TWI699957B - 一種準諧振電源控制器 - Google Patents

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Abstract

本發明涉及一種準諧振電源控制器。提供了一種準諧振電源控制器，包括：原邊控制模組，被配置為接收經整流的AC輸入電壓並且控制閘極的導通與關斷，當原邊開關關斷後導通副邊開關直到感測到退磁結束後關斷副邊開關，其中原邊開關並聯有原邊開關寄生電容，當原邊開關寄生電容上電壓諧振到最低值時導通開關；以及副邊控制模組；其中副邊控制模組包括控制和取樣電路，被配置為感測輸入電壓來設置副邊開關關斷時的反向閾值。

Description

一種準諧振電源控制器
本發明涉及積體電路領域，更具體的，本發明提供了一種帶同步整流的ZVS(Zero Voltage Switch，零電壓開關)準諧振電源控制器的實現方法。
副邊同步整流晶片無需感測原邊導通的谷底電壓就可以在不同輸入電壓條件下都實現原邊開關(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET，金屬氧化物半導體場效應電晶體)的零電壓導通，從而避免導通瞬間的開關損耗，大大提高電源的效率。實現零電壓導通後，在不影響系統效率的前提下返馳變換器的開關頻率可以提高至200kHz甚至更高，工作頻率提升後可以減小變壓器的磁芯尺寸，從而減小電源尺寸。
第1圖是示出了典型的返馳同步整流準諧振變換器的圖式。其中，左側虛框內表示原邊的內部控制結構，右側虛框內表示副邊的內部控制結構。
輸出電壓分壓後通過可控穩壓源TL431以及光耦產生副邊回饋電壓FB電壓決定控制信號閘極的關斷時刻，當原邊開關關斷後副邊開始退磁，此時導通副邊開關直到感測到退磁結束後關斷副邊開關，退磁結束後變壓器的原邊電感L1與開關寄生電容C1之間發生串聯諧振，當開關寄生電容C1上電壓諧振到最低值即開關兩端壓降諧振到谷底電壓時導通開關，這樣可以使開關的導通損耗降到最低，有效提高返馳變換器的效率。
第2圖是示出了第1圖準諧振開關電源的工作波形的圖 式。原邊開關的導通電壓為Vin-N*Vo(N表示變壓器匝比，Vo表示輸出電壓)，此導通電壓會隨著Vin的升高而變大，導通損耗也隨之變大，由於準諧振電源本身高壓下的開關頻率就比低壓高出很多，谷底導通電壓也會很高導致輸入高壓下開關損耗過大，對效率的負面影響較大。
由於傳統返馳準諧振變換器隨著輸入電壓升高、工作頻率升高開關損耗隨之升高的問題，目前有方案可以加入諧振實現零電壓導通大大減小開關損耗。
第3圖是示出了典型零電壓導通工作波形的圖式。當原邊閘極導通時，輸入電壓對原邊電感L1充電。當原邊閘極關斷後，導通副邊電力MOS場效電晶體，副邊電感退磁，當副邊電流Is退磁結束後，副邊開關再延時關斷，在這段延時時間Td內，輸出電壓對副邊電感反向充電到一定程度，副邊開關關斷後，副邊的負向電流耦合到原邊增大了原邊電感與原邊MOS寄生電容的諧振能量，讓MOS寄生電容上的電壓Vds能夠諧振的更低甚至到0V導通。但是，隨著輸入電壓的變化，Vds諧振到0V需要的延時時間Td不同，固定的延時時間Td無法實現不同輸入電壓下的零電壓導通。
至少為了解決無法在全電壓的條件下都實現零電壓導通，本發明提出一種簡單的實現方式，讓不同輸入電壓下Vds都能諧振到0V左右導通，將原邊MOS的開關損耗減到最低。
本發明提出的一種帶同步整流的ZVS準諧振電源控制器的實現方法。僅作為示例，本發明的一些實施例被應用到開關電源。但是，將認識到，本發明有更廣泛的適用範圍。
