DE102010037684B4

DE102010037684B4 - LED-Treiber mit Abblendsteuerung mit offenem Regelkreis

Info

Publication number: DE102010037684B4
Application number: DE102010037684.1A
Authority: DE
Inventors: Fred F. Greenfeld; Xiaodong Zhan; Xiangxu Yu
Original assignee: Intersil Americas LLC; Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp; Intersil Americas LLC
Priority date: 2009-11-03
Filing date: 2010-09-21
Publication date: 2023-12-21
Anticipated expiration: 2030-09-22
Also published as: GB201018123D0; US8344657B2; CN102056378B; DE102010037684A1; CN102056378A; US20110101877A1; KR20110049682A; GB2475146A; TW201125441A; TWI514928B

Abstract

Leuchtdiodentreiber mit Abblendsteuerung mit offenem Regelkreis, umfassend:eine Vollwellengleichrichterschaltung (1001), die konfiguriert ist, um eine Eingangsspannung (VIN) zu empfangen und eine gleichgerichtete Spannung (VINR) bereitzustellen, wobei die Eingangsspannung (VIN) eine Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung aufweist und auf einem Modulieren einer Netzwechselspannung basiert, die einen normalen Betriebsbereich zwischen einem minimalen Spannungspegel und einem maximalen Spannungspegel aufweist;einen Wandler (1003), der die gleichgerichtete Spannung (VINR) in eine Ausgangsspannung (VOUT) und einen Ausgangsstrom (IOUT) wandelt, wobei der Ausgangsstrom (IOUT) eine Größe aufweist, die proportional zu einer zweiten Potenz eines quadratischen Mittels der Eingangsspannung (VIN) variiert;eine Oszillatorschaltung (709; 1005), die ein Schalten des Wandlers mit einer Frequenz und mit einem Tastverhältnis steuert; undeine Maximalstromsteuerschaltung, die den Ausgangsstrom (IOUT) misst und die ein Stromsteuersignal bereitstellt, das den Ausgangsstrom (IOUT) anzeigt;wobei die Oszillatorschaltung (1005) eine Pulsweitenmodulationssteuerschaltung aufweist, die das Stromsteuersignal empfängt und die entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis steuert, um zu verhindern, dass der Ausgangsstrom (IOUT) über den vorbestimmten maximalen Strompegel steigt; unddie Pulsweitenmodulationssteuerschaltung entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis (D) steuert, so dass der vorbestimmte maximale Strompegel des Ausgangsstroms (IOUT) aufrechterhalten wird, während die Eingangsspannung (VIN) einen Pegel aufweist, der innerhalb des normalen Betriebsbereichs der Netzwechselspannung liegt;wobei, wenn die Eingangsspannung (VIN) für die Abblendfunktion abgeschnitten wird und unter dem minimalen Spannungspegel (VMIN) des normalen Betriebsbereichs liegt, die Abblendfunktion mit offenem Regelkreis dominiert, und wenn die Eingangsspannung (VIN) den minimalen Spannungspegel (VMIN) erreicht oder überschreitet, der Ausgangsstrom konstant auf seinem vorbestimmten maximalen Pegel bleibt, gemäß einem Strombetrieb mit geschlossenem Regelkreis.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung beansprucht den Vorteil der provisorischen US-Anmeldung mit der Seriennummer 61/257,803, eingereicht am 3. November 2009, die hiermit in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme zu allen Vorhaben und Zwecken aufgenommen ist.
HINTERGRUND
Die US 2007/0267984 A1 offenbart eine LED-Ballastschaltung zum Dimmen einer oder mehrerer LEDs unter Verwendung eines phasengesteuerten Dimmschalters, die eine Leistungsaufbereitungseinheit aufweist, die einen Taktgeber mit im Wesentlichen festem Tastverhältnis zur Ausgabe eines Taktzyklus und einen Transformator umfasst, der so konfiguriert ist, dass er Energie speichert und einen wesentlichen Teil der gespeicherten Energie einmal pro Taktzyklus entlädt, um eine oder mehrere LEDs mit Strom zu versorgen. Die LED-Ballastschaltung und die Last verhalten sich gemeinsam wie ein Widerstand.
LED-Treiber mit geschlossenem Regelkreis können schwer zu stabilisieren sein, ein begrenztes Tastverhältnis haben und eine Verlustleistung aufweisen, die die Effizienz verringert. Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eines oder mehrere dieser Probleme zu lösen.
Diese Probleme werden jeweils mit den Merkmalskombinationen gemäß den unabhängigen Ansprüchen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind jeweils Gegenstand der Unteransprüche.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Der Nutzen, die Merkmale und die Vorteile der vorliegenden Erfindung können unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die zugehörigen Zeichnungen besser verstanden werden, wobei

1 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Leuchtdiodensteuerschaltung (LED-Steuerschaltung) ist, die eine gemäß einer Ausführungsform implementierte LED-Treiberschaltung umfasst;
2 ein vereinfachtes Strukturdiagramm einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis gemäß einer Ausführungsform ist, die als die Treiberschaltung der 1 eingesetzt werden kann, die VIN empfängt und VOUT bereitstellt, und ferner zum Steuern eines auf dem Spannungspegel von VIN basierenden Ausgangsstroms I_OUT verwendet werden kann;
3 ein Zeitdiagramm ist, in dem gemäß einem DCM-Betriebsmodus (DCM, Discontinuous Current Mode = lückender Betrieb) der Primärstrom des Transformators der 2 über die Zeit aufgetragen ist;
4 ein Graphendiagramm ist, in dem I_OUT überVIN für ein konstantes Tastverhältnis D aufgetragen ist, mit einer Anpassung einer Frequenz F für die Treiberschaltungen der 2 oder 6;
5 ein Graphendiagramm ist, in dem I_OUT überVIN für eine konstante Frequenz F aufgetragen ist, mit einer Anpassung eines Tastverhältnisses D für die Treiberschaltungen der 2 oder 6;
6 einen ausführlicheren Schaltplan einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis gemäß einer Ausführungsform ist, die als die Treiberschaltung der 1 eingesetzt werden kann, die VIN empfängt und VOUT bereitstellt, und ferner zum Steuern eines auf dem Spannungspegel von VIN basierenden Ausgangsstroms I_OUT verwendet werden kann;
7 ein vereinfachtes Strukturdiagramm einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform ist, die als die Treiberschaltung der 1 eingesetzt werden kann, die ferner einen Ausgangsstromregelkreis zum Begrenzen des Stroms auf einen vorbestimmten maximalen Strompegel umfasst;
8 ein Graphendiagramm ist, in dem I_OUT überVIN für ein konstantes maximales Tastverhältnis DMAX aufgetragen ist, mit einer Anpassung einer Frequenz F für die Treiberschaltung der 7;
9 ein Graphendiagramm ist, in dem I_OUT überVIN für eine konstante Frequenz F aufgetragen ist, mit einer Anpassung von DMAX für die Treiberschaltung der 7; und
10 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis gemäß einer allgemeineren erfindungsgemäßen Ausführungsform ist, die als die Treiberschaltung der 1 eingesetzt werden kann.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Mithilfe der nachfolgenden Beschreibung wird es einem Fachmann auf dem Gebiet ermöglicht, die vorliegende Erfindung, wie sie in Zusammenhang mit einer bestimmten Anwendung und ihren Erfordernissen bereitgestellt ist, herzustellen und zu verwenden. Dem Fachmann erschließen sich jedoch verschiedene Modifizierungen der bevorzugten Ausführungsform, und die hierin definierten allgemeinen Prinzipien können auch auf andere Ausführungsformen angewendet werden. Folglich soll die vorliegende Erfindung nicht auf die hierin gezeigten und beschriebenen bestimmten Ausführungsformen beschränkt sein, sondern soll im größten Umfang zu verstehen sein, der mit den hierin offenbarten Prinzipien und neuartigen Merkmalen vereinbar ist.
