WO2006120824A1 - レーダ - Google Patents
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- G01S13/345—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using triangular modulation
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- G01S7/36—Means for anti-jamming, e.g. ECCM, i.e. electronic counter-counter measures
Definitions
- the present invention relates to an FM-CW radar that detects a target by transmitting and receiving an electromagnetic wave beam.
- FM-CW radars that use millimeter-wave radio waves as in-vehicle radars have a problem of interference with radars mounted on other vehicles. That is, as shown in Fig. 4 (A), when the host vehicle MM equipped with a radar that scans the beam in the azimuth direction and the other vehicle OM1 are facing each other, the transmission signal from the other vehicle OM1 side Is directly received and spike noise is superimposed (mixed) on the beat signal at the timing when a beat occurs with the transmission signal of the vehicle MM. Also, as shown in Fig. 4 (B), when the own vehicle MM equipped with a beam-scanning radar and the other vehicle OM2 equipped with a monopulse radar are in directional force.
- spike noise is superimposed on the beat signal of the transmission signal and the reception signal.
- FIG. 4 (C) when there is another vehicle OM4 that travels ahead of the host vehicle MM, and there is another vehicle OM3 that transmits radio waves to this other vehicle OM4, the other vehicle OM
- the signal transmitted from the onboard radar 3 and reflected by the other vehicle OM4 is superimposed on the received signal of the radar of the own vehicle MM, and spike noise is also superimposed on the beat signal.
- Patent Document 1 discloses a method for detecting such spike noise.
- Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 6-160512
- the frequency spectrum of the beat signal is correlated for the beam in the same direction, and the strongly correlated target is the same. This also hinders the function of tracking a target as if it were a target. In other words, target tracking is interrupted each time the frequency is changed.
- an object of the present invention is to provide a radar that solves the interference problem without switching the frequency of a transmission signal.
- the radar according to the present invention is configured as follows.
- Electromagnetic wave transmission / reception means for transmitting an electromagnetic wave that repeats a modulation interval in which the frequency gradually changes in a predetermined frequency range as time passes, and for receiving a reflected wave from the target of the electromagnetic wave, and a transmission signal and reception
- a radar comprising: means for obtaining a frequency spectrum of a beat signal with respect to a signal; and means for detecting information on the target based on data exceeding a value that causes noise in the data constituting the frequency spectrum. Means for detecting spike noise superimposed on the beat signal;
- Noise noise setting means for increasing the noise threshold when the superposition of the noise noise is detected.
- the noise threshold and value setting means estimate the noise floor level of the frequency spectrum based on, for example, the maximum absolute value (amplitude) of the beat signal, and set the noise floor level to the noise floor level. A value obtained by adding a predetermined value or multiplying a predetermined coefficient is determined as the noise threshold value.
- An electromagnetic wave transmission / reception unit that transmits an electromagnetic wave that repeats a modulation section in which a frequency gradually changes in a predetermined frequency range with time, and that receives a reflected wave from a target of the electromagnetic wave, and a transmission Means for determining the frequency spectrum of the beat signal between the signal and the received signal, and data that exceeds the value of the noise constituting the frequency spectrum. And a means for detecting information on the target based on the noise level, estimating a noise floor level of the frequency spectrum based on a maximum absolute value of the beat signal, and detecting the noise floor. A value obtained by adding a predetermined value to a level or a value obtained by multiplying a predetermined coefficient is determined as the noise threshold.
- the noise threshold and value setting means determine a stationary noise threshold value according to the frequency of the frequency spectrum, and set a predetermined value to the noise floor level estimated based on the amplitude of the beat signal. A value obtained by adding or a value multiplied by a predetermined coefficient is compared with the stationary noise threshold value, and the magnitude of the value is determined as the noise threshold value.
- the electromagnetic wave transmission / reception means performs transmission / reception for each beam by directing the electromagnetic wave beam in a plurality of directions having different directions, for example, by scanning the electromagnetic wave beam in the azimuth direction.
- the presence or absence of a peak below the noise threshold is detected at the same frequency as the peak for the beam of interest.
- data processing means is provided for processing the peak as a peak caused by the target.
- the noise floor level of the frequency vector is estimated based on the maximum absolute value (amplitude) of spike noise contained in the beat signal, and a value or predetermined coefficient obtained by adding a predetermined value to the noise floor level By multiplying the value by the noise and determining it as a value, it is possible to efficiently prevent erroneous detection of a large number of peaks due to noise accompanying an increase in the noise floor level. In addition, since the noise threshold is not increased more than necessary, it is possible to effectively process target peaks caused by reception of reflected waves from distant targets. [3] (3) By estimating the noise floor level of the frequency spectrum based on the maximum absolute value of the beat signal, there is no means for detecting whether or not the spike noise is superimposed on the beat signal. In addition, the noise threshold can be set appropriately, the amount of computation processing can be reduced, and the processing speed can be increased accordingly.
- a stationary noise threshold according to the frequency of the frequency spectrum a value is determined, and a value obtained by adding a predetermined value to a noise floor level estimated based on the amplitude of the beat signal or a predetermined coefficient is multiplied.
- the noise magnitude is determined as a value, and the optimum noise threshold V ⁇ value is determined even when the noise performance of the receiver is frequency dependent.
- FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a radar according to a first embodiment.
- FIG. 2 is a diagram showing an example of frequency changes of a reception signal and a transmission signal that change depending on a distance to the target of the radar and a relative speed of the target.
- FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the generation timing of an interference signal and spike noise.
- FIG. 4 is a diagram showing examples of various patterns in which interference occurs.
- FIG. 5 is a diagram showing an example of spike noise superimposed on a beat signal and an example of frequency spectrum change caused by the spike noise.
- FIG. 6 is a flowchart showing a frequency analysis processing procedure in the radar.
- FIG. 7 is a flowchart showing a processing procedure related to target peak extraction in the radar.
- FIG. 8 is a flowchart showing a processing procedure related to target detection in the radar.
- FIG. 9 is a diagram showing an example of two threshold values applied to the radar according to the second embodiment and a threshold value finally applied based on the two threshold values.
- FIG. 10 is a block diagram showing the overall configuration of the radar.
- FIG. 11 is a flowchart showing a processing procedure for target peak extraction in the radar.
- FIG. 12 is a diagram showing a relationship between a frequency spectrum obtained by a radar according to a third embodiment and a threshold value.
- FIG. 13 is a block diagram showing the overall configuration of the radar.
- FIG. 14 is a flowchart showing a processing procedure for target peak extraction in the radar.
- FIG. 15 is a diagram showing a relationship between a change in threshold value and an extracted peak in a radar according to a fourth embodiment.
