CN113708632B - 反激变换器控制方法及其控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开反激变换器控制方法及其控制装置，控制装置包括初、次级侧控制器、或处理器和隔离驱动器。初级侧控制器接收输出电压反馈值并判定高低，控制反激变换器对应工作在不同模式，当检测值大于或等于第一阈值时，工作在互补模式；当检测值小于第一阈值且不小于第二阈值时，工作在双脉冲模式；当检测值小于第二阈值时，工作在第三模式，次级侧开关管保持关断。本发明通过对输出功率的检测，进而调整时间间隔，使变换器工作在互补模式或双脉冲模式，极大程度的提升了反激变换器的效率，实现了结构简单、成本低、效率高的有益效果。

Description

反激变换器控制方法及其控制装置

技术领域

本发明涉及反激变换器领域，特别涉及反激变换器工作模式的控制。

背景技术

反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率开关电源。通常为了提高反激变换器的工作效率，次级侧采用同步整流的方法，同时因其可以实现初级侧功率开关管的谷底开通，常采用同步整流的准谐振反激变换器，可显著减小开关损耗。但是在高压输入的工况下，尽管谷底导通，依然存在较大的开通损耗问题。为了解决这个问题，相关的学术论文提出了两种次级侧整流管的控制策略。

参考图1-图3，图1为一种次级侧采用同步整流的反激变换器电路，初级侧控制器U1 及次级侧控制器U2分别对初级侧开关单元及次级侧开关单元进行控制；图2次级侧同步整流反激变换器控制策略关键波形示意图，电路工作在断续模式，当次级侧电流降为零安培，次级侧整流管关断一段时间后，次级侧整流管在初级侧功率管导通前再次导通，在次级侧线圈中产生一反向电流，待次级侧整流管再次关闭后，在预设的死区时间之后开通初级侧功率管，在死区时间内通过反向电流参与激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容的谐振来实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)。

图3为另一种次级侧同步整流反激变换器控制策略的关键波形示意图，电路工作在断续模式，当初级侧功率管关断之后，次级侧控制信号控制次级侧整流管关断，次级侧整流管寄生二极管对激磁电流消磁，激磁电流下降至零安培后一段时间，初级侧功率管导通前，次级侧整流管仅导通一次，导通后在次级侧线圈中产生一反向电流，待次级侧整流管关闭后，该反向电流在预设的死区时间内参与激磁电感和初级侧功率管的寄生电容的谐振，实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，初级侧功率管在预设的死区时间之后再开通。

对于图2所述的控制策略，该方法能够在全输入电压、全负载范围内实现初级侧功率管的零电压开通，但是在轻载且工作频率较高的场合，同步整流管的导通损耗已不是主要损耗因素，而次级侧整流管在初级侧功率管导通前需要导通两次，在高频的情况下，初、次级侧的开关损耗和变压器损耗将造成更大的损耗，影响电路的工作效率，因此该方法只适合在输出功率较大、低频的场合。

对于图3的控制策略，该方法同样可以在全输入电压、全负载范围内实现初级侧功率管的零电压开通，但是在输出功率偏大的情况下，由于激磁电流消磁阶段通过寄生二极管整流，因此会产生较大的损耗，不利于提升变换器的工作效率，因此适合在输出功率较小的场合。

对于图2和图3所述的控制策略，其次级侧电流都处于断续状态，在重载时，较次级侧电流连续的方案，其峰值电流和有效值电流都会增大，效率偏低。而实际应用过程中，变换器经常工作在非常宽的工况范围，因此需要根据不同的工况条件下让变换器工作在不同的工作模式下，以达到最佳工作性能。

发明内容

鉴于现有技术的不足，本发明提供一种能够实现初级侧零电压开关的反激变换器控制装置及控制方法，以解决现有反激变换器工作在宽范围工况条件下未能达到最优工作状态的问题。

就反激变换器控制方法而言，适用于的反激变换器包括主功率电路和控制装置，主功率电路包括初级侧开关管、钳位电路、采样电阻、变压器、次级侧开关管和输出电容，变压器包括初、次级侧绕组，控制装置根据输出电压反馈值高低，控制反激变换器对应工作在不同模式，

