Ｖに、実施の形態４では２８Ｖから１４Ｖにそれぞれ変化するので、一瞬大きな電流がＤＣ／ＤＣコンバータの回路を流れる。このパルス状の大きな電流によりＤＣ／ＤＣコンバータの回路素子が過度に発熱して、回路素子が劣化することがある。この対策として、実施の形態７では、２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳｘ、ＭＯＳｙ）からなるスイッチ回路ＳＷを付加することにより、このパルス状の大きな電流がＤＣ／ＤＣコンバータの回路に流れるのを防止するようにしている。

　図１３は、一例として、実施の形態２（図５）の構成に対して上記の改善を加えた場合の、実施の形態７のＤＣ／ＤＣコンバータ２０７の回路構成を示す。
　実施の形態７のＤＣ／ＤＣコンバータ２０７（図１３）と、実施の形態２（図５）のＤＣ／ＤＣコンバータと異なる点は、２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳｘ、ＭＯＳｙ）からなるスイッチ回路ＳＷが付設されると共に、制御回路３００から上記２つのＭＯＳＦＥＴを駆動するためのゲート駆動信号Ｇａｔｅｘ、Ｇａｔｅｙが出力され、各ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳｘ、ＭＯＳｙ）のゲート端子に入力されていることである。

　図１３において、ＭＯＳｘのソース端子は、低圧側の入出力電圧端子ＶａＬ、ＶｂＬに接続され、ＭＯＳｘのドレイン端子はＭＯＳｙのソース端子と平滑コンデンサＣｓ２の低圧側の端子に接続されている。ＭＯＳｙのドレイン端子は高圧側の出力電圧端子ＶｂＨに接続されている。平滑コンデンサＣｓ２は、低圧側の端子が両ＭＯＳｘ及びＭＯＳＹの接続点に接続され、高圧側の端子が入力電圧端子ＶａＨに接続されている。

　上記ＤＣ／ＤＣコンバータ２０７において、入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間の電圧Ｖ１（２８Ｖ）から出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間の電圧Ｖ２（１４Ｖ）に降圧する電力変換動作を行う場合には、ＭＯＳｙをオンに、ＭＯＳｘをオフにする。このときの接続形態は実施の形態２と同じになる。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０７の動作は、実施の形態２の場合と同じである。

　また、交流発電機１００の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０７の出力を短絡する動作を行う場合には、ＭＯＳ２ＨとＭＯＳ２Ｌを常時オンし、ＭＯＳ１ＨとＭＯＳ１Ｌを常時オフ（あるいはＭＯＳ１Ｈを常時オフ）するが、その場合、スイッチ回路ＳＷのＭＯＳｙをオフ、ＭＯＳｘをオンする。これにより、平滑コンデンサＣｓ２は、平滑コンデンサＣｓ１と並列に接続されることになる。このため、交流発電機１００の出力電圧が２８Ｖから１４Ｖに変化するとき、平滑コンデンサＣｓ１及びＣｓ２にはそれぞれ１４Ｖの電圧が蓄積されているので、この２８Ｖから１４Ｖへの変化時において、平滑コンデンサＣｓ２から平滑コンデンサＣｓ１への大きな電流は発生しない。

　この実施の形態７のＤＣ／ＤＣコンバータ２０７は、スイッチ回路ＳＷが付加されている点を除けば、実施の形態２～６と同様の降圧動作を行うことができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０７の電力損失が実施の形態１と比べて小さく、また、実施の形態２～６と同様に、制御方法が簡素になり制御回路３００が小型化、低コスト化するというメリットがある。

　なお、このＤＣ／ＤＣコンバータ２０７を備えた電源装置の全体動作は、上記の説明以外は実施の形態２と同じである。また、その他の構成、および作用、効果についても、実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明については省略する。

実施の形態８．
　図１４は本発明の実施の形態８における電源装置が備えるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図であり、図１０に示した実施の形態５の構成と対応もしくは相当する部分には同一の符合を付す。