- FIG. 16 is a flowchart regarding target peak restoration processing in the radar. Explanation of symbols
- VCO Voltage controlled oscillator
- Fig. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the radar.
- the transmission wave modulation unit 16 sequentially outputs the digital data of the modulation signal to the DA converter 15.
- VCOl changes the oscillation frequency according to the control voltage output from the DA converter 15.
- the oscillation frequency of VC Ol is continuously FM-modulated in a triangular waveform.
- the isolator 2 transmits the oscillation signal of the VCOl force to the force bra 3 side and prevents the reflected signal from entering the VCOl.
- the coupler 3 transmits a signal passing through the isolator 2 to the circulator 4 side, and supplies a part of the transmission signal to the mixer 6 as a local signal Lo with a predetermined distribution ratio.
- Saki The ulator 4 transmits the transmission signal to the antenna 5 side, and gives the reception signal from the antenna 5 to the mixer 6.
- Antenna 5 transmits a VCOl FM-modulated continuous wave transmission signal and receives a reflected signal from the same direction.
- the beam direction is periodically changed over a predetermined detection angle range to scan the beam.
- the mixer 6 mixes the local signal Lo from the coupler 3 and the received signal from the circulator 4 and outputs an intermediate frequency signal IF.
- the low-pass filter 7 removes unnecessary high-frequency components from the IF signal, and the AD converter 8 converts the signal into a sampling data string.
- the DSP 17 temporarily accumulates the sampling data sequence converted by the AD converter 8 for at least one scan (for a plurality of beam scans within a predetermined detection angle range), and performs processing described later to Calculate heading 'distance' speed.
- the window function processing unit 9 performs weighting (cutout) of a predetermined window function for the sampling data string.
- the FFT calculation unit 10 analyzes the frequency component of the sampling section data multiplied by the window function by FFT calculation.
- the noise noise detector 13 detects whether spike noise is included in the sampling interval extracted in order to obtain the frequency spectrum in the input sampling data string.
- the threshold setting unit 14 detects a protruding portion (hereinafter referred to as “target peak”) on the power spectrum caused by reception of the reflected wave from the target from the frequency spectrum (power spectrum) depending on whether spike noise is detected.
- target peak a protruding portion
- V and value hereinafter simply referred to as “threshold, value” and!.
- the threshold value processing 'peak detection unit 11 calculates the frequency and peak value of each target peak that exceeds the threshold from the power spectrum. Extract.
- the target detection unit 12 calculates the distance to the target and the speed based on the detected peak frequency of the target peak.
- Fig. 2 shows an example of the deviation in frequency change between the transmission signal and the reception signal due to the distance to the target and the relative speed.
- the transmission signal TX repeats a frame F composed of an upstream modulation section in which the frequency increases and a downstream modulation section in which the frequency decreases.
- Transmission signal TX frequency The frequency difference between the transmission signal and the reception signal RX when the number increases is the upbeat frequency fBU, and the frequency difference between the transmission signal and the reception signal when the transmission signal frequency decreases is the downbeat frequency fBD.
- Deviation on the time axis of this transmitted signal TX and received signal RX (time difference) DL force Antenna force Corresponds to the round-trip time of the radio wave to the target.
- the shift on the frequency axis between the transmitted signal and the received signal is the Doppler shift amount DS, which is caused by the relative speed of the target with respect to the antenna.
- the values of the upbeat frequency fBU and the downbeat frequency fBD change according to this time difference and the amount of Doppler shift.
- the distance from the radar to the target and the relative speed of the target with respect to the radar are calculated.
- FIG. 3 shows the generation of the transmission / reception signal, interference signal, and spike noise.
- the interference signal from the other vehicle is usually large from the modulation frequency and modulation phase of the transmission signal of the own vehicle.
- the spike noise is superimposed on the beat signal at the timing at which the frequencies of the transmission signal TX of the vehicle and the interference signal substantially match.
- FIG. 5 shows an example of a change in frequency spectrum due to spike noise and the presence or absence thereof.
- (A) and (B) are time waveforms of the beat signal, the horizontal axis is the 1st to 104th sampling data cut out in time, and the vertical axis is the normalized voltage.
- spike noise SPN is superimposed on the beat signal, as shown in Fig. 5 (B).
- Fig. 5 (C) shows the frequency spectrum of the beat signal shown in (A), and (D) shows the frequency spectrum of the beat signal shown in (B).
- the horizontal axis is frequency (FFT frequency bin), and the vertical axis is signal level (dB).
- Spike noise SPN is superimposed on the beat signal!
- the target peaks PI, P2, etc. with a high peak value at a relatively low noise level (background noise) as shown in (C)
- background noise background noise
- the noise floor level NFL does not become extremely high.
- the noise floor level NFL does not increase as the target peak P1 due to a large target is exceeded.
- a value obtained by adding the predetermined value ⁇ L to the noise floor level NFL is set as a new value! /, A value TH1.
- the amount of increase of this threshold TH1 from the original threshold THO is superimposed on the beat signal and determined based on the maximum absolute value (amplitude) of the spike noise SPN.
- the probability that multiple spike noises are superimposed in the sampling data sequence to be FFT is low, and the duration of the spike noise is within one to several sampling data, so the maximum absolute value of the noise noise SPN is maximum.
- the noise floor level appearing in the frequency spectrum due to the value and its spike noise can be estimated as [maximum absolute value of spike noise SPN amplitude] Z [number of sampling data]. Therefore, the noise floor level NFL can be predicted from the maximum absolute value of the spike noise SPN, and a value obtained by adding a predetermined value to the predicted noise floor level NFL can be determined as an appropriate threshold TH1.
- a new threshold value may be obtained by multiplying the noise floor level NFL by a predetermined coefficient.
- FIGS. 6 to 8 show the processing contents of the DSP 17 shown in FIG. 1 as flowcharts.
- Figure 6 shows the details of processing related to frequency analysis.
- the range to be processed is sampled from the digital data sequence converted by the AD converter 8, and a window function is applied (S1 ⁇ S2).
- FFT calculation is performed on the predetermined number of data (S3).
- the power spectrum is obtained by obtaining the square root of the sum of squares of the real part and imaginary part of each frequency bin obtained (S4).
- FIG. 7 shows a processing procedure related to extraction of a target peak.
- a steady threshold value (cutter 110 in the example shown in FIG. 5) is set (311 ⁇ 312). Then, a peak exceeding this threshold value THO (PI, P2 in the example shown in FIG. 5C) is extracted as a target peak (S15).
