TWI514928B - 具有開路調光控制的ｌｅｄ驅動器 - Google Patents

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Description

具有開路調光控制的LED驅動器
本發明係關於一種發光二極體驅動器，而且特別係關於具有開路調光控制的發光二極體驅動器。
相關申請案之交互參照
本申請案主張美國臨時申請案序號61/257,803的權益，其係於2009年11月3日提出申請，其所有內容與目的其中均以引用方式併入本文。
調光器電路可***置於提供交流線電壓的交流電源以及燈泡之間以進行調光功能。示範性調光器電路係為三極體流(triac)開關調光器或類似物。調光器電路一般係為交流傳導性調角度調光器，其係將交流線電壓轉換成交流傳導性調角度電壓。調光器電路係操作來選擇性截斷在每一半循環之0與180度之間任一角度上交流線電壓之前緣與後緣的其中一個或兩個，以提供交流傳導性調角度電壓或〝截斷〞輸入電壓。截斷的輸入電壓可直接被施加到白熾燈泡。以一或更多發光二極體或LED來替代白熾燈泡則所欲。不過，因為失真的交流線電壓會潛在傷害LED，所以截斷的輸入電壓應該不會直接被施加到LED。尤其是在每一循環內，失真的交流線電壓會造成至少一次的高電壓變化(dV/dt)，其係會造成損傷LED的相應高充電電流。反而，LED驅動器電路則會被放置在調光器電路與LED之間以保護LED。閉路LED驅動器係為已知。不過，高充電電流卻可造成調光器電路與閉路LED驅動器之間不欲的互動，譬如調光器電路失效、不欲的聽覺噪音、及不欲的LED閃爍。閉路LED驅動器的問題係為，它們難以穩定、具有有限的工作循環、以及通常會呈現效率減少的功率耗損。
一種根據一實施例之具有開路調光控制的發光二極體驅動器，其係包括全波整流器電路、轉換器與振盪器電路。全波整流器電路係被架構來接收輸入電壓，譬如包含交流傳導性調角度電壓且提供整流電壓。轉換器將整流電壓轉換成輸出電壓及輸出電流，其中輸出電流的量值會隨著輸入電壓之二次平均值的平方成比例地改變。振盪器電路則以固定頻率與固定工作循環控制轉換器的切換。
一種根據一實施例的發光二極體控制電路包括調光器電路與開路驅動器電路。該調光器電路具有一輸入來接收交流線電壓，並具有一輸出來提供交流傳導性調角度電壓。開路驅動器電路具有一輸入來接收交流傳導性調角度電壓，並具有一輸出來提供一相對固定的輸出電壓與會隨著交流傳導性調角度電壓之二次平均值的平方成比例地改變之一輸出電流。
一種將根據一實施例之具有開路調光控制之發光二極體電路驅動的方法，包括整流一交流傳導性調角度電壓及提供一整流電壓，且使用具有固定頻率與固定工作循環的控制訊號將該整流電壓轉換成一輸出電壓與一輸出電流。該輸出電壓實質為固定，且該輸出電流的量值與交流傳導性調角度電壓之二次平均值的平方成比例地改變。
以下說明呈現致使一般熟習本技術人士製造與使用被提供在特定應用之上下文與其必要條件內的本發明。不過，較佳實施例的種種變更對熟習本技術人士而言是明顯可見，且其中所定義一般原則則可被應用到其他實施例。因此，本發明不打算受限於所顯示與說明的特定實施例，但卻符合與其中所揭露之原理與新特徵一致的最寬範圍。
圖1係為根據一種實施例所實施之包括LED驅動器電路105之發光二極體(LED)控制電路100的簡化方塊圖。LED控制電路100包括調光器電路103以及LED驅動器電路105，其中調光器電路103的輸入耦合到交流電(AC)源101，且LED驅動器電路的輸出耦合到包括N個各別LED的LED電路111，其中〝N〞係為大於零的正整數(N係為一或更大)。LED電路111會被顯示具有LED串聯耦合於LED驅動器電路105的輸出電壓VOUT與譬如接地(GND)的參考電壓節點之間。要注意的是，LED電路111包括單一個LED，或者包括以許多不同架構之任一個耦合的複數個LED，譬如那些熟習本技術人士所理解的串聯及/或並聯耦合的任何組合。AC源101一般提供譬如在102上所描述的正弦AC線電壓到調光器電路103的輸入。AC線電壓具有在最小均方根(RMS)電壓(也稱為二次平均電壓)與最大RMS電壓之間的正常操作範圍，並具有在最小與最大RMS電壓之間的標稱操作電壓。在美國(US)，例如，標準插座所提供的AC線電壓可具有大約120V的標稱RMS電壓、大約104V的最小RMS電壓及大約140V的最大RMS電壓。此些電壓與範圍僅為示範性，其中它們可隨位置或管轄權而改變。在歐洲的電壓例如一般為在美國的兩倍。調光器電路103一般係為AC傳導性調角度調光器，其係將AC線電壓轉換成AC傳導性調角度電壓。在一種實施例中，例如，調光器電路103會被實施當作三極體流開關調光器或類似物。調光器電路103操作以選擇性截斷在每一半循環(亦即180度)之0與180度之間任一角度上交流線電壓之前緣與後緣中一個或兩個，以提供交流傳導性調角度電壓或〝截斷〞電壓VIN，其係譬如描繪在104上，具有正極性(+)與負極性(-)。
在習知架構中，在調光器電路103之輸出上的AC傳導性調角度電壓會被直接施加到至少一個白熾燈泡(未顯示)。白熾燈泡可被LED電路111所替代，且驅動器電路105會被***於調光器電路103與LED電路111之間。驅動器電路105進行許多功能，以將調光器電路103的輸出轉換成希望輸出，以用來驅動LED電路111。驅動器電路105可依據LED電路111的數目與架構來進行電壓步降。驅動器電路105的輸出電流，以IOUT 顯示，其係因應被提供在調光器電路103之輸出上VIN的變化而被驅動器電路105所調整。如以上所陳述，調光器電路103以調光功能的施加來選擇性截斷AC線電壓的前緣及/或後緣，以產生VIN。因此，當調光或截斷功能增加時，VIN電壓的RMS電壓則會從具有些微或不具有任何截斷的上RMS電壓，減少到截斷增加的減少RMS電壓。當VIN的RMS電壓減少時，驅動器電路105會減少IOUT 。