1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Leuchtdiodensteuerschaltung (LED-Steuerschaltung) 100, die eine gemäß einer Ausführungsform implementierte LED-Treiberschaltung 105 umfasst. Die LED-Steuerschaltung 100 umfasst eine Abblendschaltung 103 und die LED-Treiberschaltung 105, wobei der Eingang der Abblendschaltung 103 mit einer Wechselstromquelle (AC-Quelle) 101 gekoppelt ist und der Ausgang der LED-Treiberschaltung mit einer LED-Schaltung 111 gekoppelt ist, die N einzelne LEDs umfasst, wobei „N“ eine positive ganze Zahl größer Null (N ist Eins oder größer) ist. Die LED-Schaltung 111 ist so gezeigt, dass die LEDs zwischen einer Ausgangsspannung VOUT der LED-Treiberschaltung 105 und einen Referenzspannungsknoten, wie zum Beispiel Masse (GND) in Reihe geschaltet sind. Es sei darauf hingewiesen, dass die LED-Schaltung 111 eine einzelne LED oder eine Mehrzahl von LEDs umfassen kann, die in einer beliebigen Konfiguration aus einer großen Anzahl unterschiedlicher Konfigurationen gekoppelt sein können, beispielsweise in einer beliebigen Kombination aus Reihen- und/oder Parallelkopplungen, wie es für einen Fachmann auf dem Gebiet nachvollziehbar ist. Die AC-Quelle 101 liefert im Allgemeinen eine sinusförmige Netzwechselspannung, wie bei 102 dargestellt, an den Eingang der Abblendschaltung 103. Die Netzwechselspannung weist einen normalen Betriebsbereich zwischen einer minimalen Effektivspannung (RMS-Spannung; RMS = Root-Mean Square) (auch bezeichnet mit Quadratisches-Mittel-Spannung) und einer maximalen RMS-Spannung auf und weist einen nominalen Betriebsspannungspegel zwischen der minimalen und der maximalen RMS-Spannung auf. In den Vereinigten Staaten (USA) kann z. B. eine von einem herkömmlichen Stromauslass bereitgestellte Netzwechselspannung eine nominale RMS-Spannung von etwa 120 V, eine minimale RMS-Spannung von etwa 104 V und eine maximale RMS-Spannung von etwa 140 V aufweisen. Derartige Spannungen und Bereiche sind lediglich im Rahmen eines durch Ort und Rechtslage gegebenen Abweichungsbereichs exemplarisch. In Europa sind die Spannungen beispielsweise im Allgemeinen doppelt so hoch wie in den USA. Die Abblendschaltung 103 ist im Allgemeinen eine wechselstromleitfähige winkelmodulierte Abblendvorrichtung (Dimmer), die eine Netzwechselspannung in eine wechselstromleitfähige winkelmodulierte Spannung wandelt. Bei einer Ausführungsform ist die Abblendschaltung 103 beispielsweise als eine Zweiwegthyristor-Abblendvorrichtung oder dergleichen implementiert. Die Abblendschaltung 103 wird so betrieben, dass sie selektiv entweder die ansteigende Flanke oder die abfallende Flanke oder beide der Netzwechselspannung in einem beliebigen Winkel zwischen 0 und 180 Grad pro halbem Zyklus (d. h. 180 Grad) abschneidet, um eine wechselstromleitfähige winkelmodulierte Spannung oder „abgeschnittene“ Spannung VIN, wie sie beispielsweise bei 104 dargestellt ist, mit einer positiven Polarität (+) und einer negativen Polarität (-) bereitzustellen.
In herkömmlichen Konfigurationen wurde die wechselstromleitfähige winkelmodulierte Spannung an dem Ausgang der Abblendschaltung 103 direkt an zumindest eine Glühlampe (nicht gezeigt) angelegt. Die Glühlampe wird durch die LED-Schaltung 111 ersetzt, und die Treiberschaltung 105 wird zwischen die Abblendschaltung 103 und die LED-Schaltung 111 geschaltet. Die Treiberschaltung 105 führt verschiedene Funktionen durch, um den Ausgang der Abblendschaltung 103 in den erwünschten Ausgang zum Ansteuern der LED-Schaltung 111 zu wandeln. Die Treiberschaltung 105 kann abhängig von der Anzahl und Konfiguration der LED-Schaltung 111 eine Spannungsabwärtswandlung durchführen. Der Ausgangsstrom der Treiberschaltung 105, als I_OUT gezeigt, wird ansprechend auf die Änderungen der an dem Ausgang der Abblendschaltung 103 bereitgestellten VIN durch die Treiberschaltung 105 angepasst. Wie im Vorhergehenden bereits erwähnt, schneidet die Abblendschaltung 103 mit der Anwendung der Abblendfunktion zum Erzeugen von VIN selektiv ansteigende und/oder abfallende Flanken der Netzwechselspannung ab. Somit verringert sich mit einer Steigerung der Abblend- oder Abschneidefunktion die RMS-Spannung der Spannung VIN von einer oberen RMS-Spannung mit wenig oder keiner Abschneidung auf eine reduzierte RMS-Spannungen mit erhöhter Abschneidung. Die Treiberschaltung 105 reduziert I_OUT in dem Maße, wie die RMS-Spannung von VIN sinkt.
LED-Treiber mit geschlossenem Regelkreis (nicht gezeigt) sind bekannt. Die Netzwechselspannung (z. B. 102) wird verzerrt, um die wechselstromleitfähige winkelmodulierte Spannung (z. B. 104) bereitzustellen, was zumindest einmal in jedem Zyklus zu einer großen Spannungsänderung (dV/dt) führt. Der Eingangsstrom in den Treiber 105, als IIN gezeigt, weist eine ähnliche modellierte Form auf, die zu einem hohen Ladestrom führt. Bei LED-Treibern mit geschlossenem Regelkreis kann der entsprechende hohe Ladestrom eine unerwünschte Wechselwirkung zwischen der Abblendschaltung 103 und einem LED-Treiber mit geschlossenem Regelkreis verursachen, wie beispielsweise eine Fehlfunktion der Abblendschaltung 103, unerwünschtes hörbares Rauschen sowie ein unerwünschtes Flackern der LED-Schaltung 111. Eine Schwierigkeit bei LED-Treibern mit geschlossenem Regelkreis ist, dass sie schwer zu stabilisieren sind, ein begrenztes Tastverhältnis aufweisen und im Allgemeinen einen Leistungsverlust mit einem reduzierten Wirkungsgrad aufweisen. Die Treiberschaltung 105 ist jedoch als eine Treiberschaltung mit offenem Regelkreis konfiguriert, wodurch die Nachteile von LED-Treibern mit geschlossenem Regelkreis überwunden werden können.
2 zeigt ein vereinfachtes Strukturdiagramm einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis 200 gemäß einer Ausführungsform, die als die Treiberschaltung 105, die VIN empfängt und VOUT bereitstellt, verwendet werden kann, und ferner zum Steuern des Ausgangsstroms I_OUT basierend auf den Spannungspegel von VIN. Die positive und die negative Polarität von VIN werden an die entsprechenden Eingänge einer Eingangsschaltung 201 bereitgestellt, die Ausgangsanschlüsse aufweist, die entsprechende Spannungen VIN+ und VIN- bereitstellen. VIN+ und VIN- werden an entsprechende Eingangsanschlüsse eines H-Brücken-Vollwellengleichrichters 203 bereitgestellt, der einen mit einem Knoten 105 gekoppelten positiven Ausgangsanschluss und einen mit einem Knoten 207 gekoppelten negativen Ausgangsanschluss aufweist. Der Knoten 205, der eine „gleichgerichtete“ Eingangsspannung VINR entwickelt, ist ferner mit einem Ende eines Filterkondensators C1, mit einem Ende eines Widerstands R, mit einem Ende eines weiteren Kondensators C2 und mit einem Anschluss einer Primärseite P eines Transformators T1 gekoppelt. Der andere Anschluss der Primärseite P ist mit der Anode einer Diode D1 und mit dem Drain eines elektronischen Schalters Q1 gekoppelt. Die Kathode von D1 ist mit dem anderen Ende des Widerstands R und mit dem anderen Ende des Kondensators C2 gekoppelt. Die Source des Schalters Q1 ist mit dem Knoten 207 gekoppelt, der ferner mit einer primären Masse (PGND) gekoppelt ist. Das andere Ende des Filterkondensators C1 ist mit PGND gekoppelt. Der Transformator T1 weist eine Sekundärseite S auf, bei der ein erster Anschluss mit einem Knoten 211 gekoppelt ist und ein zweiter Anschluss mit einem weiteren Knoten 215 gekoppelt ist. Der Knoten 211 ist mit der Anode einer Diode D2 gekoppelt, deren Kathode mit einem Ausgangsknoten 213 gekoppelt ist, der eine positive Polarität der Ausgangsspannung VOUT entwickelt. Der Knoten 213 ist mit einem Ende eines Ausgangsfilterkondensators C3 gekoppelt, dessen anderes Ende mit dem Knoten 215 gekoppelt ist, der ferner mit einer sekundären Masse (SGND) gekoppelt ist. SGND bildet die negative Polarität von VOUT. In 2 ist nicht gezeigt dass, wenn die Treiberschaltung 200 als die Treiberschaltung 105 verwendet wird, die LED-Schaltung 111 zwischen VOUT und SGND geschaltet ist. Eine Oszillatorschaltung 217 weist Eingänge auf, die Werte DSET und FSET empfangen, und weist einen Ausgang auf, der ein an das Gate des Schalters Q1 bereitgestelltes Rechtecksignal SQW bereitstellt.