当检测值大于或等于第一阈值时，反激变换器工作在互补模式；

当检测值小于第一阈值且不小于第二阈值时，反激变换器工作在双脉冲模式；

当检测值小于第二阈值时，反激变换器工作在第三模式，初级侧开关管无零电压导通。

作为第三工作模式的一种，为burst模式。

作为第三工作模式的又一种，第三工作模式具体为，输出电压反馈值小于第二阈值且不小于第三阈值时，反激变换器工作在反激模式，输出电压反馈值小于第二阈值和第三阈值时，反激变换器工作在burst模式。

优选地，互补模式下，次级侧绕组的电流在单个开关周期内从正电流线性降低到负电流，次级侧绕组电流为连续的工作状态，反激变换器的工作频率随负载减小升高。

优选地，双脉冲模式下，次级侧绕组的电流在单个开关周期内先从正电流线性降低到零安培，再维持一段时间，最后再从零安培线性降低到负电流，次级侧绕组电流为断续的工作状态，反激变换器的工作频率随负载减小而降低。

作为控制装置控制反激变换器对应工作在不同模式的一种具体情况，通过传输第一控制信号给初级侧开关管栅极，控制其开通和关断；通过第二控制信号的脉宽来实现初级侧开关管的零电压开通；通过第三控制信号的下降沿和第二控制信号的上升沿之间的时间间隔t1来进行不同模式的切换；通过传输第四控制信号给次级侧开关管，控制其开通和关断。

优选地，互补模式，具体为，初级侧开关管开通，变压器开始激磁，原边电流触发峰值电流保护后，初级侧开关管关闭，变压器激磁结束，之后变压器开始去磁，控制装置控制次级侧开关管开通，当去磁电流接近于零安培时，控制装置控制次级侧开关管关断，第三控制信号的下降沿在控制装置内部传递，经过间隔时间t11后，控制装置产生第二控制信号，继而第四控制信号再次发出一个驱动信号，使次级侧开关管再次开通，次级侧绕组去磁到零安培后通过输出电容对其反向激磁，次级侧绕组产生一个负电流后第二控制信号关闭，次级侧开关管关闭，使得初级侧绕组也产生一个负电流，该电流参与激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容的谐振，实现初级侧开关管的零电压开通。

优选地，经过所述间隔时间t11后，第二控制信号产生于去磁电流下降到零安培之前，次级侧开关管通过第四控制信号再次开通，使变压器次级侧绕组电流从正电流线性递减到所需负电流值，使反激变换器工作在互补模式。

优选地，双脉冲模式，具体为，初级侧开关管开通，变压器开始激磁，原边电流触发峰值电流保护后，初级侧开关管关闭，变压器激磁结束，之后变压器开始去磁，第三控制信号输出高电平，第四控制信号输出高电平，次级侧开关管开通，当去磁电流接近于零安培时，第三控制信号输出低电平，第四控制信号输出低电平，次级侧开关管关断，第三控制信号的下降沿在控制装置内部传递，经过一个间隔时间t12后，控制装置产生第二控制信号，该第二控制信号脉宽固定，第四控制信号再次产生一个驱动信号，使次级侧开关管再次开通，次级侧绕组通过输出电容对其反向激磁，次级侧绕组产生一个负电流后第二控制信号关闭，次级侧开关管关闭，使得变压器的初级侧绕组也产生一个负电流，该电流参与激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容的谐振，实现初级侧开关管的零电压开通。

优选地，在所述间隔时间t12内，次级侧绕组的去磁电流先从接近于零安培一直降低到零安培，之后次级侧绕组保持为零安培，第二控制信号产生于间隔时间t12过后，次级侧开关管通过第四控制信号再次开通，次级侧绕组电流从正电流线性递减到零安培，持续为零一段时间后，再线性递减到所需负电流值，使反激变换器工作在双脉冲模式。

就反激变换器控制装置而言，包括初级侧控制器和次级侧控制器，还包括或处理器和隔离驱动器，

初级侧控制器产生第一控制信号和第二控制信号，次级侧控制器产生第三控制信号，第二控制信号经由隔离驱动器传递到次级侧控制器后和第三控制信号通过或处理器进行逻辑“或”处理，产生第四控制信号；

第一控制信号用来控制所述初级侧开关管的开通和关断，第二控制信号用来通过其脉宽实现初级侧开关管的零电压开通，第三控制信号的下降沿和第二控制信号的上升沿之间的时间间隔t1用来控制反激变换器对应工作在不同模式，第四控制信号用来控制次级侧开关管的开通和关断；