- the maximum value noise floor level NFL of the absolute value of the noise noise SPN is obtained (S 13). Then, a value obtained by adding a predetermined value AL to the noise floor level NFL is set as the threshold value TH1 (S14). Based on this threshold TH1, a peak P1 exceeding the threshold TH1 is extracted as a target peak (S15).
- spike noise SPN is superimposed on the beat signal and the noise floor level of the frequency vector is increased! ⁇
- targets with such low peak values exist in the distance, as well as on the radar optical axis such as signs.
- things that exist above and trees on the roadside are often less important and only masked in a short time (during the period when spike noise appears). It doesn't matter immediately.
- FIG. 8 shows a procedure for target detection processing.
- pairing is performed based on the frequency and peak value of the target peak extracted for the upstream modulation section and the downstream modulation section (S21).
- the peak value and the peak frequency force of the paired pair are calculated and the distance and speed of each target are output (S22).
- Figure 9 shows an example of setting the threshold value for extracting the target peak for the frequency spectrum force.
- the curve THa is the steady threshold value set according to the noise performance of the receiver.
- a broken line THb is a value obtained by adding a predetermined value to the noise floor level determined by the maximum value (amplitude) of the absolute value of spike noise.
- a dotted curve T He is a threshold value finally determined based on the above two threshold values THa and THb.
- This threshold value THc is obtained from the steady threshold value THa and [noise floor level + predetermined value], and the larger one of the values THb is adopted.
- the threshold THb is steady over the entire frequency range, and when it falls below the value THa, the threshold THb is finally used and the value THc is steady. , Value T Equal to Ha. Also, as shown in (B), the threshold is determined by [noise floor level + predetermined value].
- the threshold THc to be finally applied is equal to the above THb. Furthermore, as shown in (C), when the above threshold values THa and THb intersect, the threshold THc to be finally used is lower on the lower frequency side than the intersection of THa and THb. Steady threshold! The value THa and the threshold THb determined by [noise floor level + predetermined value] on the high frequency side must be adopted.
- the threshold THc is set to be applied in consideration of both the steady threshold according to the distance of the target and the threshold THb determined by the spike noise.
- the frequency of false detection of noise superimposed on the (low frequency) as the target peak is reduced, and the frequency of false detection of many peaks due to spike noise as the target peak is reduced for the high frequency.
- FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of the radar according to the second embodiment.
- the threshold setting unit 14 processing by the DSP 17 is based on the maximum absolute value of spike noise detected by the spike noise detection unit 13 (noise floor level NFL + predetermined level AL). Is compared with the stationary noise threshold value setting unit 18, and finally the threshold value THc to be applied is set as described above.
- Other configurations are the same as those shown in FIG.
- FIG. 11 is a flowchart showing a processing procedure related to target peak extraction performed by the DSP 17 shown in FIG.
- the steady threshold THa is set (S31 ⁇ S32). And this threshold
- Peaks exceeding V and the value THa are extracted as target peaks (S36).
- the maximum value noise floor level NFL of the absolute value of the noise noise SPN is obtained (S33). Then, a value obtained by adding the predetermined value AL to the noise floor level NFL is set as the threshold value THb (S34). The larger one of the threshold values THa and THb is set as the threshold value THc (S35). Based on this threshold THc, a peak exceeding the threshold THc is extracted as a target peak (S36).
- the radar according to the third embodiment includes means for detecting spike noise superposition. Set an appropriate threshold based on the maximum absolute value of the beat signal.
- FIG. 12 shows an example of setting threshold values.
- Both (A) and (B) are the frequency spectrum of the beat signal, the horizontal axis frequency and the vertical axis signal level.
- the maximum absolute value of the beat signal is the maximum point of the amplitude of the sine wave, and based on that value (when it is regarded as spike noise)
- the noise floor level NFL is estimated, and a value obtained by adding a predetermined value ⁇ L to it is determined as the value THb.
- the spectrum level of the sine wave signal included in the beat signal is approximately [sampling data number] 7 2 times compared to the noise floor level NFL due to spike noise having the same amplitude (724 times 57 dB for sampling of 1024 points)
- peaks Pl1, P12, and P13 exceeding the threshold THb can be extracted as target peaks.
- the maximum value of the absolute value of the spike noise S is extracted as the maximum value of the absolute value of the beat signal.
- the threshold value THb is set higher than the noise floor level caused by spike noise. Therefore, the noise that appears on the frequency spectrum due to spike noise is not extracted as a target peak by mistake, but the original target peaks P21 and P22 force S are extracted.
- FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the radar according to the third embodiment.
- the maximum value detection unit 19 detects the maximum value of the absolute value from the sampling data sequence to be processed by the FFT obtained by the AD converter 8. Therefore, the value setting unit 14 obtains a noise floor level when it is regarded as spike noise based on the maximum value, and adds a predetermined value ⁇ L to the noise floor level NFL. It is determined as a high value THb.
- Other configurations are the same as those shown in FIG.
- FIG. 14 is a flowchart relating to target peak extraction in the processing performed by the DSP 17 shown in FIG.
- the absolute value of the absolute value of the beat signal, the noise floor level NFL is obtained (S41).
- a value obtained by adding a predetermined value AL to the noise floor level NFL is set as a threshold value T Hb (S42).
- Teshiki !, value THb and steady threshold !, and value THa are set to the larger value! /,
- the threshold value (S43).
- the peak that exceeds this threshold is the target peak.
- To extract (S44).
- the threshold value to be applied is determined based on the maximum value of the absolute value of the beat signal without using the steady threshold value THa, and only the value THb may be used.
- Fig. 15 shows the peak position that appears (extracted) on the frequency spectrum of each beam when the electromagnetic wave beam is scanned in the azimuth direction as a position in the distance direction on the beam. .
- the beam Ba is a beam with interference, and if the peak of the frequency spectrum force is extracted using a steady threshold value regardless of the presence or absence of interference, a number of peaks are erroneously extracted.
- spike noise is superimposed on the beat signal, and the threshold value is increased in consideration of the increase in the noise floor level appearing in the frequency spectrum.
- the beam Ba with interference can be prevented from being erroneously detected as a peak, and the original target peak Pa2 can be extracted.
- the peak is set as shown in FIG. (Peak Pal shown in (A)) may not be extracted.
- the beam of interest is detected at the same frequency as the peak, and the presence or absence of a peak that falls below the threshold is detected as the value increases.
- treat the peak as a target peak.
- the peak Pal / shown in (C) of Fig. 15 is the target peak revived in this way.
- FIG. 16 is a flowchart showing the processing content related to the restoration of the target peak.