閉路LED驅動器(未顯示)係為已知。AC線電壓(例如：102)會失真，以提供AC傳導性調角度電壓(例如104)，以造成在每一循環內至少一次的高電壓變化(dV/dt)。到驅動器105的輸入電流，以IIN 顯示，具有導致高充電電流的類似調變形式。就閉路LED驅動器而言，對應的高充電電流會造成調光器電路103與閉路LED驅動器之間的不希望互動，譬如調光器電路103失效、不欲的聽覺噪音、以及不欲的LED電路111閃爍。閉路LED驅動器的問題係為，他們難以穩定、具有有限的工作循環、並且通常會呈現效率減少的功率耗損。不過，驅動器電路105會被架構做為開路驅動器電路，並能夠克服閉路LED驅動器的缺失。
圖2係為根據一種實施例之開路驅動器電路200的簡化概要與方塊圖，其係可被用作接收VIN且提供VOUT的驅動器電路105，並且係進一步用於依據VIN的電壓水平來控制輸出電流IOUT 。VIN的正與負極性可被提供到輸入電路201的各別輸入，以具有提供相應電壓VIN+與VIN－的輸出端。VIN+與VIN－會被提供到H-橋全波整流器203的各別輸入端，以使一正輸出端耦合到節點205並使負輸出端耦合到節點207。節點205，發展一〝整流〞輸入電壓VINR，會被進一步耦合到過濾電容器C1的一個端點、電阻器R的一個端點、另一電容器C2的一個端點、以及變壓器T1之主要繞組P的一個端點。主要繞組P的其他端點會被耦合到二極體D1的陽極以及電子切換器Q1的汲極。D1的陰極會被耦合到電阻器R的另一端點以及電容器C2的另一端點。切換器Q1的源極會被耦合到節點207，其係會被進一步耦合到主要接地(PGND)。過濾電容器C1的另一端點會耦合到PGND。變壓器T1具有次要繞組S，其係具有耦合到節點211的第一端點以及耦合到另一節點215的第二端點。節點211會被耦合到二極體D2的陽極，以使其陰極耦合到輸出節點213，以發展輸出電壓VOUT的正極性。節點213會被耦合到輸出過濾電容器C3的一個端點，以使其另一端點耦合到節點215，該節點則進一步被耦合到次要接地(SGND)。SGND形成VOUT的負極性。雖然沒有顯示於圖2，當驅動器電路200被使用當作驅動器電路105時，LED電路111則被耦合於VOUT與SGND之間。振盪器217具有接收數值DSET與FSET的輸入，並具有一輸出以提供被提供到切換器Q1閘極的方形波訊號SQW。
經過VIN+與VIN－(或VIN+/-)的AC電壓係為AC傳導性調角度輸入電壓VIN的過濾版，其中每一個皆具有大約相同的RMS或二次均值電壓水平。VINR係為VIN+/-的整流版。在一個實施例中，就更高頻率的電磁干擾(EMI)過濾及/或切換頻率過濾而言，C1的電容相當低，以致於VIN的RMS電壓實質等於VIN+/-的RMS電壓。因此，VINR的RMS電壓與VIN的RMS值實質相等。以此方式，驅動器電路200則會得到高功率因子(PF)，或者PF1。
驅動器電路200的概要與方塊圖會被簡化，且許多變更皆有可能。輸入電路201可併入如那些熟習本技術人士所已知種種不同功能，譬如在其他可能功能之中的湧入電流限制與EMI保護。二極體D1、電阻器R與電容器C1會形成緩衝器電路，該緩衝器電路會過濾出可影響切換器Q1操作的電壓尖峰。種種不同型態的緩衝器電路係為已知並被仔細考慮。切換器Q1係以N-型金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)顯示，雖然其他型態的電子切換器會被考慮，譬如P-型裝置或其它型態的FET與類似物。一般而言，切換器Q1具有串聯耦合變壓器T1之主要繞組P的電流路徑(例如，汲極-源極或源極-汲極)，並具有控制輸入(例如，閘極)。變壓器T1的次要或輸出部份會被簡化，其係並且包括種種其他型態的電路，譬如額外的過濾電容器、緩衝器電路、電流感應器等等。輸出電容器C3會減少或者不然移除輸出電壓漣波，其係並且藉由種種型態的複數個電容器來實施以及具有那些熟習本技術人士所已知的種種電容值。變壓器T1提供輸入與輸出之間的絕緣。非絕緣實施例可被考慮，譬如單一端點的主要電感器轉換器(SEPIC)，其中非絕緣電感器(沒顯示)可替代變壓器T1。振盪器217係以簡化形式來顯示。在一種實施例中，振盪器217將具有固定頻率(F)與固定工作循環(D)的SQW訊號輸出。在另一種實施例中，頻率F與工作循環D會每逢一個FSET與DSET值就各別被調整，其係並且以電路實施與參數為基礎地被先天決定，以如其中所說明地操作，隨後並且在正常操作期間內維持固定。雖然沒被顯示，但是種種保護電路卻可被加入，譬如在不正常情況期間內(例如：過電流、過電壓等等)可修改頻率及/或工作循環的過電流保護及/或過電壓保護電路。如以下所進一步說明的，輸出電流控制電路可被加入，其係可調整SQW的工作循環及/或頻率，以將輸出電流限制在最大水平。
驅動器電路200的切換器Q1、變壓器T1以及其他電路係被架構以操作當作返馳轉換器。根據一種實施例，變壓器T1係在不連續電流模式(DCM)中操作，其係意味著在切換器Q1之每一切換循環結束以前或正好結束時，經由變壓器T1的波動電流會下降到零。更明確地，經過變壓器T1之主要繞組P的電流，以Ip顯示，會在切換器Q1由SQW開啟的同時增加，其係會造成電流，以及因此被儲存在變壓器T1之主要繞組P的能量增加。當切換器Q1開啟的同時，輸出整流器二極體D2會被關閉，且會有一些或沒有任何電流以及因此會有一些或沒有任何能量被儲存在變壓器T1的次要繞組S中。當切換器Q1被SQW關閉時，二極體D2會被開啟，且在變壓器T1之主要繞組P中的電流以及因此的能量，其係會被傳送到變壓器T1的次要繞組S，並因此被提供入電容器C3，以及當作輸出電流IOUT 被提供到該負載(例如：LED電路111)。同樣，當切換器Q1關閉的同時，經過主要繞組P的主要電流Ip 則會根據以上所說明的DCM而下降到零。
圖3係為描述根據DCM操作模式之主要電流Ip 對時間的時序圖，其係僅僅顯示經過變壓器T1之主要電流Ip 的一個實例。當切換器Q1開啟時，主要電流會依據在節點205上VIN的電壓，以相對線性速率上升。切換器Q1會在每一循環被關閉，以造成主要電流Ip 在切換器Q1再度往回開啟以前完全回到零。在如所示的DCM模式中，在主要電流Ip 回到零至切換器Q1往回開啟之間會有延遲。因此，主要電流Ip 會在切換器Q1往回開啟前回到零。雖然沒有被顯示，但是經過次要繞組S的次要電流會回到零以維持轉換器在DCM中運行，並且當切換器Q1被開啟的同時維持零。其中時間內，在電容器C3中的電壓會將輸出電流IOUT 驅動到負載內。這會逢每一SQW切換循環就被重複。SQW的示範性與非限制切換頻率大約50千赫茲(kHz)，雖然其他切換頻率會如其中所進一步說明地被考慮。