初级侧控制器一端接收输出电压反馈值，并根据输出电压反馈值，确定检测值，通过判定检测值高低，控制装置控制反激变换器对应工作在不同模式，

当检测值大于或等于第一阈值时，反激变换器工作在互补模式；

当检测值小于第一阈值且不小于第二阈值时，反激变换器工作在双脉冲模式；

当检测值小于第二阈值时，反激变换器工作在第三模式，初级侧开关管无零电压导通情况。

本发明的工作原理结合具体的实施例进行详细说明，在此不赘述，本发明的有益效果具体如下：

1、本发明的反激变换器的控制装置及控制方法在中大功率载时都能够实现初级侧开关管零电压开通，降低结电容损耗，提升效率，且在轻空载时能降低工作频率，降低开关管、变压器的损耗，提升效率。

2、本发明的反激变换器的控制装置及控制方法能使反激变换器在重载的情况下工作在互补模式(降低峰值电流、有效值电流)，中小载的情况下工作在双脉冲模式(随负载减小降低工作频率)，轻空载的情况下工作在反激、burst模式(跳周期的低频工作模式)，通过对输出功率的监测，进行多种模式的切换，使电源在各种状态下都保持最优的效率和性能。

3、本发明的反激变换器的控制装置及控制方法只需要通过对间隔时间进行控制，就能实现互补、双脉冲模式的自然切换，控制方法简单。

附图说明

图1为现有次级侧带同步整流电路变换器原理图；

图2为现有的一种次级侧控制策略实现初级侧开关管ZVS的工作波形图；

图3为现有的另一种次级侧控制策略实现初级侧开关管ZVS的工作波形图；

图4为本发明反激变换器电路的电路原理图；

图5为本发明第一实施例的模式切换流程图；

图6为本发明互补模式下单个开关周期内的工作波形图；

图7为本发明双脉冲模式下单个开关周期内的工作波形图；

图8为本发明输出电压反馈值VFB和所述时间间隔t1的对应关系图；

图9为本发明第二实施例的模式切换流程图。

具体实施方式

体现本发明特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本发明的范围，且本发明的说明及附图在本质上当作对这些变化进行说明，而非用于限制本公开。

此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。

图4所示为本发明反激变换器的电路原理图，包括常规的反激变换器主功率电路和本发明公开的控制装置。

反激变换器主功率电路包括输入电容Cin、初级侧开关管Q1、采样电阻Rcs、钳位电路、变压器T1、次级侧开关管Q2和输出电容Co。变压器T1包含初级侧绕组Np和次级侧绕组Ns，输入电容Cin串联于初级侧绕组Np同名端和地之间，钳位电路串联于初级侧绕组Np同、异名端之间，初级侧开关管Q1漏极连接初级侧绕组Np异名端，初级侧开关管Q1源极连接采样电阻Rcs一端，采样电阻Rcs另一端连接地，次级侧开关管Q2漏极与变压器次级侧绕组Ns的同名端连接，次级侧开关管Q2源极与输出电容和地的连接点连接。

控制装置包括初级侧控制器U1、次级侧控制器U2、隔离驱动器U3、或处理器、隔离光耦和输出电压反馈电路。

初级侧控制器U1产生第一控制信号SW1和第二控制信号SW2。初级侧控制器U1还对输入电压Vins、峰值电流cs、初级侧开关管Q1的漏源极电压Vds1和输出电压反馈值VFB 进行检测，初级控制器U1还产生一同步信号SYN。输出电压反馈电路接入次级侧绕组Ns 异名端和输出电容Co之间，并通过隔离光耦传递输出电压反馈值VFB给初级侧控制器U1。

次级侧控制器U2可以是常规的反激类同步整流芯片，也可以是其他能实现同步整流功能的电路结构，通过检测次级侧开关管Q2的漏源极电压Vds2和同步信号SYN来产生第三控制信号SW3，同步信号SYN通过隔离驱动器U3传递过来。

第一控制信号SW1用来控制初级侧开关管Q1的开通和关断。

第二控制信号SW2和第三控制信号SW3经过或处理器进行逻辑“或”处理后产生第四控制信号SW4，用来控制次级侧开关管Q4的开通和关断。

初级侧控制器U1通过控制第三控制信号SW3的下降沿和第二控制信号SW2的上升沿之间的时间间隔t1来进行相应工作模式的切换。

第三控制信号的下降沿，即为变压器去磁电流的过零点，将第三控制信号的下降沿通过隔离驱动器传递到初级侧控制器，结合输出电压反馈值来调整时间间隔t1，以实现不同工作模式的切换。

