TWI505746B - 發光二極體光源的供電電路、電力轉換器及供電方法 - Google Patents

發光二極體光源的供電電路、電力轉換器及供電方法 Download PDF

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Description

發光二極體光源的供電電路、電力轉換器及供電方法
本發明係有關一種供電電路，特別是一種發光二極體光源的供電電路、電力轉換器及供電方法。
圖1所示為一種傳統光源驅動電路100的示意圖。光源驅動電路100用於驅動一光源(例如，發光二極體串108)。光源驅動電路100係由一電源102提供一輸入電壓VIN為驅動電路100供電。光源驅動電路100包含一降壓轉換器(Buck Converter)，其在一控制器104的控制下為發光二極體串108提供一調整後之電壓VOUT。降壓轉換器包含二極體114、電感112、電容116以及一開關106。一電阻110與開關106串聯耦接。當開關106導通，電阻110耦接電感112以及發光二極體串108，且產生一回授信號以指示流經電感112的電流。當開關106斷開，電阻110與電感112以及發光二極體串108斷開，因此無電流流經電阻110。
開關106係受控於控制器104。當開關106導通，一電流流經發光二極體串108、電感112、開關106、電阻110至地。在電感112的作用下此電流逐漸增加。當電流增加至達到一預設峰值電流位準時，控制器104斷開開關106。當開關106斷開，一電流流經發光二極體串108、電感112和二極體114。控制器104在一段時間後可再次導通開關106。因此，控制器104基於預設峰值電流位準控 制降壓轉換器。然而，流經電感112和發光二極體串108之平均電流位準會隨電感112的電感值、輸入電壓VIN以及發光二極體串108兩端的電壓VOUT而變化，因此，流經電感112的平均電流位準(亦即流經發光二極體串108的平均電流)無法被精確地控制。
本發明的目的為提供一種發光二極體光源的供電電路，包括：一濾波器，接收一輸入電壓並過濾該輸入電壓，以提供一穩定電壓；一變壓器，耦接該濾波器，將該穩定電壓轉換為一輸出電壓，為該發光二極體光源提供一電能；以及一控制器，耦接一開關、該濾波器和該變壓器，產生一驅動信號，控制該開關交替地操作於一第一狀態和一第二狀態之間，其中，該控制器控制該開關，使流經該濾波器的一輸入電流在該第一狀態期間增大，並在該第二狀態期間减小，且其中，該控制器控制該第一狀態和該第二狀態的一時間比，調節流經該發光二極體光源的一輸出電流至一目標值。
本發明還提供一種電力轉換器，為一發光二極體光源提供一電能，包括：一開關，根據一脈衝寬度調變信號操作在一第一狀態和一第二狀態之間；一濾波器，耦接該開關，包括一電感和一電容，過濾一輸入電壓以提供一穩定電壓；以及一變壓器，包括與該開關耦接的一初級繞組以及一次級繞組，將該穩定電壓轉換為一輸出電壓，以為該發光二極體光源提供該電能，其中，調整該脈衝寬度調變 信號的一責任週期，以調節流經該發光二極體光源的輸一出電流至一目標值。
本發明另還提供一種為一發光二極體光源提供電能的方法，包括：接收一輸入電壓和一輸入電流；過濾該輸入電壓，提供一穩定電壓；將該穩定電壓轉換為一輸出電壓；產生一驅動信號，控制一開關交替地操作於一第一狀態和一第二狀態之間；控制該開關操作在該第一狀態的持續時間和操作在該第二狀態的持續時間；以及控制該第一狀態和該第二狀態的一時間比，以調節流經該發光二極體光源的一輸出電流至一目標值。
以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。
此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，提供了大量的具體細節。然而，於本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方法、程序、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。
圖2所示為根據本發明一實施例驅動電路200的示意圖。光源驅動電路200包含整流器204，其可從一電源202 接收一輸入電壓，並提供一調整後的電壓給電力轉換器206。電力轉換器206接收調整後的電壓並為負載288提供一輸出電力。在一實施例中，電力轉換器206可為降壓轉換器或者升壓(Boost)轉換器。在一實施例中，電力轉換器206包含一儲能元件214和一用於感應儲能元件214之電力狀況的電流感應器278(例如，一電阻)。電流感應器278提供一第一信號ISEN給控制器210，以指示流經儲能元件214的瞬間電流。驅動電路200還包含一濾波器212，基於第一信號ISEN產生一用於指示流經儲能元件214的平均電流之第二信號IAVG。在一實施例中，控制器210接收第一信號ISEN和第二信號IAVG，並控制流經儲能元件214的平均電流為一目標電流值位準。
圖3所示為根據本發明一實施例光源驅動電路300的電路示意圖。圖3中與圖2具有相同元件符號之元件具有類似的功能。在圖3的例子中，光源驅動電路300包含整流器204、電力轉換器206、濾波器212和控制器210。整流器204可為包含二極體D1-D4的橋式整流器。整流器204調整來自電源202的電壓。電力轉換器206接收經整流器204調整後的電壓並提供一輸出電力以對負載(例如，發光二極體串208)供電。
在圖3的例子中，電力轉換器206係為一降壓轉換器，其包含電容308、開關316、二極體314、電流感應器(例如，電阻218)、相互耦接的電感302和電感304、以及電容324。二極體314係耦接於開關316和光源驅動電路300的地之間。電容324與發光二極體串208並聯耦接。 在一實施例中，電感302和電感304彼此電磁耦接。更具體而言，電感302和電感304耦接一共同節點333。在圖3的例子中，共同節點333係介於電阻218和電感302之間。然而，本發明並不限於此架構，共同節點333也可位於開關316和電阻218之間。共同節點333為控制器210提供一參考接地。在一實施例中，控制器210的參考接地和光源驅動電路300的地不同。透過導通和斷開開關316，流經電感302的電流可被調整，進而調節供應至發光二極體串208的電力。電感304感應電感302的電力狀況，例如，監測流經電感302的電流是否降低至一預設電流位準。
電阻218的一端耦接開關316和二極體314之陰極之間的一節點，電阻218的另一端耦接電感302。當開關316導通和斷開時，電阻218提供一指示流經電感302的瞬間電流之第一信號ISEN。換言之，不論開關316為導通還是斷開，電阻218均能感應流經電感302的瞬間電流。濾波器212耦接電阻218並產生一指示流經電感302的平均電流的第二信號IAVG。在一實施例中，濾波器212包含電阻320和電容322。
控制器210接收第一信號ISEN和第二信號IAVG，並透過導通或斷開開關316以控制流經電感302的平均電流為一目標電流位準。電容324濾除流經發光二極體串208的漣波電流，進而使流經發光二極體串208的電流平滑且實質上相等於流經電感302的平均電流。因此，流經發光二極體串208的電流可實質上與目標電流相等。此處“實質上與目標電流相等”意指流經發光二極體串208的電流 雖可能與目標電流有些許微小差別，但仍介於一可容許範圍內，因此可不考慮電路元件的不理想情況和且可忽略從電感304傳送至控制器210的電力。
