CN113595399A - 控制装置及控制方法 - Google Patents

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CN113595399A CN202110747540.6A CN202110747540A CN113595399A CN 113595399 A CN113595399 A CN 113595399A CN 202110747540 A CN202110747540 A CN 202110747540A CN 113595399 A CN113595399 A CN 113595399A
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宋海斌
章进法
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Delta Electronics Shanghai Co Ltd
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Abstract

本公开涉及一种控制装置及控制方法，应用于反激变换器，该反激变换器包含辅助开关，该控制装置包括：输出电压积分单元，用于通过对反激变换器的输出电压进行积分来获得反激变换器中的激磁负电流的幅值；以及比较控制单元，用于将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，并根据比较结果控制辅助开关的关断。本公开能够实现反激变换器的初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。

Description

控制装置及控制方法
本申请是申请号为201710524223.1、发明名称为“控制装置及控制方法”的专利的分案申请，在此将其全文引用于此。
技术领域
本公开涉及电力电子技术领域，特别涉及一种应用于反激变换器的控制装置及控制方法。
背景技术
目前，准谐振反激变换器是应用于小功率开关电源的最流行的电路拓扑结构。准谐振反激变换器在低压输入(Vbus<nVo，其中：Vbus为输入电压；n为变压器初次级侧线圈匝数比；Vo为输出电压)时可以实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，在高压输入(Vbus>nVo)时可以实现初级侧功率开关管的谷底开通，因而可以显著减小开关损耗。然而，随着高频化发展，尽管准谐振反激变换器在高压输入时可以实现谷底开通，但开通损耗还是变得越来越大，严重影响变换器的效率。为了解决准谐振反激变换器在高压输入时不能完全实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)这个问题，现有技术提出了次级侧同步整流管延迟导通等新控制方法，以及有源钳位反激变换器等新电路拓扑结构。
然而，现有技术仅适用于输出电压恒定的情况，在可变输出电压的应用情况下无法保证所有工作条件下均能实现初级侧功率开关管的零电压开通。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术问题的控制装置及控制方法，实为目前迫切的需求。
发明内容
本公开的目的在于提供一种控制装置及控制方法，进而至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的一个或者多个问题。
根据本公开的一个方面，提供了一种控制装置，应用于反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，所述控制装置包括：
输出电压积分单元，用于通过对所述反激变换器的输出电压进行积分来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；以及
比较控制单元，用于将所获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较，并根据比较结果控制所述辅助开关的关断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述辅助开关为同步整流管、钳位管、并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关、或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
在本公开的一种示例性实施例中，对所述反激变换器的输出电压进行积分包括：通过一使能信号启动所述输出电压积分单元，以及通过一复位信号对所述输出电压积分单元进行复位。
在本公开的一种示例性实施例中，在断续模式下，通过检测所述辅助开关的开通信号得到所述使能信号；以及在临界连续模式下，通过检测所述激磁负电流的过零点得到所述使能信号。
在本公开的一种示例性实施例中，检测所述激磁负电流的过零点包括：通过电流互感器、取样电阻或者所述辅助开关的自身内阻来检测所述激磁负电流的过零点。
在本公开的一种示例性实施例中，通过检测所述辅助开关的关断信号得到所述复位信号。
在本公开的一种示例性实施例中，所述比较控制单元，用以于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制装置还包括：
第一激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制装置还包括：
第二激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压可变。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
根据本公开的一个方面，提供了一种开关电源，包括上述任意一项所述的控制装置。
根据本公开的一个方面，提供一种控制方法，应用于反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，所述控制方法包括：