返馳轉換器之切換的固定工作循環與固定頻率提供用於閃爍自由調光。當使用DCM控制時，可得到高功率因子(PF)，其係將於現在解釋。就驅動器電路200而言，就每一線循環而言，切換器Q1的開啟時間(TON )正常是固定的，其中線循環係為AC線電壓的循環。這是因為SQW的頻率(F)與工作循環(D)固定。就每一切換循環而言，在變壓器T1之主要繞組P中的平均電流(Iavg)係使用方程式來決定Iavg=0.5‧Ipeak‧D=0.5‧VIN‧D2 /F/Lp=VIN/RE ，其中Ipeak係為Ip的尖峰值，其中Lp係為變壓器T1之主要繞組P的電感，其中RE 係為驅動器電路200的等值電阻，其中點符號〝‧〞表示乘，且其中斜線〝/〞表示除。因為D、F與Lp係為常數，故此方程式可被重新寫成Iavg=K‧VIN，其中〝K〞係為常數。此關係導致RE =2‧Lp‧F/D2 。在每一線循環內，RE 係為常數，且輸入電流IIN =VIN/RE 。因此，做為驅動器電路200之有效輸入阻抗的功率因子PF1係純粹為電阻性。再者，因為等值LED輸入阻抗RE 係為固定，所以不僅就一線循環，同樣地就不同輸入電壓而言，LED電路111係可以類似真實白熾燈泡(其係亦可充當做電阻器)的方式被調光。
就驅動器電路200而言，輸入功率(PIN )=VIN2 /RE =POUT /EFF=IOUT ＊VOUT/EFF，其中〝EFF〞係為驅動器電路200的效率。因此，輸出電流IOUT =(VIN2 ＊Eff/RE )/VOUT。因為效率、等值電阻以及輸出電壓接近固定，那麼IOUT =K＊VIN2 。圖4係為就固定工作循環D及調整頻率F而描繪IOUT 與VIN的曲線圖。D可被設定為預定最大值DMAX以得到高效率。在一種實施例中，DMAX係為50%。再者，根據一種實施例，頻率F係被設定用於在〝最小〞輸入電壓VMIN與〝最大〞輸入電壓VMAX之間之標稱輸入電壓(VNOM)上的希望輸出電流IOUT 。要注意的是，VMIN、VNOM與VMAX係為與由AC源101提供到調光器103輸入之AC線電壓有關的電壓值。AC線電壓具有在VMIN與VMAX之間的正常操作範圍，其係具有標稱電壓水平VNOM。如先前在一種實施例中所說明的，例如，AC線電壓的標稱輸入電壓係為120V。假如調光器103會被設定成完全開啟的話(沒有調光功能)，那麼VIN則實質與AV線電壓相同。當調光器103的調光功能增加(例如增加調整AC線電壓)，那麼相對於AC線電壓的RMS電壓水平，VIN的RMS電壓水平則會減少。以此方式，VIN的最小水平會在AC線電壓的VMIN以下。例如：VIN之範圍係從0V或0V附近而向上到VMAX。
如圖4所示，就更高輸出電流而言，其係以IOUT1 顯示，F會被設定在較低的頻率水平F2，且就較低的輸出電流而言，其係以IOUT2 顯示，F會被設定在較高的頻率水平F1。IOUT 的希望水平係依據在該輸出被驅動之LED電路111的型態、數目與耦合架構而被選出。就簡單的非限制實例而言，假如該負載包括被串聯的6個LED，並且希望提供與由100瓦特(W)白熾燈泡所提供之等同光線的話，那麼IOUT 會被選擇為大約是700毫安培(mA)。就此實例而言，假定D固定的話，那麼F會被調整，以致於在AC線電壓之標稱電壓水平上的IOUT 大約是700毫安。
因為RE =2‧Lp‧F/D2 ，所以希望IOUT 亦可藉由設定固定頻率F的工作循環(D)來得到。圖5係為就固定頻率F及調整工作循環D而言來描繪IOUT 對VIN的曲線圖。再者，VMIN、VNOM與VMAX係與AC線電壓有關。其中情形中，工作循環D係被設定用於在標稱電壓水平VNOM上的希望輸出電流IOUT 。如圖5所示，就更高輸出電流而言(如IOUT1 所示)，D會被設定在更高水平D1，且就更低輸出電流而言(如IOUT2 所示)，D會被設定在更低水平D2。再者，IOUT 的希望水平係依據在該輸出被驅動之LED電路111的型態、數目與耦合架構而被選出。
根據一種實施例，為了確保在正常操作情況內的DCM操作，變壓器T1會在切換器Q1關閉時間內被完全重新設定。為了確保這種情形，VOUT＞VINPEAK ＊NSEC ＊D/NPR1 /(1-D)，其中VINPEAK 係為輸入電壓VIN的尖峰水平，NSEC 係為在變壓器T1之次要繞組S的繞組線圈數目，且NPR1 係為在變壓器T1之主要繞組P的繞組線圈數目。其中情形中，VOUT係被決定用於連接當作負載之LED電路111的最小數目LED。此外，為了確保在正常操作情況期間內的DCM操作，在最小切換頻率上，變壓器T1應該不會飽和。由於考慮到這點，主要繞組P的繞組數目(亦即：NPR1 )與電感Lp會被決定。
圖6係為根據一實施例之開路驅動器電路600的更詳細概要圖式，其係可被使用當作接收VIN與提供VOUT以及進一步用於以VIN之電壓水平為基礎來控制輸出電流IOUT 的驅動器電路105。VIN的正與負極性係被提供經過熔絲F、湧入電流限制電路601以及EMI濾波器603，並且被當作VIN+/－地被提供到H-橋全波整流器605的輸入端。全波整流器605的負端點係被耦合到主要接點(PGND)，且全波整流器605的正端點會被耦合到節點607，以發展整流輸入電壓VINR。節點607會被耦合到過濾電容器C3的一端點、到緩衝器電路609的一端點、到變壓器T1之第一主要繞組P1的一端點、以及到偏壓電路611的一輸入。電容器C3的其他端點會被耦合到PGND。第一主要繞組P1的其他端點會被耦合到緩衝器電路609的其他端點，以及到電子切換器Q1的汲極。變壓器T1包括耦合於PGND以及偏壓電路611之另一輸入之間的第二主要繞組P2。變壓器T1包括耦合於節點613與615之間的次要繞組S，其係進一步被耦合到輸出電路616。節點615會被耦合到次要接地(SGND)。其中情形中，輸出電路616包括輸出緩衝器電路617、整流器二極體D1以及輸出濾波器621。該輸出緩衝器電路617係被耦合於節點613與615之間，且節點613會被耦合到整流器二極體D1的陽極。二極體D1的陰極會被耦合到輸出節點619，以發展輸出電壓VOUT。輸出濾波器621會被耦合於VOUT與SGND之間。