Die Wechselspannung über VIN+ und VIN- (oderVIN+/-) ist eine gefilterte Version der wechselstromleitfähigen winkelmodulierten EingangsspannungVIN, wobei beide näherungsweise den gleichen RMS- oder Quadratisches-Mittel-Spannungspegel aufweisen. VINR ist eine gerichtete Version von VIN+/-. Bei einer Ausführungsform ist die Kapazität von C1 für eine Filterung einer elektromagnetischen Interferenz (EMI) einer höheren Frequenz und/oder eine Schaltfrequenzfilterung relativ niedrig, so dass die RMS-Spannung von VIN im Wesentlichen gleich der RMS-Spannung von VIN+/- ist. Somit entspricht die RMS-Spannung von VINR im Wesentlichen dem RMS-Wert von VIN. Auf diese Weise erzielt die Treiberschaltung 200 einen hohen Leistungsfaktor (PF = Power Factor), oder PF ≈ 1.
Das Strukturdiagramm der Treiberschaltung 200 ist vereinfacht dargestellt, und es bestehen viele mögliche Abwandlungen. Die Eingangsschaltung 201 kann verschiedene dem Fachmann bekannte Funktionen beinhalten, beispielsweise, neben anderen möglichen Funktionen, eine Einschaltstrombegrenzung und einen EMI-Schutz. Die Diode D1, der Widerstand R und der Kondensator C1 bilden eine Beschaltung, die Spannungsspitzen, die einen Betrieb des Schalters Q1 beeinträchtigen könnten, herausfiltert. Es sind verschiedene unterschiedliche Typen von Beschaltungen bekannt, die in Betracht gezogen werden können. Der Schalter Q1 ist als ein N-Typ-Metall-Oxid-Halbleiter, ein Feldeffekttransistor (MOSFET) gezeigt, wobei auch andere Typen von elektronischen Schaltern, wie beispielsweise P-Typ-Vorrichtungen oder andere Typen von FETs und dergleichen in Betracht gezogen werden können. Im Allgemeinen weist der Schalter Q1 einen Strompfad (z. B. Drain-Source oder Source-Drain), der mit einer Primärseite P des Transformators T1 in Reihe geschaltet ist, und einen Steuereingang (z. B. Gate) auf. Der Sekundär- oder Ausgangsabschnitt des Transformators T1 ist vereinfacht dargestellt und kann verschiedene andere Typen von Schaltungen wie beispielsweise zusätzliche Filterkondensatoren, Beschaltungen, Stromsensoren, etc. umfassen. Der Ausgangskondensator C3 reduziert oder andernfalls entfernt ein Ausgangsspannungsbrummen und kann durch eine Vielzahl von Kondensatoren verschiedener Typen implementiert sein und unterschiedliche dem Fachmann bekannte Kapazitäten aufweisen. Der Transformator T1 stellt eine Trennung zwischen dem Eingang und dem Ausgang bereit. Potenzialgebundene Ausführungsformen, wie beispielsweise ein einpolig geerdeter primärer Induktorwandler (SEPIC = Single-Ended Primary Inductor Converter), bei dem ein potenzialgebundener Induktor (nicht gezeigt) den Transformator T1 ersetzt, können in Betracht gezogen werden. Der Oszillator 217 ist in vereinfachter Form gezeigt. Bei einer Ausführungsform gibt der Oszillator 217 das SQW-Signal mit einer Festfrequenz (F) und einem festen Tastverhältnis (D) aus. Bei einer anderen Ausführungsform werden die Frequenz F und das Tastverhältnis D über die Werte FSET bzw. DSET eingestellt und im Voraus basierend auf einer Schaltungsimplementierung und Parametern bestimmt, um wie hierin beschrieben betrieben zu werden, und bleiben dann während des Normalbetriebs fest eingestellt. Auch wenn dies nicht gezeigt ist, können verschiedene Schutzschaltungen hinzugefügt werden, wie beispielsweise Überstromschutz- und/oder Überspannungsschutzschaltungen, die die Frequenz und/oder das Tastverhältnis bei abweichenden Zuständen (z. B. Überstrom, Überspannung, etc.) modifizieren können. Wie es nachfolgend ausführlicher beschrieben ist, kann eine Ausgangsstromsteuerschaltung hinzugefügt werden, die das Tastverhältnis und/oder die Frequenz von SQW einstellt, um den Ausgangsstrom auf einen maximalen Pegel zu begrenzen.
Der Schalter Q1, der Transformator T1 und weitere. Schaltkreise der Treiberschaltung 200 sind konfiguriert, um als Sperrwandler betrieben zu werden. Gemäß einer Ausführungsform wird der Transformator T1 im lückenden Betrieb (DCM = Discontinuous Current Mode) betrieben, was bedeutet, dass ein fluktuierender Strom durch den Transformator T1 vor oder genau an dem Ende jedes Schaltzyklus des Schalters Q1 auf Null fällt. Genauer ausgedrückt steigt der Strom durch die Primärseite P des Transformators T1, als I_P gezeigt, an, während der Schalter Q1 durch SQW eingeschaltet wird, was bewirkt, dass der Strom und somit die in der Primärseite P des Transformators T1 gespeicherte Energie ansteigt. Während der Schalter Q1 eingeschaltet ist, ist die Ausgangsgleichrichterdiode D2 ausgeschaltet, und es ist wenig oder kein Strom und somit wenig oder keine Energie in der Sekundärseite S des Transformators T1 gespeichert. Wenn der Schalter Q1 durch SQW abgeschaltet wird, wird die Diode D2 eingeschaltet, und der Strom und somit die Energie in der Primärseite P des Transformators T1 wird auf die Sekundärseite S des Transformators T1 übertragen und somit dem Kondensator C3 und als Ausgangsstrom I_OUT der Last (z. B. der LED-Schaltung 111) bereitgestellt. Ebenso fällt, während der Schalter Q1 abgeschaltet wird, gemäß dem im Vorhergehenden beschriebenen DCM der Primärstrom I_P durch die Primärseite P auf Null ab.
3 zeigt ein Zeitdiagramm, in dem der Primärstrom I_P über die Zeit aufgetragen ist, gemäß dem DCM-Betriebsmodus, wobei lediglich ein Beispiel des Primärstroms I_P durch den Transformator T1 veranschaulicht ist. Wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird, steigt der Primärstrom I_P mit einer relativ linearen Rate basierend auf der Spannung von VIN auf dem Knoten 205. Der Schalter Q1 wird in jedem Zyklus abgeschaltet, was bewirkt, dass der Primärstrom I_P vollständig auf Null abfällt, bevor der Schalter Q1 wieder eingeschaltet wird. Im DCM-Modus, wie er gezeigt ist, liegt eine Verzögerung vor zwischen dem Zeitpunkt, zu dem der Primärstrom I_P auf Null abfällt, und dem Zeitpunkt, zu dem der Schalter Q1 wieder eingeschaltet wird. Somit fällt der Primärstrom I_P auf Null ab, bevor der Schalter Q1 wieder eingeschaltet wird. In 3 ist nicht gezeigt, dass der Sekundärstrom durch die Sekundärseite S wieder auf Null abfällt, damit der Wandler weiterhin in DCM läuft, und auf Null bleibt, während der Schalter Q1 eingeschaltet wird. Während dieser Zeit treibt die Spannung in dem Kondensator C3 den Ausgangsstrom I_OUT in die Last. Dies wird pro Schaltzyklus von SQW wiederholt. Eine beispielhafte und nicht beschränkende Schaltfrequenz von SQW beträgt etwa 50 Kilohertz (kHz), wobei auch andere Schaltfrequenzen in Betracht gezogen werden, wie es ferner hierin beschrieben ist.