通过对所述反激变换器的输出电压进行积分来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；
将所获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较；以及
根据比较结果控制所述辅助开关的关断以实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
在本公开的一种示例性实施例中，所述辅助开关为同步整流管、钳位管、并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关、或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
在本公开的一种示例性实施例中，对所述反激变换器的输出电压进行积分包括：
响应于一使能信号通过一积分线路开始对所述反激变换器的输出电压进行积分，以及响应于一复位信号对所述积分线路进行复位。
在本公开的一种示例性实施例中，在断续模式下，通过检测所述辅助开关的开通信号得到所述使能信号；以及在临界连续模式下，通过检测所述激磁负电流的过零点得到所述使能信号。
在本公开的一种示例性实施例中，通过电流互感器、取样电阻或者所述辅助开关的自身内阻来检测所述激磁负电流的过零点。
在本公开的一种示例性实施例中，通过所述辅助开关的关断信号得到所述复位信号。
在本公开的一种示例性实施例中，实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通包括：
通过所述反激变换器中的一激磁电感与一寄生电容的谐振来实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
在本公开的一种示例性实施例中，根据比较结果控制所述辅助开关的关断来实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通还包含：
于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：
基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值包括：
基于所述反激变换器的输入电压的最大值设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：
基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压可变。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
根据本公开的示例实施例中的控制装置及控制方法，通过对反激变换器的输出电压进行积分来获得反激变换器中的激磁负电流的幅值，将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断。一方面，通过对反激变换器的输出电压进行积分来获得反激变换器中的激磁负电流的幅值，可以实时地获得不同输出电压下的激磁负电流的幅值；另一方面，将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断，可以通过合理地设定激磁负电流基准值来实现初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
图1为一种技术方案中的有源钳位反激变换器的电路图；
图2为一种技术方案中的有源钳位反激变换器的断续模式控制波形图；
图3为一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的电路图；
图4为一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的临界连续模式控制波形图；
图5为另一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的电路图；
图6为本公开一较佳实施例的控制装置的控制原理示意图；
图7为本公开另一较佳实施例的控制装置的控制原理示意图；
图8为本公开又一较佳实施例的电压积分电路图；
图9为本公开再一较佳实施例的RCD钳位反激变换器的断续模式控制波形图；
图10为本公开又一较佳实施例的有源钳位反激变换器的临界连续模式控制波形图；
图11为本公开又一较佳实施例的RCD钳位反激变换器的电压积分检测控制法的一个具体实施例；
图12为本公开又一较佳实施例的有源钳位反激变换器的导通时间检测控制法的一个具体实施例；
图13为本公开又一较佳实施例的RCD钳位反激变换器的基准值随输入电压变化的设定方法的一个具体实施例。
图14为本公开又一较佳实施例的有源钳位反激变换器的基准值随输入电压变化的设定方法的一个具体实施例；以及
图15为本公开又一较佳实施例的控制方法的流程图。
附图标记说明：
S1：开关管
S2：钳位管
t、t0、t1、t2、t3、t4、t5：时刻
SR：同步整流管
Lm：激磁电感
Im_n：激磁负电流
n：匝数比
Vo：输出电压
Im_n(t)：激磁负电流的幅值
600、1100、1200、1300、1400：控制装置
610、1110、1210：反激变换器
620、1120、1220、1320、1420：输出电压积分单元
630、1130、1230、1330、1430：比较控制单元
640、1140、1240、1340、1440：激磁负电流基准设定单元
1360、1460：输入电压检测单元
Im_N：基准值
CEQ：寄生电容
T：变压器
D1：二极管
Saux、Saux_VCC：开关
Waux：辅助绕组
R1、R2、R3、R4、Rsense：电阻
Isense：电流信号
Csense：电容
Vsense：电压积分信号
Co：输出电容
Vbus：输入电压
Vbus_max：输入电压最大值
S1510、S1520、S1530：步骤
具体实施方式
