WO2005058672A1

WO2005058672A1 - 電動パワーステアリング装置

Info

Publication number: WO2005058672A1
Application number: PCT/JP2004/018425
Authority: WO
Inventors: Hideyuki Kobayashi; Toru Sakaguchi; Takeshi Hara; Sakae Nejo
Original assignee: Nsk Ltd.; Nsk Steering Systems Co., Ltd.
Priority date: 2003-12-16
Filing date: 2004-12-03
Publication date: 2005-06-30
Also published as: US7586277B2; EP1712448B1; EP1712448A4; US20070120511A1; JP4247232B2; EP1712448A1; DE602004020927D1; JPWO2005058672A1

Abstract

車両のハンドル戻しの状態において発生するモータ電流とPWM信号のデューテイ比の関係に生ずる不連続非線形特性を線形化し、ノイズの発生を抑え、円滑な操舵感覚が得られる電動パワーステアリング装置である。電動パワーステアリング装置の電子制御回路13は、操舵補助指令値演算器22Aにつながる電流制御器22Bから出力されるVrefを電流駆動線形化補償器23で演算してVref2を算出し、補償加算器25で処理してデューテイD1を得、またVref2を電流不連続補償器23で処理してデューテイD2を得る。モータ駆動回路35のHブリッジ回路の上段FET1をデューテイD1で駆動し、上段FET1と対となる下段FET3をデューテイD2で駆動する。これによりモータ電流対PWM信号デューテイ比特性を連続線形化することができる。

Description

明細書電動パワーステアリング装置技術分野

この発明は、電動パワーステアリング装置に関し、特にその制御装置に関するものである。背景技術

車両用の電動パワーステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシャフトに発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基づいてモータの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フィードバック制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモータ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモータを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するもの力ある。

このような電動式パワーステアリング装置では、第 7図に示すように、 4個の電界効果型トランジスタ FET 1 -FET 4 をブリッジに接続して第 1及び第 2の 2つのアームを備えた Hブリッジ回路を構成し、その入力端子間に電源 Vを、出力端子間に前記モータ Mを接続したモータ制御回路が使用されている。

そして、前記モータ制御回路を構成する Hブリッジ回路の互いに対向する 2つのァームを構成する 2個 1組の FETのうち、第 1のアームの FET 1 (或いは第 2のアームの FET 2 )を電流制御値に基づいて決定されるデューティ比 Dの PWM信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モータ電流の大きさが制御される。

また、前記電流制御値の符号に基づいて第 2のアームの FET 3 を ON、第 1のァームの FET 4 を OFF (或いは第 2のアームの FET 3 を OFF、第 1のアームの FET 4 を ON)に制御することにより、モータ Mの回転方向が制御される。

FET 3が導通状態にあるときは、電流は FET 1 、モータ M、 FET 3を経て流れ、モータ Mに正方向の電流が流れる。第 2のアームの FET 4 が導通状態にあるときは、電流は FET 2 、モータ M、 FET 4を経て流れ、モータ Mに負方向の電流が流れる。このモータ制御回路は、同一アーム上の FETが同時に駆動されることがないのでアームが短絡される可能性が低く、信頼性が高いため広く利用されている。

第 8図は、モータ電流 1 (モータに実際に流れる電流であり、モータ電流の検出値とは異なる）と PWM信号のデューティ比 Dとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モータ電流 Iとデューティ比 Dとの関係は、第 8図において線（a)で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモータ電流の制御目標値である操舵補助指令値 I ref が演算され、演算された操舵捕助指令値 I ref とフィードバックされるモータ電流の検出値 iとの差の電流制御値 Eがモータ駆動回路に出力されるから、モータ駆動回路の半導体素子を制御するデューティ比 Dはある値をとり、格別の支障は生じない。

しかしながら、操向ハンドルを切った後、セルファライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻し」という）は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モータ電流の制御目標値である操舵補助指令値 I ref は零となるが、モータに逆起電力が発生するため、モータ電流 Iとデューティ比 Dとの関係は、第 8図において線（b )で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動し、デューティ比 Dの値が零の付近でモータ電流 Iとデューティ比 Dとの関係に不連続部分 Xが生じる。

一方、フィードバック制御回路は電流制御値 Eを演算しょうとするが、操舵捕助指令値 I ref に対応するデューティ比 Dがないため、第 8図において線（c)で示すように、モータ電流 Iの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値 Eとして出力される。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフィードバック制御の安定性を阻害する原因となる。