根據本發明的實施例，提供了一種準諧振電源控制器，包括：原邊控制模組，被配置為接收經整流的AC(Alternate Current，交流電源)輸入電壓並且控制閘極的導通與關斷，當原邊開關關斷後導通副邊開關直到感測到退磁結束後關斷副邊開關，其中原邊開關等效並聯有原邊開關 寄生電容，當原邊開關寄生電容上電壓諧振到最低值時導通開關；以及副邊控制模組；其中副邊控制模組包括控制和取樣電路，被配置為感測輸入電壓來設置副邊開關關斷時的反向閾值。
TL431:可控穩壓源
Td:延時時間
FB:副邊回饋電壓
I1:副邊反向電流
Cds:原邊開關寄生電容
t0~t5:時刻
L1、Lp:原邊電感
Vsns:副邊開關汲極端電壓
Ls:副邊電感
Vth:反向閾值
C1:開關寄生電容
Rdson:副邊開關導通阻抗
Vin:輸入電壓
R4:電阻
Vo:輸出電壓
Iin:原邊電流
N:變壓器匝比
Is:副邊電流
inv:退磁感測電壓
VCS:電流取樣電壓
DEM:退磁感測模組
comp:比較器
gate:原邊開關閘極信號
SR_gate:副邊開關閘極信號
ZVS:零電壓開關
2us LEB:計時器模組
IZVS:控制電流
R:置0端
S:置1端
Q:輸出端
R1、R2、R3:外部調節電阻
100:控制和取樣電路
第1圖是示出了典型的返馳同步整流準諧振變換器的圖式。
第2圖是示出了第1圖準諧振開關電源的工作波形的圖式。
第3圖是示出了典型零電壓開通工作波形的圖式。
第4a圖示出了根據本發明的實施例的實現零電壓導通的工作波形的圖式。
第4b圖示出了如第4a圖所示的不同工作階段對應的等效電路。
第5圖示出了根據本發明的實施例的帶同步整流的零電壓開通準諧振開關電源原理圖。
第6圖示出了根據第5圖的準諧振開關電源的副邊關鍵點工作波形的圖式。
第7圖示出了本根據本發明的實施例的能實現ZVS的同步整流控制器的一種實現方式。
第8圖示出了根據第7圖的實現方式的表示各關鍵點工作波形的圖式。
第4a圖示出了根據本發明的實施例的實現零電壓導通的工作波形的圖式。如第4a圖所示，一個工作週期可以分成五個工作階段。各階段工作分析如下：t0~t1：t0時刻原邊開關導通，輸入電壓Vin給變壓器原邊電感Lp充電，直至t1時刻原邊閘極關斷。
t1~t2：原邊閘極關斷後，變壓器副邊電感Ls對輸出電壓Vo放電，至t2時刻放電結束，副邊電流Is為零。
t2~t3：變壓器副邊電感Ls對輸出放電結束後，由於副邊 開關仍處於導通狀態，輸出電壓Vo會對變壓器負邊電感Ls反向充電至副邊反向電流I1。
t3~t4：t3時刻副邊開關關斷，副邊反向電流感應到變壓器原邊，方向如第4(b)圖箭頭所示，感應電流大小等於I1/N，此時原邊開關兩端電壓Vds=Vin+N*Vo。副邊開關關斷後，原邊電感Lp與原邊開關寄生電容Cds發生串聯諧振，由於原邊開關寄生電容Cds兩端電壓Vds高於輸入電壓Vin，因此Cds會對原邊電感Lp放電，Cds兩端電壓減小，原邊電流Iin增大，直至t4時刻，Vds電壓減小到等於輸入電壓Vin，電感電流諧振到反向最大，此時電感中儲存的能量為Ls．I1 2+Cds(N．Vo)2。
t4~t5：t4時刻開始，原邊電感Lp放電，原邊開關寄生電容Cds反向充電即Vds繼續減小，直至t5時刻，電感電流減小到零，開關寄生電容兩端電壓Vds諧振至最低值，根據能量守恆，若要Vds諧振至0V，則需要滿足如下等式Ls．I1 2+Cds(N．Vo)2
Figure 108105181-A0305-02-0006-9
Cds．Vin 2
因此推導出實現零電壓導通需要的副邊反向電流條件為
Figure 108105181-A0305-02-0006-1
第4b圖示出了如第4a圖所示的不同工作階段對應的等效電路。