切換器Q1的源極會被耦合到感應電阻器R4的一端點以及到另一電阻器R17的一端點，其中感應電阻器R4的另一端點會被耦合到PGND。電阻器R17的其他端點會被耦合到控制器U1的電流感應(CS)輸入。偏壓電路發展源極電壓VDD，其係被提供到控制器U1的VDD輸入，具有一GND輸入被耦合到PGND。電阻器R13係被耦合於VDD與發展失誤電壓VERR的節點623之間。齊納二極體D11使其陽極耦合到PGND並使其陰極耦合到節點623。節點623會被耦合到控制器U1的VERR誤差輸入，以致於U1能夠感應VERR電壓。控制器U1的一輸出被耦合到電阻器R11之一端點，其另一端點則被耦合到節點625，以發展控制訊號SQW。節點625被耦合到切換器Q1的閘極及到另一電阻器R60的一端點，其另一端點則被耦合到PGND。
以先前所述的類似方法，VIN係為AC傳導性調角度或截斷的AC線電壓，而且譬如LED電路111的一負載則被提供於VOUT與SGND之間。VOUT提供電壓到該負載，且驅動器電路600以VIN之RMS值為基礎來發展輸出電流IOUT ，以如先前所述地操作LED電路111，以用於驅動器電路200。湧入電流限制電路601包括串聯電阻器，如那些熟習本技術人士所理解，其係將調光器電路103自EMI濾波器603解耦合、減緩調光器電路103所造成的振盪，而且通常會限制輸入電流。EMI濾波器603包括種種過濾元件，譬如那些熟習本技術人士所理解的電感器以及電容器以及類似物。電路601與603的進一步細節並不會被說明。H-橋全波整流器605將來自EMI濾波器603之輸出的VIN+/－完全整流，以提供被整流的輸入電壓VINR於節點607上。在一種實施例中，C3的電容值相當低，以用於較高頻率的EMI過濾及/或切換頻率過濾，以致於VINR的RMS電壓實質等於VIN+/－的RMS電壓，其係為VIN的過濾版本。因此，VINR的RMS電壓與VIN的RMS值實質相等。以此方式，驅動器電路600亦可得到高功率因子(PF1)。
VINR會被提供到偏壓電路611，該電路會在啟動時將供應電壓VDD發展到控制器U1。當控制器U1開始發展SQW以控制切換器Q1時，如那些熟習本技術人士所理解的，變壓器T1的第二次要繞組P2則會提供額外的源極電壓到偏壓電路611以維持VDD。偏壓電路611的額外細節不會被進一步說明。如那些熟習本技術人士所理解的，緩衝器電路609會將影響切換器Q1操作的電壓尖峰過濾。緩衝器電路609的額外細節不會被進一步說明。如那些熟習本技術人士所理解的，緩衝器電路617過濾出在變壓器T1之次要繞組S上的電壓尖峰。緩衝器電路617的額外細節則不會被進一步說明。
輸出濾波器621會被用來減少或另外實質移除VOUT的電壓漣波。如那些熟習本技術人士所理解，輸出濾波器621一般包括不同型態與尺寸的一或更多種電容器，以用來進行過濾功能，雖然其他架構可被使用。當在變壓器T1的不連續電流模式(DCM)操作期間內，在變壓器T1之次要繞組S中沒有任何電流的時候，輸出濾波器621的電容器亦可提供電流到負載(例如：LED電路111)。輸出濾波器621的電容值可以譬如LED電路111之負載的特徵、數量與架構為基礎被選出。在一種實施例中，輸出濾波器621的電容值係充分地高，以足以將雙線頻率電壓漣波以及因此在LED電路111中的電流連波減少到一可接受的程度。
在正常操作期間內，控制器U1控制在其輸出OUT上的SQW，以具有固定頻率與固定工作循環。因此，在Q1閘極上的SQW訊號係為方形波訊號，其係以以上所說明用於振盪器217的類似方法而具有固定頻率與固定工作循環。固定工作循環與頻率提供用於LED電路111的閃爍自由調光。控制器U1可例如使用具有精確死時控制的ISL6745橋接控制器來實施，其係可從加州Milpitas的Intersil得到，但卻不限於此。SQW的工作循環可依據VERR的電壓水平來調整，其係接著控制切換器Q1的開啟時間。在正常操作期間內，齊納二極體D11將VERR的電壓水平設定在相對固定的水平，以致於在正常操作期間內，SQW的工作循環亦能夠相對地固定。計時電阻器R5係被耦合於控制器U1的RTD輸入與PGND之間。計時器電路627具有經過電容器C6而耦合到控制器U1之CT輸入的控制端。計時器電路627係被顯示包括計時器模組5，譬如那些熟習本技術人士所已知的555-型計時器裝置。在一種實施例中，雖然其他型態的計時裝置可被使用，但該計時器模組卻是MIC1555計時器，其係可從加州聖荷西的Micrel公司得到。計時器電路627包括如所示的數個其他裝置與元件，為了完全且完整地理解本發明，其係不會被非必要地進一步說明。一般而言，計時器電路627會被調整，以控制耦合到控制器U5之CT輸入的振盪器計時電容值。耦合到RTD輸入的計時電阻器R5以及振盪器計時電容值(經由計時器電路627來調整)，其係可在正常操作期間內共同決定SQW訊號的頻率。
驅動器電路600的架構與正常操作與以上所說明用於驅動器電路200的實質類似。控制器U1、計時器電路627以及支撐電路，其係會被架構或者不然被調整，以致於SQW具有固定工作循環與固定頻率。已知此關係，以與先前所說明用於驅動器電路200的類似方法，輸出電流IOUT 會隨著輸入電壓VIN平方的函數來變化，或者IOUT =K＊VIN2 。已知VIN以及對應電壓範圍的已知標稱水平以及依據希望負載(例如：LED電路111)之標稱輸出電流IOUT 的決定，頻率F及/或工作循環D可依據圖4或圖5之圖式所示的關係被決定或另外被調整。雖然如圖5所示，正常操作頻率可被設定為固定，且工作循環可被調整，但是驅動器電路600的頻率則被更輕易地程式化。如所示，齊納二極體D11的臨界電壓可設定在正常操作期間內VERR的電壓水平，其係將工作循環設定在先前所描述的固定值。依據工作循環的固定值，根據圖4圖式所示之IOUT 與VIN之間的關係可被諮詢，以決定希望的操作頻率。且接著，計時電路627可被調整或者另外被程式化以得到所希的操作頻率。