そこで、本出願人は、その解決のため、モータ駆動回路を構成する Hブリッジ回路の互いに対向する 2つのアームを構成する 2個 1組の半導体素子のうち、第 1のアームの半導体素子を前記鼋流制御値に基づいて決定される第 1のデューティ比の PWM信号で駆動し、第 2のアームの半導体素子を前記第 1のデューティ比の関数で定義される第 2のデューティ比の PWM信号で、それぞれ独立に駆動する構成を提案した。この構成によれば、図 9にすように、点 pと点 oとが直線で結ばれてハンドル戻しの状態など、操舵トルクが発生していない状態のときもデューティ比 Dの値が零の付近でモータ電流 Iとデューティ比 Dとの関係に不連続部分がなくなり、電流制御値 Eとして振動電流が出力されることがないので、雑音の発生がなく安定性のよいフィードバック制御を実現することができる（特開平 9一 39810号公報参照）。

上記したように、第 1のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第 1のデューティ比の PWM信号で駆動し、第 2のアームの半導体素子を前記第 1のデューティ比の関数で定義される第 2のデューティ比の PWM信号で、それぞれ独立に駆動する構成では、モータ電流 Iとデューティ比 Dとの関係に不連続部分がなくなり、雑音の発生がなく安定や生も改善される。しかしながら、図 9からも明らかなように、モータ電流 Iとデューティ比: Dとの関係が 3段階に切換えられるから、その切換に伴うチヤタリングを皆無にすることが難しく、チャタリングによる制御音や振動が発生するといぅ不都合が生じる。この発明は上記課題を解決することを目的とするものである。発明の開示

この発明に係る電動ノ、。ワーステアリング装置は、発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値に基づいてステアリング機構に操舵捕助力を与えるモータの出力を制御する電動パワーステアリング装置において、前記操蛇補助指令値に基づいてモータ端子間電圧を決定するデューティ比 D 1 及びデューティ比 D 2 を演算するデューティ比演算手段と、直列接続された 2個の半導体素子を備えた第 1及び第 2のアームで構成された Hブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続し、 Hブリッジ回路の第 1のアームの上段の半導体素子を前言己デューティ比 D 1 の PWM信号で駆動し、第 2のアームの下段の半導体素子を前記デューティ比 D 2 の PWM信号で駆動するモータ駆動回路とを備え、前記デューティ比演算手段は、所定の演算式に基づいて、前記操舵補助指令値からデユーティ比対モータ電流特性が連続した線形特性を示すようにデューティ比 D 1 及びデューティ比 D 2を演算するものである。

そして、前記デューティ比演算手段は、モータ逆起電力に基づいてデューティ比対モータ電流特个生が連続した線形特性を示すように、デューティ比 D 2をデューティ比 D 1と独立に演算する。図面の簡単な説明

第 1図は、 Hブリッジ回路におけるモータ端子間電圧とモータ電流との関係を説明する図。

第 2図は、第 1図に示したモータ端子間電圧対モータ電流の不連続特性の連続特性への改善を説明する図。

第 3図は、第 2図に示したモータ端子間電圧対モータ電流の連続特性を完全線形特性への改善を説明する図。

第 4図は、霞動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図。

第 5図は、電子制御回路のブロック図。第 6図は、モータ駆動回路の構成の一例を説明する図。

第 7図は、電動パワーステアリング装置のモータ駆動回路として使用される Hブリッジ回路の基本構成を説明する図。

第 8図は、モータ電流と PWM信号のデューティ比の関係に生ずる不連続部を説明する図。

第 9図はモータ電流と PWM信号のデューティ比の関係に生ずる不連続部の解決手法を説明する図。発明を実施するための最良の形態

以下、この発明の実施の开態について説明する。まずこの発明の基本概念について説明する。この発明では、先に第 9図を参照して説明したモータ電流 Iとデューティ比 D との間の非線形の制御特†生、即ち 3段階に折れ曲がった直線からなる非線形の制御特性を更に改良し、制御特性を連続した線形特性にしょうとするものである。