　この実施の形態８の電源装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０８の構成が実施の形態５と異なっている。前述の実施の形態５、６において、交流発電機１００の出力電圧Ｖ１は１４Ｖ、４２Ｖにすることができた。しかし、この実施の形態８においては、交流発電機１００の出力電圧Ｖ１を１４Ｖ、２８Ｖ、４２Ｖにすることができる。よって、交流発電機１００の電流をより細かく制御することができ、発熱を抑えることができる。

　図１４の実施の形態８のＤＣ／ＤＣコンバータ２０８において、図１０の実施の形態５のＤＣ／ＤＣコンバータと異なる点は、２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳｘ１、ＭＯＳｙ１）からなるスイッチ回路ＳＷ１、２つのＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳｘ２、ＭＯＳｙ２）からなるスイッチ回路ＳＷ２が付設されると共に、それらＭＯＳＦＥＴを駆動するためのゲート駆動信号Ｇａｔｅｘ１、Ｇａｔｅｙ１、Ｇａｔｅｘ２、Ｇａｔｅｙ２が制御回路３００から出力されて、各ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳｘ１、ＭＯＳｙ１、ＭＯＳｘ２、ＭＯＳｙ２）のゲート端子に入力されていることである。なお、この実施の形態８では、ＭＯＳｙ１、ＭＯＳｙ２のスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いているため、ダイオードを用いたものに比べて導通損失が低減でき、電力変換の効率が向上できる。

　図１４のＤＣ／ＤＣコンバータ２０８において、ＭＯＳｘ１のソース端子は出力電圧端子ＶｂＨに接続され、ＭＯＳｘ１のドレイン端子はＭＯＳｙ１のソース端子と入力電圧端子ＶａＨに接続されている。ＭＯＳｙ１のドレイン端子はＭＯＳｘ２のドレイン端子とＭＯＳｙ２のソース端子に接続されている。ＭＯＳｘ２のソース端子はＭＯＳ２Ｈのドレイン端子とＭＯＳ３Ｌのソース端子と接続されている。ＭＯＳｙ２のドレイン端子は平滑コンデンサＣｓ３の高電圧側端子とＭＯＳ３Ｈのドレイン端子に接続されている。

　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０８の動作について説明する。
　実施の形態５と同様、制御回路３００から与えられる６つの各ゲート駆動信号Ｇａｔｅ１Ｌ～Ｇａｔｅ３Ｈによって回路Ａ１、Ａ２、Ａ３が駆動される。この場合、第２の回路Ａ２及び第３の回路Ａ３は駆動用インバータ回路として動作し、第１の回路Ａ１は、駆動用インバータ回路で駆動された電流を整流してエネルギを低電圧側へ移行する整流回路として動作する。

　入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間の電圧Ｖ１（４２Ｖ）から出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間の電圧Ｖ２（１４Ｖ）に降圧する電力変換動作を行う場合には、ＭＯＳｘ１をオフに、ＭＯＳｙ１をオンに、ＭＯＳｘ２をオフに、ＭＯＳｙ２をオンにする。このときの回路接続形態は実施の形態５と同じになる。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０８の動作は、実施の形態５の場合と同じである。

　入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間の電圧Ｖ１（２８Ｖ）から出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間の電圧Ｖ２（１４Ｖ）に降圧する電力変換動作を行う場合には、ＭＯＳｘ１をオフに、ＭＯＳｙ１をオンに、ＭＯＳｘ２をオンに、ＭＯＳｙ２をオフにする。このときの接続形態は実施の形態２と同じになる。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０８の動作は、実施の形態２の場合と同じである。