Das konstante Tastverhältnis und die konstante Frequenz des Schaltens des Sperrwandlers gewährleisten eine flackerfreie Abblendung. Ein Einsatz der DCM-Steuerung ermöglicht es, dass ein hoher Leistungsfaktor (PF = Power Factor) erzielt werden kann, wie im Nachfolgenden erläutert wird. Bei der Treiberschaltung 200 ist die Einschaltdauer (Ton) des Schalters Q1 normalerweise für jeden Netzzyklus konstant, wobei ein Netzzyklus ein Zyklus der Netzwechselspannung ist. Dies liegt daran, dass die Frequenz (F) und das Tastverhältnis (D) von SQW konstant sind. Für jeden Schaltzyklus wird der durchschnittliche Strom (lavg) in der Primärseite P des Transformators T1 unter Verwendung der Gleichung lavg = 0,5·lpeak·D = 0,5·VIN·D²/F/Lp =VIN/_RE bestimmt, wobei Ipeak der Spitzenwert von I_p ist, wobei Lp die Induktivität der Primärseite P des Transformators T1 ist, wobei R_E der Ersatzwiderstand der Treiberschaltung 200 ist, wobei ein Punktsymbol „·“ eine Multiplikation bezeichnet und wobei ein Schrägstrich „/“ eine Division bezeichnet. Da D, F und Lp Konstante sind, kann diese Gleichung zu lavg= K·VIN umgeschrieben werden, wobei „K“ eine Konstante ist. Diese Beziehung führt zu dem Ergebnis R_E = 2·Lp·F/D². Während jedes Netzzyklus ist RE konstant und der Eingangsstrom I_IN =VIN/R_E. Somit gilt für den Leistungsfaktor PF ≈ 1, da die effektive Eingangsimpedanz der Treiberschaltung 200 rein resistiv ist. Ferner kann, da die entsprechende LED-Eingangsimpedanz R_E konstant ist, und zwar nicht nur für einen Netzzyklus, sondern auch für unterschiedliche Eingangsspannungen, die LED-Schaltung 111 in vergleichbarer Weise wie eine echte Glühlampe (die auch als ein Widerstand wirkt) abgeblendet werden.
Für die Treiberschaltung 200 gilt, dass die Eingangsleistung (P_IN) =VIN²/R_E = P_OUT/EFF = I_OUT·VOUT/EFF, wobei „EFF“ den Wirkungsgrad der Treiberschaltung 200 darstellt. Somit ist der Ausgangsstrom I_OUT = (VIN²·Eff(R_E)/VOUT. Da der Wirkungsgrad, der Ersatzwiderstand und die Ausgangsspannung nahezu konstant sind, gilt I_OUT = K·VIN². 4 ist ein Graphendiagramm, in dem I_OUT über VIN aufgetragen ist, und zwar für ein konstantes Tastverhältnis D mit einerAnpassung der Frequenz F. Um einen hohen Wirkungsgrad zu erzielen, kann D auf einen vorbestimmten Maximalwert DMAX eingestellt werden. Bei einer Ausführungsform beträgt die DMAX 50%. Ferner wird gemäß einer Ausführungsform für einen erwünschten Ausgangsstrom I_OUT mit einer nominalen Eingangsspannung (VNOM), die zwischen einer „minimalen“ Eingangsspannung VMIN und einer „maximalen“ Eingangsspannung VMAX liegt, die Frequenz F eingestellt. Es sei darauf hingewiesen, dass VMIN,VNOM und VMAX Spannungswerte sind, die der von der Wechselstromquelle 101 an den Eingang der Abblendvorrichtung 103 bereitgestellten Netzwechselspannung zugeordnet sind. Die Netzwechselspannung weist einen normalen Betriebsbereich zwischen VMIN und VMAX mit einem nominalen Spannungspegel VNOM auf. Wie es im Vorhergehenden im Zusammenhang mit einem Ausführungsform beschrieben wurde, beträgt beispielsweise die nominale Eingangsspannung der Netzwechselspannung 120 V. Wird die Abblendvorrichtung 103 ganz eingeschaltet (keine Abblendfunktion), dann entspricht VIN im Wesentlichen der Netzwechselspannung. Wird die Abblendfunktion der Abblendvorrichtung 103 erhöht (z. B. erhöhte Modulation der Netzwechselspannung), dann verringert sich der RMS-Spannungspegel von VIN relativ zu dem RMS-Spannungspegel der Netzwechselspannung. Auf diese Weise liegt der minimale Pegel von VIN unterhalb von VMIN der Netzwechselspannung. VIN kann beispielsweise in einem Bereich von 0 V oder nahe 0 V bis VMAX liegen.
Wie es in 4 gezeigt ist, wird F für einen höheren Ausgangsstrom, der als I_OUT1 gezeigt ist, auf einen niedrigeren Frequenzpegel F2 eingestellt und für einen niedrigeren Ausgangsstrom, der als I_OUT2 gezeigt ist, auf einen höheren Frequenzpegel F1 eingestellt. Der erwünschte Pegel von I_OUT wird basierend auf dem Typ, der Anzahl und der Kopplungskonfiguration der LED-Schaltung 111, die an dem Ausgang betrieben wird, ausgewählt. Für ein einfaches nicht beschränkendes Beispiel wird, wenn die Last sechs in Reihe geschaltete LEDs umfasst und das Ziel ist, Licht bereitzustellen, das dem von einer Glühlampe mit 100 Watt (W) bereitgestellten Licht entspricht, I_OUT so ausgewählt, dass sie bei etwa 700 Milli-Ampere (mA) liegt. Geht man für dieses Beispiel davon aus, dass D konstant ist, wird F so angepasst, dass I_OUT auf dem nominalen Spannungspegel der Netzwechselspannung etwa 700 mA beträgt.
Da R_E = 2·Lp·F/D², kann die erwünschte I_OUT auch erzielt werden, indem das Tastverhältnis (D) für eine konstante Frequenz F festgelegt wird. 5 ist ein Graphendiagramm, in dem I_OUT überVIN aufgetragen ist, und zwar für eine konstante Frequenz F mit einer Anpassung des Tastverhältnisses D. Wiederum sind VMIN, VNOM und VMAX der Netzwechselspannung zugeordnet. In diesem Fall wird das Tastverhältnis D für einen erwünschten Ausgangsstrom I_OUT auf dem nominalen Spannungspegel VNOM eingestellt. Wie es in 5 gezeigt ist, wird D für einen höheren Ausgangsstrom, der als die I_OUT1 gezeigt ist, die auf einen höheren Pegel D1 eingestellt und für einen niedrigeren Ausgangsstrom, der als I_OUT2 gezeigt ist, auf einen niedrigeren Pegel D2 eingestellt. Wiederum wird der erwünschte Pegel von I_OUT basierend auf dem Typ, der Anzahl und der Kopplungskonfiguration der LED-Schaltung 111, die an dem Ausgang betrieben wird, ausgewählt.
Gemäß einer Ausführungsform wird, um den DCM-Betrieb während der normalen Betriebsbedingungen zu gewährleisten, der Transformator T1 während der Ausschaltdauer des Schalters Q1 vollständig rückgesetzt. Um dies zu gewährleisten, gilt VOUT > VIN_PEAK·N_SEC·D/N_PRI/(1-D), wobei VINPEAK der Spitzenpegel der Eingangsspannung VIN ist, N_SEC die Anzahl von Wicklungen in der Sekundärseite S des Transformators T1 ist und N_PRI die Anzahl von Wicklungen in der Primärseite P des Transformators T1 ist. In diesem Fall wird VOUT für die minimale Anzahl von LEDs der als die Last angeschlossenen LED-Schaltung 111 bestimmt. Zusätzlich sollte zur Sicherstellung des DCM-Betriebs während der normalen Betriebsbedingungen der Transformator T1 bei einer minimalen Schaltfrequenz nicht gesättigt sein. Unter Berücksichtigung dieser Tatsache werden die Anzahl von Wicklungen (d. h. Npm) und die Induktivität Lp der Primärseite P bestimmt.