先に第 7図を参照して説明したように、電動パワーステアリング装置のモータ制御回路は 4個の電界効果型トランジスタ FET 1〜FET4をブリッジに接続して第 1及ぴ第 2 の 2つのアームを備えた Hブリッジ回路から構成され、 FET1〜FET4は操舵補助指令値とフィードバックされるモータ電流の検出値との差である電流制御値 Eに基づいて決定された第 1のデューティ比 D 1 (以下、デューティ D 1 という）及び第 2のデューティ比 D 2 (以下、デューティ D 2という）の PWM信号で駆動される。

第 1図は、この Hブリッジ回路において、 FET1をデューティ D 1 で、 FET3をオン、即ちデューティ D 2 = 100 %として駆動し、 FET2と FET4をオフとしたときの、モータ端子間電圧 Vmとモータ電流 Iとの関係を示す図で、モータ角速度が（ =一 a )のとき、モータ端子間電圧 Vrnをマイナス側からプラス側に増加させると、モータ端子間電圧 Vmが（Vm =— d l )においてモータ電流 iが急激に零（i= 0 )になる。また、モータ角速度 ωが（co = _a )のとき、モータ端子間電圧 Vmをプラス側からマイナス側に減少させると、モータ端子間電圧 Vmが（Vm = d l )においてモータ電流 iが急激に零（i = 0)になる。

なお、前記説明ではモータ端子間電圧 Vmで説明したが、デューティ比 Dはモータ端子間電圧 Vmを決定する比率であるから、モータ端子間電圧をデューティ比と置き換えることもできる。また、 FET1と FET3の組み合わせを、 FET2と FET4の組み合わせとすると、モータの回転方向が逆になるが、その動作は本質的に変わらないので、以下の説明では、 FET1と FET3について説明する。

前記した非線形特性の改善を行うため、この発明では、前記第 1及び第' 2の 2つのァームを備えた Hブリッジ回路において、 FET1をデューティ D 1 で駆動し、 FET3をデユーティ D 2で駆動するものとし、デューティ D 1 を以下の式（a)で設定し、デューティ D 2を以下の式（b)で設定するものとする。

D 1 =V ref2 /V r (a)

D 2 = {V ref2 + sign (V ref2 ) (V r - | K _χ ω | ) } /V r (b) 但し、 V ref2 = 1ノ 2 (V ref - K _χ ω )

I V ref I < I K _τ ω I の範囲

ここで、 V ref ：モータ端子間電圧指令値

V ref2：線形化モータ端子間電圧指令値

V r ：モータに供給される電圧（バッテリ電圧）

κ _τ ：モータの逆起電力定数

ω：モ一タ角速度

sign (V ref2 )：線形化モータ端子間電圧指令値 V ref2

の符号。

以下、前記したデューティ D 1 、及びデューティ D 2 の算出方法について説明すフ

る。

Hブリッジ回路の PWM信号駆動の基本式は、以下の式（1)で表される。

Vm= (D 1 +D 2 )Vr - sign (D 1 )Vr -Κ _τ ω (1)

但し、 Vm:モータ端子間電圧

D 1 ：上段 FETを駆動する上段デューティ（値— 1〜+1)

D2：下段 FETを駆動する下段デューティ（値 _1〜+1)

Vr ：モータに供給される電圧（バッテリ電圧）

κ_τ ：モータの逆起電力定数

ω：モータ角速度

通常はデューティ D 2 は 100% (D 2 =1.0)に固定し、デューティ D 1のみを変化させる。従って、例えば、バッテリ電圧の 30% (D 1 =0. 3)をモータに印加するときのモータ端子間電圧 Vmは、 D 1 の符号 sign (0. 3)が正であるから、式（1)から以下のようになる。

Vm= (0.3 + 1) Vr - sign (0. 3) V r -Κ _τ ω

=0.3Vr — K_m ω

しかしながら、先に説明した従来技術（特許文献 1参照）では、既に説明したような不都合を解決するために、デューティ D 2を以下の式（2)で演算している。

D 2 =D 1 + sign (D 1 ) XB (2)

但し、 Bは定数

そして、デューティ D 1 とモータ電流 Iとの関係が、第 9図に示す特性になるように定数 Bを決定する。なお、モータの内部抵抗は一定値として扱うことができるから、第 9図に示す特性図は、モータ電流 Iをモータ端子間電圧 Vmに置き換えても成立する。以下、前記した定数 Bの決定について説明する。前記式（1)に、デューティ D 1 と、モータ逆起電力 K_m ωとは異符号であるという条件を入れると、式（1)は以下の式（3) に書き直すことができる。