体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上当作对这些变化进行说明，而非用于限制本公开。
此外，本公开附图仅为示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
图1为一种技术方案中的有源钳位反激变换器的电路图。有源钳位反激变换器可以实现初级侧功率开关管S1的零电压开通(ZVS)，现有的控制方法为：控制钳位管S2仅在初级侧功率开关管S1导通前导通一设定时间，如图2所示的控制波形图中的t2-t3。
图3示出了一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的电路图。RCD钳位反激变换器通过延迟导通准谐振反激变换器的次级侧同步整流管SR来实现初级侧功率开关管S1的零电压开通(ZVS)，现有的次级侧同步整流管SR的延迟导通控制方法为：控制同步整流管SR在次级侧电流is降到零之后继续导通一设定时间，如图4所示的控制波形图中的t1-t2。
以上两种实现初级侧功率开关管S1零电压开通(ZVS)的方法，都是通过控制同步整流管SR或钳位管S2开通一设定时间来实现的，这对于固定输出电压的应用情形是适用的。
然而，随着电源适配器的发展，尤其是USB-PD Type-C的推广和普及，可变输出电压的应用变得越来越流行。对于可变输出电压的应用情形，上述控制方式将不再适用，这是因为：无论是RCD钳位反激变换器，还是有源钳位反激变换器，其实现初级侧功率开关管零电压开通(ZVS)的基本原理如下：在初级侧功率开关管S1开通之前，使得变压器的激磁电感Lm上产生一激磁负电流Im_n，通过激磁负电流Im_n的帮助以实现初级侧功率开关管S1的零电压开通(ZVS)，且激磁负电流的大小由如下公式决定：
Figure BDA0003144866160000071
其中：Lm是变压器的激磁电感值，n是变压器的匝数比，Vo是变换器的输出电压值，Im_n(t)是激磁负电流的幅值，t是辅助开关的导通时间(对于准谐振反激变换器的同步整流管来说指的是延迟导通时间，对于有源钳位反激变换器的钳位管来说指的是导通时间)。
由上述公式可以看出，对于一个固定的设计，激磁电感值Lm和匝数比n是固定的。如果输出电压Vo是固定的，由公式(1)可知，固定的导通时间t意味着固定的激磁负电流幅值，因此，通过控制同步整流管SR或钳位管S2开通一设定时间t，对于固定输出电压的应用情形是适用的。如果输出电压是可变的，固定的导通时间意味着激磁负电流幅值会随输出电压的变化而改变。以USB-PD Type-C的应用为例，其最小输出电压为5V，最大输出电压为20V，如果采用固定导通时间的控制方法，会造成以下两个结果中的一个：
A：如果设定的导通时间恰好可以满足输出电压为5V时的初级侧功率开关管零电压开通(ZVS)的条件，那么当输出电压为20V时，产生的激磁负电流幅值将是输出电压为5V时的4倍。过大的激磁负电流会引入额外损耗，影响变换器的效率。
B：如果设定的导通时间恰好可以满足输出电压为20V时的初级侧功率开关管零电压开通(ZVS)的条件，那么当输出电压为5V时，产生的激磁负电流幅值将只有输出电压为20V时的1/4，过小的激磁负电流幅值会造成初级侧功率开关管不能实现零电压开通。
基于上述内容，在本公开的一较佳实施例中，首先提供了一种控制装置，参照图6所示，控制装置600用于控制反激变换器610，其中反激变换器610包含一辅助开关。如图6所示，该控制装置600可以包括：输出电压积分单元620以及比较控制单元630。其中：
输出电压积分单元620用于通过对反激变换器610的输出电压进行积分来获得反激变换器610中的激磁负电流的幅值；以及
比较控制单元630用于将所获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较，并根据比较结果控制辅助开关的关断。
根据本实施例的控制装置600，一方面，通过对反激变换器610的输出电压进行积分来获得反激变换器610中的激磁负电流的幅值，可以实时地获得不同输出电压下的激磁负电流的幅值；另一方面，将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断，可以通过合理地设定激磁负电流基准值来实现初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。
在本实施例中，反激变换器610还包括初级侧开关单元、次级侧整流单元、变压器和输出电容(未图示)，其中，初级侧开关单元包含初级侧功率开关管，次级侧整流单元包括第一端与第二端，第一端和第二端分别与变压器和输出电容电气连接。为适用可变输出电压的应用情形，实现全输入电压范围内(例如90～264Vac)，不同输出电压下的全负载范围内的初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，需要控制激磁负电流的幅值达一设定值。根据以下公式(2)：
Figure BDA0003144866160000091
可知，通过检测输出电压Vo和时间t的乘积即可间接检测激磁负电流的幅值，而输出电压Vo和时间t的乘积的物理意义是输出电压Vo对时间t进行积分。因此，本公开的基本原理在于：在初级侧功率开关管开通之前，通过控制辅助开关的开通和关断，使得反激变换器610中产生一激磁负电流。通过检测输出电压，并对输出电压进行积分控制，以得到激磁负电流幅值的信息Im_n(t)。设定激磁负电流的基准值Im_N，当激磁负电流的幅值大于或等于该基准值时，比较控制单元630输出控制信号用以关断辅助开关。然后，以此激磁负电流为初始值，通过激磁电感Lm与原边线路的寄生电容CEQ的谐振来实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)。通过合理设置激磁负电流的基准值，可在全输入电压范围，不同输出电压的全负载范围内实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)。于本实施例中，该寄生电容CEQ由初级侧功率开关管S1的寄生电容和变压器T的初级侧线圈的寄生电容构成。