- the peak that falls below the threshold is extracted as the threshold is raised (S51).
- the target peak it is detected whether or not the target peak has a force on the frequency spectrum corresponding to the approximately equal distance between the beams adjacent in the azimuth direction of the beam (S52). If the target peak exists, the corresponding peak on the interfered beam is restored as the target peak (S53 ⁇ S54).
- the probability of erroneously detecting noise as a target peak even when there is interference in this case, it is essentially a single target (target TG1).
- target TG1 There is a force that may cause a false recognition of two targets in the subsequent processing due to the disappearance of the peak Pal on the interfered beam Ba, as shown in Fig. 15 (C).
- the target TG1 can be processed as one original target.
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Abstract
送信信号と受信信号とのビート信号に、他車からの送信信号との干渉によるスパイクノイズが重畳されているか否かを検出し、スパイクノイズが検出されたとき、周波数スペクトルからピークを抽出するためのしきい値を一時的に高める。通常はバックグラウンドノイズをターゲットピークとして抽出しないようにしきい値(TH0)を設定し、スパイクノイズが検出されたときには、そのスパイクノイズの絶対値の最大値を基に周波数スペクトルのノイズフロアレベル(NFL)を求め、それより所定量ΔLだけ高いしきい値(TH1)を設定する。これにより、ノイズによる多数のピークをターゲットピークとして誤って抽出することなく、本来のターゲットピークP1を正しく抽出する。
Description
明 細 書
レーダ
技術分野
[0001] この発明は、電磁波ビームの送受信によって物標を探知する FM— CWレーダに関 するものである。
背景技術
[0002] 従来、車載用レーダとしてミリ波の電波を用いる FM— CW方式のレーダにおいて は、他車に搭載されているレーダとの干渉の問題がある。すなわち図 4の(A)に示す ように、ビームを方位方向に走査するタイプのレーダが搭載されている自車 MMと他 車 OM1とが向かい合つているとき、他車 OM1側からの送信信号を直接受信して自 車 MMの送信信号とのビートが生じるタイミングでビート信号にスパイクノイズが重畳( 混入)される。また、図 4の(B)に示すようにビームスキャンを行うタイプのレーダを搭 載した自車 MMと、モノパルスレーダ方式のレーダを搭載した他車 OM2とが向力 ヽ 合っているような場合にも、送信信号と受信信号とのビート信号にスパイクノイズが重 畳される。さらに図 4の(C)に示すように、自車 MMの前方を走行する他車 OM4が存 在し、この他車 OM4に対して電波を送信する他車 OM3が存在する場合、他車 OM 3の搭載レーダから送信されて、他車 OM4で反射した信号が自車 MMのレーダの 受信信号に重畳されて、やはりビート信号にスパイクノイズが重畳される。
[0003] このようなスパイクノイズの検知を行う方法に関して特許文献 1が開示されている。
特許文献 1:特開平 6— 160512号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] 特許文献 1に示されている方法は、 FFTによりビート信号の周波数スペクトルを求 めた後に、周波数スペクトルのノイズフロアの上昇有無により干渉有無を検知し、干 渉が存在して!/、るものと判断した場合に送信周波数を変更するものである。この送信 周波数の変更は干渉の検知がなくなるまで (影響が少なくなるまで)繰り返し行われる
[0005] ところが、 FM— CWレーダにおいては、周波数変調を行うために広い周波数帯域 を必要とするので、発振器の特性上、または法制上、周波数の変更が実質的に困難 である。また、周波数の変更を行っている間は物標の検知ができない。し力も、たとえ ばビームの方位方向の走査の繰り返し周期が周波数の変更を行うことにより均一で なくなるために、同一方位のビームについてビート信号の周波数スペクトルの相関を とり、相関の強い物標を同一物標と見なして物標の追尾を行う、という機能に対しても 支障が生じることになる。すなわち周波数の変更を行う毎に物標追尾が中断されるこ とになる。
[0006] そこで、この発明の目的は、送信信号の周波数を切り替えることなく前記干渉の問 題を解消したレーダを提供することにある。
課題を解決するための手段
[0007] 前記課題を解決するために、この発明のレーダは次のように構成する。
(1)時間経過にともなって所定周波数範囲で周波数が次第に変化する変調区間を 繰り返す電磁波の送信を行うとともに、該電磁波の物標からの反射波を受信する電 磁波送受信手段と、送信信号と受信信号とのビート信号の周波数スぺ外ルを求める 手段と、前記周波数スペクトルを構成するデータのうちノイズしき 、値を超えるデータ に基づいて前記物標の情報を検知する手段とを備えたレーダにおいて、 前記ビート信号にスパイクノイズが重畳されたことを検出する手段と、
前記スノイクノイズの重畳が検出されたとき、前記ノイズしき 、値を高めるノイズしき い値設定手段とを備える。
[0008] (2)前記ノイズしき!、値設定手段は、たとえば前記ビート信号の絶対値の最大値( 振幅)を基に、前記周波数スペクトルのノイズフロアレベルを推定し、該ノイズフロアレ ベルに所定値を加算した値または所定係数を乗じた値を前記ノイズしきい値として定 める。
[0009] (3)時間経過にともなって所定周波数範囲で周波数が次第に変化する変調区間を 繰り返す電磁波の送信を行うとともに、該電磁波の物標からの反射波を受信する電 磁波送受信手段と、送信信号と受信信号とのビート信号の周波数スぺ外ルを求める 手段と、前記周波数スペクトルを構成するデータのうちノイズしき 、値を超えるデータ