6 zeigt einen ausführlicheren Schaltplan einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis 600 gemäß einer Ausführungsform, die als die Treiberschaltung 105 verwendet werden kann, die VIN empfängt und VOUT bereitstellt, und ferner zum Steuern des Ausgangsstroms I_OUT basierend auf dem Spannungspegel von VIN verwendet werden kann. Die positive und die negative Polarität von VIN werden durch eine Sicherung F, eine Einschaltstrombegrenzungsschaltung 601 und ein EMI-Filter 603 bereitgestellt und als VIN +/- an die Eingangsanschlüsse eines H-Brücken-Vollwellengleichrichters 605 bereitgestellt. Der negative Anschluss des Vollwellengleichrichters 605 ist mit einer primären Masse (PGND) gekoppelt, und der positive Anschluss des Vollwellengleichrichters 605 ist mit einem Knoten 607 gekoppelt, der die gleichgerichtete Eingangsspannung VINR entwickelt. Der Knoten 607 ist mit einem Ende eines Filterkondensators C3, mit einem Ende einer Beschaltung 609, mit einem Anschluss einer ersten Primärseite P1 eines Transformators T1 und mit einem Eingang einer vor Spannungsschaltung 611 gekoppelt. Das andere Ende des Kondensators C3 ist mit PGND gekoppelt. Das andere Ende der ersten Primärseite P1 ist mit dem anderen Ende der Beschaltung 609 und dem Drain eines elektronischen Schalters Q1 gekoppelt. Der Transformator T1 umfasst eine zweite Primärseite P2, die zwischen PGND und einen anderen Eingang der Vorspannungsschaltung 611 geschaltet ist. Der Transformator T1 umfasst eine Sekundärseite S, die zwischen die Knoten 613 und 615 geschaltet und ferner mit einer Ausgangsschaltung 616 gekoppelt ist. Der Knoten 615 ist mit einer sekundären Masse (SGND) gekoppelt. Die Ausgangsschaltung 616 umfasst in diesem Fall eine Ausgangsbeschaltung 617, eine Gleichrichterdiode D1 und ein Ausgangsfilter 621. Die Ausgangsbeschaltung 617 ist zwischen die Knoten 613 und 615 geschaltet, und der Knoten 613 ist mit der Anode der Gleichrichterdiode D1 gekoppelt. Die Kathode der Diode D1 ist mit einem Ausgangsknoten 619 gekoppelt, der die Ausgangsspannung VOUT entwickelt. Das Ausgangsfilter 621 ist zwischen VOUT und SGND geschaltet.
Die Source des Schalters Q1 ist mit einem Ende eines Messwiderstands R4 und mit einem Ende eines weiteren Widerstands R17 gekoppelt, wobei das andere Ende des Messwiderstands R4 mit PGND gekoppelt ist. Das andere Ende des Widerstands R17 ist mit einem Strommesseingang (CS-Eingang) einer Steuerung U1 gekoppelt. Die Vorspannungsschaltung entwickelt eine Quellenspannung VDD, die an den VDD-Eingang der Steuerung U1 bereitgestellt wird, von der ein Masseeingang mit PGND gekoppelt ist. Ein Widerstand R13 ist zwischen VDD und einen Knoten 623 geschaltet, der eine Fehlerspannung VERR entwickelt. Bei einer Zener-Diode D11 ist die Anode mit PGND und die Kathode mit dem Knoten 623 gekoppelt. Der Knoten 623 ist mit einem VERR-Fehlereingang der Steuerung U1 gekoppelt, so dass U1 die VERR-Spannung misst. Die Steuerung U1 weist einen Ausgang auf, der mit einem Ende eines Widerstands R11 gekoppelt ist, dessen anderes Ende mit einem Knoten 625 gekoppelt ist, der ein Steuersignal SQW entwickelt. Der Knoten 625 ist mit dem Gate des Schalters Q1 und mit einem Ende eines weiteren Widerstands R60 gekoppelt, dessen anderes Ende mit PGND gekoppelt ist.
In ähnlicher Weise wie im Vorhergehenden beschrieben istVIN eine wechselstromleitfähige winkelmodulierte oder abgeschnittene Netzwechselspannung, und eine Last, wie beispielsweise die LED-Schaltung 111, ist zwischen VOUT und SGND vorgesehen. VOUT liefert Spannung an die Last, und die Treiberschaltung 600 entwickelt den Ausgangsstrom I_OUT basierend auf dem RMS-Wert von VIN, um die LED-Schaltung 111 wie im Vorhergehenden für die Treiberschaltung 200 beschrieben zu betreiben. Die Einschaltstrombegrenzungsschaltung 601 umfasst Reihenwiderstände, die die Abblendschaltung 103 von dem EMI-Filter 603 entkoppeln, durch die Abblendschaltung 103 verursachte Schwingungen dampfen und im Allgemeinen einen Eingangsstrom begrenzen, wie es dem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist. Das EMI-Filter 603 umfasst verschiedene Filterkomponenten wie beispielsweise Induktoren und Kondensatoren und dergleichen, wie es einem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist. Weitere Einzelheiten der Schaltungen 601 und 603 sind nicht beschrieben. Der H-Brücken-Vollwellengleichrichter 605 richtet VIN+/- von dem Ausgang des EMI-Filters 603 vollständig gleich, um die gleichgerichtete EingangsspannungVINR auf dem Knoten 607 bereitzustellen. Bei einem Ausführungsform ist die Kapazität von C3 für eine EMI-Filterung höherer Frequenz und/oder eine Schaltfrequenzfilterung relativ niedrig, so dass die RMS-Spannung von VINR im Wesentlichen der RMS-Spannung von VIN+/-, die eine gefilterte Version von VIN ist, entspricht. Somit ist die RMS-Spannung von VINR im Wesentlichen gleich dem RMS-Wert von VIN. Auf diese Weise erzielt auch die Treiberschaltung 600 einen hohen Leistungsfaktor (PF ≈ 1).
VINR wird an die Vorspannungsschaltung 611 bereitgestellt, die die VersorgungsspannungVDD bei Inbetriebnahme der Steuerung U1 entwickelt. Wenn die Steuerung U1 beginnt, SQW zu entwickeln, um den Schalter Q1 zu steuern, stellt die zweite Primärseite P2 des Transformators T1 eine zusätzliche Quellenspannung an die Vorspannungsschaltung 611 bereit, um VDD aufrechtzuerhalten, wie es einem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist. Weitere Einzelheiten der Vorspannungsschaltung 611 sind nicht weiter beschrieben. Die Beschaltung 609 filtert Spannungsspitzen heraus, die einen Betrieb des Schalters Q1 beeinträchtigen könnten, wie es einem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist. Zusätzliche Einzelheiten der Beschaltung 609 sind nicht beschrieben. Die Beschaltung 617 filtert Spannungsspitzen auf der Sekundärseite S des Transformators T1 heraus, wie es einem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist. Zusätzliche Einzelheiten der Beschaltung 617 sind nicht beschrieben.
Das Ausgangsfilter 621 wird verwendet, um ein Spannungsbrummen von VOUT zu reduzieren oder im Wesentlichen zu entfernen. Das Ausgangsfilter 621 umfasst in der Regel einen oder mehrere Kondensatoren unterschiedlicher Typen und Größen zum Durchführen der Filterfunktion, wie es einem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist, wobei auch andere Konfigurationen verwendet werden können. Die Kondensatoren des Ausgangsfilters 621 stellen auch einen Strom an die Last (z. B. die LED-Schaltung 111) bereit, wenn während des lückenden Betriebs (DCM-Betrieb) des Transformators T1 kein Strom in der Sekundärseite S des Transformators T1 fließt. Die Kapazität des Ausgangsfilters 621 wird basierend auf den Charakteristiken, der Quantität und der Konfiguration der Last, wie beispielsweise der LED-Schaltung 111, ausgewählt. Bei einer Ausführungsform ist die Kapazität des Ausgangsfilters 621 ausreichend hoch, um das Doppelte des Netzfrequenzspannungsbrummen und somit das Strombrummen in der LED-Schaltung 111 auf ein akzeptables Maß zu senken.
Im Normalbetrieb steuert die Steuerung U1 SQW an seinem Ausgang OUT, um eine konstante Frequenz und ein konstantes Tastverhältnis zu erzielen. Somit ist das SQW-Signal an dem Gate von Q1 ein Rechtecksignal, das eine konstante Frequenz und ein konstantes Tastverhältnis ähnlich wie bei dem im Vorhergehenden beschriebenen Oszillator 217 aufweist. Das konstante Tastverhältnis und die konstante Frequenz gewährleisten ein flackerfreies Abblenden der LED-Schaltung 111. Die Steuerung U1 kann beispielsweise unter Verwendung einer ISL6745-Brückensteuerung mit Präzisionstotzeitsteuerung implementiert werden, die von der Firma Intersil in Milpitas, Kalifornien, USA, bezogen werden kann, wobei keine Beschränkung auf dieselbe besteht. Das Tastverhältnis von SQW wird basierend auf dem Spannungspegel von VERR, die wiederum die Einschaltdauer des Schalters Q1 steuert, angepasst. Im Normalbetrieb stellt die Zener-Diode D11 den Spannungspegel von VERR auf ein relativ konstantes Niveau ein, so dass das Tastverhältnis von SQW bei Normalbetrieb ebenfalls relativ konstant ist. Ein Zeitsteuerungswiderstand R5 ist zwischen einen RTD-Eingang der Steuerung U1 und PGND geschaltet. Eine Zeitsteuerungsschaltung 627 weist einen Steueranschluss auf, der durch einen Kondensator C6 mit einem CT-Eingang der Steuerung U1 gekoppelt ist. Die Zeitsteuerungsschaltung 627 ist einschließlich eines Zeitgebermoduls U5, wie beispielsweise eines Zeitgebers (Timer) des Typs 555, wie er einem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist, gezeigt. Bei einer Ausführungsform handelt sich bei dem Zeitgebermodul um einen MIC1555-Zeitgeber, der von der Firma Micrel, Inc., in San Jose, Kalifornien, USA bezogen werden kann, wobei auch andere Typen von Zeitgebern verwendet werden können. Wie die Darstellung zeigt, umfasst die Zeitgeberschaltung 627 mehrere weitere Vorrichtungen und Komponenten, die hier nicht weiter beschrieben werden, da sie für ein umfassendes Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich sind. Im Allgemeinen wird die Zeitgeberschaltung 627 eingestellt, um die Oszillatorzeitgeberkapazität, die mit dem CT-Eingang der Steuerung U5 gekoppelt ist, zu steuern. Der mit dem RTD-Eingang gekoppelte Zeitgeberwiderstand R5 und die Oszillatorzeitgeberkapazität (die über die Zeitgeberschaltung 627 angepasst wird) bestimmen gemeinsam die Frequenz des SQW-Signals während des Normalbetriebs.