变压器去磁电流的过零点检测，不仅仅局限于采用第三控制信号的下降沿的检测方法，还可以通过变压器第三绕组进行零电流检测，还可以通过初级侧开关管漏源极电压波形进行过零点检测，还可以通过伏秒平衡公式计算得出。

初级侧控制器U1通过控制第二控制信号SW2的脉宽来实现初级侧开关管Q1的零电压开通(ZVS)。

初级侧控制器U1通过对输出电压反馈值VFB的检测来调节时间间隔t1，使反激变换器工作在互补模式或双脉冲模式。

或处理器，可以是逻辑或门或者是其他可以将两路驱动合并成一路驱动的电路结构。

为了使本发明更加清楚明白，以下将结合附图及具体实施例，对本发明的技术方案进行更加清楚、完整地描述。

第一实施例

本发明第一实施例的模式切换流程图如图5所示，反激变换器根据输出电压反馈值VFB 的不同可依次工作在互补模式、双脉冲模式、反激模式和burst模式(跳周期的低频工作模式)，模式切换的控制方法包含以下步骤：

步骤1：初级侧控制器U1从输出电压反馈电路获得输出电压反馈值VFB。其中，输出电压反馈值VFB的第一阈值VFB1＞第二阈值VFB2＞第三阈值VFB3。

步骤2：当输出电压反馈值VFB≥第一阈值VFB1时，时间间隔t1等于t11，使反激变换器工作在互补模式，互补模式下单个开关周期内的工作波形图如附图6所示。

步骤3：当输出电压反馈值从第一阈值VFB1线性下降到第二阈值VFB2时，所述时间间隔t1从t11线性增加到t12，所述反激变换器工作在双脉冲模式，双脉冲模式下单个开关周期内的工作波形图如附图7所示。

步骤4：当第三阈值VFB3≤输出电压反馈值VFB＜第二阈值VFB2时，反激变换器工作在反激模式。

步骤5：输出电压反馈值VFB＜当第三阈值VFB3时，反激变换器工作在burst模式。

附图6中的Vds1为初级侧开关管Q1的漏源极电压波形，I_ds1为流过初级侧开关管Q1 的电流，SW1为初级侧控制器U1产生的第一控制信号，I_ds2为流过次级侧开关管Q2的电流，SW3为次级侧控制器U2产生的第三控制信号，SW2为初级侧控制器U1产生的第二控制信号，SW4为第三控制信号SW3和第二控制信号SW2经过逻辑“或”处理后的第四控制信号。R信号和S信号分别指初级侧控制器U1内部的RS触发器的R信号和S信号。

当第一控制信号SW1输出高电平后，初级侧开关管Q1开通，变压器T1开始激磁，电流I_ds1开始线性上升，当峰值电流cs大于输出电压反馈值VFB后，初级侧控制器U1通过内部逻辑电路产生一个小脉宽的S信号，RS触发器动作，第一控制信号SW1输出低电平，初级侧开关管Q1关闭，变压器T1激磁结束。之后变压器T1开始去磁，经过一个死区时间后，第三控制信号SW3输出高电平，此时第四控制信号SW4输出高电平，次级侧开关管Q2 开通，电流I_ds2线性下降。当电流I_ds2接近于零安培时，第三控制信号SW3输出低电平，第四控制信号SW4输出低电平，次级侧开关管Q2关断。第三控制信号SW3的下降沿通过隔离驱动器U3传递到初级侧控制器U1，经过间隔时间t11后，初级侧控制器U1产生的第二控制信号SW2输出高电平，通过隔离驱动器U3传递到次级侧，经过或处理器后第四控制信号SW4再次输出高电平，使次级侧开关管Q2再次开通，通过初级侧控制器U1控制第二控制信号SW2的脉宽时间t2，使次级侧绕组Ns继续去磁到零安培后通过输出电容Co对其反向激磁，次级侧绕组Ns产生一个负电流。脉宽时间t2结束后，第二控制信号SW2输出低电平，第四控制信号SW4输出低电平，次级侧开关管Q2再次关断。之后初级侧控制器U1 通过内部逻辑电路产生一个小脉宽的R信号，RS触发器动作，经过一个死区时间后初级侧控制器U1产生一个同步信号SYN，通过隔离驱动器U3传递到次级侧控制器U2，以确保在初级侧开关管Q1开通前先关断次级侧开关管Q2。再经过一个死区时间后第一控制信号SW1 输出高电平，周期结束。