に基づいて前記物標の情報を検知する手段とを備えたレーダにおいて、 前記ビート信号の絶対値の最大値を基に前記周波数スぺ外ルのノイズフロアレべ ルを推定し、該ノイズフロアレベルに所定値を加算した値または所定係数を乗じた値 を前記ノイズしき 、値として定める。
[0010] (4)前記ノイズしき!、値設定手段は、前記周波数スペクトルの周波数に応じた定常 ノイズしきい値を定めるとともに、前記ビート信号の振幅を基に推定したノイズフロアレ ベルに所定値を加算した値または所定係数を乗じた値と前記定常ノイズしきい値とを 比較して値の大き 、方を前記ノイズしき 、値として定める。
[0011] (5)前記電磁波送受信手段は、前記電磁波のビームを方位方向に走査するなどし て、電磁波のビームを方位が異なる複数の方位に向けて各ビームごとの送受信を行 うものとし、着目ビームに隣接するビームについて前記周波数スペクトルに前記ノイズ しきい値を超えるピークが存在するとき、前記着目ビームについて前記ピークと略同 一の周波数に前記ノイズしきい値以下のピークの有無を検知し、当該ピークが検知さ れたとき、当該ピークを前記物標に起因して生じたピークと見なして処理するデータ 処理手段を備える。
発明の効果
[0012] (1)スパイクノイズがビート信号に重畳されたことが検出されたとき、ノイズしきい値 が高められるため、スパイクノイズの重畳によってビート信号の周波数スペクトルのノ ィズフロアレベルが高まっても、ノイズによる多数のピーク (突出部)が固定的に定め たノイズしきい値を上回るのを防止でき、多数のノイズによるピークを後に処理しなく ても済むので、本来の物標カもの反射波を受信したことにより生じるピーク (ターゲット ピーク)に対して有効に処理可能となる。
[0013] (2)ビート信号に含まれるスパイクノイズの絶対値の最大値 (振幅)を基に周波数ス ベクトルのノイズフロアレベルを推定し、そのノイズフロアレベルに所定値を加算した 値または所定係数を乗じた値をノイズしき 、値として定めることにより、ノイズフロアレ ベルの上昇に伴うノイズによる多数のピークの誤検出を効率的に防止できる。また、 ノイズしきい値を必要以上に高めることもないので、遠方の物標からの反射波の受信 によって生じるターゲットピークについても有効に処理可能となる。
[0014] (3)ビート信号の絶対値の最大値を基に周波数スペクトルのノイズフロアレベルを 推定することにより、ビート信号にスパイクノイズが重畳された力否かを検出する手段 をもたなくてもノイズしきい値を適正に設定でき、演算処理量を削減でき、その分処理 の高速化が図れる。
[0015] (4)周波数スペクトルの周波数に応じた定常ノイズしき!、値を定めて、前記ビート信 号の振幅を基に推定したノイズフロアレベルに所定値を加算した値または所定係数 を乗じた値と定常ノイズしき 、値との比較で値の大き ヽ方をノイズしき 、値として定め ることによって、受信機のノイズ性能に周波数依存性がある場合にも最適なノイズしき Vヽ値を定めることができ、且つ他車のレーダからの干渉によって生じるノイズのピーク をターゲットピークとして誤抽出されるのを防止できる。
[0016] (5)複数方位のビームのうち、ある着目ビームに隣接するビームについて周波数ス ベクトルにノイズしきい値を超えるピークが存在するときに、通常同じ物標が複数のビ ームの方位にわたって捕らえられるので、そのピークを生じさせた物標が存在するも のとしたときの着目ビームについてのノイズしきい値以下のピークを検知したとき、そ のピークを前記物標に起因して生じたピークと見なして処理することによって、ノイズ しきい値の上昇によるターゲットピークの消失が防止できる。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1]第 1の実施形態に係るレーダの全体の構成を示すブロック図である。
[図 2]同レーダの物標までの距離と物標の相対速度により変化する受信信号と送信 信号の周波数変化の例を示す図である。
[図 3]干渉信号とスパイクノイズの発生タイミングの例を示す図である。
[図 4]干渉が生じる各種パターンの例を示す図である。
[図 5]ビート信号に重畳されるスパイクノイズの例と、それによる周波数スペクトルの変 化の例を示す図である。
[図 6]同レーダにおける周波数分析の処理手順を示すフローチャートである。
[図 7]同レーダにおけるターゲットピーク抽出に関する処理手順を示すフローチャート である。
[図 8]同レーダにおけるターゲット検知に関する処理手順を示すフローチャートである
[図 9]第 2の実施形態に係るレーダに適用する 2つのしきい値と、それを基に定める最 終的に適用するしきい値の例を示す図である。
[図 10]同レーダの全体の構成を示すブロック図である。
[図 11]同レーダにおけるターゲットピーク抽出に関する処理手順を示すフローチヤ一 トである。
[図 12]第 3の実施形態に係るレーダによる周波数スペクトルと、しきい値との関係を示 す図である。
[図 13]同レーダの全体の構成を示すブロック図である。
[図 14]同レーダにおけるターゲットピークの抽出に関する処理手順を示すフローチヤ ートである。
[図 15]第 4の実施形態に係るレーダにおいて、しきい値の変化と抽出されるピークと の関係等を示す図である。
[図 16]同レーダにおけるターゲットピークの復活処理に関するフローチャートである。 符号の説明
[0018] 17-DSP
ADC—ADコンバータ
DAC—DAコンバータ
VCO—電圧制御発振器
発明を実施するための最良の形態
[0019] 第 1の実施形態に係るレーダの構成を図 1〜図 8を参照して説明する。
図 1はレーダの全体の構成を示すブロック図である。送信波変調部 16は、 DAコン バータ 15に対して変調信号のディジタルデータを順次出力する。 VCOlは、 DAコン バータ 15より出力される制御電圧に応じて発振周波数を変化させる。これにより、 VC Olの発振周波数を三角波状に連続して FM変調させる。アイソレータ 2は、 VCOl 力ゝらの発振信号を力ブラ 3側へ伝送し、 VCOlへ反射信号が入射するのを阻止する 。カプラ 3は、アイソレータ 2を経由した信号をサーキユレータ 4側へ伝送するとともに 、所定の分配比で送信信号の一部をローカル信号 Loとしてミキサ 6へ与える。サーキ
ユレータ 4は、送信信号をアンテナ 5側へ伝送し、また、アンテナ 5からの受信信号を ミキサ 6へ与える。アンテナ 5は、 VCOlの FM変調された連続波の送信信号を送信 し、同方向からの反射信号を受信する。また、そのビームの方向を所定の探知角度 範囲に亘つて周期的に変化させ、ビームのスキャンを行う。