Vm= (D 1 +D 2 )Vr — sign (D 1 ) Vr + sign (D 1 ) | K _τ ω | (3) 式（3)は第 8図に示す不感帯特性を表したものである。式（3)に上段デューティ D 1 が零（D 1 =0)のときにモータ端子間電圧 Vmが零（Vm = 0)となる条件を代入すると、定数 Bは以下の式（4)で表すことができる。

0= (0 + D 2 ) V r - sign (0) Vr + sign (0) | Κ _χ ω |

=D 2 Vr -Vr + | K _τ ω | となり、これに、式（2)を代入すると、

0= {D 1 + sign (D 1 ) X B}V r— V r + 1 Κ _τ ω I

=BV r— Vr + I Κ_τ ω |

B=l-{ I Κ_τ ω I V r } (4)

即ち、定数 Bは上記式（4)で決定されるので、式（2)で表されるデューティ D 2 はデユーティ D 1の関数となる。

第 2図は、先に説明した第 9図を書き直したもので、第 1図に示したモータ端子間電圧 Vmとモータ電流 Iとの不連続特性の改善を説明する図で、横軸はモータ電流 Iに代えてデューティ Dで示した。この第 2図は不連続特性を示す部分 Al^ を部分 A1に、部分を部分 A2に変換して不連続特性を連続特性に変換することを示している。部分 ΑΪ 及び部分 A2' の特性式は、この部分のデューティを D 1 ' とすれば以下の式（5)で表わすことができる。

Vm = Vr D 1 ' -Κ_χ ω (5)

デューティを D 1 ' をデューティを D 1で定義することができれば、前記不連続特性を連続特性に変換することができる。式（1)に、式（2)、式（4)、式（5)を代入する。まず、式（1)に式（5)を代入する。

Vm= (D 1 +D 2 )V r— sign (D 1 ) Vr -K _χ ω

Vr D 1 ' -Κ_τ ω = (D 1 +D 2 )Vr - sign (D 1 )Vr —Κ_τ ω VrD l ' = (D 1 +D 2 ) V r - sign (D 1 ) Vr

この式の D 2に式（2)を代入すると

VrD l ' ={D 1 + (D 1 + sign (D 1 ) X B } V r - sign (D 1 )Vr

D 1 ' =2D 1 + sign (D 1 ) (B— 1)

この式を D 1で解くと

D 1 =1/2{D 1 ' — sign (D 1 ) (B— 1) }

この式の Bに式（4)を代入すると

D 1 =1/2{D 1 ' ― sign (D 1 ) { | Κ _χ ω | /V r }

上段デューティ D 1と ωが異符号であるという条件を加えると、

D 1 =1/2{D 1 ' -(Κ_χ ω/Vr )} (6)

となり、式（6)の右辺から signD 1 を消去し、絶対値を外すことができるので、デューティ D 1 ' はデューティ D 1で定義することができる。

以上の説明は、第 2図におけるモータ端子間電圧 Vmとモータ電流 Iとの不連続特性の部分を部分 A1に、部分を部分 A2に変換して不連続特性を連続特性に変換できることを説明したものであるが、なお、第 2図において、モータ端子間電圧 Vm とモータ電流 Iとの特性は、 p— o— qの 3段階に折れ曲がった連続特性であるので、この 3段階に折れ曲がった連続特性 p— o— qを、第 3図に示すような完全線形の連続特性 p— qに変換する。

なお、この実施の幵態では、モータ電流を制御する電流指令値 Iref と検出されたモータ電流 iとの差からモータ端子間電圧指令値 Vref を演算してモータ端子間電圧を制御しており、デューティ比の値を電圧値として演算決定しているので、以下の説明ではモータ端子間電圧指令値 V refで説明する。

まず、前記式（6)にしたがってモータ端子間電圧指令値 V ref を第 2の電圧指令値である線形化モータ 5¾子間電圧指令値 V ref2 にマッピング処理する。ここで「マツピング」の意味は、第 2図に示す 3段階に折れ曲がった連続特性 p— o— qを、第 3図に示す完全線形の連続特性 P— qに変換するように、モータ端子間電圧指令値 V ref を線形化モータ端子間電圧指令値 Vref に変換することを指す。

上記マッピング処理は、デューティ D 1 =Vref2/Vr 、デューティ D 1 ' =Vref /Vr とおき、第 2図に示す線 A1を ΑΙ' に、線 Α2を A2' に変換させる処理である。なお、この変換は第 2図において ρ— qの範囲に相当する非線形特性