需要说明的是，在此实施例中，反激变换器610的输出电压可变，例如反激变换器610的输出电压可以为5V、9V、15V或20V等，本公开对此不进行特殊限定。
此外，如图7所示，在本公开的较佳实施例中，为了合理地设定激磁负电流基准值，控制装置600还可以包括激磁负电流基准设定单元640，用于基于反激变换器610的输入电压或/和输出电压设定所述激磁负电流基准值。
此外，在某些实施例中，反激变换器610可以为如图1所示的有源钳位反激变换器或如图3和图5所示的RCD钳位反激变换器，但是本公开较佳实施例中的反激变换器不限于此。
进一步地，在某些实施例中，反激变换器610的辅助开关可以为如图1所示的钳位管S2或如图3所示的同步整流管SR，但是本公开的较佳实施例中的辅助开关不限于此，例如如图5所示的副边为二极管整流的RCD钳位反激变换器，其辅助开关可以为并联于二极管D1的开关Saux，或其辅助开关可以为串联于辅助绕组Waux的开关Saux_VCC。需要说明的是，在本公开较佳实施例中，控制装置600可以适用于不同的工作模式，包括断续模式和临界连续模式，本公开对此不进行特殊限定。
在本公开的某些实施例中，电压积分功能的实现可以有多种方式，例如可以采用数字电路，也可以采用模拟线路。在此以模拟线路举例说明如下。如图8所示的电压积分电路包含放大器和电阻R1-R4至Rsense，但不限于此。由电路原理可知，只要满足下式：
Figure BDA0003144866160000101
亦即，R1＝R2，R3＝R4，
即可得：
Figure BDA0003144866160000102
由于Rsense为已知固定值，因此公式(4)即将电压信号Vo转化为电流信号Isense。用电流信号Isense给一电容Csense充电，电容Csense上的电压即体现为输出电压Vo的积分信号
Figure BDA0003144866160000103
可得：
Figure BDA0003144866160000104
由于Csense和Rsense是已知参数，因此通过检测输出电压Vo即可得到输出电压积分信号Vsense。
图8为本公开又一较佳实施例的电压积分电路图。如图8所示：使能信号作用于开关管S1，且被设置为低电平有效：当使能信号为高电平时，开关管S1闭合，此时积分线路不工作；当使能信号为低电平时，开关管S1断开，积分线路开始工作。复位信号作用于开关管S2，且被设置为高电平有效：当复位信号为低电平时，开关管S2断开，电容Csense被充电，以检测电压积分信号Vsense，积分线路保持工作状态；当复位信号为高电平时，开关管S2闭合，电容Csense被充分放电，此时电压积分信号Vsense为0，积分线路复位，积分电路停止工作。于另一实施例中，积分信号的有效电平信号亦可为高电平，复位信号的有效电平信号亦可为低电平，在此不做限制。于另一实施例中，亦可不必设置开关管S1和使能信号，同样可控制积分线路的工作状态。
需要说明的是，在某些实施例中，对于断续工作模式来说，积分单元的使能信号可以通过辅助开关的开通信号来获得。如图2所示，在t2时刻S2驱动信号的上升沿跳变信号为辅助开关的开通信号，如图9所示，在t2时刻的SR驱动信号的上升沿跳变信号为辅助开关的开通信号，可以通过检测这个上升沿跳变信号来得到使能信号。需要说明的是，使能信号也可以和这个上升沿跳变信号同步，也可以是由该上升沿跳变信号做一定延迟得到。
进一步地，在某些实施例中，对于临界连续模式来说，积分电路的使能信号可以通过检测激磁负电流的过零点(如图4，t1时刻；如图10，t1时刻)来获得。具体而言，可以通过电流互感器，取样电阻或者功率器件内阻如辅助开关的自身内阻来实现激磁负电流过零点的检测。
需要说明的是，在某些实施例中，积分单元的复位信号可以通过辅助开关的关断信号(如图2的t3时刻S2驱动信号的下降沿跳变信号，如图4的t2时刻SR驱动信号的下降沿跳变信号，如图9的t3时刻SR驱动信号的下降沿跳变信号，如图10的t2时刻S2驱动信号的下降沿跳变信号)来获得，例如可以和辅助开关的关断信号同步，或者对该关断信号进行一定延迟得到。
图11为一种控制装置的一个具体实施例。如图11所示，控制装置1100用于控制反激变换器1110，其中控制装置1100包括：输出电压积分单元1120、比较控制单元1130和激磁负电流基准设定单元1140。反激变换器1110为RCD钳位反激变换器，包含初级侧开关单元、次级侧整流单元、变压器T和输出电容Co，其中，初级侧开关单元包含初级侧功率开关管S1，次级侧整流单元包含同步整流管SR，且次级侧整流单元分别与变压器T和输出电容Co电气连接。于本实施例中，反激变换器1110工作于断续模式。
在此实施例中，控制装置1100通过同步整流管SR的第二次导通开通信号，如图9所示的t2时刻的SR驱动信号，以获得使能信号，通过使能信号使能输出电压积分单元1120；输出电压积分单元1120根据接收的输出电压信号Vo进行积分，根据公式(2)以得到初级侧线圈激磁负电流的幅值Im_n，并将其输送到比较控制单元1130；比较控制单元1130通过比较激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元1140的基准值Im_N，待Im_n达到基准值Im_N时，即Im_n大于或等于基准值Im_N时，比较控制单元1130输出控制信号以关断同步整流管SR。同时，比较控制单元1130根据同步整流管SR的关断信号输出复位信号以复位输出电压积分单元1120。
图12为一种控制装置的另一个具体实施例。如图12所示，该控制装置1200用于控制反激变换器1210，该控制装置1200包括：输出电压积分单元1220、比较控制单元1230和激磁负电流基准设定单元1240。反激变换器1210为有源钳位反激变换器，包含初级侧开关单元、次级侧整流单元、变压器T和输出电容Co，其中，初级侧开关单元包含初级侧功率开关管S1和钳位管S2，次级侧整流单元包含同步整流管SR，且次级侧整流单元分别与变压器T和输出电容Co电气连接。于本实施例中，反激变换器工作于断续模式。