[0020] ミキサ 6は、カプラ 3からのローカル信号 Loとサーキユレータ 4からの受信信号とをミ キシングして中間周波信号 IFを出力する。ローパスフィルタ 7は IF信号のうち不要な 高周波成分を除去し、 ADコンバータ 8はその信号をサンプリングデータ列に変換し
[0021] DSP17は、 ADコンバータ 8により変換されたサンプリングデータ列を少なくとも 1ス キャン分 (所定の探知角度範囲内での複数本のビーム走査分)だけ一時蓄積し、後 述する処理によって、物標の方位 '距離'速度を算出する。
[0022] 上記 DSP17において、窓関数処理部 9は、サンプリングデータ列に対して所定の 窓関数の重み付け (切り出し)を行う。 FFT演算部 10は、窓関数を掛けられた上記サ ンプリング区間のデータについて FFT演算により周波数成分を分析する。
[0023] スノイクノイズ検出部 13は入力されたサンプリングデータ列のうち周波数スペクトル を求めるために切りだされたサンプリング区間にスパイクノイズが含まれるか否かを検 出する。しきい値設定部 14は、スパイクノイズの検出有無によって周波数スペクトル( パワースペクトル)から、物標からの反射波の受信によって生じるパワースペクトル上 の突出部(以下これを「ターゲットピーク」という。 )を抽出するための適正なノイズしき V、値 (以下単に「しき 、値」と!、う。)を設定する。
[0024] しきい値処理'ピーク検出部 11では、しきい値設定部 14で設定されたしきい値に基 づ 、て前記パワースペクトルからしき 、値を超える各ターゲットピークの周波数および ピーク値を抽出する。
[0025] ターゲット検知部 12は、検出されたターゲットピークのピーク周波数に基づいて物 標までの距離および速度を算出する。
[0026] 図 2は、物標までの距離と相対速度に起因する、送信信号と受信信号の周波数変 化のずれの例を示している。送信信号 TXは、周波数が上昇する上り変調区間と、周 波数が下降する下り変調区間とからなるフレーム Fを繰り返す。送信信号 TXの周波
数上昇時における送信信号と受信信号 RXとの周波数差がアップビートの周波数 fB Uであり、送信信号の周波数下降時における送信信号と受信信号との周波数差がダ ゥンビートの周波数 fBDである。この送信信号 TXと受信信号 RXの三角波の時間軸 上のずれ (時間差) DL力 アンテナ力 物標までの電波の往復時間に相当する。ま た、送信信号と受信信号の周波数軸上のずれがドッブラシフト量 DSであり、これはァ ンテナに対する物標の相対速度に起因して生じる。この時間差とドッブラシフト量によ つてアップビート周波数 fBUとダウンビート周波数 fBDの値が変化する。逆に、このァ ップビート周波数 fBUとダウンビート周波数 fBDを検出することによって、レーダから物 標までの距離およびレーダに対する物標の相対速度を算出する。
[0027] 図 3は、前記送受信信号、干渉信号及びスパイクノイズの発生にっ 、て示して!/、る 。すでに図 4を用いて述べたように、他車からの干渉信号が存在する場合、他車から の干渉信号は、自車の送信信号の変調周波数及び変調位相の!、ずれからも通常大 きくずれているので、図中丸印で示すような、自車の送信信号 TXと干渉信号との周 波数がほぼ一致するタイミングでビート信号にスパイクノイズが重畳されることになる。
[0028] 図 5はスパイクノイズとその有無による周波数スペクトルの変化の例を示している。 ( A) , (B)は共にビート信号の時間波形であり、横軸は時間的に切り出された 1〜102 4番目のサンプリングデータ、縦軸は正規化した電圧である。図 3に示したような干渉 信号が存在しな!ヽ場合や、送信信号と干渉信号との周波数が大きく離れて!/ヽるタイミ ングでは、図 5の (A)に示すような、ビート信号が得られる。送信信号と干渉信号との 周波数差が中間周波信号の周波数帯域に入ると、図 5の (B)に示すように、ビート信 号にスパイクノイズ SPNが重畳されることになる。
[0029] 図 5 (C)は (A)に示したビート信号の周波数スペクトル、 (D)は(B)に示したビート 信号の周波数スペクトルである。いずれも横軸は周波数 (FFTの周波数ビン)、縦軸 は信号レベル(dB)である。ビート信号にスパイクノイズ SPNが重畳されて!、な!/ヽ定 常状態では、(C)のように相対的に低 ゾィズレベル (バックグラウンドノイズ)にピー ク値の高いターゲットピーク PI, P2等が現れ、ノイズレベルを超えるしきい値 THOを 設定することにより、このしきい値 THOを超えるピークをターゲットピークとして抽出で きる。
[0030] これに対し、(B)に示したようにビート信号にスパイクノイズ SPNが重畳されていると 、その周波数スペクトルは(D)に示すようにノイズレベルが全体に上昇する。このノィ ズレベルの上昇はスパイクノイズ SPNが FFTの処理対象であるサンプリングデータ 内に存在することによるものであり、このレベルをノイズフロアレベル NFLと呼ぶ。伹 し、上記スパイクノイズ SPNは、周波数軸上では全周波数帯に均等に電力が分散す るため、ノイズフロアレベルが極端に高くなることはなぐ通常の探知可能な距離範囲 において車両等の比較的大きな物標によるターゲットピーク P1のピーク値を超えるほ どノイズフロアレベル NFLが高くなることはない。
[0031] そこで、ノイズフロアレベル NFLに所定値 Δ Lを加算した値を新たなしき!/、値 TH1 として設定する。このしきい値 TH1の元々のしきい値 THOからの上昇分はビート信号 に重畳されて 、るスパイクノイズ SPNの絶対値の最大値 (振幅)を基にして定める。
[0032] FFTの対象とするサンプリングデータ列内に複数のスパイクノイズが重畳される確 率は低ぐまたスパイクノイズの持続時間は 1〜数サンプリングデータ内に収まるので 、スノイクノイズ SPNの絶対値の最大値とそのスパイクノイズによる周波数スペクトル に現れるノイズフロアレベルは、 [スパイクノイズ SPNの振幅の絶対値の最大値] Z [ サンプリングデータ数]であると推定できる。したがって、このスパイクノイズ SPNの絶 対値の最大値からノイズフロアレベル NFLを予測でき、その予測したノイズフロアレ ベル NFLに所定値を加算した値を適正なしきい値 TH1として定めることができる。
[0033] なお、ノイズフロアレベル NFLに前記所定値 Δ Lを加算する代わりに、ノイズフロア レベル NFLに対して所定係数を乗じて新たなしき ヽ値を求めるようにしてもょ 、。
[0034] 図 6〜図 8は図 1に示した DSP17の処理内容をフローチャートとして表したものであ る。
図 6はその周波数分析に関する処理内容である。まず ADコンバータ 8によって変 換されたディジタルデータ列のうち処理対象の範囲をサンプリングし、窓関数を適用 する(S1→S2)。続いてその所定数分のデータについて FFT演算を行う(S3)。その 後、求まった各周波数ビンの実部と虚部の自乗和の平方根を求めてパワースぺタト ルを求める(S4)。