在系統參數固定的條件下，實現原邊開關零電壓導通所需要的副邊反向電流I1大小只與輸入電壓Vin有關，且實現條件I1
Figure 108105181-A0305-02-0006-10
a Vin-b，a、b數值與變壓器感量、匝比及原邊開關寄生電容大小有關。因此，可以通過感測輸入電壓調整副邊反向電流的大小以實現原邊開關的零電壓導通。
第5圖示出了根據本發明的實施例的帶同步整流的零電壓開通準諧振開關電源原理圖。如圖所示，原邊的控制結構維持不變，副 邊通過Vsns感測輸入電壓Vin來設置副邊開關關斷時的反向閾值Vth(Vth=I1．Rdson)，Rdson表示副邊開關導通阻抗。
第6圖示出了根據第5圖的準諧振開關電源的副邊關鍵點工作波形的圖式。當原邊開關導通時，副邊開關汲極端電壓Vsns=Vin/N-Vo，其中輸出電壓Vo和變壓器匝比N是固定的，即此電壓只與輸入電壓有關，因此通過副邊開關關斷時刻取樣Vsns電壓能得到輸入電壓Vin，再根據不同的系統參數設定Vth與輸入電壓的關係，即可在不同輸入電壓下實現原邊開關的零電壓導通。
第7圖示出了本根據本發明的實施例的能實現ZVS的同步整流控制器的一種實現方式。
第8圖示出了根據第7圖的實現方式的表示各關鍵點工作波形的圖式。在原邊開關導通時即副邊開關關斷時，Vsns=Vin/N+Vo。
根據第7圖的內部結構，得到此段時間內
Figure 108105181-A0305-02-0007-2
因此，Vsns電壓先經過R1和R2分壓，分壓後的電壓產生流過電阻R3的電流，電阻R3上的電流再通過CCCS(Current Controlled Current Source，電流控制電流源)產生實現ZVS的控制電流IZVS，控制電流IZVS流過電阻R4，產生電壓為IZVS×R4，用第8圖所示的sample信號對電阻R4的電壓取樣得到與輸入電壓Vin相關的副邊開關關斷時的反向閾值Vth。得到副邊開關關斷時的反向電流運算式如下
Figure 108105181-A0305-02-0007-3
Vsns電壓與固定閾值(例如，如圖-300mV)一起送入比較器，再經過最小開通屏蔽時間的計時器模組2us LEB，產生RS觸發器的 置1信號作為副邊開關閘極信號SR_gate來開通副邊開關；Vsns電壓與副邊關斷時的反向閾值Vth一起送入比較器產生RS觸發器的置0端R的置0信號作為副邊開關閘極信號SR_gate來關斷副邊開關。
輸出電壓分壓後通過可控穩壓源TL431以及光耦產生副邊回饋電壓FB，副邊回饋電壓FB與電流取樣電壓VCS一起送入比較器產生RS觸發器的置0信號作為原邊開關閘極信號gate來關斷原邊開關；退磁感測電壓inv通過退磁感測模組DEM產生RS觸發器的置1端S的置1信號經由輸出端Q輸出來開通原邊開關，就能實現原邊開關的零電壓開通。
R4電阻大小內部固定，Rdson為副邊開關導通阻抗，R1、R2、R3為外部調節電阻。根據零電壓導通所需要的副邊反向電流條件： 只需根據變壓器匝比N、副邊電感Ls及原邊開關寄生電容大小調整外部調節電阻R1、R2、R3的大小即可在不同輸入電壓下都實現零電壓導通。
Figure 108105181-A0305-02-0008-4
根據本發明的實施例，ZVS實現電路只需在原先的同步整流內部控制電路基礎上加入很簡單的內部控制及取樣電路，然後外加三個調節電阻即可在不同系統不同輸入電壓下實現零電壓導通，大幅度提高返馳變換器的效率。
根據本發明的實施例的準諧振電源控制器，可用於控制各種準諧振開關電源的系統，包括返馳變換器在內的各種拓撲。外部電路簡單，只需根據不同系統參數調整外部電阻即可實現零電壓導通。同時全輸入電壓範圍內實現零電壓導通，使系統效率達到最高。