　入力電圧端子ＶａＨ－ＶａＬ間の電圧Ｖ１（１４Ｖ）から出力電圧端子ＶｂＨ－ＶｂＬ間の電圧Ｖ２（１４Ｖ）を短絡する場合には、ＭＯＳｘ１をオンに、ＭＯＳｙ１をオフに、ＭＯＳｘ２をオフに、ＭＯＳｙ２をオフにする。

　以上のように、この実施の形態８によれば、交流発電機１００の出力電圧Ｖ１を１４Ｖ、２８Ｖ、４２Ｖにすることができるので、交流発電機１００の電流をより細かく制御することができ、発熱を抑えることができる。また、この実施の形態８のＤＣ／ＤＣコンバータ２０８は、スイッチ回路ＳＷ１、ＳＷ２が付加されている点を除けば、実施の形態２及び５と同様の降圧動作を行うことができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０８の損失が実施の形態１と比べて小さく、また、実施の形態２及び５と同様に、制御方法が簡素になり制御回路３００が小型化、低コスト化するというメリットがある。

　なお、このＤＣ／ＤＣコンバータ２０８を備えた電源装置の全体動作は、上記の説明以外は実施の形態２及び５と同じである。また、その他の構成、および作用、効果についても、実施の形態２及び５の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明については省略する。

実施の形態９．
　この発明の実施の形態９における電源装置は、実施の形態１と比較して交流発電機の構成が異なる。実施の形態１では、交流発電機１００の出力電圧を界磁調整回路１３０により調節する三相交流発電部１１０について説明したが、本実施の形態では、交流発電機の出力電圧を調整する機能を有していない例えば永久磁石式の三相交流発電部を有する交流発電機への本発明の適用について説明する。

　図１５は本発明の実施の形態９における電源装置が備える交流発電機１０１の構成を示す回路図である。本実施の形態の交流発電機１０１は、永久磁石式の三相交流発電部１１１と、実施の形態１と同じ整流器１２０を備える。三相交流発電部１１１は、固定子巻線ＵＣＬ、ＶＣＬ、ＷＣＬと、鉄等の磁性金属の回転子鉄心に磁石が埋め込まれた回転子を備えている。

　このような三相交流発電部１１１を有する電源装置においても、実施の形態１と同様に、交流発電機１０１の出力電力が小さくてよい場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の入出力電圧端子ＶａＨとＶｂＨをＤＣ／ＤＣコンバータ２０１内のスイッチを用い短絡して、電気負荷やバッテリにエネルギを供給する。また、交流発電機１０１の高出力化を図りたい場合は、交流発電機１０１の出力電圧Ｖ１をＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の出力電圧Ｖ２よりも大きくなるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１をコントロールする。つまり、制御回路３００は、出力電圧端子ＶｂＨの電圧Ｖ２を検出する。そして、制御回路３００は、検出された電圧Ｖ２と目標電圧（例えば１４Ｖ）を比較して、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ０）のゲート端子に入力するゲート駆動信号Ｇａｔｅ０のデューティ比を決める。制御回路３００は、目標電圧よりも検出電圧Ｖ２が小さい場合は、ゲート駆動信号Ｇａｔｅ０のデューティ比が大きくなるように調整し、目標電圧よりも検出電圧Ｖ２が大きい場合は、ゲート駆動信号Ｇａｔｅ０のデューティ比が小さくなるように調整する。

　なお、本実施の形態の交流発電機１０１を有する電源装置の全体動作、およびその他の作用、効果は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

実施の形態１０．
　この発明の実施の形態１０における電源装置は、実施の形態２～８と比較して交流発電機の構成が異なる。本実施の形態の交流発電機１０２は、実施の形態９と同様な永久磁石式の三相交流発電部１１１と、三相交流発電部１１１の出力端子間を短絡制御することにより出力電力を調整するための短絡回路１４０と、実施の形態２と同様な整流器１２０を備えている。実施の形態２では、交流発電機１００の出力電圧を界磁調整回路１３０により調節していたが、本実施の形態では、交流発電機１０２の出力電圧を短絡回路１４０により調節する。