[0035] 図 7はターゲットピークの抽出に関する処理手順である。まず、 FFTの処理対象で
あるデータ列内にスパイクノイズが検出されな力つたなら、定常しきい値(図 5に示し た例では丁110)を設定する(311→312)。そして、このしきい値 THOを超えるピーク (図 5の(C)に示した例では PI, P2)をターゲットピークとして抽出する(S15)。
[0036] もしスパイクノイズが検出されたなら、スノイクノイズ SPNの絶対値の最大値力 ノィ ズフロアレベル NFLを求める(S 13)。そして、このノイズフロアレベル NFLに所定値 A Lを加算した値をしきい値 TH1に設定する(S 14)。そして、このしきい値 TH1を基 にして、それを超えるピーク P1をターゲットピークとして抽出する(S15)。
[0037] なお、図 5に示した例ではビート信号にスパイクノイズ SPNが重畳されて周波数ス ベクトルのノイズフロアレベルが上昇したことに伴!、、またしき!、値を高めたことに伴!ヽ 、図 5の(C)で表れていたターゲットピーク P2が抽出されなくなつている力 元々この ようにピーク値の低いターゲットは遠方に存在するものや、標識等のようにレーダの光 軸に対して上方に存在するものや、路側の樹木等であることが多ぐ重要度が低く且 つ短時間に (スパイクノイズが現れている期間に)マスキングされるだけであるので、こ のことは直ちに問題とはならない。
[0038] 図 8はターゲット検知処理の手順である。まず上り変調区間と下り変調区間につい て抽出したターゲットピークの周波数及びピーク値を基にしてペアリングを行う(S21) 。その後、ペアとなったピークのピーク値及びピーク周波数力 各物標の距離及び速 度を算出し、これらを出力する(S22)。
[0039] 次に、第 2の実施形態に係るレーダについて図 9〜図 11を基に説明する。
図 9は周波数スペクトル力もターゲットピークを抽出するためのしきい値の設定例を 示している。ここで、曲線 THaは、受信機のノイズ性能に応じて設定した定常しきい 値である。また破線の直線 THbは、スパイクノイズの絶対値の最大値 (振幅)により定 まるノイズフロアレベルに対して所定値を加算したしき 、値である。また点線の曲線 T Heは、上記 2つのしきい値 THa, THbを基にして最終的に決定したしきい値である。 このしきい値 THcは定常しきい値 THaと〔ノイズフロアレベル +所定値〕により求めた しき 、値 THbのうち値の大き 、方を採用する。
[0040] したがって図 9の(A)に示すように、しきい値 THbは周波数の全域に亘つて定常し き 、値 THaを下回って 、るときには、最終的に用いるしき 、値 THcは定常しき 、値 T
Haに等しい。また (B)に示すように、〔ノイズフロアレベル +所定値〕により定めたしき
V、値 THcが定常しき 、値 THaより周波数の全域に亘つて上回って 、る場合には、最 終的に適用するしきい値 THcは上記 THbに等しい。さらに(C)に示すように、上記し きい値 THaと THbが交差している場合には、最終的に用いるしきい値 THcは、 THa と THbとの交差点より周波数の低 ヽ低域側で定常しき!ヽ値 THa、高域側で〔ノイズフ ロアレベル +所定値〕により定めたしき 、値 THbをそれぞれ採用すること〖こなる。
[0041] このようにして物標の距離に応じた定常しき 、値 THaとスパイクノイズによって定め たしきい値 THbの両方を考慮して、適用するしきい値 THcを設定することにより、近 距離 (低域)に重畳されるノイズをターゲットピークとして誤検出する頻度が減り、また 高域についてはスパイクノイズによる多数のピークをターゲットピークとして誤検知す る頻度が減る。
[0042] 図 10はこの第 2の実施形態に係るレーダの構成を示すブロック図である。図 1に示 したものと異なり、 DSP17によるしきい値設定部 14の処理として、スパイクノイズ検出 部 13によって検出されたスパイクノイズの絶対値の最大値によって〔ノイズフロアレべ ル NFL+所定レベル A L〕の値を求めるとともに、定常ノイズしきい値設定部 18とを 比較して、前述したように最終的に適用するしきい値 THcを設定する。その他の構成 は図 1に示したものと同様である。
[0043] 図 11は図 10に示した DSP17の行うターゲットピーク抽出に関する処理手順を示す フローチャートである。まず、 FFTの処理対象であるデータ列内にスパイクノイズが検 出されなかったなら、定常しきい値 THaを設定する(S31→S32)。そして、このしき
V、値 THaを超えるピークをターゲットピークとして抽出する(S36)。
[0044] もしスパイクノイズが検出されたなら、スノイクノイズ SPNの絶対値の最大値力 ノィ ズフロアレベル NFLを求める(S33)。そして、このノイズフロアレベル NFLに所定値 A Lをカ卩算した値をしきい値 THbに設定する(S34)。このしきい値 THaと THbのうち 、値の大きい方をしきい値 THcに設定する(S35)。そして、このしきい値 THcを基に して、それを超えるピークをターゲットピークとして抽出する(S36)。
[0045] 次に、第 3の実施形態に係るレーダについて図 12〜図 14を基に説明する。
この第 3の実施形態に係るレーダでは、スパイクノイズの重畳を検出する手段を備
えてなぐビート信号の絶対値の最大値を基に適正なしきい値を設定する。
[0046] 図 12はしきい値の設定例を示している。 (A) , (B)のいずれもビート信号の周波数 スペクトルであり、横軸周波数、縦軸信号レベルである。ビート信号にスパイクノイズ が重畳されていない場合にはビート信号の絶対値の最大値は正弦波の振幅の最大 の点であり、その値を基に(それをスパイクノイズと見なした場合の)ノイズフロアレべ ル NFLを推定し、それに対して所定値 Δ Lを加算した値をしき 、値 THbとして定める 。この場合、ビート信号に含まれる正弦波信号のスペクトルレベルは同一の振幅を持 つスパイクノイズによるノイズフロアレベル NFLと比較しおよそ [サンプリングデータ数 ]7 2倍(1024点のサンプリングなら 724倍 57dB)となり充分なダイナミックレン ジを確保することができ、しきい値 THbを超えるピーク Pl l, P12, P13がターゲット ピークとして抽出可能となる。
[0047] 一方、ビート信号にスパイクノイズが重畳されている場合には、そのスパイクノイズの 絶対値の最大値力 Sビート信号の絶対値の最大値として抽出されるので、それにより 定められたしきい値 THbはスパイクノイズにより生じるノイズフロアレベルより所定値 分高めに設定される。そのため、スパイクノイズによる周波数スペクトル上に現れるノ ィズが誤ってターゲットピークとして抽出されず、本来のターゲットピーク P21, P22力 S 抽出される。