I V ref I < I Κ _τ ω Iの範囲である。

式（6)に、 D 1 =Vref2 /V r 、D 1 ' =Vref /V r を代入すると、式（6)は以下の式（7)で表され、式（7)によりマッピング処理が行われる。

V re£2 /Y r =l/2{ (V ref /Vr ) - (K _χ ω /V r ) }

Vref2 = l/2(Vref -Κ_χ ω ) (7)

デューティ D 1 の算出について説明する。前記したマッピング処理ではデューティ D 1 は D 1 =Vref2/Vrとしており、また、 V re£2は前記式（7)により表されるから、デュ一ティ D 1は以下の式（a)で表される。

D 1 ={l/2(Vref -K_T co ) }/Vr

= Vref2/Vr (a)

なお、後述する実際の制御回路においては、式（a)で表されたデューティ D 1 に、デッドタイム補償、及ぴデューティディザ加算処理などの補償処理が行われるが、この処理を行うか否かは任意の選択事項とする。上記式（a)で決定されるデューティ D 1 には、デッドタイム捕償、及びデューティディザ加算処理などの補償処理の結果は含まれていない。

次に、デューティ D 2 の演算について説明する。前記式（2)に式（4)、式（7)を代入すると、以下のとおりデューティ D 2は以下の式（b)で表すことができる。

D 2 =D 1 + sign (D 1 ) XB (2) ェ ^

= (V ref2 /V r ) + sign (V reG /Y r )

X { l - ( I Κ _τ ω I /V r ) }

= { V ref2 + sign ( re£2 ) (V r - | K _τ ω | ) } /V r (b) 即ち、デューティ D 2 は、前 fBしたようにデューティ D 1 を含まない式（a)で表すことができるのであり、このことは、デューティ D 2 は、デューティ D 1とは独立して決定できることを意味している。

以上説明したマッピング処理は、第 2図に示す特性図において、 p— qの範囲で実行されるものであり、モータ端子間電圧指令値の絶対値 V ref とモータ逆起電力の絶対値 Κ _τ ωとの間に、以下の条件（c)が満たされることが求められる。

I V ref I < I Κ _Γ ω | (c)

そして上記条件（c)が満たされるとき、デューティ D 1 を前記式（a)により演算し、デユーティ D 2 を前記式（b )により演算する。条件が満たされないときは、マッピング処理を実行せずに通常の方法でデューティ D 1 、 D 2を算出するものとする。

しかし、条件の限界付近、即ち第 2図の q点付近では、この条件が満たされるか否かによりマッピング処理で求められるデューティ D 1 、 D 2 の値が大きく異なってくる。即ち、条件が満たされると o点から q点へマッピング処理され、第 3図に示す完全線形の連続特性 p— qに変換されるが、条件が満たされないときはマッピング処理がされず、通常の方法でデューティ D 1 、 D 2 が算出される。この場合、第 2図に示す特性図は 3 段階に折れ曲がった連続特性 P— o _ qのままとなる。

モータ端子間電圧指令値 V ref 、モータ逆起電力の Κ _τ ωにノイズが含まれていた場合は、条件の限界付近（第 2図の q点付近）で、条件が満たされたり満たされなかつたり (条件成立/不成立)して、上記マッピング処理の実行 Z不実行が頻繁に切換えられて、デューティ D 1 、 D 2 の値が頻繁に変動してチャタリングが発生し、雑音や振動が発生してしまう。 ^

そこで、上記マッピング処理では、フィルタなどを使用してモータ端子間電圧指令値 V ref 、及びモータ逆起電力 K下 ωからノイズ成分を除去した後、上記した条件の成立 /不成立を判定するようにする。

即ち、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値 V ref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値 Κ _τ ωとの間に、以下の条件（d)が満たされるとき、

I Vref I < I Κ _τ ω | (d)

マッピング処理を実行するためのデューティ D 1 を前記式（a)により演算し、デューティ D 2 を前記式（b)により演算するようにするとよレ、。条件が満たされないときは、マツビング処理を実行せずに通常の方法でデューティ D 1 、 D 2を算出するものとする。また、上記マッピング処理におけるチャタリングの発生防止のためには、上記条件にヒステリシス特性を付与してもよい。即ち、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値 V ref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値 Κ ^ ωとの間にヒステリシス特性を有する以下の条件（e)が満たされるとき、