驅動器電路600進一步包括過電壓保護(OVP)電路629，其係當過電壓情況被檢測出來時調整VERR的電壓水平。VOUT會被耦合到電阻器R59的一端點，其係使其另一端點被耦合到光耦合器U2的第一輸入端點。齊納二極體D10使一陽極耦合到SGND並使一陰極耦合到光學耦合器U2的第二輸入端點。光學耦合器具有被耦合到節點623的第一輸出端，以及被耦合到PGND的第二輸出端。誠如那些熟習本技術人士所理解的，光學耦合器U2提供驅動器電路600之輸入與輸出之間的絕緣(其中次要接地SGND的輸出會與輸入或主要接地PGND隔開)。齊納二極體D10的電壓臨限會被選出，以檢測VOUT的最大電壓水平，譬如VOUT最大。在正常操作期間內，VOUT係在VOUT最大以下，D10不會傳導，光學耦合器U2會關閉，且VERR的電壓會由D11所決定。當VOUT的電壓達到，或者不然開始超過VOUT最大時，D10會開始傳導，以開啟光學耦合器U2，其係會減少VERR的電壓。當光學耦合器U2開啟時，它會傾向於減少VERR的電壓水平，其係接著減少SQW的工作循環。這具有將VOUT固持在VOUT最大或附近之電壓水平的效果。做為非限制實例，D10的臨限電壓21V加上在光學耦合器U2之輸入上的光二極體電壓降2V，其係會將VOUT最大設定在大約23V。
驅動器電路600包括過電流保護(OCP)電路631，其係包括耦合到控制器U1之電流感應(CS)輸入的電流感應電阻器R4與電阻器R17。在一種實施例中，當在CS的電壓超過預定電壓水平的時候，控制器U1會減少SQW的工作循環，以實施逐脈衝的電流限制。假如在操作期間內，過電流臨限值被超過的話，控制器U1則會起始被延遲的關機順序。一旦過電流情況被檢測出來的話，軟啟動(SS)充電電流源則會失效。此外，耦合於控制器U1之SS輸入與PGND之間的軟啟動電容器C9則會開始放電，且假如它放電到小於預定持續過電流臨限值的話，關機的情況則會發生，且控制器U1的輸出OUT則會被迫降低。當軟啟動電壓達到預定重設臨限值的話，軟啟動循環則會開始。假如過電流情況中斷的話，且然後額外預定時期會在達到關機臨界值以前消逝的話，那麼就不會發生任何關機情況。這會造成軟啟動充電電流重新被致能，以致於軟啟動電壓會被允許恢復。
驅動器電路200與600的操作係為類似，其中當被使用當作LED控制電路100的驅動器電路105時，輸出電流IOUT 則會隨輸入電壓VIN的平方來改變，如圖4與5所示。當調光器電路103的調光功能被設定在特定水平時，輸入電壓VIN的RMS電壓一般會緊接著AC線電壓的RMS電壓。當由圖4與5所表示，不過當AC線電壓在VMIN與VMAX內改變時，輸出電流IOUT 亦會改變，以致於LED電路111的相對亮度亦能夠改變。當AC線電壓是在VMIN與VMAX之間的任一值，同時調光器電路103會在最小或沒有任何調光之下被設定成完全開啟時，LED電路111會維持相同程度的全亮度。
圖7係為根據另一實施例之開路驅動器電路700的簡化概要與方塊圖，其係可使用當作驅動器電路105。驅動器電路700類似開路驅動器電路200，但卻進一步包括用來將輸出電流IOUT 限制到預定最大電流水平的輸出電流控制迴路702。開路驅動器電路700類似開路驅動器電路200，其中類似元件假定為相等的參考數目。其中情形中，輸入電路201、H-橋全波整流器203、變壓器T1、電容器C1、C2與C3、電阻器R、二極體D1與D2、以及電子切換器Q1則會以實質類似的方式被包括與架構。輸出電流控制迴路702包括感應電阻器RSEN、增益方塊703、比較器705、絕緣模組707以及PWM控制器709。PWM控制器709會替代振盪器217並且提供SQW訊號到Q1的閘極。RSEN會被耦合於SGND與代表VOUT之負極性的節點701之間。節點701發展電流感應電壓VSEN，其係被提供到增益方塊703的輸入。增益方塊703使VSEN乘以常數K1，並且提供電壓K1‧VSEN到比較器705的一個輸入。比較器705的其他輸入接收電壓VIOUTMAX ，且比較器705的輸出會被提供到絕緣電路707的輸入。絕緣電路707的輸出發展一電流控制電壓ICTL，其係提供到PWM控制器709的輸入。PWM控制器709具有提供SQW的輸出，其係具有數值FSET所決定的頻率及數值DSET所決定的最大工作循環DMAX。
在操作時，輸出電流IOUT 會流動經過該負載(譬如LED電路111)且經過感應電阻器RSEN，以發展感應電壓VSEN。增益方塊703將VSEN乘以K1，且比較器705會將K1‧VSEN與VIOUTMAX 互相比較。電壓VIOUTMAX 代表在正常操作期間IOUT 的最大水平。絕緣電路707以類似以上所說明用於驅動器電路600光學耦合器U2的方式，使輸入(主要)與輸出(次要)絕緣。在替代性非絕緣實施例中，絕緣電路707可被省略。以與先前所說明用於驅動器電路600所使用VERR的類似方式，ICTL可被固持在最大電壓，以致於PWM控制器709能夠主張具有DSET所指示之DMAX工作循環的SQW。當輸出電流IOUT 達到或嘗試超過VIOUTMAX 所示的預定最大水平時，比較器705則經由絕緣電路707調整ICTL以減少SQW的工作循環。作為反應地，PWM控制器709會減少SQW的工作循環，以避免IOUT 超過預定最大水平。如下進一步說明，指示IOUT 最大水平的VIOUTMAX 值係依據VMIN水平被設定，以致於當AC線電壓在VMIN或以上，同時調光器電路103被設定在最小或沒有任何調光的同時，LED電路111會得到最大亮度。