[0048] 図 13は、この第 3の実施形態に係るレーダの構成を示すブロック図である。図 1に 示したものと異なり、最大値検出部 19は ADコンバータ 8により求められた FFTの処 理対象となるサンプリングデータ列から絶対値の最大値を検出する。しき 、値設定部 14は、その最大値を基に、それがスパイクノイズであるものとして見なしたときのノイズ フロアレベルを求め、そのノイズフロアレベル NFLに所定値 Δ Lを加算した値をしき い値 THbとして定める。その他の構成は図 10に示したものと同様である。
[0049] 図 14は図 13に示した DSP17が行う処理のうちターゲットピーク抽出に関するフロ 一チャートである。まずビート信号の絶対値の最大値力 ノイズフロアレベル NFLを 求める(S41)。このノイズフロアレベル NFLに所定値 A Lをカ卩算した値をしきい値 T Hbとする(S42)。続!、てしき!、値 THbと定常しき!、値 THaのうち値の大き!/、方をし きい値に設定する(S43)。そして、このしきい値を超えるピークをターゲットピークとし
て抽出する(S44)。
[0050] なお、適用するしきい値として、定常しきい値 THaを用いることなぐビート信号の絶 対値の最大値を基に定めたしき 、値 THbだけを用いてもょ 、。
[0051] 次に、第 4の実施形態に係るレーダについて図 15 ·図 16を参照して説明する。
図 15は電磁波のビームを方位方向に走査した場合の、各ビームでの周波数スぺク トル上に現れた (抽出した)ピーク位置をビーム上の距離方向の位置として黒丸で表 したものである。
[0052] ここでビーム Baは干渉のあったビームであり、干渉の有無に関わらず定常しきい値 を用いて周波数スペクトル力もピークを抽出すると多数のピークが誤って抽出される。
[0053] すでに各実施形態で示したように、ビート信号にスパイクノイズが重畳されて 、て、 周波数スペクトルに現れるノイズフロアレベルの上昇分を考慮してしきい値を高めるこ とによって、図 15の(B)に示すように干渉のあったビーム Baについてもノイズを誤つ てピークとして検出するのを防止でき、本来のターゲットピーク Pa2を抽出できる。
[0054] ところが、遠方にある物標(この例ではターゲット TG1)からの反射波の受信信号レ ベルは低いので、しきい値の高めの設定により、図 15の(B)に示すようにピーク((A )に示したピーク Pal)が抽出されない場合も起こる。このような場合には、着目ビーム につ!/、て前記ピークと略同一の周波数に、しき 、値の上昇に伴ってしき!/、値以下と なったピークの有無を検知し、ピークが検知されたとき、そのピークをターゲットピーク と見なして処理する。図 15の(C)に示すピーク Pal/ はこのようにして復活させたタ 一ゲットピークである。
[0055] 図 16はターゲットピークの復活に関する処理内容を示すフローチャートである。ま ず干渉のあったビーム (ビート信号にスパイクノイズが重畳されて ヽることを検出した ビーム)について、しきい値の上昇に伴ってしきい値以下となったピークを抽出する( S51)。続いて、それらのピークについて、ビームの方位方向に隣接するビームのほ ぼ等しい距離に相当する周波数スペクトル上にターゲットピークが存在する力否かを 検知する(S52)。そのターゲットピークが存在すれば、干渉のあったビーム上の該当 のピークをターゲットピークとして復活させる(S53→S54)。
[0056] このようにして、干渉があってもノイズを誤ってターゲットピークとして検出する確率
を低減し、且つしきい値を上昇させたことに伴うターゲットピークの消失を防止できる なお、図 15の(B)に示した例では、このままでは、本来単一の物標(ターゲット TG1 )であるものが、干渉のあったビーム Ba上のピーク Palの消失によって、後の処理で 2つの物標として誤認識されるおそれが生じる力 図 15の(C)に示したようにピーク P al' の復活により、ターゲット TG1を本来の 1つのターゲットとして処理可能となる。
Claims
[1] 時間経過にともなって所定周波数範囲で周波数が次第に変化する変調区間を繰り 返す電磁波の送信を行うとともに、該電磁波の物標からの反射波を受信する電磁波 送受信手段と、送信信号と受信信号とのビート信号の周波数スぺ外ルを求める手段 と、前記周波数スペクトルを構成するデータのうちノイズしきい値を超えるデータに基 づ 、て前記物標の情報を検知する手段とを備えたレーダにお!、て、
前記ビート信号にスパイクノイズが重畳されたことを検出する手段と、
前記スノイクノイズの重畳が検出されたとき、前記ノイズしき 、値を高めるノイズしき
V、値設定手段とを備えたレーダ。
[2] 前記ノイズしきい値設定手段は、前記ビート信号に含まれるスパイクノイズの振幅の 絶対値の最大値を基に、前記周波数スペクトルのノイズフロアレベルを推定し、該ノ ィズフロアレベルに所定値を加算した値または所定係数を乗じた値を前記ノイズしき
V、値として定める請求項 1に記載のレーダ。
[3] 時間経過にともなって所定周波数範囲で周波数が次第に変化する変調区間を繰り 返す電磁波の送信を行うとともに、該電磁波の物標からの反射波を受信する電磁波 送受信手段と、送信信号と受信信号とのビート信号の周波数スぺ外ルを求める手段 と、前記周波数スペクトルを構成するデータのうちノイズしきい値を超えるデータに基 づ 、て前記物標の情報を検知する手段とを備えたレーダにお!、て、
前記ビート信号の振幅の絶対値の最大値を基に前記周波数スペクトルのノイズフロ ァレベルを推定し、該ノイズフロアレベルに所定値を加算した値または所定係数を乗 じた値を前記ノイズしき 、値として定めるノイズしき 、値設定手段を備えたレーダ。
[4] 前記ノイズしきい値設定手段は、前記周波数スペクトルの周波数に応じた定常ノィ ズしきい値を定めるとともに、前記ビート信号の振幅を基に推定したノイズフロアレべ ルに所定値を加算した値または所定係数を乗じた値と前記定常ノイズしきい値とを比 較して値の大きい方を前記ノイズしきい値として定める請求項 2または 3に記載のレー ダ。
[5] 前記電磁波送受信手段は、前記電磁波のビームを方位が異なる複数の方位に向 けて各ビームごとの送受信を行うものとし、着目ビームに隣接するビームについて前
記周波数スペクトルに前記ノイズしきい値を超えるピークが存在するとき、前記着目ビ ームについて前記ピークと略同一の周波数に前記ノイズしきい値以下のピークの有 無を検知し、当該ピークが検知されたとき、当該ピークを前記物標に起因して生じた ピークと見なして処理するデータ処理手段を備えた請求項 1〜4のいずれ力 1項に記 載のレーダ。
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