I Vref I < I Κ _τ ω | (e)

マッピング処理を実行するためのデューティ D 1 を前記式（a)により演算し、デューティ D 2 を前記式（b)により演算するようにしてもよい。条件が満たされないときは、マツビング処理を実行せずに通常の方法でデューティ D 1 、 D 2を算出するものとする。さらに、ヒステリシス特性の限界値付近でのチャタリングの発生を防止するためには、前回の条件の成立 Z不成立に関係なく、前回の判定結果を維持するようにしてもよレゝ

即ち、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値 V ref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値 Κ _τ ωとの間に、以下の条件（f)が満たされるとき、

( I V ref I - I ω | )く一 H ys (f)

但し、 H ys ：ヒステリシス幅特性値マッピング処理を実行するためのデューティ D 1 を前記式（a)により演算し、デューティ D 2を前記式（b)により演算するようにしてもよい。

このとき、条件（f)が満たされない（H ysく（ I Vref | - | Κ _χ ω | ))場合は、マッビング処理を実行せずに、通常の方法でデューティ D 1 、 D 2 を算出するものとする。

さらに、上記した条件（ί)が満たされ、且つ以下の条件（g)が満たされるときは、マツビング処理を実行せずに、前回の条件の判定結果（条件（f)の成立又は不成立）を維持するようにしてもよい。

— Hys < ( I V ref | 一 | Κ _χ ω | ) < H ys (g)

なお、ヒステリシス幅特性値 H ysは、モータ端子間電圧指令値 V ref やモータ逆起電力 Κ _τ ωに含まれるノイズの大きさに応じて、実験などにより適宜決定するとよい。次に、この発明を実施するに適した電動パワーステアリング装置の概略を、第 4図乃至第 6図を参照して説明する。第 4図は電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル 1の軸 2は滅速ギア 4、ユニバーサルジョイント 5a、 5b、ピニオンラック機構 7を経て操向車輪のタイロッド 8に結合されている。軸 2には操向ハンドル 1の操舵トルクを検出するトルクセンサ 3が設けられており、また、操舵力を補助するモータ 10がクラッチ 9、減速ギア 4を介して軸 2に結合している。

パワーステアリング装置を制御する電子制御回路 13は、バッテリ 14からイダニッシヨンキー 11を経て電力が供給される。電子制御回路 13は、トルクセンサ 3で検出された操舵トルクと車速センサ 12で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモータ 10に供給する電流を制御する。クラッチ 9は電子制御回路 13により制御される。クラッチ 9は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路 13によりパワーステアリング装置の故障と判断された時、及ぴ電源が OFFとなっている時に切離される。 _丄₄

第 5図は、電子制御回路 1 3のブロック図である。この実施例では電子制御回路 1 3 は主として CPUから構成されるが、ここではその CPU内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、位相補償器 21は独立したハードウェアとしての位相補償器 21を示すものではなく、 CPUで実行される位相補償機能を示す。

以下、電子制御回路 13の機能と動作を説明する。トルクセンサ 3から入力された操舵トルク信号は、位相補償器 21で操舵系の安定を高めるために位相補償され、操舵補助指令値演算器 22Aに入力される。また、車速センサ 1 2で検出された車速信号も操舵補助指令値演算器 22Aに入力される。

操舵補助指令値演算器 2 2Aは、入力された操舵トルク信号、車速信号、及ぴ検出されたモータ電流値 iに基づいて所定の演算式により操舵補助指令値（電流指令値） I ref を演算する。電流制御器 22Bは入力された操舵補助指令値（電流指令値） I ref 及び検出されたモータ電流値 iに基づいてモータ端子間電圧指令値 V refを演算する。デューティ比演算手段を構成するデューティ比演算装置 30は、電流駆動線形化捕償器 23、電流不連続補償器 24、及び補償加算器 25から構成され、補償加算器 25は乗算器 26、デッドタイム補償器 27、デューティディザ加算器 28から構成され、デューティ D 1、デューティ D 2、及ぴモータ駆動方向信号を出力する演算手段である。電流駆動線形化補償器 23は、モータ端子間電圧指令値 V ref 、バッテリ電圧 V r 、及びモータ角速度 ω (図示しないモータ角速度センサで検出、またはモータ端子間電圧、モータ電流から推定）を入力として、前記式（6 ) ( 7)に基づいて線形化モータ端子間電圧指令値 V ref2を演算する。演算値 V ref2は電流不連続補償器 24、及び補償加算器 25に入力される。