圖8係為就驅動器電路700而言，就固定最大工作循環DMAX及頻率F調整而言，描繪IOUT 對VIN的曲線圖。再者，根據一種實施例，頻率F會被設定用於在VMIN電壓水平上的希望最大輸出電流IOUT ，以用於固定最大工作循環DMAX。如圖8所示，就更高最大輸出電流而言(以IOUT1 顯示)，F會被設定在較低的頻率水平F2，且就較低的最大輸出電流而言(以IOUT2 顯示)，F會被設定在較高的頻率水平F1。IOUT 的最大水平係依據在該輸出上被驅動之LED電路111的型態、數目與耦合架構被選出。參考數值VIOUTMAX 係依據IOUT 的希望最大水平被設定。當輸入電壓VIN被截斷以用於調光操作以致於VIN小於VMIN的同時，開路調光操作則會支配，且IOUT 會隨著VIN的平方而改變，如先前所描述。當VIN達到或超過VMIN時，輸出電流會根據閉路電流操作而仍維持固定於預定的最大水平上。假如就F1而言，最大電流係為IOUT2 ，那麼就VIN超過VMIN而言，IOUT 仍維持固定於IOUT2 ，如在801所示。假如就F2而言，最大電流係為IOUT1 ，那麼就VIN超過VMIN而言，IOUT 仍維持固定於IOUT1 (如在803所示)。
圖9係為就驅動器電路700而言，就固定頻率F以及調整DMAX而描繪IOUT 對VIN的曲線圖。其中情形中，DMAX會被設定用於固定頻率F之最小輸入電壓VMIN的希望最大輸出電流IOUT 。如圖9所示，就較高輸出電流而言(以IOUT1 顯示)，DMAX會被設定在較高水平DMAX1，且就較低輸出電流而言(以IOUT2 顯示)，DMAX會被設定在較低水平DMAX2。再者，IOUT 的最大水平係依據在該輸出上被驅動之LED電路111的型態、數目與耦合架構被選出。參考值VIOUTMAX 係依據IOUT 的希望最大水平被設定。當輸入電壓VIN被截斷以用於調光操作，以致於VIN在VMIN的同時，開路調光操作會主導，且IOUT 會隨著VIN的平方改變，如先前所說明。當VIN達到或超過VMIN時，輸出電流IOUT 會根據閉路電流操作而仍維持固定於其預定最大水平。假如就DMAX2而言，最大電流為IOUT2 ，那麼就VIN超過VMIN而言，IOUT 仍維持固定於IOUT2 (如901所示)。假如就DMAX1而言，最大電流為IOUT1 ，那麼就VIN超過VMIN而言，IOUT 仍維持固定於IOUT1 (如903所示)。
圖10係為根據被使用當作驅動器電路105之更廣義實施例之開路驅動器電路1000的簡化方塊圖。驅動器電路1000的操作類似先前所說明的驅動器電路，但卻以更廣義的格式被顯示。來自電路103的VIN(AC傳導性調角度電壓)會被提供到全波整流電路1001的輸入，其係提供與接地GND有關的整流輸入電壓VINR。驅動器電路1000係被顯示用於絕緣與非絕緣格式兩者，其中GND通常用於非絕緣情形的輸入與輸出兩者，且就絕緣情形而言，其係並且以主要接地PGND與次要接地SGND隔開。VINR係被提供到DCM DC/DC轉換器1003的輸入，其係被實施用於絕緣或非絕緣格式。在一種實施例中，DCM DC/DC轉換器1003被架構做為單一級主動功率因子校正(PFC)轉換器。DCM DC/DC轉換器103提供VOUT於其相關於GND的輸出上，其中VOUT一般係為固定。該輸出被顯示以先前所說明的類似方式來提供一輸出電流IOUT =K‧VIN2 。振盪器/脈寬調變(OSC/PWM)電路1005係被顯示提供控制訊號SQW到DCM DC/DC轉換器1003的另一輸入，以控制DC/DC轉換。OSC/PWM電路1005可以相對簡單的振盪器電路來實施，其係提供具有工作循環與頻率的SQW，以將輸出電流(或功率)設定在希望水平上，以用於先前所說明的標稱電壓水平VNOM。工作循環與頻率可藉由振盪器來固定。在另一實施例中，這些參數的其中一個或兩個可使用工作循環設定輸入DSET及/或頻率設定輸入FSET來調整，如先前所說明。同樣，這些參數的其中一個可被設定而另一個可被調整，以得到在VNOM上的希望輸出電流。
驅動器電路1000以開路方式操作，其中輸出電流可藉由輸入電壓的水平來決定。如先前所說明，將輸出電流及/或輸出電壓限制在最大水平是所欲。驅動器電路1000進一步包括控制電路1007，其係包括輸出感應器1009、輸出感應電路1011、比較器電路1013以及絕緣電路1015，每一個均顯示使用虛線。輸出感應器1009感應輸出電壓與輸出電流中一個或兩個，且提供至少一個感應訊號到輸出感應電路1011。輸出感應電路1011會放大或規格化該等感應訊號，以提供至少一個感應訊號到比較器電路1013。比較器電路1013比較每一感應訊號以及相應的參考數值，以用來決定一或更多個誤差訊號ERR。例如，指出輸出電流或電壓的電流或電壓感應訊號，其係可分別與最大電流或電壓參考值比較。比較器電路1013主張指示輸出參數與參考值之間差的ERR訊號。ERR訊號可被直接提供到OSC/PWM電路1005(就非絕緣架構)或經由絕緣電路1015(就絕緣架構)，以用來控制SQW之工作循環或頻率中至少一個，以控制輸出參數的最大值。如先前所說明，例如，在一種實施例中，一旦輸入電壓達到VMIN的話，輸出電流IOUT 會被限制在最大水平，以致於當VIN在VIN與VMAX之間改變時，輸出LED111的亮度水平仍維持固定。
根據一種實施例之具有開路調光控制的發光二極體驅動器，包括全波整流器電路、DC/DC轉換器以及振盪器電路。全波整流器電路係被架構以接收呈AC傳導性調角度電壓形式的輸入電壓以及提供相應的整流電壓。DC/DC轉換器將該整流電壓轉換成輸出電壓與輸出電流，其中輸出電流的量值隨著輸入電壓二次平均值(或RMS)的平方成比例地變化。該振盪器電路控制具有固定頻率與具有固定工作循環之DC/DC轉換器的切換。
在一種實施例中，輸入電壓係以調變具有標稱電壓水平的AC線電壓為基礎。頻率與工作頻率的任一者可被決定，以致於當輸入電壓在標稱電壓水平時，輸出電流具有預定量值。例如：輸出電流的預定量值可以LED驅動器所驅動之LED的特定數目與耦合架構為基礎。該驅動器可裝置以過電壓保護電路，以將輸出電壓限制在最大水平。因此，當輸出電壓達到最大水平時，頻率與工作循環的任一者皆可被控制，以限制輸出電壓。