在此实施例中，控制装置1200由钳位管S2的开通信号，如图2的t2时刻的S2的开通信号，来获得积分单元使能信号，使能信号用于使能输出电压积分单元1220；输出电压信号Vo输送到输出电压积分单元1220；输出电压积分单元1220根据输出电压信号Vo进行积分，以得到初级侧线圈激磁负电流的幅值Im_n，并将其输送到比较控制单元1230；比较控制单元1230通过比较激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元1240的基准值Im_N，待Im_n达到基准值Im_N时，比较控制单元1230输出控制信号以关断钳位管S2。同时比较控制单元1230根据钳位管S2的关断信号输出积分单元复位信号以复位输出电压积分单元1220。
针对激磁负电流基准值的设定，经研究可知：在低压输入(Vbus<nVo)时，无需激磁负电流的帮助，即可实现初级侧功率管的零电压开通(ZVS)；在高压输入(Vbus>nVo)时，为了实现初级侧功率管的零电压开通(ZVS)，激磁负电流的最小幅值需满足：
Figure BDA0003144866160000131
根据上述公式(7)，对于一个特定电路设计来说，变压器的匝数比n、激磁电感感量Lm以及寄生电容容值CEQ是固定的，为了实现初级侧功率管的零电压开通(ZVS)，激磁负电流的基准值Im_N与输入电压Vbus和输出电压VO有关。由此，激磁负电流基准设定单元可基于反激变换器的输入电压Vbus和输出电压VO实时调整激磁负电流基准值Im_N。
然而，采用上述方法，为了实时调整激磁负电流基准值Im_N，需要实时监控两个变量：输入电压Vbus和输出电压VO，如此做法会增加控制的复杂性。进一步研究可知：反激变换器于高压输入(Vbus>nVo)的情况下工作时，可忽略输出电压对于激磁负电流基准值的影响，即激磁负电流的基准值仅仅与输入电压有关，从而大大简化了激磁负电流基准值的设定。
Figure BDA0003144866160000132
于某些实施例中，对于激磁负电流基准值的设定，可以有如下两种设定方法：
固定基准值设定法：为实现全输入电压范围内初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，激磁负电流的基准值按最大输入电压进行设定，即：
Figure BDA0003144866160000133
其中：Vbus_max为输入电压最大值。
对固定基准值设定法来说，当输入电压为最大值Vbus_max时，恰好可以满足初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)；但当输入电压为低电压时，该控制方法所产生的激磁负电流幅值比初级侧功率管零电压开通(ZVS)所需的激磁负电流的幅值大，由此会带来额外的损耗，不利于效率优化。当然，在对效率要求不是很高的应用场合可以采用固定基准值设定法。
对效率要求比较高的应用场合，可以采激磁负电流基准值随输入电压变化的设定方法来对变换器的效率进行优化。因此，可以将激磁负电流基准值设定为：
Figure BDA0003144866160000141
其中：Im_N(Vbus)为激磁负电流基准值。
对于一个特定的电路设计，激磁电感感量Lm和寄生电容容值CEQ是固定的，由上述公式(10)可知，激磁负电流基准值与输入电压Vbus成正比，激磁负电流基准设定单元可根据输入电压检测单元检测出的输入电压值Vbus，直接计算出激磁负电流基准值Im_N。
图13为一种控制装置的再一个具体实施例。图13与图11的结构类似，但图13还包含激磁负电流基准设定单元的一具体实例。于图13所示，控制装置1300还包含输入电压检测单元1360，于本实施例中，输入电压检测单元1360包含第一电阻R1和第二电阻R2，并通过第一电阻R1和第二电阻R2分压的方式来检测输入电压信息Vbus。激磁负电流基准设定单元1340接收来自输入电压检测单元1360的输入电压信息Vbus，用于设定激磁负电流基准值Im_N，该激磁负电流基准值输送到比较控制单元1330；输出电压积分单元1320根据输入的输出电压信号进行积分，以得到初级侧线圈激磁负电流的幅值Im_n，并将其输送到比较控制单元1330。比较控制单元1330通过比较从输出电压积分单元1320得到的激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元1340的激磁负电流基准值Im_N，待Im_n达到激磁负电流基准值Im_N时，比较控制单元1330输出控制信号以关断同步整流管SR，同时输出积分单元复位信号以复位输出电压积分单元1320。与此同时，通过同步整流管的二次导通开通信号(图9，t2时刻的SR驱动信号)获得积分单元使能信号，通过使能信号使能输出电压积分单元1320。
图14示出了一种控制装置的再一个具体实施例。图14与图11的结构类似，但图14还包含激磁负电流基准设定单元的一具体实例。于图14所示，控制装置1400还包含输入电压检测单元1460，于本实施例中，输入电压检测单元1460包含第一电阻R1和第二电阻R2，并通过电阻分压方式来检测输入电压信息Vbus。输入电压检测单元1460将输入电压信息Vbus输入到激磁负电流基准设定单元1440用于设定基准值；由钳位管S2的开通信号来获得积分单元使能信号，通过使能信号使能输出电压积分单元1420；输出电压信号Vo输送到输出电压积分单元1420；输出电压积分单元1420根据输入的输出电压信号进行积分，以得到初级侧线圈激磁负电流的幅值Im_n，并将其输送到比较控制单元1430；比较控制单元1430通过比较从输出电压积分单元1420得到的激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元1440的基准值Im_N，待Im_n达到基准值Im_N时，比较控制单元1430输出控制信号以关断钳位管S2，同时输出积分单元复位信号以复位输出电压积分单元1420。