Konfiguration und Normalbetrieb der Treiberschaltung 600 entsprechen im Wesentlichen denen der im Vorhergehenden beschriebenen Treiberschaltung 200. Die Steuerung U1, die Zeitgeberschaltung 627 und die unterstützenden Schaltungen sind so konfiguriert oder angepasst, dass es SQW ein festes Tastverhältnis und eine feste Frequenz aufweist. In Anbetracht dieser Beziehung variiert der Ausgangsstrom I_OUT in Abhängigkeit der zweiten Potenz der Eingangsspannung VIN, oder I_OUT = K·VIN², in einer ähnlichen Weise wie es vorhergehend für die Treiberschaltung 200 beschrieben ist. Wird von einem bekannten Nominalpegel von VIN und einem entsprechenden Spannungsbereich und einer Bestimmung eines nominalen Ausgangsstroms I_OUT basierend auf der gewünschten Last (z. B. LED-Schaltung 111) ausgegangen, werden die Frequenz F und/oder das Tastverhältnis D basierend auf den in den Graphen der 4 oder 5 gezeigten Beziehungen bestimmt oder angepasst. Obwohl die normale Betriebsfrequenz konstant eingestellt werden kann und das Tastverhältnis angepasst werden kann, wie es in 5 gezeigt ist, ist es einfacher, die Frequenz der Treiberschaltung 600 zu programmieren. Wie gezeigt liegt die Schwellenspannung der Zener-Diode D11 den Spannungspegel von VERR bei Normalbetrieb fest, wodurch das Tastverhältnis wie im Vorhergehenden beschrieben auf einen festen Wert festgelegt wird. Basierend auf dem festen Wert des Tastverhältnisses, wird die Beziehung zwischen I_OUT und VIN gemäß der durch den Graph der 4 gezeigten Beziehung herangezogen, um die gewünschte Betriebsfrequenz zu bestimmen. Anschließend wird die Zeitsteuerungsschaltung 627 angepasst oder programmiert, um die erwünschte Betriebsfrequenz zu erzielen.
Die Treiberschaltung 600 umfasst ferner eine Überspannungsschutzschaltung (OVP-Schaltung; OVP = Over-Voltage Protection) 629, die den Spannungspegel von VERR anpasst, wenn ein Überspannungszustand festgestellt wird. VOUT ist mit einem Ende eines Widerstands R59 gekoppelt, dessen anderes Ende mit einem ersten Eingangsanschluss eines optischen Kopplers U2 gekoppelt ist. Von einer Zener-Diode D10 ist eine Anode mit SGND gekoppelt und eine Kathode mit dem zweiten Eingangsanschluss des optischen Kopplers U2 gekoppelt. Der optische Koppler weist einen ersten Ausgangsanschluss auf, der mit dem Knoten 623 gekoppelt ist, und einen zweiten Ausgangs Anschluss auf, der mit PGND gekoppelt ist. Der optische Koppler U2 stellt eine Trennung zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Treiberschaltung 600 her, wie es einem Fachmann auf dem Gebiet bekannt ist (wobei der Ausgang oder die sekundäre Masse SGND von dem Eingang oder der primären Masse PGND getrennt ist). Die Spannungsschwelle der Zener-Diode D10 wird so gewählt, dass ein maximaler Spannungspegel von VOUT, wie beispielsweise VOUTMAX, erfasst werden kann. Bei Normalbetrieb liegt VOUT unterhalb von VOUTMAX, D10 leitet nicht, der optische Koppler U2 ist ausgeschaltet und die Spannung von VERR wird durch D11 bestimmt. Wenn die Spannung von VOUT VOUTMAX erreicht oder zu überschreiten beginnt, beginnt D10 zu leiten, wodurch der optische Koppler U2 eingeschaltet ist, der die Spannung von VERR reduziert. Wenn der optische Koppler U2 eingeschaltet ist, ist er darauf gerichtet, den Spannungspegel von VERR zu verringern, was wiederum das Tastverhältnis SQW verringert. Dies hat die Wirkung, dass VOUT auf einen Spannungspegel bei oder nahe VOUTMAX fixiert wird. Als ein nicht einschränkendes Beispiel stellt für D10 eine Schwellenspannung von 21 V plus einen Fotodiodenspannungsabfall von 2 V an dem Eingang des optischen Kopplers U2 VOUTMAX auf näherungsweise 23 V ein.
Die Treiberschaltung 600 umfasst eine Überstromschutzschaltung (OCP-Schaltung; OCP = Over-Current Protection) 631, die den Strommesswiderstand der R4 und den mit dem Stromesseingang (CS-Eingang) der Steuerung U1 gekoppelten Widerstand R17 umfasst. Bei einer Ausführungsform reduziert die Steuerung U1 das Tastverhältnis von SQW, um eine pulsweise Strombegrenzung zu implementieren, wenn die Spannung auf CS einen vorbestimmten Spannungspegel überschreitet. Wird die Überstromschwelle während des Betriebs überschritten, startet die Steuerung U1 eine verzögerte Abschaltungssequenz. Sobald eine Überstromzustand erfasst wird, wird eine Ladestromquelle für einen Sanftanlauf (SS-Ladestromquelle; SS = Soft-Start) deaktiviert. Zusätzlich beginnt ein Sanftanlaufskondensator C9, der zwischen einen SS-Eingang der Steuerung U1 und PGND geschaltet ist, sich zu entladen, und wenn sich dieser bis unter eine vorbestimmte aufrechterhaltene Überstromschwelle entlädt, wird eine Abschaltbedingung erfüllt und der Ausgang OUT der Steuerung U1 in den Niedrigzustand gezwungen. Wenn die Sanftanlaufspannung eine vorbestimmte Rücksetzschwelle erreicht, beginnt ein Sanftanlaufzyklus. Wenn der Überstromzustand beendet ist und anschließend eine zusätzliche vorbestimmte Zeitperiode verstreicht, bevor die Abschaltschwelle erreicht ist, findet keine Abschaltung statt. Dies führt dazu, dass der Sanftanlaufladestrom wieder aktiviert wird, so dass sich die Sanftanlaufspannung regenerieren kann.
Wenn sie als die Treiberschaltung 105 der LED-Steuerschaltung 100 verwendet werden, ähneln sich die Treiberschaltungen 200 und 600 in ihrer Arbeitsweise darin, dass der Ausgangsstrom I_OUT mit der zweiten Potenz der Eingangsspannung VIN variiert, wie es in 4 und 5 gezeigt ist. Während die Abblendfunktion der Abblendschaltung 103 auf einen bestimmten Pegel eingestellt wird, folgt die RMS-Spannung der Eingangsspannung VIN im Allgemeinen der RMS-Spannung der Netzwechselspannung. Wie es durch 4 und 5 angedeutet ist, variiert, da die Netzwechselspannung zwischen VMIN und VMAX variiert, jedoch auch der Ausgangsstrom I_OUT, so dass die relative Helligkeit der LED-Schaltung 111 ebenfalls variiert. Es soll erreicht werden, dass die LED-Schaltung 111 dasselbe Niveau vollständiger Helligkeit beibehält, wenn die Netzwechselspannung bei einem beliebigen Wert zwischen VMIN und VMAX liegt, während die Abblendschaltung 103 mit minimaler oder keiner Abblendung ganz eingeschaltet ist.