此外或替代地，驅動器電路可裝置以最大電流控制電路，以將輸出電流限制在最大水平。最大輸出電流水平則以LED驅動器所驅動之LED的特定數目與耦合架構為基礎來決定。當達到最大電流水平時，頻率或工作循環的其中一個可被控制，以維持電流於最大水平。最大輸出電流水平係以AC線電壓的最小正常操作電壓為基礎。因此，當AC傳導性調角度輸入電壓達到AC線電壓之正常操作範圍的最小電壓水平時，電流則會當輸入電壓上升超過此最小水平時維持固定。DC/DC轉換器可以DCM來操作。DC/DC轉換器係為使用被架構用於返馳操作之變壓器與切換電路來實施的返馳轉換器。振盪器控制具有固定頻率與固定工作循環的切換電路，以操作呈不連續電流模式的變壓器。
根據一實施例的發光二極體控制電路包括調光器電路與開路驅動器電路。調光器電路具有接收AC線電壓的一輸入以及提供AC傳導性調角度電壓的一輸出。開路驅動器電路具有接收AC傳導性調角度電壓的一輸入，以及具有提供相對固定輸出電壓與提供隨著AC傳導性調角度電壓之二次平均值平方而成比例改變之輸出電流的一輸出。調光器電路可被實施做為三極體流開關調光器或類似物。
在一實施例中，開路驅動器電路包括全波整流器電路、變壓器、切換電路、以及輸出電路及振盪器電路。全波整流器電路具有接收AC傳導性調角度電壓的一輸入，以及提供整流電壓的一輸出。該變壓器具有主要繞組與次要繞組。該切換電路具有一電流路徑與一控制端點，其中該電流路徑會串聯耦合在整流電壓與參考電壓之間變壓器的主要繞組。輸出電路包括耦合到變壓器之次要繞組的輸出整流器以及濾波器電路，其係並且形成開路驅動器電路的輸出。變壓器、切換電路與輸出電路可被架構用於返馳轉換器操作。振盪器電路提供控制訊號到切換電路的控制端點，其中控制訊號具有一固定頻率與一固定工作循環，以在返馳轉換器操作期間以不連續電流模式來操作變壓器。
一種驅動根據一實施例之具有開路調光控制之發光二極體電路的方法，包括整流一AC傳導性調角度電壓，以及提供一整流電壓，以及使用具有固定頻率與固定工作循環的控制訊號而將該整流電壓轉換成輸出電壓與輸出電流。該輸出電壓實質為固定，且該輸出電流的量值與AC傳導性調角度電壓之二次平均值的平方成比例地改變。
該方法包括調整AC線電壓以提供AC傳導性調角度電壓，其中AC線電壓具有標稱電壓水平，以及將控制訊號之頻率與工作循環的其中一個固定並且決定另一個，以致於當AC傳導性調角度電壓在等於AC線電壓之標稱電壓水平之電壓水平上時具有一預定量值。該方法包括將輸出電流限制在預定最大電流水平。該方法包括調整AC線電壓以提供AC傳導性調角度電壓，其中AC線電壓具有在最小電壓水平與最大電壓水平之間的正常操作範圍，將控制訊號之頻率與工作循環的其中一主固定而決定另一者，以致於輸出電流在當AC傳導性調角度電壓在最小電壓水平時具有預定最大電流水平，以及在操作期間內，調整控制訊號之頻率與工作循環的其中一個，以當AC傳導性調角度電壓超過最小電壓水平時將輸出電流限制在該預定最大電流水平。該方法包括提供控制訊號到切換返馳轉換器之變壓器主要電流的一切換器，及操作呈不連續電流模式的變壓器。
雖然本發明參考特定較佳版本而被相當詳細地說明，但是其他版本與變更則有可能並且被仔細考慮在內。那些熟習本技術人士應該理解，他們可輕易地使用所揭露的概念與特定實施例來當作設計或修改其他結構的基礎，以在不背離以下申請專利範圍所定義之發明精神與範圍下提供本發明的相同目的。
100．．．發光二極體(LED)控制電路
101．．．交流電(AC)源
102．．．交流電線電壓
103．．．調光器電路
104．．．調角度電壓
105．．．驅動器電路
111．．．發光二極體電路
200．．．開路驅動器電路
201．．．輸入電路
203．．．H-橋全波整流器
205-215．．．節點
217．．．振盪器
600．．．開路驅動器電路
601．．．湧入電流限制電路
603．．．電磁干擾濾波器
605．．．H-橋全波整流器
607．．．節點
609．．．緩衝器電路
611．．．偏壓電路
613/615．．．節點
616．．．輸出電路
617．．．輸出緩衝器電路
619．．．輸出節點
621．．．輸出濾波器
623/625．．．節點
627．．．計時器電路
629．．．過電壓保護電路
631．．．過電流保護電路
700．．．開路驅動器電路
701．．．節點
702．．．輸出電流控制迴路
703．．．增益區塊
705．．．比較器
707．．．絕緣模組
709．．．脈寬調變控制器
1000．．．開路驅動器電路
1001．．．全波整流電路
1003．．．不連續電流模式直流/直流轉換器
1005．．．振盪器/脈寬調變電路
1007．．．控制電路
1009．．．輸出感應器
1011．．．輸出感應電路
1013．．．比較器電路
1015．．．絕緣電路
C1-C9．．．電容器
DMAX．．．最大工作循環
DSET．．．工作循環設定輸入
D1-D2．．．二極體
D11．．．齊納二極體
ERR．．．誤差訊號
FSET．．．頻率設定輸入
GND．．．接地
ICTL．．．電流控制電壓
IP ．．．主要電流
Q1．．．電子切換
RSEN．．．感應電阻器
R1-R13．．．電阻器
SQW．．．方形波訊號
U1．．．控制器
U2．．．光耦合器
U5．．．計時器模組
VDD．．．源極電壓
VERR．．．誤差電壓
VINR．．．整流輸入電壓
VNOM．．．標稱電壓水平
VSEN．．．電流感應電壓
本發明的好處、特徵與優點業已相關於以上說明與附圖而變得更容易理解，其中：
圖1係為根據一種實施例之包括LED驅動器電路之發光二極體(LED)控制電路的簡化方塊圖；
圖2係為根據一種實施例之開路驅動器電路的簡化概要與方塊圖，其係可被使用當作接收VIN並且提供VOUT之圖1的驅動器電路，其係並且進一步用於依據VIN的電壓水平來控制輸出電流IOUT ；
圖3係為描繪根據不連續電流操作(DCM)模式之圖2轉換器主要電流與時間的時序圖；
圖4係為就圖2或6的驅動器電路而言，就固定工作循環D及調整頻率F而描繪IOUT 與VIN的曲線圖；
圖5係為就圖2或6的驅動器電路而言，就固定工作循環D及頻率F調整而描繪IOUT 與VIN的曲線圖；
圖6係為根據一種實施例之開路驅動器電路的更詳細概要圖，其係可被使用當作接收VIN與提供VOUT的圖1驅動器電路，並且進一步用於依據VIN的電壓水平來控制輸出電流IOUT ；
圖7係為根據另一實施例之開路驅動器電路的簡化概要與方塊圖，其係可被使用當作圖1的驅動器電路，其係進一步包括輸出電流控制迴路，以將電流限制在預定最大電流水平；