次级侧开关管Q2再次关断后，变压器的初级侧绕组Np也立即产生一个负电流，该负电流参与初级侧绕组Np和初级侧功率开关管Q2的寄生电容的谐振来使得当第一控制信号SW1 再次输出高电平时初级侧开关管Q1的漏源极电压Vds1刚好谐振到0V，以实现初级侧开关管Q2的零电压开通(ZVS)。

经过间隔时间t11，其核心是确保电流I_ds2下降到零安培之前，第二控制信号SW2已经产生，次级侧开关管Q2通过第四控制信号SW4再次开通，使变压器次级侧绕组Ns电流从正电流线性递减到所需负电流值，使反激变换器工作在互补模式。

反激变换器工作在互补模式时，随输出功率的降低反激变换器的频率会增加，但互补模式下可以降低变压器的峰值电流和有效值电流，可以减小初、次级侧开关管损耗、变压器损耗。

附图7中各波形所对应的信号点与图6一致，上述已经说明，不再赘述。

当第一控制信号SW1输出高电平后，初级侧开关管Q1开通，变压器T1开始激磁，电流I_ds1开始线性上升，当峰值电流cs大于输出电压反馈值VFB后，初级侧控制器U1通过内部逻辑电路产生一个小脉宽的S信号，RS触发器动作，第一控制信号SW1输出低电平，初级侧开关管Q1关闭，变压器激磁结束。之后变压器T1开始去磁，经过一个死区时间后，第三控制信号SW3输出高电平，此时第四控制信号SW4输出高电平，次级侧开关管Q2开通，电流I_ds2线性下降。当电流I_ds2接近于零安培时，第三控制信号SW3输出低电平，第四控制信号SW4输出低电平，次级侧开关管Q2关断。第三控制信号SW3的下降沿通过隔离驱动器U3传递到初级侧控制器U1，经过间隔时间t12后，初级侧控制器U1产生的第二控制信号SW2输出高电平，通过隔离驱动器U3传递到次级侧，经过或处理器后第四控制信号SW4再次输出高电平，使次级侧开关管Q2再次开通，通过初级侧控制器U1控制第二控制信号SW2的脉宽时间t2，使次级侧绕组Ns继续去磁到零安培后通过输出电容Co对其反向激磁，次级侧绕组Ns产生一个负电流。脉宽时间t2结束后，第二控制信号SW2输出低电平，第四控制信号SW4输出低电平，次级侧开关管Q2再次关断。之后初级侧控制器U1 通过内部逻辑电路产生一个小脉宽的R信号，RS触发器动作，经过一个死区时间后初级侧控制器U1产生一个同步信号SYN，通过隔离驱动器U3传递到次级侧控制器U2，以确保在初级侧开关管Q1开通前先关断次级侧开关管Q2。再经过一个死区时间后第一控制信号SW1 输出高电平，周期结束。

次级侧开关管Q2再次关断后，变压器T1的初级侧绕组Np也立即产生一个负电流，该负电流参与初级侧绕组Np和初级侧功率开关管Q2的寄生电容的谐振来使得，当第一控制信号SW1再次输出高电平时，初级侧开关管Q1的的漏源极电压Vds1刚好谐振到0V，以实现初级侧开关管Q2的零电压开通(ZVS)。

间隔时间t1在间隔时间t11至间隔时间t12之间时，次级侧绕组Ns的去磁电流先从接近于零安培一直降低到零安培，之后次级侧绕组Ns保持为零安培直到间隔时间t1结束后才产生第二控制信号SW2，使次级侧开关管Q2通过第四控制信号SW4再次开通，使变压器T1次级侧绕组Ns电流从正电流线性递减到零安培，持续为零一段时间后，再线性递减到所需负电流值，使反激变换器工作在双脉冲模式。

工作在双脉冲模式时，随输出功率的降低反激变换器的频率会降低，达到轻载降频的目的，减小初级侧开关管开关损耗、电感损耗、次级侧开关管开关损耗。

反激模式指的是常规的反激工作模式，该工作模式下初级侧控制器关掉第二控制信号SW2，初级侧开关管Q1不实现零电压开通(ZVS)，各种文献对反激工作模式的原理都讲述的非常详细，不在此赘述。

burst模式指的是常规的burst工作模式，该工作模式下初级侧控制器关掉第二控制信号 SW2，初级侧开关管不实现零电压开通(ZVS)，各种文献对burst工作模式的原理都讲述的非常详细，不在此赘述。