在圖3的例子中，控制器210的端點包括ZCD、GND、DRV、VDD、CS、COMP和FB。端點ZCD耦接電感304，用於接收一指示電感302之電力狀況(例如，流經電感302的電流是否降低至預設電流位準，例如，“0”)的檢測信號AUX。檢測信號AUX也能指示發光二極體串208是否處於開路狀態。端點DRV耦接開關316並產生一驅動信號(例如，脈衝寬度調變信號PWM1)以導通或斷開開關316。端點VDD耦接電感304並接收來自電感304的電力。端點CS耦接電阻218並接收一指示流經電感302的瞬間電流的第一信號ISEN。端點COMP透過電容318耦接控制器210的參考接地。端點FB透過濾波器212耦接電阻218耦接以接收一指示流經電感302的平均電流的第二信號IAVG。在圖3的例子中，端點GND(亦即控制器210的參考接地)耦接位於電阻218、電感302與電感304之間的共同節點333。
開關316可為N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(NMOSFET)。開關316的導通狀態係基於開關316的閘極極電壓與端點GND的電壓(亦即共同節點333處的電壓)之間的一電壓差決定之。因此，端點DRV輸出的脈衝寬度調變信號PWM1決定了開關316的開或關狀態。當開關316導通，控制器210的參考接地的電壓位準高於光源驅動電路300的地的電壓位準，因此本發明的電路可適用於具有 相對較高電壓的電源。
在操作中，當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。當開關316斷開，一電流流經電阻218、電感302、發光二極體串208和二極體314。電感304磁性耦接電感302以檢測電感302的電力狀況，例如，檢測流經電感302的電流是否降低到預設電流位準。因此，控制器210透過檢測信號AUX、第一信號ISEN、和第二信號IAVG監測流經電感302的電流，並透過脈衝寬度調變信號PWM1控制開關316，以控制流經電感302的平均電流為一目標電流位準。因此，經過電容324濾波後之流經發光二極體串208的電流也可實質上相等於目標電流位準。
在一實施例中，控制器210基於檢測信號AUX判斷發光二極體串208是否處於開路狀態。如果發光二極體串208開路，則電容324上的電壓增加。當開關316處於斷開狀態時，電感302兩端的電壓增大，且檢測信號AUX的電壓也相應增大。其結果是，透過端點ZCD流入控制器210的電流增大。因此，控制器210監測檢測信號AUX，如果當開關316斷開且流入至控制器210之電流增大致超過一電流臨限值，控制器210則判斷發光二極體串208處於開路狀態。
控制器210還可基於端點VDD處的電壓判斷發光二極體串208是否處於短路狀態。如果發光二極體串208短路，當開關316處於斷開狀態時，由於電感302兩端均耦接光源驅動電路300的地，所以電感302兩端的電壓將減 小。電感304兩端的電壓和端點VDD處的電壓也相應減小。因此，當開關316處於斷開狀態時，如果端點VDD處的電壓低於一電壓臨限值，則控制器210判斷發光二極體串208處於短路狀態。
圖4所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器210的示意圖。圖5所示為根據本發明一實施例圖4中所示之控制器210的波形圖。圖4將結合圖3和圖5進行描述。
在圖4的例子中，控制器210包含一誤差放大器402、一比較器404和一脈衝寬度調變信號產生器408。誤差放大器402基於一參考信號SET和第二信號IAVG之間的電壓差產生一誤差信號VEA。參考信號SET可指示目標電流位準。第二信號IAVG透過端點FB接收，可指示流經電感302的平均電流。誤差信號VEA可用以調整流經電感302的平均電流至目標電流位準。比較器404耦接誤差放大器402，並比較誤差信號VEA和第一信號ISEN。第一信號ISEN透過端點CS接收，指示流經電感302的瞬間電流。檢測信號AUX透過端點ZCD接收，指示流經電感302的電流是否降低到預設電流位準(例如，減小到零)。脈衝寬度調變信號產生器408耦接比較器404以及端點ZCD，且基於比較器404的輸出和檢測信號AUX產生脈衝寬度調變信號PWM1。脈衝寬度調變信號PWM1透過端點DRV控制開關316的導通狀態。
脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第一位準(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316。 當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。流經電感302的電流逐漸增大，使得第一信號ISEN的電壓逐漸增大。在一實施例中，當開關316導通時，檢測信號AUX的電壓為負值。在一實施例中，在控制器210內部，比較器404比較誤差信號VEA與第一信號ISEN。當第一信號ISEN的電壓超過誤差信號VEA的電壓，則比較器404輸出一邏輯0，否則比較器404輸出一邏輯1。換言之，比較器404的輸出為一系列的脈衝。脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第二位準(例如，邏輯0)的脈衝寬度調變信號PWM1以回應比較器404的負緣(negative going)輸出，進而斷開開關316。當開關316斷開，檢測信號AUX的電壓變為正值。當開關316斷開，一電流流經電阻218、電感302、發光二極體串208和二極體314。流經電感302的電流逐漸減小，因此第一信號ISEN的電壓逐漸減小。當流經電感302的電流減小到預設電流位準(例如，減小到零)，檢測信號AUX的電壓會產生一個負緣，進而脈衝寬度調變信號產生器408產生具有第一狀態(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316。
在一實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比係由誤差信號VEA決定。如果第二信號IAVG的電壓小於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402增加誤差信號VEA的電壓以增大脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流增大，直到第二信號IAVG的電壓增加至參考信號SET的電壓位準。如果第二信號 IAVG的電壓大於參考信號SET的電壓，則誤差放大器402減小誤差信號VEA的電壓以減小脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比，進而降低流經電感302的平均電流，直到第二信號IAVG的電壓降低至參考信號SET的電壓位準。因此，流經電感302的平均電流能夠被維持至與目標電流位準相等。