7 zeigt ein vereinfachtes Strukturdiagramm einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis 700 gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform, die als die Treiberschaltung 105 verwendet werden kann. Die Treiberschaltung 700 ähnelt der Treiberschaltung mit offenem Regelkreis 200, umfasst jedoch ferner eine Ausgangsstromregelschleife 207 zum Begrenzen des Ausgangsstroms I_OUT auf einen vorbestimmten maximalen Strompegel. Die Treiberschaltung mit offenem Regelkreis 700 ähnelt der Treiberschaltung mit offenem Regelkreis 200 darin, dass ähnliche Komponenten gleich lautende Bezugszeichen aufweisen. In diesem Fall sind die Eingangsschaltung 201, der H-Brücken-Vollwellengleichrichter203, der Transformator T1, die Kondensatoren C1, C2 und C3, der Widerstand R, die Dioden D1 und D2 und der elektronische Schalter Q1 auf eine im Wesentlichen ähnliche Weise umfasst und konfiguriert. Die Ausgangsstromregelschleife 702 umfasst einen Messwiderstand RSEN, einen Verstärkungsblock 703, eine Vergleichseinrichtung 705, ein Trennmodul 707 und eine PWM-Steuerung 709. Die PWM-Steuerung 709 ersetzt den Oszillator 217 und stellt das SQW-Signal an das Gate von Q1 bereit. RSEN ist zwischen SGND und einen Knoten 701 gekoppelt, der die negative Polarität von VOUT repräsentiert. Der Knoten 701 entwickelt eine Strommessspannung VSEN, die an den Eingang des Verstärkungsblocks 703 bereitgestellt wird. Der Verstärkungsblocks 703 multipliziert VSEN mit einer Konstante K1 und stellt eine Spannung K1 · VSEN an einen EingangeherVergleichseinrichtung705 bereit. Der andere Eingang der Vergleichseinrichtung 705 empfängt eine Spannung V_IOUTMAX, und der Ausgang der Vergleichseinrichtung 705 wird an den Eingang einer Trennschaltung 707 bereitgestellt. Der Ausgang der Trennschaltung 707 entwickelt eine Stromsteuerspannung ICTL, die an den Eingang der PWM-Steuerung 709 bereitgestellt wird. Die PWM-Steuerung 709 weist einen Ausgang auf, der SQW bereitstellt, das eine durch einen Wert FSET bestimmte Frequenz und ein durch einen Wert DSET bestimmtes maximales Tastverhältnis DMAX aufweist.
Im Betrieb fließt der Ausgangsstrom I_OUT durch die Last, wie beispielsweise die LED-Schaltung 111, und durch den Messwiderstand RSEN und entwickelt dabei die Messspannung VSEN. Der Verstärkungsblock 703 multipliziert VSEN mit K1, und die Vergleichseinrichtung 705 vergleicht K1 · VSEN mit V_IOUTMAX. Die Spannung V_IOUTMAX repräsentiert einen maximalen Pegel für I_OUT bei Normalbetrieb. Die Trennschaltung 707 trennt den Eingang (primär) von dem Ausgang (sekundär) in ähnlicher Weise wie es im Vorhergehenden für den optischen Koppler U2 der Treiberschaltung 600 beschrieben wurde. Bei alternativen Ausführungsformen mit Potenzialbindung kann die Trennschaltung 707 weggelassen werden. In ähnlicher Weise, wie es vorhergehend fürVERR, das von der Treiberschaltung 600 verwendet wird, beschrieben wurde, kann ICTL auf einer maximalen Spannung gehalten werden, so dass die PWM-Steuerung 709 sicherstellen kann, dass SQW ein durch DSET angezeigtes Tastverhältnis DMAX aufweist. Wenn der Ausgangsstrom I_OUT einen vorbestimmten maximalen Pegel, wie er durch V_IOUTMAX angezeigt ist, erreicht oder zu überschreiten versucht, passt die Vergleichseinrichtung 705I ICTL über die Trennschaltung 707 an, um das Tastverhältnis von SQW zu verringern. Ansprechend darauf verringert die PWM-Steuerung 709 das Tastverhältnis von SQW, um zu verhindern, dass I_OUT den vorbestimmten maximalen Pegel überschreitet. Wie es nachfolgend ausführlicher beschrieben ist, wird der Wert von V_IOUTMAX, der den maximalen Pegel von I_OUT vorschreibt, basierend auf dem Pegel von VMIN festgelegt, so dass die LED-Schaltung 111 maximale Helligkeit erlangt, wenn die Netzwechselspannung bei oder über VMIN liegt, während die Abblendschaltung 103 auf minimale oder keine Abblendung eingestellt ist.
8 zeigt ein Graphendiagramm, in dem I_OUTüberVIN aufgetragen ist, und zwar für ein konstantes maximales Abtastverhältnis DMAX mit einer Anpassung der Frequenz F für die Treiberschaltung 700. Ferner wird gemäß einer Ausführungsform die Frequenz F für einen erwünschten maximalen Ausgangsstrom I_OUT für ein festgelegtes maximales Tastverhältnis DMAX auf den Spannungspegel von VMIN eingestellt. Wie es in 8 gezeigt ist, wird F für einen höheren maximalen Ausgangsstrom, der als I_OUT1 angezeigt ist, auf einen niedrigeren Frequenzpegel F2 eingestellt und für einen niedrigeren maximalen Ausgangsstrom, der als I_OUT2 angezeigt ist, auf einen höheren Frequenzpegel F1 eingestellt. Der maximale Pegel von I_OUT wird basierend auf dem Typ, der Anzahl und der Kopplungskonfiguration der LED-Schaltung 111, die an dem Ausgang betrieben wird, ausgewählt. Der Referenzwert V_IOUTMAX wird basierend auf dem erwünschten maximalen Pegel von I_OUT eingestellt. Während die Eingangsspannung VIN für die Abblendfunktion abgeschnitten wird, so dass VIN unter VMIN liegt, dominiert die Abblendfunktion mit offenem Regelkreis und I_OUT variiert mit der zweiten Potenz von VIN, wie es im Vorhergehenden beschrieben wurde. Wenn VIN VMIN erreicht oder überschreitet, bleibt der Ausgangsstrom konstant auf seinem vorbestimmten maximalen Pegel, gemäß dem Strombetrieb mit geschlossenem Regelkreis. Ist der maximale Strom I_OUT2 für F1, dann bleib I_OUT konstant bei I_OUT2, so dass VIN über VMIN liegt, wie es bei 801 gezeigt ist. Ist der maximale Strom I_OUT, für F2, dann bleib I_OUT konstant bei I_OUT1, so dass VIN über VMIN liegt, wie es bei 803 gezeigt ist.
9 zeigt ein Graphendiagramm, in dem I_OUT überVIN aufgetragen ist, für eine konstante Frequenz F mit einer Anpassung von DMAX für die Treiberschaltung 700. In diesem Fall wird DMAX für einen erwünschten maximalen Ausgangsstrom I_OUT für eine feste Frequenz für die minimale Eingangsspannung VMIN eingestellt. Wie es in 9 gezeigt ist, wird DMAX für einen höheren Ausgangsstrom, der als I_OUT, angezeigt ist, auf einen höheren Pegel DMAX1 eingestellt, und für einen niedrigeren Ausgangsstrom, der als I_OUT2 angezeigt ist, auf einen niedrigeren Pegel DMAX2 eingestellt. Wiederum wird der maximale Pegel von I_OUT basierend auf dem Typ, der Anzahl und der Kopplungskonfiguration der LED-Schaltung 111, die an dem Ausgang betrieben wird, ausgewählt. Der Referenzwert V_IOUTMAX wird basierend auf dem erwünschten maximalen Pegel von I_OUT eingestellt. Während die EingangsspannungVIN für die Abblendfunktion abgeschnitten wird, so das VIN unterhalb VMIN liegt, dominiert die Abblendfunktion mit offenem Regelkreis, und I_OUT variiert mit der zweiten Potenz von VIN, wie es im Vorhergehenden beschrieben wurde. Wenn VIN VMIN erreicht oder überschreitet, bleibt der Ausgangsstrom I_OUT konstant auf seinem vorbestimmten maximalen Pegel, gemäß dem Strombetrieb mit geschlossenem Regelkreis. Ist der maximale Strom I_OUT2 für DMAX2, dann bleib I_OUT konstant bei I_OUT2, damit VIN überVMIN liegt, wie es bei 901 gezeigt ist. Ist der maximale Strom I_OUT1 für DMAX1, dann bleib I_OUT konstant bei I_OUT1, damit VIN überVMIN liegt, wie es bei 903 gezeigt ist.