圖8係為就圖7之驅動器電路而言，就固定最大工作循環DMAX以頻率F調整來描繪IOUT 對VIN的曲線圖；
圖9係為就圖7之驅動器電路而言，就固定頻率F以及調整DMAX而言，描繪IOUT 對VIN的曲線圖；及
圖10係為根據一種更普遍實施例之開路驅動器電路的簡化方塊圖，其係可被使用當作圖1的驅動器電路。
200．．．開路驅動器電路
201．．．輸入電路
203．．．H-橋全波整流器
205-215．．．節點
217．．．振盪器
C1-C3．．．電容器
DSET．．．工作循環設定輸入
D1-D2．．．二極體
FSET．．．頻率設定輸入
IP ．．．主要電流
Q1．．．電子切換
R．．．電阻器
SQW．．．方形波訊號
VINR．．．整流輸入電壓
VNOM．．．標稱電壓水平

Claims (15)

  1. 一種具有開路調光控制的發光二極體驅動器，包含：一全波整流器電路，其係被架構以接收一輸入電壓並且提供一整流電壓，其中該輸入電壓包含一交流傳導性調角度電壓；一轉換器，其係將該整流電壓轉換成一輸出電壓與一輸出電流，其中該輸出電流的量值會隨著該輸入電壓之二次平均值的平方成比例地改變；以及一振盪器電路，其係以固定頻率及以固定工作循環控制該轉換器的切換。
  2. 如申請專利範圍第1項之發光二極體驅動器，其中該整流電壓具有大約相同的輸入電壓之二次平均電壓水平。
  3. 如申請專利範圍第1項之發光二極體驅動器，其中該輸出電壓仍持續相對固定。
  4. 如申請專利範圍第1項之發光二極體驅動器，其中該輸入電壓以調變具有標稱電壓水平的交流線電壓為基礎，且其中該頻率與該工作循環的其中一者會被固定而另一者則被決定，以致於當該輸入電壓在該標稱電壓水平時，該輸出電流具有一預定量值。
  5. 如申請專利範圍第1項之發光二極體驅動器，進一步包含：一最大電流控制電路，其係感應該輸出電流並且提供用以指示出該輸出電流的一電流控制訊號；以及其中該振盪器電路包含一脈寬調變控制電路，其係接收該電流控制訊號並且控制該頻率與該工作循環的其中一者，以避免該輸出電流上升到該預定最大電流水平以上。
  6. 如申請專利範圍第5項之發光二極體驅動器，其中：該輸入電壓係以調變在一最小電壓水平與一最大電壓水平之間具有標稱操作範圍的一交流線電壓為基礎；以及其中該脈寬調變控制電路控制該頻率與該工作循環的其中一者，以致於該輸出電流的該預定最大電流水平能夠維持，同時該輸入電壓具有在該交流線電壓之該標稱操作範圍內的水平。
  7. 如申請專利範圍第1項之發光二極體驅動器，其中該轉換器包含一返馳轉換器，其係包含：一變壓器，具有一主要繞組與一次要繞組；一切換電路，具有一電流路徑與一控制端點，其中該電流路徑會與該整流電壓與一參考電壓之間之該變壓器的該主要繞組串聯耦合；一輸出電路，具有耦合到該變壓器的該次要繞組之一輸入並且具有一輸出，其中該輸出電路包含一輸出整流器與濾波器電路；以及其中該振盪器電路提供一控制訊號到該切換電路的該控制端點，其中該控制訊號具有一固定頻率與一固定工作循環，以將該變壓器操作在不連續電流模式中。
  8. 一種發光二極體控制電路，包含：一調光器電路，具有接收一交流線電壓的一輸入和提供一交流傳導性調角度電壓的一輸出；以及一開路驅動器電路，具有接收該交流傳導性調角度電壓的一輸入和具有提供一相對固定輸出電壓且提供會隨著該交流傳導性調角度電壓之二次平均值的平方而成比例地改變之一輸出電流的一輸出。
  9. 如申請專利範圍第8項之發光二極體控制電路，其中該交流線電壓具有一標稱電壓水平，且其中該頻率與該工作循環的其中一者會被固定而另一者會被決定，以致於當該交流傳導性調角度電壓是在該標稱電壓水平的時候，該輸出電流是在預定水平。
  10. 如申請專利範圍第8項之發光二極體控制電路，其中該開路驅動器電路進一步包含：一最大電流控制電路，其係感應該開路驅動器電路的該輸出電流，並且提供予以指示的一電流控制訊號；其中該開路驅動器電路接收該電流控制訊號並且在操作期間內調整該頻率與該工作循環的其中一者，以避免該輸出電流上升到超過該預定最大電流水平；其中該交流線電壓具有在一最小操作電壓水平與一最大操作電壓水平之間的一正常操作電壓範圍；以及其中該頻率與該工作循環的其中一者會被固定而另一者會在操作期間被該開路驅動器電路控制，以致於該輸出電流的該預定最大電流水平會被維持，同時該交流傳導性調角度電壓則是在該正常操作電壓範圍內。
  11. 一種將具有開路調光控制之發光二極體電路驅動的方法，包含：整流一交流傳導性調角度電壓且提供一整流電壓；及使用具有一固定頻率與一固定工作循環的一控制訊號，來將該整流電壓轉換成一輸出電壓與一輸出電流，其中該輸出電壓實質固定，且其中該輸出電流所具有的一量值會隨著交流傳導性調角度電壓之二次平均值的平方而成比例地改變。
  12. 如申請專利範圍第11項之方法，進一步包含：調變一交流線電壓以提供該交流傳導性調角度電壓，其中該交流線電壓具有一標稱電壓水平；以及將該控制訊號之頻率與工作循環的其中一者固定而決定另一者，以致於當交流傳導性調角度電壓是在等於交流線電壓之標稱電壓水平的電壓水平時，該輸出電流具有一預定量值。
  13. 如申請專利範圍第11項之方法，進一步包含將該輸出電流限制在一預定最大電流水平。
  14. 如申請專利範圍第13項之方法，進一步包含：調整一交流線電壓以提供交流傳導性調角度電壓，其中該交流線電壓的正常操作範圍是在最小電壓水平與最大電壓水平之間；將該控制訊號之頻率與工作循環的其中一者固定而決定另一者，以致於當交流傳導性調角度電壓是在最小電壓水平的時候，該輸出電流具有預定最大電流水平；以及在操作期間，調整該控制訊號之頻率與工作循環的其中一者，以當該交流傳導性調角度電壓高於最小電壓水平時而限制該輸出電流到該預定最大電流水平。
  15. 如申請專利範圍第11項之方法，其中該轉換整流電壓包含提供控制訊號到用以切換返馳轉換器之變壓器的主要電流的一切換器，以及用不連續電流模式來操作該變壓器。
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