圖6所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器210的另一種架構示意圖。圖7所示為根據本發明一實施例圖6中所示之控制器210的波形圖。圖6將結合圖3和圖7進行描述。
在圖6的例子中，控制器210包含誤差放大器602、比較器604、鋸齒波信號產生器606、重置信號產生器608、以及脈衝寬度調變信號產生器610。誤差放大器602基於一參考信號SET和第二信號IAVG之間的一電壓差產生一誤差信號VEA。參考信號SET指示一目標電流位準。第二信號IAVG透過端點FB接收指示流經電感302的平均電流。誤差信號VEA可用於調整流經電感302的平均電流使之等於目標電流位準。鋸齒波信號產生器606產生一鋸齒波信號SAW。比較器604耦接誤差放大器602以及鋸齒波信號產生器606，並比較誤差信號VEA與鋸齒波信號SAW。重置信號產生器608產生一重置信號RESET，並提供重置信號RESET給鋸齒波信號產生器606和脈衝寬度調變信號產生器610。為回應重置信號RESET，開關316導通。脈衝寬度調變信號產生器610耦接比較器604以及重置信號產生器608，並基於比較器604的輸出和重置信號RESET 產生一脈衝寬度調變信號PWM1。脈衝寬度調變信號PWM1透過端點DRV控制開關316的導通狀態。
在一實施例中，重置信號RESET係為一具有固定頻率的脈衝信號。在另一實施例中，重置信號RESET係為一使得開關316處於斷開狀態的時間為一常數的脈衝信號。重置信號RESET使得例如在圖5中之脈衝寬度調變信號PWM1為邏輯0的時間為一常數。
在操作中，脈衝寬度調變信號產生器610產生一具有第一狀態(例如，邏輯1)的脈衝寬度調變信號PWM1以導通開關316，並回應重置信號RESET。當開關316導通，一電流流經開關316、電阻218、電感302、發光二極體串208至光源驅動電路300的地。鋸齒波信號產生器606所產生的鋸齒波信號SAW的電壓從一初始位準INI開始增加，以回應重置信號RESET的脈衝。當鋸齒波信號SAW的電壓增大到誤差信號VEA的電壓，脈衝寬度調變信號產生器610產生一具有第二狀態(例如，邏輯0)的脈衝寬度調變信號PWM1以斷開開關316，並且鋸齒波信號SAW的電壓被重置為初始位準INI，直到鋸齒波信號產生器606接收到重置信號RESET的下一個脈衝。待接收到重置信號RESET的下一個脈衝，鋸齒波信號SAW的電壓會再次從初始位準INI開始逐漸增加，以回應此脈衝。
在一實施例中，脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比係由誤差信號VEA決定。如果第二信號IAVG的電壓小於參考信號SET的電壓，則誤差放大器602增大誤差信號VEA的電壓以增大脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。 相應地，流經電感302的平均電流增大，直到第二信號IAVG的電壓增加至參考信號SET的電壓位準。如果第二信號IAVG的電壓大於參考信號SET的電壓位準，則誤差放大器602減小誤差信號VEA的電壓以減小脈衝寬度調變信號PWM1的責任週期比。相應地，流經電感302的平均電流減小，直到第二信號IAVG的電壓降低至參考信號SET的電壓位準。因此，流經電感302的平均電流能夠被維持至與目標電流位準相等。
圖8所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路光源驅動電路800的示意圖。圖8中與圖2、圖3具有相同元件符號之元件具有類似的功能。
控制器210的端點VDD透過開關804耦接整流器204，並接收經過整流器204調整後的輸出電壓。耦接於開關804和控制器210之參考接地之間的一齊納二極體802用於保持端點VDD的電壓基本上恆定。圖8的例子中，控制器210的端點ZCD電性耦接電感302，接收指示電感302之電力狀況的檢測信號AUX。檢測信號AUX可指示流經電感302的電流是否降低至預設電流位準(例如，是否減小到零)。共同節點333可為控制器210提供一參考接地。
綜上所述，本發明提供了一種控制電力轉換器以對負載供電的電路。在一實施例中，電力轉換器為負載(例如發光二極體串)提供一實質上恆定之電流。在另一實施例中，電力轉換器提供一定電流以對電池充電。與圖1中的傳統電路相比，本發明的電路所提供給負載或電池的電流可得到更精確的控制。而且本發明的電路可適用於具有相 對較高電壓的電壓源。
圖9A所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路900的方塊示意圖。圖9A中與圖2、圖3編號相同的元件具有類似的功能。在一實施例中，光源驅動電路900包括與電源202耦接的濾波器920、整流器204、電力轉換器906、負載288、鋸齒波信號產生器902和控制器910。電源202產生交流輸入電壓VAC (例如，交流輸入電壓VAC 具有正弦波信號)和交流輸入電流IAC 。交流輸入電流IAC 流入濾波器920。電流IAC ’從濾波器920流出，並流入整流器204。整流器204透過濾波器920接收交流輸入電壓VAC ，並在電源線912上提供一整流電壓VIN 和一整流電流IIN 。電源線912耦接於整流器204和電力轉換器906之間。電力轉換器906將整流電壓VIN 轉換成一輸出電壓VOUT ，為負載288提供電能。控制器910與電力轉換器906耦接，用於控制電力轉換器906，以調節流過負載288的電流IOUT ，並校正光源驅動電路900的功率因數。
控制器910產生一驅動信號962。在一個實施例中，電力轉換器906包括一開關316。驅動信號962控制開關316，進而調節流經負載288的電流IOUT 。電力轉換器906還產生指示流經負載288的電流IOUT 的一感應信號IAVG。
在一個實施例中，與控制器910耦接的鋸齒波信號產生器902，根據驅動信號962產生一鋸齒波信號960。例如，驅動信號962可為脈衝寬度調變信號。在一個實施例中，當驅動信號962為邏輯高電位時，鋸齒波信號960增加；當驅動信號962為邏輯低電位時，鋸齒波信號960降低到 預設電壓值(例如，降低到0V)。
有利之處在於，控制器910根據鋸齒波信號960和感應信號IAVG產生驅動信號962。驅動信號962控制開關316，使流經負載288的電流IOUT 保持在目標電流值，以提高電流控制的精確性。另外，驅動信號962控制開關316，調節整流電流IIN 的平均電流IIN_AVG 與整流電壓VIN 實質同相，以校正光源驅動電路900的功率因數。在本發明中，實質同相指兩波形理論上同相位，然而在實際應用中，由於電路中電容的存在，造成兩波形存在細微的相差。光源驅動電路900的工作原理將在圖9B中進一步描述。
圖9B所示為根據本發明的一個實施例圖9A中的光源驅動電路900中的信號的波形圖，圖9B將結合圖9A描述。圖9B描述了輸入交流電壓VAC 、整流電壓VIN 、整流電流IIN 、整流電流的平均電流IIN_AVG 、電流IAC ’和輸入交流電流IAC 的波形。
為了描述的方便，輸入交流電壓VAC 為正弦波形，但並不以此為限。整流器204整流輸入交流電壓VAC 。在圖9B的實施例中，整流電壓VIN 具有整流後的正弦波形，即，輸入交流電壓VAC 的正向波形保留，其負向波形轉換成對應的正向波形。