補償加算器 25は前記式（a)に基づいてデューティ D 1 を演算するもので、乗算器 2 6において線形化モータ端子間電圧指令値 V ref2に所定のゲイン Kを乗算し、デッドタィム補償器 27、デューティディザ加算器 28においてデッドタイム補償及びデューティ ,、

ディザ加算処理などの補償処理を行なレ、、捕償処理したデューティ D 1 を演算する。電流不連続補償器 24は前記式（b)に基づいてデューティ D 2 を演算するもので、線形化モータ端子間電圧指令値 V ref2力らデューティ D 2を演算する。

演算されたデューティ D 1 及びデューティ D 2 、並びに電流駆動線形化捕償器 23 から出力されたモータ駆動方向信号はモータ駆動回路 35に入力される。

第 6図にモータ駆動回路 35の構成の一例を示す。モータ駆動回路 3 5は FETゲート駆動回路 3.6、 FET 1 〜FET 4 力なる Hブリッジ回路 37から構成され、入力された上段デューティ D 1及ぴ下段デューティ D 2、並びにモータ駆動方向信号に基づいて FET 1〜FET 4を駆動する。

モータ電流検出回路 38は、抵抗 R 1 の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗 R 2 の两端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモータ電流値 iは操舵補助指令値演算器 22A及ぴ電流制御器 22Bにフィードバックされる。

ここで、デッドタイム捕償及びデューティディザ加算処理について説明する。まず、デッドタイム捕償について説明する。 Hブリッジ回路を使用したモータ駆動回路では P WM信号のデューティ Dに基づいて信号が Hから Lに切り換えられる時点、或いは信号が Lから Hに切り換えられる時点において、 Hブリッジ回路の 2つのアームが同時に導通して短絡することを防ぐため、 PWM信号の切換え時点にデッドタイムを設ける処理である。デッドタイム補償は本願発明の主題ではないので、ここでは説明を省略するが、本出願人の出願に係る特開平 8— 1 42884号公報に記載されている。

次にデューティディザ加算処理にっ、て説明する。 Hブリッジ回路を使用したモータ駆動回路では PWM信号のデューティ Dが零付近では、デューティ D対モータ電流特性に不感帯が生じて制御の応答性が悪く、自然の操舵感覚が得られない。そこで不感帯付近では電圧ディザ信号をモータに供給して制御の応答性を改善し、自然の操舵感覚に近付ける処理である。デューティディザ加算処理は本願発明の主題ではないので、ここでは説明を省略するが、本出願人の出願に係る特開 2003— 1 1834号公報に記載されている。

以上説明したとおり、この発 0月によれば、モータ角速度零付近においてデューティ比 D対モータ電流特性が連続した線形特性を示すから、従来の電動パワーステアリング装置の制御装置のように、モータ角速度零付近においてデューティ比 D対モータ電流特性の不連続部分を解消するほか、段階的な連続特性を解消することができるから、操舵ハンドルを切った後に直線走行に戻るときのハンドル戻し時においてもフィードバック特性が変化することがなくなり、操舵感覚に違和感を与えることなく極めて滑らかな操舵感覚を与えることができる。

更に、ハンドル戻し時にモータに発生する逆起電力が連続して変化し、段階的な変化が発生しないからチャタリングが発生することがなく、チャタリングによるノイズの発生もなぐカーラジオ等に雑音を発生させるおそれもない等、従来の装置に見られない顕著な効果を奏するものである。産業上の利用可能性 '

この発明は車両用の電動パワーステアリング装置に関するもので、半導体素子をブリッジ接続した Hブリッジ回路を使用したモータ駆動回路では、半導体素子を駆動する PWM信号のデューティ Dが零付近で生じるデューティ D対モータ電流特性の不連続特性を線形特性として、制御の応答性を改善し自然の操舵感覚が得られる様にしたものである。

Claims

請求の範囲

1 . 少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御する電動パワーステアリング装置において、

前記操舵補助指令値に基づいてモータ端子間電圧を決定するデューティ比 D 1 及びデューティ比 D 2を演算するデューティ比演算手段と、

直列接続された 2個の半導体素子を備えた第 1及ぴ第 2のアームで構成された Hブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続し、 Hブリッジ回路の第 1のアームの上段の半導体素子を前記デューティ比 D 1 の PWM信号で駆動し、第 2のアームの下段の半導体素子を前記デューティ比 D 2 の PWM信号で駆動するモータ駆動回路とを備え、

前記デューティ比演算手段は、所定の演算式に基づいて、前記操舵補助指令値からデューティ比 D対モータ電流特性が連続した線形特性を示すようにデューティ比 D 1 及びデューティ比 D 2を演算するものであること .