根據一個示例，提供了一種準諧振電源控制器，包括：原邊控制模組，被配置為接收經整流的AC輸入電壓並且控制閘極的導通 與關斷，當原邊開關關斷後導通副邊開關直到感測到退磁結束後關斷副邊開關，其中原邊開關並聯有原邊開關寄生電容Cds，當原邊開關寄生電容Cds上電壓諧振到最低值時導通開關；以及副邊控制模組；其中副邊控制模組包括控制和取樣電路100，被配置為感測輸入電壓來設置副邊開關關斷時的反向閾值。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而不是限定性的，本發明的範圍由所附申請專利範圍而不是上述描述定義，並且，落入申請專利範圍的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。
本發明各個實施例中的一些或所有元件單獨地和/或與至少另一元件相組合地是利用一個或多個軟體元件、一個或多個硬體元件和/或軟體與硬體元件的一種或多種組合來實現的。在另一示例中，本發明各個實施例中的一些或所有元件單獨地和/或與至少另一元件相組合地在一個或多個電路中實現，例如在一個或多個類比電路和/或一個或多個數位電路中實現。在又一示例中，本發明的各個實施例和/或示例可以相組合。
雖然已描述了本發明的具體實施例，然而本領域技術人員將明白，還存在於所述實施例等同的其它實施例。因此，將明白，本發明不受所示具體實施例的限制，而是僅由申請專利的範圍來限定。
AC:交流電源
FB:副邊回饋電壓
L1:原邊電感
inv:退磁感測電壓
ZVS:零電壓開關
VCS:電流取樣電壓
gate:原邊開關閘極信號
DEM:退磁感測模組
Is:副邊電流
comp:比較器
Vsns:副邊開關汲極端電壓
S:置1端
Vth:反向閾值
R:置0端
2us LEB:計時器模組
Q:輸出端
SR_gate:副邊開關閘極信號

Claims (4)

  1. 一種準諧振電源控制器，包括：原邊控制模組，被配置為接收經整流的AC輸入電壓並且控制閘極的導通與關斷，當原邊開關關斷後導通副邊開關直到感測到退磁結束後關斷所述副邊開關，其中所述原邊開關並聯有原邊開關寄生電容，當所述原邊開關寄生電容上電壓諧振到最低值時導通開關；以及副邊控制模組；其中所述副邊控制模組包括控制和取樣電路，被配置為感測輸入電壓來設置副邊開關關斷時的反向閾值，所述副邊控制模組還包括一個或多個外部調節電阻，所述一個或多個外部調節電阻與所述控制和取樣電路連接。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的準諧振電源控制器，其中所述控制和取樣電路設置副邊開關關斷時的反向閾值如下：Vth=I1．Rdson其中Vth表示副邊開關關斷時的反向閾值，Rdson表示副邊開關導通阻抗，I1表示實現原邊開關零電壓導通所需要的副邊反向電流。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的準諧振電源控制器，其中所述控制和取樣電路通過感測副邊開關汲極端電壓Vsns來感測所述輸入電壓，Vsns=Vin/N-Vo其中Vin表示輸入電壓，並且輸出電壓Vo和變壓器匝比N是固定的。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的準諧振電源控制器，其中所述一個或多個外部調節電阻的電阻值根據變壓器匝比N、副邊電感Ls及原邊開關寄生電容值確定。
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