在一個實施例中，控制器910所產生的驅動信號962控制整流電流IIN 。整流電流IIN 從一預設值(例如，0安培)開始增加。當整流電流IIN 達到與整流電壓VIN 成比例的一個值之後，整流電流IIN 降到預設值。如圖9B所示，整流電流IIN 的平均電流IIN_AVG 的波形與整流電壓VIN 的波形實質 同相。
整流電流IIN 從整流器204流出並流入電力轉換器906。整流電流IIN 是流入整流器204的電流IAC ’整流後的電流。如圖9B所示，當輸入交流電壓VAC 為正值時，電流IAC ’的正向波形與整流電流IIN 的正向波形類似；當輸入電流電壓VAC 為負值時，電流IAC ’的負向波形與整流電流IIN 的波形對應。
在一個實施例中，透過耦接於電源202和整流器204之間的濾波器920，輸入交流電流IAC 與電流IAC ’的平均值相等或成比例。因此，如圖9B所示，輸入交流電流IAC 的波形與輸入交流電壓VAC 的波形實質同相。理論上，輸入交流電流IAC 與輸入交流電壓VAC 同相。然而，在實際應用中，由於濾波器920和電力轉換器906中存在電容，輸入交流電流IAC 與輸入交流電壓VAC 之間可能存在細微的相差。此外，輸入交流電流IAC 與輸入交流電壓VAC 波形也大致相似。因此，光源驅動電路900的功率因數得到了校正，進而提高了光源驅動電路900的供電品質。
圖10所示為根據本發明的又一實施例的光源驅動電路1000的示意圖。圖10中與圖2、圖3和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖10將結合圖4、圖5和圖9A進行描述。
在圖10的例子中，光源驅動電路1000包含耦接電源202的濾波器920、整流器204、電力轉換器906、負載288、鋸齒波信號產生器902和控制器910。在一個實施例中，負載288包含發光二極體串208(例如，發光二極體鏈)。 本發明並不局限於此，負載288可以包含其他類型的光源或者其他類型的負載(例如，電池組)。濾波器920可為包含一對電感和一對電容的電感-電容濾波器，但並不以此為限。在一個實施例中，控制器910包含多個埠，例如，ZCD埠、GND埠、DRV埠、VDD埠、FB埠、COMP埠和CS埠。
在一個實施例中，電力轉換器906包含耦接電源線912的輸入電容1008。輸入電容1008減少整流電壓VIN 的漣波，以平滑整流電壓VIN 的波形。在一個實施例中，輸入電容1008具有相對較小的電容值(例如，小於0.5微法拉)，以幫助消除或減小整流電壓VIN 波形的畸變。另外，在一個實施例中，由於輸入電容1008之電容值較小，流經輸入電容1008的電流可以忽略。因此，當開關316接通時，流經開關316的電流I214 與從整流器204流出的整流電流IIN 大致相等。
電力轉換器906與圖3中的電力轉換器206的操作類似。在一個實施例中，儲能元件214包含電感302和電感304，電感302電磁耦接電感304。電感302與開關316和發光二極體串208耦接。因此，根據開關316的導通狀態，電流I214 流經電感302。更具體地，在一個實施例中，控制器910在DRV埠上產生驅動信號962(例如，脈衝寬度調變信號)，以控制開關316接通或斷開。當開關316閉合，電流I214 從電源線912流出，流經開關316和電感302，並且不斷增加。電流I214 可以由公式(1)得出：△I214 =(VIN -VOUT )*TON /L302 (1)
其中，TON 表示開關316導通的時間，△I214 表示電流 I214 的變化量，L302 表示電感302的電感值。在一個實施例中，控制器910控制驅動信號962，使得TON 為一個恒定值。所以，若輸出電壓VOUT 基本恒定，在TON 時間間隔內，電流I214 的變化量△I214 與整流電壓VIN 成比例。在一個實施例中，當電流I214 降低到預設值(例如，0安培)時，開關316閉合。因此，電流I214 的峰值與整流電壓VIN 成比例。
當開關316斷開時，電流I214 從地流出，並流經二極體314和電感302，流進發光二極體串208。相應地，電流I214 根據公式(2)降低：△I214 =(-VOUT )*TOFF /L302 (2)
其中，TOFF 表示開關316的關斷時間。
在一個實施例中，當開關316導通時，電流IIN 與電流I214 相等，當開關316斷開時，電流IIN 等於0安培。
電感304感應電感302的狀況，例如，流經電感302的電流是否下降到預設電流值，例如0安培。結合圖5所述，在一個實施例中，在開關316閉合時，監測信號AUX為低電位，當開關316斷開時，監測信號AUX為高電位。當流經電感302的電流I214 降低到預設電流值，監測信號AUX的電壓產生一個負緣。控制器910的ZCD埠耦接於電感304，用來接收監測信號AUX。
在一個實施例中，電力轉換器906包含輸出濾波器1024。輸出濾波器1024可為具有相對較大電容值(例如，大於400微法拉)的電容。所以，流經發光二極體串208的電流IOUT 表示電流I214 的平均值。
電阻218產生指示流經電感302的電流的電流感應信 號ISEN。在一個實施例中，濾波器212為包含電阻320和電容322的電阻-電容濾波器。濾波器212去除電流感應信號ISEN中的漣波，以產生電流感應信號ISEN的平均電流感應信號IAVG。所以，在圖10的實施例中，平均電流感應信號IAVG表示流經發光二極體串208的電流IOUT 。控制器910的埠FB用於接收平均電流感應信號IAVG。
鋸齒波信號產生器902耦接於DRV埠和CS埠。鋸齒波信號產生器902根據DRV埠的驅動信號962在CS埠上產生鋸齒波信號960。例如，鋸齒波信號產生器902包含耦接於DRV埠和CS埠之間且相互並聯的電阻1016和二極體1018，還包含耦接於CS埠和地之間且相互並聯的電阻1012和電容1014。工作時，鋸齒波信號960根據驅動信號962而變化。更具體地，在一個實施例中，驅動信號962為脈衝寬度調變信號。當驅動信號962為邏輯高電位時，電流I1從DRV埠流出，經過電阻1016，流入電容1014。因此，電容1014被充電，鋸齒波信號960的電壓V960 增加。當驅動信號962為邏輯低電位時，電流I2從電容1014流出，經過二極體1018，並流入DRV埠。因此，電容1014放電，電壓V960 降低到0伏特。鋸齒波信號產生器902還可以包含其他元件，並不局限於圖10所示的實施例。
在一個實施例中，控制器910整合在一個積體電路晶片上。電阻1016和1012、二極體1018以及電容1014為積體電路晶片的週邊電路元件。在另一個實施例中，鋸齒波信號產生器902和控制器910也可以整合在一個積體電路晶片上。在該實施例中，可以省略CS埠，進而減小了光 源驅動電路1000的尺寸和成本。電力轉換器906還可以具有其他結構，並不局限於圖10所示的實施例。
圖11所示為根據本發明的實施例的圖9A中控制器910的結構示意圖。圖11中與圖4和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖11將結合圖4、圖5、圖9A和圖10進行描述。