を特徴とする電動パワーステアリング装置。

2. 前記デューティ比演算手段は、モータ逆起電力に基づいてデューティ比対モータ電流特性が連続した線形特性を示すように、デューティ比 D 2 をデューティ比 D 1 と独立に演算することを特徴とする特許請求の範囲第 1項に記載の電動パワーステアリング装置。

3. 少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御する電動パワーステアリング装置において、前記操舵補助指令値に基づいてモータ端子間電圧を決定するデューティ比 D 1 及ぴデュ一ティ比 D 2を演算するデューティ比演算手段と、

直列接続された 2個の半導体素子を備えた第 1及び第 2のアームで構成された Hブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続し、 Hブリッジ回路の第 1のアームの上段の半導体素子を前記デューティ比 D 1 の PWM信号で駆動し、第 2のアームの下段の半導体素子を前記デューティ比 D 2 の PWM信号で駆動するモータ駆動回路とを備え、

前記デューティ比演算手段は、モータ端子間電圧指令値の絶対値 Vref とモータの逆起電力の絶対値 K_T coとの間に、以下の条件（c)が満たされるとき、

I V ref I < I Κ _τ ω I (c)

前記デューティ比 D 1 を以下の式（a)により演算し、前記デューティ比 D 2を以下の式（b)により演算すること

D 1 =Vref2/Vr (a)

D 2 = {V ref2 + sign (V ref2 ) (V r - | K _χ ω | ) } /V r

(b)

但し、 V ref ：モータ端子閎電圧指令値

Vref2：線形化モータ端子間電圧指令値

= 1/2 (V ref -Κ _χ ω)

Vr ：モータに供給される電圧（バッテリ電圧）

κ_τ：モータの逆起電力定数

ω：モータ角速度

sign (V ref2 )：線化モータ端子間電圧指令値 V ref2の符号を特徴とする電動パワーステアリン^⁷'装置。

4. 前記デューティ比演算手段は、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値 Vref とノイズが除去されたモータの逆起電力の絶対値 Κ_τ ωとの間に、以下の条件（d)が満たされるとき、

前記デューティ比 D 1 を前記式（a)により演算し、デューティ比 D 2 を前記式（b)により演算すること

を特徴とする特許請求の範囲第 3項に記載の電動パワーステアリング装置。

5. 前記デューティ比演算手段は、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値 Vref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値 Κ _τ ωとの間に、ヒステリシス特性を有する以下の条件（e)が満たされるとき、

I Vref Iぐ I K丁 ω I (e)

6. 前記デューティ比演算手段は、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値 Vref とノイズが除去されたモータの逆起電力の絶対値 Κ_τ ωとの間に、以下の条件（f)が満たされるとき、

( I Vref I - I Κ _τ ω | ) < -Hys (f)

但し、 Hys ：ヒステリシス幅特性値

前記デューティ比 D 1 を前記式（a)により演算し、デューティ比 D 2 を前記式（b)により演算し、以下の条件（g)が満たされるときは、前回の判定結果を維持すること

一 Hys < ( I Vref | 一 | Κ _χ ω | ) < H ys (g) を特徴とする特許請求の範囲第 3項に記載の電動パワーステアリング装置。

7. 前記ヒステリシス幅特性値 H ysは、ノイズの大きさに応じて決定されることを特徴とする特許請求の範囲第 5項又は第 6項に記載の電動パワーステアリング装置。

8 . 前記デューティ比演算手段は、電流駆動線形化補償器及び電流不連続補償器から構成され、前記電流駆動線形化補償器はモータ.端子間電圧指令値 V ref を入力として前記式（a)に基づいて線形化モータ端子間電圧指令値 V ref2 に対応するデューティ比 D 1 を演算し、電流不連続補償器は線形化モータ端子間電圧指令値 V ref2を入力として前記式（b)に基づいてデューティ比 D 2を演算すること

を特徴とする特許請求の範囲第 3項乃至第 6項のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。