　図１６は、本発明の実施の形態１０における電源装置が備える交流発電機１０２の構成を示す回路図である。
　図１６において、短絡回路１４０は、ＭＯＳＦＥＴ、サイリスタ、ＩＧＢＴ等のスイッチ素子を備える。ここでは、スイッチ素子として、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合の回路接続の詳細について説明する。短絡回路１４０は、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＵ、ＭＯＳＶ、ＭＯＳＷ）を備える。ＭＯＳＵのドレインは整流器１２０を構成するダイオードＤＵＬのカソードに接続され、ソースは出力電圧端子ＶｘＬに接続される。ＭＯＳＶのドレインは整流器１２０を構成するダイオードＤＶＬのカソードに接続され、ソースは出力電圧端子ＶｘＬに接続される。ＭＯＳＷのドレインは整流器１２０を構成するダイオードＤＷＬのカソードに接続され、ソースは電圧端子ＶｘＬに接続される。ＭＯＳＵ、ＭＯＳＶ、ＭＯＳＷのゲートには、それぞれ制御回路３００からゲート駆動信号が入力される。
　そして、制御回路３００は整流器１２０又はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、ゲート駆動信号をＭＯＳＵ、ＭＯＳＶ、ＭＯＳＷに出力する。このとき、制御回路３００は、ＭＯＳＵ、ＭＯＳＶ、ＭＯＳＷのスイッチング制御によって三相交流発電部１１１の出力端子を短絡又は開放することにより、三相交流発電部１１１の出力電圧を所定値に制御して、所望の電力供給量を得る。

実施の形態２～８のＤＣ／ＤＣコンバータの構成では、入出力電圧比が１／ｎ（ｎは自然数）に固定されるため出力電力の連続的な調整ができない。なお、実施の形態１では、交流発電機あるいはＤＣ／ＤＣコンバータにより出力電力の調整が可能である。実施の形態２～８では、交流発電機により出力電力の調整が可能である。実施の形態９では、ＤＣ／ＤＣコンバータにより出力電力の調整が可能である。本発明の実施の形態１０では、短絡回路１４０を設け、三相交流発電部１１１の出力端子間を短絡したり開放したりすることにより、出力電力を調整する。

　なお、この交流発電機１０２を有する電源装置の全体動作、およびその他の作用、効果は、実施の形態２～８の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

実施の形態１１．
　上記の実施の形態１～１０では、オルタネータ等の交流発電機や、永久磁石式の交流発電機を用いた電源装置について説明した。本実施の形態では、図１７に示すように、発電機能だけではなく力行機能もある例えばアイドルストップ用のモータジェネレータ１１２と、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＵＨ～ＭＯＳＷＬ）等の半導体素子からなるインバータ１２１を備えたシステムについても、上記実施の形態で説明したＤＣ／ＤＣコンバータを組み合わせて上記説明の動作を行い、発電時に出力を増加させてもよい。