在一個實施例中，控制器910與圖4中的控制器210有相似的結構，不同之處在於，CS埠接收鋸齒波信號960而不是電流感應信號ISEN。控制器910根據鋸齒波信號960、平均電流感應信號IAVG和監測信號AUX產生驅動信號962。控制器910包括誤差放大器402、比較器404和脈寬調變信號產生器408。誤差放大器402根據平均電流感應信號IAVG和表示目標電流值的參考信號SET之間的差值，產生誤差信號VEA。比較器404比較鋸齒波信號960和誤差信號VEA，以產生比較信號S。脈衝寬度調變信號產生器408根據比較信號S和監測測信號AUX產生驅動信號962。
在一個實施例中，當監測信號AUX表示流經電感302的電流I214 降到預設值(例如，0安培)時，驅動信號962切換至第一電位(例如，邏輯高電位)，以閉合開關316。當鋸齒波信號960達到誤差信號VEA時，驅動信號962切換至第二電位(例如，邏輯低電位)，以斷開開關316。有利之處在於，由於CS埠接收鋸齒波信號960而不是電流感應信號ISEN，流經電感302的電流I214 的峰值不會受限於誤差信號VEA。因此，如公式(1)所述，流經電感302的 電流I214 根據整流電壓VIN 改變。例如，電流I214 的峰值與整流電壓VIN 成比例而不是與誤差信號VEA成比例。
控制器910控制驅動信號962，以使電流IOUT 保持在由參考信號SET表示的目標電流值。例如，如果電流IOUT 大於目標電流值(例如，由於整流電壓VIN 的變化)，誤差放大器402減小誤差信號VEA，以縮短開關316閉合的時間TON 。所以，電流I214 的平均電流降低，以減小電流IOUT 。同樣的，如果電流IOUT 小於目標電流值，控制器910延長開關316閉合的時間TON ，以增大電流IOUT 。
圖12所示為根據本發明的實施例的光源驅動電路(例如，光源驅動電路900或1000)產生或接收的信號波形圖。圖12將結合圖4、圖9A、圖9B和圖10進行描述。圖12描述了整流電壓VIN 、整流電流IIN 、整流電流IIN 的平均電流IIN_AVG 、流經發光二極體串208的電流IOUT 、表示流經電感302的電流I214 的感應信號ISEN、誤差信號VEA、鋸齒波信號960和驅動信號962。
如圖12所示，整流電壓VIN 是整流後的正弦波信號。在t1時刻，驅動信號962變為邏輯高電位。因此，開關316閉合，表示流經電感302的電流I214 的感應信號ISEN增加。同時，鋸齒波信號960根據驅動信號962增加。
在t2時刻，鋸齒波信號960增加到誤差信號VEA。相應地，控制器910調節驅動信號962為邏輯低電位，鋸齒波信號960降到0伏特。驅動信號962斷開開關316，因此，感應信號ISEN下降。換言之，鋸齒波信號960和誤差信號VEA決定了驅動信號962邏輯高電位的時間TON 。
在t3時刻，電流I214 降低到預設電流值(例如，0安培)，由此，控制器910調節驅動信號962為邏輯高電位，以閉合開關316。
在一個實施例中，在整流電壓VIN 的一個週期內，流經發光二極體串208的電流IOUT 與電流I214 的平均值相等或成比例。結合圖11的描述，控制器910調節電流IOUT 至由參考信號SET表示的目標電流值。另外，如圖12所示，表示電流I214 的感應信號ISEN在t1至t4期間與t5至t6期間具有相同的波形。所以，電流I214 在t1至t4期間的平均值與在t5至t6期間的平均值相等。因此，電流IOUT 保持在目標電流值。在一個實施例中，TON 由鋸齒波信號960和誤差信號VEA決定。由於在驅動信號962的每個週期內，鋸齒波信號960從0伏特上升到誤差信號VEA的時間都是相等的，所以TON 是恒定的。根據公式(1)，在TON 時間內，電流I214 的變化量△I214 與整流電壓VIN 成比例。所以，如圖12所示，感應信號ISEN的峰值與輸入電壓VIN 成比例。
在一個實施例中，當開關316閉合時，電流IIN 的波形與電流I214 的波形相類似，當開關316斷開時，電流IIN 等於0安培。在t1至t6時間段內，整流電流IIN 的平均電流IIN_AVG 與整流電壓VIN 實質同相。結合圖9B所描述的，輸入電流IAC 與輸入電壓VAC 實質同相，進而校正了光源驅動電路的功率因數，進而提高了供電品質。
圖13所示為根據本發明的實施例的用於驅動負載的驅動電路(例如，用於驅動發光二極體串208的光源驅動電路900或1000)的方法流程圖1300。圖13將結合圖9A 至圖12進行描述。圖13所涵蓋的具體步驟僅作為示例。也就是說，本發明也適用於執行其他合理的步驟或對圖13進行改進的步驟。
在步驟1302中，接收輸入電壓(例如，整流電壓VIN )和輸入電流(例如，整流電流IIN )。在步驟1304中，輸入電壓被轉換成輸出電壓，為負載(例如，發光二極體光源)提供電能。在步驟1306中，根據驅動信號(例如，驅動信號962)控制流經儲能元件(例如，儲能元件214)的電流，以調節流經負載的電流。
在步驟1308中，接收表示流經負載的電流的第一感應信號(例如，平均電流感應信號IAVG)。在一個實施例中，第一感應信號由表示流經儲能元件電流的第二感應信號濾波而得到。在步驟1310中，根據驅動信號產生鋸齒波信號。
在步驟1312中，由鋸齒波信號和第一感應信號控制驅動信號，以調節流經負載的電流至目標電流值，並透過控制輸入電流的平均電流與輸入電壓實質同相，以校正光源驅動電路的功率因數。在一個實施例中，根據第一感應信號和參考信號的差值產生誤差信號，參考信號表示流經發光二極體光源的目標電流值。比較鋸齒波信號和誤差信號，並接收指示儲能元件狀況的監測信號。若監測信號指示流經儲能元件的電流降低到預設值時，切換驅動信號到第一狀態，並根據鋸齒波信號和誤差信號的比較值，切換驅動信號到第二狀態。當驅動信號處於第一狀態，增加流經儲能元件的電流；驅動信號處於第二狀態時，減小流經儲能元件的電流。在一個實施例中，若流經發光二極體光 源的電流保持在目標電流值，則鋸齒波信號從預設值增加到誤差信號的時間是恒定的。
圖14A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路1400的方塊示意圖。圖14A中與圖2、圖3和圖9A編號相同的元件具有類似的功能。圖14B所示為根據本發明示於圖14A之光源驅動電路1400所產生或接收的信號波形圖。圖14A和圖14B將結合圖9A和圖9B進行描述。
在圖14A的例子中，光源驅動電路1400包括與電源202耦接的電流濾波器1402、整流器204、電力轉換器1406、光源1408和控制器1410。電源202產生交流輸入電壓VAC (例如，VAC 具有正弦波信號)和交流輸入電流IAC 。交流輸入電流IAC 流入電流濾波器1402。電流IAC ’從電流濾波器1402流出，並流入整流器204。整流器204透過電流濾波器1402接收交流輸入電壓VAC ，並在電源線912上提供整流電壓VIN 和整流電流IIN 。電源線912耦接於整流器204和電力轉換器1406之間。