输出电压反馈值VFB和所述时间间隔t1的对应关系图如图8所示。

第三实施

本发明第二实施例的模式切换流程图如图9所示，反激变换器电路根据输出电压反馈值 VFB的不同依次工作在互补模式、双脉冲模式和burst模式，模式切换的控制方法包含以下步骤：

步骤1：上述初级侧控制器U1通过输出电压反馈电路获得输出电压反馈值VFB。其中，输出电压反馈值VFB的第一阈值VFB1＞第二阈值VFB2。

步骤2：当输出电压反馈值VFB≥第一阈值VFB1时，时间间隔t1等于t11，使反激变换器工作在互补模式，互补模式下单个开关周期内的工作波形图也如附图6所示。其工作状态与第一实施例的互补模式的一致，不再赘述。

步骤3：当输出电压反馈值从第一阈值VFB1线性下降到第二阈值VFB2时，所述时间间隔t1从t11线性增加到t12，所述反激变换器工作在双脉冲模式，双脉冲模式下单个开关周期内的工作波形图也如附图7所示。其工作状态与第一实施例的双脉冲模式的一致，不再赘述。

步骤4：输出电压反馈值VFB＜当第二阈值VFB2时，所述反激变换器还可以工作在burst 模式。

burst模式指的是常规的burst工作模式，该工作模式下初级侧控制器关掉第二控制信号，初级侧开关管不实现零电压开通(ZVS)，各种文献对burst工作模式的原理都讲述的非常详细，不在此赘述。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (7)

1.一种反激变换器控制方法，适用于的反激变换器包括主功率电路和控制装置，主功率电路包括初级侧开关管、钳位电路、采样电阻、变压器、次级侧开关管和输出电容，变压器包括初、次级侧绕组，

其特征在于：控制装置通过判定输出电压反馈值高低，控制反激变换器对应工作在不同模式，具体为，通过传输第一控制信号给初级侧开关管栅极，控制其开通和关断；通过第二控制信号的脉宽来实现初级侧开关管的零电压开通；通过第三控制信号的下降沿和第二控制信号的上升沿之间的时间间隔t1来进行不同模式的切换；通过传输第四控制信号给次级侧开关管，控制其开通和关断：

当输出电压反馈值大于或等于第一阈值时，反激变换器工作在互补模式；

当输出电压反馈值小于第一阈值且不小于第二阈值时，反激变换器工作在双脉冲模式；

当输出电压反馈值小于第二阈值时，反激变换器工作在第三模式，初级侧开关管无零电压导通；

所述的互补模式，具体为，初级侧开关管开通，变压器开始激磁，原边电流触发峰值电流保护后，初级侧开关管关闭，变压器激磁结束，之后变压器开始去磁，控制装置控制次级侧开关管开通，当去磁电流接近于零安培时，控制装置控制次级侧开关管关断，第三控制信号的下降沿在控制装置内部传递，经过间隔时间t11后，控制装置产生第二控制信号，继而第四控制信号再次发出一个驱动信号，使次级侧开关管再次开通，次级侧绕组去磁到零安培后通过输出电容对其反向激磁，次级侧绕组产生一个负电流后第二控制信号关闭，次级侧开关管关闭，使得初级侧绕组也产生一个负电流，该电流参与激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容的谐振，实现初级侧开关管的零电压开通；

所述的双脉冲模式，具体为，初级侧开关管开通，变压器开始激磁，原边电流触发峰值电流保护后，初级侧开关管关闭，变压器激磁结束，之后变压器开始去磁，第三控制信号输出高电平，第四控制信号输出高电平，次级侧开关管开通，当去磁电流接近于零安培时，第三控制信号输出低电平，第四控制信号输出低电平，次级侧开关管关断，第三控制信号的下降沿在控制装置内部传递，经过一个间隔时间t12后，控制装置产生第二控制信号，该第二控制信号脉宽固定，第四控制信号再次产生一个驱动信号，使次级侧开关管再次开通，次级侧绕组通过输出电容对其反向激磁，次级侧绕组产生一个负电流后第二控制信号关闭，次级侧开关管关闭，使得变压器的初级侧绕组也产生一个负电流，该电流参与激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容的谐振，实现初级侧开关管的零电压开通。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述第三模式为burst模式；