此外，在本公开较佳实施例中，还提供了一种控制方法，该控制方法可以应用于如图6-图14所示的反激变换器，该反激变换器包含一辅助开关，参照图15所示，控制方法可以包括以下步骤：
步骤S1510：通过对反激变换器的输出电压进行积分来获得反激变换器中的激磁负电流的幅值；
步骤S1520：将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较；以及
步骤S1530：根据比较结果控制辅助开关的关断以实现反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
根据此实施例的控制方法，一方面，通过对反激变换器的输出电压进行积分来获得反激变换器中的激磁负电流的幅值，可以实时地获得不同输出电压下的激磁负电流的幅值；另一方面，将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断，可以通过合理地设定激磁负电流基准值，实现在全输入电压范围内(例如90～264Vac)初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。
进一步地，在某些实施例中，该控制方法还可以包括：将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，于激磁负电流的幅值大于激磁负电流基准值时控制辅助开关的关断。
进一步地，在某些实施例中，该控制方法还可以包括：基于反激变换器的输入电压设定激磁负电流基准值。
进一步地，在某些实施例中，基于反激变换器的输入电压设定激磁负电流基准值可以包括：基于反激变换器的输入电压的最大值设定激磁负电流基准值。
此外，在某些实施例中，该控制方法还可以包括：基于所述反激变换器的输入电压和反激变换器的输出电压设定激磁负电流基准值。
需要说明的是，在某些实施例中，反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
需要说明的是，在某些实施例中，反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
需要说明的是，在某些实施例中，辅助开关为同步整流管、钳位管、或并联在反激变换器的次级侧整流单元上的开关。
进一步地，在某些实施例中，对反激变换器的输出电压进行积分包括：响应于使能信号通过积分电路开始对反激变换器的输出电压进行积分，以及响应于一复位信号对积分电路进行复位。
进一步地，在某些实施例中，在断续模式下，通过辅助开关的开通信号得到所述使能信号；以及在临界连续模式下，通过检测激磁负电流的过零点得到使能信号。
进一步地，在某些实施例中，通过电流互感器、取样电阻或者辅助开关的自身内阻来检测激磁负电流的过零点。
进一步地，在某些实施例中，通过辅助开关的关断信号得到复位信号。
进一步地，在某些实施例中，实现反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通包括：通过反激变换器中的激磁电感与寄生电容的谐振来实现反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
本领域技术人员在考虑说明书及实践本公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施例。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的现有技术。且本公开的说明书和实施例仅被视为示例性的，而本发明的范围由所附权利要求决定。
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限制。

Claims (29)

1.一种控制装置，应用于具有可变输出电压的反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，所述控制装置包括：
输出电压积分单元，用于通过对所述反激变换器的输出电压进行积分来实时地获得不同输出电压下所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；以及
比较控制单元，用于将所获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较，当激磁负电流的幅值大于或等于该激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
2.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述辅助开关为同步整流管、钳位管、并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关、或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
3.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
4.如权利要求3所述的控制装置，其特征在于，对所述反激变换器的输出电压进行积分包括：通过一使能信号启动所述输出电压积分单元，以及通过一复位信号对所述输出电压积分单元进行复位。
5.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，在断续模式下，通过检测所述辅助开关的开通信号得到所述使能信号；以及在临界连续模式下，通过检测所述激磁负电流的过零点得到所述使能信号。
6.如权利要求5所述的控制装置，其特征在于，检测所述激磁负电流的过零点包括：通过电流互感器、取样电阻或者所述辅助开关的自身内阻来检测所述激磁负电流的过零点。
7.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，通过检测所述辅助开关的关断信号得到所述复位信号。