　また、上記の実施の形態１～１１では、車両用の電源装置を例に挙げて説明したが、発電機を含むシステムであれば車両用以外にも適用することができる。

　この発明の電源装置は、車両用の電源装置のみならず発電機を含むシステムに広く適用できるものである。

Claims

　交流発電部、上記交流発電部に発生された交流電圧を直流の出力電圧に整流して出力する整流器を有する交流発電機と、
上記整流器の出力電圧を電圧値の異なる直流電圧に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ、を備えている電源装置であって、
　上記交流発電部の回転速度と上記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続される電気負荷への電力供給量に応じて、上記整流器の出力電圧を上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧よりも大きくするとともに、上記ＤＣ／ＤＣコンバータにより降圧して出力する電源装置。
　上記整流器あるいは上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、上記交流発電部の界磁巻線の励磁電流を調整し、上記整流器の出力電圧を所定値にして電力供給量を制御する請求項１に記載の電源装置。
　上記交流発電機は、上記交流発電部が力行機能を有するモータジェネレータであり、上記整流器の代わりにインバータを設け、上記インバータによって上記モータジェネレータに発生された交流電圧を直流の出力電圧に整流して出力する請求項２に記載の電源装置。
　上記整流器あるいは上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出して、上記交流発電部の出力端子をスイッチング動作で短絡あるいは開放することにより、平均的に出力電圧を所定値にして電力供給量を制御する短絡回路を備えた請求項１に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記整流器の出力側に接続される入力電圧端子と上記電気負荷側に接続される出力電圧端子との間の接続をオン／オフ制御するスイッチング素子を備え、上記電力供給量が予め設定された値よりも大きい場合には上記スイッチング素子のオン／オフ制御により降圧動作を行う一方、上記電力供給量が予め設定された値よりも小さい場合には上記スイッチング素子による降圧動作を停止して上記整流器の出力電圧を出力するものである請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記スイッチング素子のオン／オフ制御に基づいて磁気エネルギの蓄積量又は放出量が時間間隔で制御されるインダクタを備える請求項５に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記スイッチング素子のオン／オフ制御に基づく充放電によりエネルギを移行するエネルギ移行用のコンデンサを備える請求項５に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記入力電圧端子と上記出力電圧端子との間に、上記スイッチング素子として高圧側と低圧側のスイッチング素子の直列体とその直列体と並列に接続された平滑コンデンサとから構成される複数の回路を設け、各回路の内の少なくとも一つを整流回路として、他の回路を駆動用インバータ回路として上記各回路を互いに直列に接続するとともに、上記各回路内の上記高圧側と低圧側の各スイッチング素子の接続点を中間端子として、上記各回路の中間端子間に上記エネルギ移行用のコンデンサを配設している請求項７に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記入力電圧端子の高電圧側に接続された駆動用インバータ回路を構成する上記平滑コンデンサを省略し、その代わりに上記入力電圧端子間に平滑コンデンサを接続している請求項８に記載の電源装置。
　上記エネルギ移行用のコンデンサは、上記整流回路と上記駆動用インバータ回路の一つとの間の上記各中間端子間にそれぞれ接続されている請求項８または請求項９に記載の電源装置。
　上記エネルギ移行用のコンデンサは、互いに隣接する上記各回路の上記中間端子間にそれぞれ接続されている請求項８または請求項９に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記整流回路と上記駆動用インバータ回路とがそれぞれ単一であるとともに、高圧側スイッチング素子と低圧側スイッチング素子の直列体からなるスイッチ回路を備え、かつ、上記駆動用インバータ回路を構成する平滑コンデンサの低圧側の端子を、上記スイッチ回路内の高圧側スイッチング素子と低圧側スイッチング素子の接続点に接続した請求項８に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記整流器の出力電圧を降圧して出力する場合には、上記スイッチ回路の高圧側スイッチング素子をオン、低圧側スイッチング素子をオフし、上記整流器の出力電圧を降圧せずに直接出力する場合には、上記スイッチ回路の低圧側スイッチング素子をオン、高圧側スイッチング素子をオフする請求項１２に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記エネルギ移行用のコンデンサが充放電する経路内にインダクタが配設されている請求項８から請求項１３のいずれか１項に記載の電源装置。
　上記各エネルギ移行用のコンデンサのコンデンサ容量と上記各インダクタのインダクタンスとで決まる共振周期は、それぞれ等しくなるように設定されている請求項１４に記載の電源装置。
　上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する上記各回路の高圧側の端子と、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの高圧側の入力電圧端子との間を接続あるいは非接続に制御するスイッチ回路を備えた請求項８または請求項９に記載の電源装置。
　上記各スイッチング素子は、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを有するパワーＭＯＳＦＥＴ、またはダイオードを逆並列に接続したものである請求項５から請求項１６のいずれか１項に記載の電源装置。