或者，第三模式具体为，输出电压反馈值小于第二阈值且不小于第三阈值时，反激变换器工作在反激模式，输出电压反馈值小于第三阈值时，反激变换器工作在burst模式。

3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：在所述互补模式下，次级侧绕组的电流在单个开关周期内从正电流线性降低到负电流，次级侧绕组电流为连续的工作状态，反激变换器的工作频率随负载减小升高。

4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：在所述双脉冲模式下，次级侧绕组的电流在单个开关周期内先从正电流线性降低到零安培，再维持一段时间，最后再从零安培线性降低到负电流，次级侧绕组电流为断续的工作状态，反激变换器的工作频率随负载减小而降低。

5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：经过所述间隔时间t11后，第二控制信号产生于去磁电流下降到零安培之前，次级侧开关管通过第四控制信号再次开通，使变压器次级侧绕组电流从正电流线性递减到所需负电流值，使反激变换器工作在互补模式。

6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：在所述间隔时间t12内，次级侧绕组的去磁电流先从接近于零安培一直降低到零安培，之后次级侧绕组保持为零安培，第二控制信号产生于间隔时间t12过后，次级侧开关管通过第四控制信号再次开通，次级侧绕组电流从正电流线性递减到零安培，持续为零一段时间后，再线性递减到所需负电流值，使反激变换器工作在双脉冲模式。

7.一种反激变换器控制装置包括初级侧控制器和次级侧控制器，其特征在于：还包括或处理器和隔离驱动器，

初级侧控制器产生第一控制信号和第二控制信号，次级侧控制器产生第三控制信号，第二控制信号经由隔离驱动器传递到次级侧控制器后和第三控制信号通过或处理器进行逻辑“或”处理，产生第四控制信号；

第一控制信号用来控制初级侧开关管的开通和关断，第二控制信号用来通过其脉宽实现初级侧开关管的零电压开通，第三控制信号的下降沿和第二控制信号的上升沿之间的时间间隔t1用来控制反激变换器对应工作在不同模式，第四控制信号用来控制次级侧开关管的开通和关断；

初级侧控制器一端接收输出电压反馈值，并根据输出电压反馈值，确定检测值，通过判定检测值高低，控制装置控制反激变换器对应工作在不同模式，

当输出电压反馈值大于或等于第一阈值时，反激变换器工作在互补模式；

当输出电压反馈值小于第一阈值且不小于第二阈值时，反激变换器工作在双脉冲模式；

当输出电压反馈值小于第二阈值时，反激变换器工作在第三模式，初级侧开关管无零电压导通情况；

所述的互补模式，具体为，初级侧开关管开通，变压器开始激磁，原边电流触发峰值电流保护后，初级侧开关管关闭，变压器激磁结束，之后变压器开始去磁，控制装置控制次级侧开关管开通，当去磁电流接近于零安培时，控制装置控制次级侧开关管关断，第三控制信号的下降沿在控制装置内部传递，经过间隔时间t11后，控制装置产生第二控制信号，继而第四控制信号再次发出一个驱动信号，使次级侧开关管再次开通，次级侧绕组去磁到零安培后通过输出电容对其反向激磁，次级侧绕组产生一个负电流后第二控制信号关闭，次级侧开关管关闭，使得初级侧绕组也产生一个负电流，该电流参与激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容的谐振，实现初级侧开关管的零电压开通；

所述的双脉冲模式，具体为，初级侧开关管开通，变压器开始激磁，原边电流触发峰值电流保护后，初级侧开关管关闭，变压器激磁结束，之后变压器开始去磁，第三控制信号输出高电平，第四控制信号输出高电平，次级侧开关管开通，当去磁电流接近于零安培时，第三控制信号输出低电平，第四控制信号输出低电平，次级侧开关管关断，第三控制信号的下降沿在控制装置内部传递，经过一个间隔时间t12后，控制装置产生第二控制信号，该第二控制信号脉宽固定，第四控制信号再次产生一个驱动信号，使次级侧开关管再次开通，次级侧绕组通过输出电容对其反向激磁，次级侧绕组产生一个负电流后第二控制信号关闭，次级侧开关管关闭，使得变压器的初级侧绕组也产生一个负电流，该电流参与激磁电感和初级侧功率开关管的寄生电容的谐振，实现初级侧开关管的零电压开通。

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