在一個實施例中，電力轉換器1406包含電壓濾波器1420、變壓器1422以及開關1424。電壓濾波器1420接收電壓VIN ，並過濾電壓VIN 以產生一個穩定電壓VREG 。例如，電壓VIN 中具有相對較高頻率的諧波分量被排除或消除。因此，如圖14B所示，穩定電壓VREG 的波形比電壓VIN 的波形更加穩定。變壓器1422將穩定電壓VREG 轉換為輸出電壓VOUT ，為光源1408提供電能。因此，輸出電壓VOUT 的波形不會受到輸入電壓VIN (例如，正弦波)變化的影響。相應的，由輸入電壓VIN 的變化所產生之流經光源1408的電流IOUT 的漣波被减少或消除，從而進一步降低了光源1408所發出光線的行頻干擾。
控制器1410產生驅動信號1462以控制開關1424操作於第一狀態或第二狀態，從而進一步控制流入電壓濾波器1420的輸入電流IIN 和流經光源1408的輸出電流IOUT 。在一個實施例中，變壓器1422提供了一種指示輸出電流IOUT 的感應信號1464。基於感應信號1464，控制器1410控制開關1424的導通時間TON 和關斷時間TOFF 的比例，以調節輸出電流IOUT 至一目標值。
在一個實施例中，在開關1424操作於第一狀態期間，輸入電流IIN 增大，且在開關1424操作於第二狀態期間，輸入電流IIN 减小。在第二狀態期間，控制器1410控制第二狀態的持續時間，以允許輸入電流IIN 减小到預設值(例如，零)。控制器1410進一步控制第一狀態的持續時間，以允許輸入電流從預設值增大到與輸入電壓VIN 成比例的值。輸入電流IIN 的平均電流IIN_AVG 與輸入電壓VIN 實質同相位。類似於圖9B中的討論，電流IAC 與輸入電壓VAC 實質同相位。在理想情况下，交流輸入電壓VAC 和交流輸入電流IAC 是同相的。然而，在實際應用中，由於電流濾波器1402和電力轉換器1406中存在一電容，可能會導致細微的相位差。此外，交流輸入電流IAC 的波形類似於交流輸入電壓VAC 的波形形狀。因此，可校正光源驅動電路1400的功率因數。
有利之處在於，透過將開關1424交替地於第一狀態和第二狀態之間切換，可校正光源驅動電路1400的功率因 數，且將輸出電流IOUT 調節至目標值。因此，光源驅動電路1400的供電質量和電流控制的精確度均得到提高。由於僅控制開關1424，進而降低了光源驅動電路1400的尺寸和成本。
圖15所示為根據本發明另一實施例之光源驅動電路1500的電路示意圖。圖15中與圖2、圖3、圖9A和圖14A編號相同的元件具有類似的功能。圖15將結合圖14A和圖14B進行描述。在一個實施例中，控制器1410包含多個端點，例如VIN端點、COMP端點、GND端點、DRV端點、CS端點、VDD端點、ZCD端點和FB端點。
在一個實施例中，電壓濾波器1420包含電感1512、二極體D15和D16以及電容C15。變壓器1422可以是一個返馳變換器，包含初級繞組1504、次級繞組1506、輔助繞組1508和磁芯1502。開關1424與二極體D16和初級繞組1504耦接，並操作在第一狀態(例如，導通狀態)和第二狀態(例如，關斷狀態)中，以控制流經電感1512的輸入電流IIN 和流經光源1408的輸出電流IOUT 。
在一個實施例中，控制器1410產生驅動信號1462(例如，脈衝寬度調變信號)，以控制開關1424。更具體的，在一個實施例中，當驅動信號1462具有邏輯高電位(例如，在導通狀態期間TON )，開關1424被導通，二極體D15被反向偏置，二極體D16被正向偏置。穩定電壓VREG 向變壓器1422供電。電流IPRI 流經初級繞組1504、開關1424至地。電流IPRI 增大以將能量儲存在磁芯1502中。此外，輸入電流IIN 流經電感1512、二極體D16和開關1424，且 輸入電流IIN 增大以對電感1512充電，輸入電流IIN 可以由公式(3)得出：△IIN =VIN * TCH /L1512 (3)
其中，TCH 表示在開關1424的導通狀態期間，電感1512被充電的充電時間。△IIN 表示輸入電流IIN 的變化量，L1512 表示電感1512的電感值。在一個實施例中，當開關1424導通時，持續時間TCH 等於持續時間TON 。
當驅動信號1462具有邏輯低電位(例如，關斷狀態期間TOFF )時，開關1424被斷開，二極體D15被正向偏置，二極體D16被反向偏置。變壓器1422放電為發光二極體串208提供電能。因此，流經次級繞組1506的電流ISE 减小。此外，輸入電流IIN 流經電感1512、二極體D15和電容C15，且根據公式(4)，輸入電流IIN 减小從而向電感1512放電：△IIN =(VIN -VREG )* TDISCH /L1512 (4)
其中，TDISCH 表示在開關1424的關斷狀態期間，電感1512放電的持續時間。由於一旦輸入電流IIN 减小到0安培，電感1512的放電終止，因此對於關斷狀態，時間TDISCH 與時間TOFF 會有所不同。
在一個實施例中，電感1512和電容C15構成一電感-電容濾波器。電感-電容濾波器過濾輸入電壓VIN 的高頻諧波分量。這樣，由輸入電壓VIN 的變化所導致的穩定電壓VREG 波形的漣波因此减少。變壓器1422將穩定電壓VREG 轉換為輸出電壓VOUT 。
在一個實施例中，輔助繞組1508透過ZCD端點與控制 器1410耦接。輔助繞組1508提供監測信號1466，監測信號1466指示電流ISE 是否下降到預設值(例如，0安培)。控制器1410的FB端點接收感應信號1464，感應信號1464指示流經發光二極體串208的輸出電流IOUT 。在一個實施例中，控制器1410基於監測信號1466和感應信號1464控制驅動信號1462的責任週期，以調節流經發光二極體串208之輸出電流IOUT 至目標電流值。控制器1410的操作將在圖16中進一步描述。
在一個實施例中，控制器1410還控制驅動信號1462TON 和TOFF 的持續時間，以校正光源驅動電路1500的功率因數。更具體的，在一個實施例中，控制器1410將關斷狀態的持續時間TOFF 設置到大於一時間臨限值TTH 。透過重寫公式(4)，電感1512的放電時間可以由公式(5)得出：TDISCH =△IIN * L1512 /(VIN -VREG ) (5)
如圖14B所示，△IIN 在驅動信號1462不同的循環周期裡可以是不同的。在一個實施例中，時間臨限值TTH 可設置為等於或大於電感1512最大放電時間TDISCH_MAX 的量。這樣，開關1424在關斷狀態的持續時間足以允許輸入電流IIN 减小至0安培。此外，控制器1410維持TON 的持續時間在一個相同的值。於是，根據公式(3)，輸入電流IIN 從預設值增大到與輸入電壓VIN 成比例的峰值。因此，如圖14A和圖14B所描述的，校正了光源驅動電路1500的功率因數以提高光源驅動電路1500的供電質量。
圖16所示為根據本發明一實施例之示於圖14A中之控制器1410的結構示意圖。圖16中與圖4和圖9A編號相同 的元件具有類似的功能。圖16將結合圖4、圖5、圖10和圖11進行描述。
在一個實施例中，控制器1410除了包含產生鋸齒波信號1660的鋸齒波信號產生器1602之外，具有與圖11中的控制器910類似的結構。在一個實施例中，鋸齒波信號產生器1602的操作與圖10所示的鋸齒波信號產生器902類似。當驅動信號1462導通開關1424時，鋸齒波信號1660斜坡上升，當驅動信號1462關斷開關1424時，鋸齒波信號1660下降到0安培。