8.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述比较控制单元，用以于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
9.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
10.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置还包括：
第一激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值。
11.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置还包括：
第二激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
12.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，激磁负电流的最小幅值需满足：
Figure FDA0003144866150000021
其中：Im_N为激磁负电流基准值，Vbus为输入电压，VO为输出电压，n为变压器的匝数比；Lm为激磁电感感量；CEQ为寄生电容容值。
13.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
14.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1-13项中任一所述的控制装置。
15.一种控制方法，应用于具有可变输出电压的反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，其特征在于，所述控制方法包括：
通过对所述反激变换器的输出电压进行积分来实时地获得不同输出电压下所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；
将所获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较；以及
当激磁负电流的幅值大于或等于该激磁负电流基准值时控制所述辅助开关的关断以实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
16.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述辅助开关为同步整流管、钳位管、并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关、或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
17.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
18.如权利要求17所述的控制方法，其特征在于，对所述反激变换器的输出电压进行积分包括：
响应于一使能信号通过一积分线路开始对所述反激变换器的输出电压进行积分，以及响应于一复位信号对所述积分线路进行复位。
19.如权利要求18所述的控制方法，其特征在于，在断续模式下，通过检测所述辅助开关的开通信号得到所述使能信号；以及在临界连续模式下，通过检测所述激磁负电流的过零点得到所述使能信号。
20.如权利要求19所述的控制方法，其特征在于，通过电流互感器、取样电阻或者所述辅助开关的自身内阻来检测所述激磁负电流的过零点。
21.如权利要求18所述的控制方法，其特征在于，通过所述辅助开关的关断信号得到所述复位信号。
22.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通包括：
通过所述反激变换器中的一激磁电感与一寄生电容的谐振来实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
23.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，根据比较结果控制所述辅助开关的关断来实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通还包含：
于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
24.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
25.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：
基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值。
26.如权利要求25所述的控制方法，其特征在于，基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值包括：
基于所述反激变换器的输入电压的最大值设定所述激磁负电流基准值。
27.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：
基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
28.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，激磁负电流的最小幅值需满足：
Figure FDA0003144866150000041
其中：Im_N为激磁负电流基准值，Vbus为输入电压，VO为输出电压，n为变压器的匝数比；Lm为激磁电感感量；CEQ为寄生电容容值。
29.如权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
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Application publication date: 20211102