控制器1410基於鋸齒波信號1660、感應信號1464和監測信號1466，產生驅動信號1462。控制器1410還包含誤差放大器402、比較器404和脈衝寬度調變(PWM)信號產生器408。誤差放大器402放大感應信號1464與指示目標電流值的參考信號SET之間的差值，以產生誤差信號VEA。比較器404將鋸齒波信號1660與誤差信號VEA進行比較，產生一個比較信號S。脈衝寬度調變信號產生器408根據比較信號S和一監測信號1466產生驅動信號1462。TON 對應於鋸齒波信號1660從預設值增大到誤差信號VEA的時間。
在一個實施例中，當監測信號1466指示流經次級繞組1506的電流ISE 下降到了預設值(例如，0安培)，驅動信號1462具有邏輯高電位以導通開關1424。當鋸齒波信號1660達到誤差信號VEA時，驅動信號1462具有邏輯低電位以關斷開關1424。
控制器1410控制驅動信號1462，以維持輸出電流IOUT 在由參考信號SET所表示的目標電流值。例如，如果輸出電流IOUT 大於目標值(例如，由於不期望的雜訊)，誤差放大器402將减小誤差信號VEA以縮短開關1424的導通狀態持續時間TON 。因此，驅動信號1462的責任週期减小，以减小輸出電流IOUT 。同樣地，如果輸出電流IOUT 小於目標值，則控制器1410將增大驅動信號1462的責任週期，以增大輸出電流IOUT 。在一個實施例中，如果輸出電流IOUT 維持在目標值，那麽持續時間TON 維持在一個恒定值。
圖17所示為根據本發明實施例之驅動光源的方法流程圖1700。圖17將結合圖14A-圖16進行描述。圖17所涵蓋的具體步驟僅作為示例。也就是說，本發明也適用於執行其他合理的步驟或對圖17進行改進的步驟。
在步驟1702中，接收輸入電流(例比，輸入電流IIN )和輸入電壓(例如，輸入電壓VIN )。在步驟1704中，過濾輸入電壓以提供穩定電壓(例如，穩定電壓VREG )。在步驟1706中，轉換穩定電壓為輸出電壓(例如，輸出電壓VOUT )，為光源提供電能。在步驟1708中，產生驅動信號(例如，驅動信號1462)以控制開關(例如，開關1424)交替地操作在第一狀態和第二狀態之間。輸入電流在第一狀態期間增大，在第二狀態期間减小。在步驟1708中，可進一步包括步驟1710。
在步驟1710中，控制操作在第一狀態的持續時間和在操作在第二狀態的持續時間，使得輸入電流在第二狀態操作期間减小到預設值(例如，0安培)，且在第一狀態操作期間從預設值增大到與輸入電壓成比例的峰值。
在步驟1712中，控制第一狀態和第二狀態的時間比，以調節流經光源的輸出電流至一目標值。
本發明的實施例提供了一負載(例如，發光二極體光源)驅動電路。驅動電路包含濾波器、變壓器和控制器。濾波器接收輸入電壓並過濾輸入電壓，以提供一個穩定電壓。變壓器將穩定電壓轉換為輸出電壓，為發光二極體光源提供電能。控制器產生的驅動信號控制開關交替地操作於第一狀態和第二狀態之間。控制器控制開關操作在第一狀態的持續時間和操作在第二狀態的持續時間，使得輸入電流在第二狀態操作期間减小到一個預設值，並在第一狀態操作期間從預設值增大到與輸入電壓成比例的峰值。控制器還控制第一狀態時間和第二狀態時間之時間比，以調節流經發光二極體光源的輸出電流至目標值。有利之處在於，由輸入電壓的變化所產生之流經發光二極體光源的輸出電流的漣波被减少或消除，從而進一步降低了光源所發出光線的行頻干擾。此外，校正了驅動電路的功率因數以提高驅動電路的供電質量，且驅動電路的電流控制精度也得到提高。
上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不申請專利範圍所界定的本發明精神和發明範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本領域技術人員應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由 後附申請專利範圍要求及其合法等同物界定，而不限於此前之描述。
100‧‧‧光源驅動電路
102‧‧‧電源
104‧‧‧控制器
106‧‧‧開關
108‧‧‧發光二極體串
110‧‧‧電阻
112‧‧‧電感
114‧‧‧二極體
116‧‧‧電容
200‧‧‧驅動電路
202‧‧‧電源
204‧‧‧整流器
206‧‧‧電力轉換器
208‧‧‧發光二極體串
210‧‧‧控制器
212‧‧‧濾波器
214‧‧‧儲能元件
218‧‧‧電阻
278‧‧‧電流感應器
288‧‧‧負載
300‧‧‧光源驅動電路
302、304‧‧‧電感
308‧‧‧電容
314‧‧‧二極體
316‧‧‧開關
318‧‧‧電容
320‧‧‧電阻
322‧‧‧電容
324‧‧‧電容
333‧‧‧共同節點
402‧‧‧誤差放大器
404‧‧‧比較器
408‧‧‧脈衝寬度調變信號產生器
602‧‧‧誤差放大器
604‧‧‧比較器
606‧‧‧鋸齒波信號產生器
608‧‧‧重置信號產生器
610‧‧‧脈衝寬度調變信號產生器
800‧‧‧光源驅動電路
802‧‧‧齊納二極體
804‧‧‧開關
900‧‧‧光源驅動電路
902‧‧‧鋸齒波信號產生器
906‧‧‧電力轉換器
910‧‧‧控制器
912‧‧‧電源線
920‧‧‧濾波器
960‧‧‧鋸齒波信號
962‧‧‧驅動信號
1000‧‧‧光源驅動電路
1008‧‧‧輸入電容
1012‧‧‧電阻
1014‧‧‧電容
1016‧‧‧電阻
1018‧‧‧二極體
1024‧‧‧輸出濾波器
1300‧‧‧流程圖
1302~1312‧‧‧步驟
1400‧‧‧光源驅動電路
1402‧‧‧電流濾波器
1406‧‧‧電力轉換器
1408‧‧‧光源
1410‧‧‧控制器
1420‧‧‧電壓濾波器
1422‧‧‧變壓器
1424‧‧‧開關
1462‧‧‧驅動信號
1464‧‧‧感應信號
1466‧‧‧監測信號
1500‧‧‧光源驅動電路
1502‧‧‧磁芯
1504‧‧‧初級繞組
1506‧‧‧次級繞組
1508‧‧‧輔助繞組
1512‧‧‧電感
1602‧‧‧鋸齒波信號產生器
1660‧‧‧鋸齒波信號
1702、1704、1706、1708、1710、1712‧‧‧步驟
以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：圖1所示為一種傳統光源驅動電路的示意圖。
圖2所示為根據本發明一實施例驅動電路示意圖。
圖3所示為根據本發明一實施例光源驅動電路電路示意圖。
圖4所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器的示意圖。
圖5所示為根據本發明一實施例圖4中所示之控制器的波形圖。
圖6所示為根據本發明一實施例圖3中所示之控制器的另一種架構示意圖。
圖7所示為根據本發明一實施例圖6中所示之控制器的波形圖。
圖8所示為根據本發明另一個實施例的光源驅動電路光源驅動電路的示意圖。
圖9A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路的示意圖。
圖9B所示為根據本發明的一個實施例圖9A中的光源驅動電路中的信號波形圖。
圖10所示為根據本發明的又一實施例的光源驅動電 路的示意圖。
圖11所示為根據本發明的實施例的圖9A中控制器的結構示意圖。
圖12所示為根據本發明的實施例的光源驅動電路產生或接收的信號波形圖。
圖13所示為根據本發明的實施例的用於驅動負載的驅動電路的方法流程圖。
圖14A所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路的方塊示意圖。
圖14B所示為根據本發明示於圖14A之光源驅動電路所產生或接收的信號波形圖。
圖15所示為根據本發明另一實施例之光源驅動電路的電路示意圖。
圖16所示為根據本發明一實施例之示於圖14A中之控制器的結構示意圖。
圖17所示為根據本發明實施例之驅動光源的方法流程圖。
1400‧‧‧光源驅動電路
1402‧‧‧電流濾波器
1406‧‧‧電力轉換器
1408‧‧‧光源
1410‧‧‧控制器
1420‧‧‧電壓濾波器
1422‧‧‧變壓器
1424‧‧‧開關
1462‧‧‧驅動信號
1464‧‧‧感應信號
1466‧‧‧監測信號

Claims (23)

  1. 一種發光二極體光源的供電電路，包括：一濾波器，接收一輸入電壓並過濾該輸入電壓，以提供一穩定電壓；一變壓器，耦接該濾波器，將該穩定電壓轉換為一輸出電壓，以為該發光二極體光源提供一電能；以及一控制器，耦接一開關、該濾波器和該變壓器，產生一驅動信號，以控制該開關交替地操作於一第一狀態和一第二狀態之間，其中，該控制器控制該開關，使流經該濾波器的一輸入電流在該第一狀態期間增大，並在該第二狀態期間减小，且其中，該控制器控制該第一狀態和該第二狀態的一時間比，以調節流經該發光二極體光源的一輸出電流至一目標值，其中，該輸入電流在該第二狀態期間减小到一預設值，並在該第一狀態期間從該預設值增大到與該輸入電壓成比例的一峰值。
  2. 如申請專利範圍第1項的供電電路，進一步包括：一電感，透過一第一二極體耦接該開關，透過一第一二二極體耦接一電容，其中，該輸入電流在該第一狀態期間，流經該電感、該第一二極體和該開關，且在該第二狀態操作期間，流經該電感、該第二二極體和該電容。
  3. 如申請專利範圍第2項的供電電路，其中，該電感和該電容構成一電感-電容濾波器，過濾該輸入電壓的多個諧波分量，產生該穩定電壓。
  4. 如申請專利範圍第1項的供電電路，其中，該變壓器包括：一初級繞組，接收該穩定電壓；以及一次級繞組，向該發光二極體光源提供該輸出電壓，其中，流經該初級繞組和該開關的一電流，在該第一狀態期間增大，且流經該次級繞組的一電流，在該第二狀態期間减小。
  5. 如申請專利範圍第1項的供電電路，其中，該第一狀態的一持續時間，足以允許該輸入電流從該預設值增大到與該輸入電壓成比例。
  6. 如申請專利範圍第1項的供電電路，其中，該第二狀態的一持續時間，足以允許該輸入電流减小到該預設值。
  7. 如申請專利範圍第1項的供電電路，其中，該控制器進一步包括：一信號產生器，根據該驅動信號產生一鋸齒波信號；一誤差放大器，基於一感應信號和一參考信號產生一誤差信號；以及一比較器，耦接該誤差放大器，將該鋸齒波信號與該誤差信號進行比較，控制該驅動信號。
  8. 如申請專利範圍第7項的供電電路，其中，該感應信號指示流經該發光二極體光源的該輸出電流，且該參考信號指示該輸出電流的該目標值。
  9. 如申請專利範圍第7項的供電電路，其中，在該第一狀態期間，該鋸齒波信號增大，直到該鋸齒波信號達 到該誤差信號。
  10. 如申請專利範圍第7項的供電電路，其中，當流經該發光二極體光源的該輸出電流維持在該目標值，則該鋸齒波信號從一預設值增大到該誤差信號的一持續時間為恒定。
  11. 如申請專利範圍第1項的供電電路，進一步包括：一整流器，接收一輸入交流電流和一輸入交流電壓，並提供該輸入電流，其中，該控制器校正一功率因數，使得該輸入交流電流與該輸入交流電壓實質同相位。
  12. 一種電力轉換器，為一發光二極體光源提供一電能，包括：一開關，根據一脈衝寬度調變信號操作在一第一狀態和一第二狀態之間；一濾波器，耦接該開關，包括一電感和一電容，過濾一輸入電壓以提供一穩定電壓；以及一變壓器，包括與該開關耦接的一初級繞組以及一次級繞組，將該穩定電壓轉換為一輸出電壓，以為該發光二極體光源提供該電能，其中，調整該脈衝寬度調變信號的一責任週期，以調節流經該發光二極體光源的一輸出電流至一目標值，且其中，在該第一狀態期間，一輸入電流流經該電感和該開關，且該輸入電流從一預設值增大到與該輸入電壓成比例的一峰值，且其中，在該第二狀態期間，該輸入電流流經該電感和該電容，該輸入電流减 小到該預設值。
  13. 如申請專利範圍第12項的電力轉換器，其中，在該第一狀態期間，該變壓器經由該穩定電壓儲存電能，且流經該初級繞組和該開關的一電流增大，且其中，在該第二狀態期間，該變壓器釋放電能，以為該發光二極體光源提供該電能，且流經該次級繞組的一電流减小。
  14. 如申請專利範圍第12項的電力轉換器，其中，該變壓器進一步包括：一輔助繞組，產生一電流監測信號，指示流經該次級繞組的一電流是否减小到該預設值，其中，該開關從該第二狀態切換到該第一狀態，以響應該電流監測信號。
  15. 如申請專利範圍第12項的電力轉換器，其中，該第二狀態的持續時間大於該輸入電流降低到該預設值的時間。
  16. 如申請專利範圍第12項的電力轉換器，其中，該第一狀態的持續時間維持在一恒定值。
  17. 一種為一發光二極體光源提供一電能的方法，包括：接收一輸入電壓和一輸入電流；過濾該輸入電壓，提供一穩定電壓；將該穩定電壓轉換為一輸出電壓；產生一驅動信號，控制一開關交替地操作於一第一狀態和一第二狀態之間；控制該第一狀態和該第二狀態的一時間比，以調節流經該發光二極體光源的一輸出 電流至一目標值；以及控制該開關操作在該第一狀態的持續時間和操作在該第二狀態的持續時間，且其中，該輸入電流在該第二狀態操作期間减小到一預設值，且在該第一狀態操作期間從該預設值增大到與該輸入電壓成比例的一峰值。
  18. 如申請專利範圍第17項的方法，進一步包括：利用一變壓器的一初級繞組接收該穩定電壓；利用該變壓器的一次級繞組為該發光二極體光源提供該輸出電壓；在該第一狀態期間，流經該初級繞組和該開關的一電流增大；以及在該第二狀態期間，流經該次級繞組的一電流减小。
  19. 如申請專利範圍第17項的方法，其中，該第一狀態的持續時間，足以允許該輸入電流從該預設值增大到與該輸入電壓成比例。
  20. 如申請專利範圍第17項的方法，其中，該第二狀態的持續時間，足以允許該輸入電流减小到該預設值。
  21. 如申請專利範圍第17項的方法，進一步包括：根據該驅動信號產生一鋸齒波信號；基於一感應信號和一參考信號產生一誤差信號；將該鋸齒波信號與該誤差信號進行比較，以控制該驅動信號；以及將該開關從該第一狀態切換到該第二狀態，以對該鋸齒波信號達到該誤差信號做出響應。
  22. 如申請專利範圍第21項的方法，其中，該感應信號 指示流經該發光二極體光源的該輸出電流，且該參考信號指示該輸出電流的該目標值。
  23. 如申請專利範圍第22項的方法，其中，如果流經該發光二極體光源的該電流維持在該目標值，則該鋸齒波信號從一預設值增大到該誤差信號的持續時間為恒定。
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