10 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Treiberschaltung mit offenem Regelkreis 1000 gemäß einer allgemeineren erfindungsgemäßen Ausführungsform, die als die Treiberschaltung 105 verwendet werden kann. Ein Betrieb der Treiberschaltung 1000 ähnelt den im Vorhergehenden beschriebenen Treiberschaltungen, wird jedoch in einem allgemeineren Format gezeigt. VIN (eine wechselstromleitfähige winkelmodulierte Spannung) von der Schaltung 103 wird an den Eingang einerVollwellengleichrichtungsschaltung 1001 bereitgestellt, die eine gleichgerichtete Eingangsspannung VINR bezüglich der Masse GND bereitstellt. Die Treiberschaltung 1000 ist sowohl für getrennte als auch für potenzialgebundene Formate gezeigt, wobei GND für den Fall mit Potenzialbindung sowohl für den Eingang als auch den Ausgang gemeinsam verwendet wird und für den Fall mit Trennung in eine primäre Masse PGND und eine sekundäre Masse SGND geteilt verwendet wird. VINR wird an einen Eingang eines DCM-DC/DC-Wandlers 1003 bereitgestellt, der sowohl für das getrennte als auch für das potenzialgebundene Formate implementiert ist. Bei einer Ausführungsform ist der DCM-DC/DC-Wandler als ein einstufiger aktiver Leistungsfaktorkorrekturwandler (PFC-Wandler; PFC = Power Factor Correction) konfiguriert. Der DCM-DC/DC-Wandler 1003 stellt an seinem Ausgang bezüglich GND VOUT bereit, wobei VOUT im Allgemeinen konstant ist. Der Ausgang ist so gezeigt, dass er in einer ähnlichen wie im Vorhergehenden beschriebenen Weise einen Ausgangsstrom I_OUT = K·VIN² bereitstellt. Eine Oszillator/PWM-Schaltung (OSC/PWM-Schaltung) 1005 ist so gezeigt, dass sie zum Steuern einer DC/DC-Wandlung das Steuersignal SQW an einen anderen Eingang des DCM-DC/DC-Wandlers 1003 bereitstellt. Die OSC/PWM-Schaltung 1005 kann als eine relativ einfache Oszillatorschaltung implementiert werden, die SQW mit einem Tastverhältnis und einer Frequenz bereitstellt, mit denen der Ausgangsstrom (oder die Leistung) wie im Vorhergehenden beschrieben auf einen für einen nominalen Spannungspegel VNOM erwünschten Pegel eingestellt werden kann. Das Tastverhältnis und die Frequenz können durch den Oszillator festgelegt werden. Bei einer weiteren Ausführungsform können einer oder beide dieser Parameter wie im Vorhergehenden beschrieben unter Verwendung eines Tastverhältniseinstelleingangs DSET und/oder eines Frequenzeinstelleingangs FSET angepasst werden. Auch kann einer dieser Parameter eingestellt und der andere angepasst werden, um den erwünschten Ausgangsstrom auf VNOM zu erzielen.
Die Treiberschaltung 1000 arbeitet mit offenem Regelkreis, wobei der Ausgangsstrom von dem Pegel der Eingangsspannung bestimmt wird. Wie im Vorhergehenden beschrieben kann es erwünscht sein, den Ausgangsstrom und/oder die Ausgangsspannung auf maximale Pegel zu begrenzen. Die Treiberschaltung 1000 kann ferner eine Steuerschaltung 1007 umfassen, die einen Ausgangssensor 1009, eine Ausgangsmessschaltung 1011, eine Vergleichsschaltung 1013 und eine Trennschaltung 1015, die jeweils mit Strichlinien gezeigt sind, umfasst. Der Ausgangssensor 1009 misst entweder die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom oder beide und stellt zumindest ein Messsignal an die Ausgangsmessschaltung 1011 bereit. Die Ausgangsmessschaltung 1011 verstärkt oder skaliert die Messsignale, um zumindest ein Messsignal an die Vergleichsschaltung 1013 bereitzustellen. Die Vergleichsschaltung 1013 vergleicht jedes Messsignal mit einem entsprechenden Referenzwert, um ein oder mehrere Fehlersignale ERR zu bestimmen. Beispielsweise kann ein Strom- oder Spannungsmesssignal, das einen Ausgangsstrom oder eine Ausgangsspannung anzeigt, mit einem maximalen Stromreferenzwert bzw. Spannungsreferenzwert verglichen werden. Die Vergleichsschaltung 1013 beurteilt das ERR-Signal, das die Differenz zwischen dem Ausgangsparameter und dem Referenzwert anzeigt. Das ERR-Signal wird direkt an die OSC/PWM-Schaltung 1005 (für Konfigurationen mit Potenzialbindung) oder durch die Trennschaltung 1015 (für Konfigurationen mit Trennung) bereitgestellt, um zumindest entweder das Tastverhältnis oder die Frequenz von SQW zu steuern, um so den maximalen Pegel des Ausgangsparameters zu steuern. Wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, wird beispielsweise bei einer Ausführungsform der Ausgangsstrom I_OUT auf einen maximalen Pegel begrenzt, sobald die Eingangsspannung VMIN erreicht, so dass das Helligkeitsniveau der Ausgabe-LEDs 111 konstant bleibt, wenn VIN zwischen VIN und VMAX variiert.
Ein Leuchtdiodentreiber mit einer Abblendsteuerung mit offenem Regelkreis gemäß einer Ausführungsform umfasst eine Vollwellengleichrichterschaltung, einen DC/DC-Wandler und eine Oszillatorschaltung. Die Vollwellengleichrichterschaltung ist konfiguriert, um eine Eingangsspannung in der Form einer Phasenwinkel-modulierten Wechselspannungzu empfangen und eine entsprechende gleichgerichtete Spannung bereitzustellen. Der DC/DC-Wandler wandelt die gleichgerichtete Spannung in eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom, wobei der Ausgangsstrom eine Größe aufweist, die proportional zu einer zweiten Potenz eines quadratischen Mittels (oder RMS) der Eingangsspannung variiert. Die Oszillatorschaltung steuert ein Schalten des DC/DC-Wandlers mit konstanter Frequenz und konstantem Tastverhältnis.
Bei einer Ausführungsform basiert die Eingangsspannung auf einer Modulation einer Netzwechselspannung, die einen nominalen Spannungspegel aufweist. Es wird entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis bestimmt, so dass der Ausgangsstrom eine vorbestimmte Größe aufweist, wenn die Eingangsspannung auf dem nominalen Spannungspegel liegt. Beispielsweise kann die vorbestimmte Größe des Ausgangsstroms auf der bestimmten Anzahl und Kopplungskonfiguration der von dem LED-Treiber angesteuerten LEDs basieren. Der Treiber kann mit einer Überspannungsschutzschaltung ausgestattet sein, um die Ausgangsspannung auf einen maximalen Pegel zu begrenzen. Somit wird, wenn die Ausgangsspannung den maximalen Pegel erreicht, entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis gesteuert, um die Ausgangsspannung zu begrenzen.
Erfindungsgemäß ist die Treiberschaltung mit einer Maximalstromsteuerschaltung ausgestattet um den Ausgangsstrom auf einen maximalen Pegel zu begrenzen. Der maximale Ausgangsstrompegel kann basierend auf der bestimmten Anzahl und Kopplungskonfiguration der von dem LED-Treiber angesteuerten LEDs bestimmt werden. Wenn der maximale Strompegel erreicht wird, wird entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis gesteuert, um den Strom auf dem maximalen Pegel zu halten. Der maximale Ausgangsstrompegel kann auf der minimalen normalen Betriebsspannung der Netzwechselspannung basieren. Wenn die Phasenwinkel-modulierte Eingangs-Wechselspannung den minimalen Spannungspegel des normalen Betriebsbereichs der Netzwechselspannung erreicht, bleibt somit der Strom konstant, wenn die Eingangsspannung über diesen minimalen Pegel hinaus ansteigt. Der DC/DC-Wandler kann in DCM betrieben werden. Bei dem DC/DC-Wandler kann es sich um einen Sperrwandler handeln, der unter Verwendung eines Transformators und einer Schaltschaltung, die für einen Sperrbetrieb konfiguriert sind, implementiert werden kann. Der Oszillator steuert die Schaltschaltung mit einer konstanten Frequenz und einem konstanten Tastverhältnis, so dass der Transformator im lückenden Betrieb betrieben werden kann.
Eine Leuchtdiodensteuerschaltung gemäß einer Ausführungsform umfasst eine Abblendschaltung und eine Treiberschaltung mit offenem Regelkreis. Die Treiberschaltung umfasst einen Eingang, der eine Netzwechselspannung empfängt, und einen Ausgang, der eine Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung bereitstellt. Die Treiberschaltung mit offenem Regelkreis umfasst einen Eingang, der die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung empfängt, und einen Ausgang, der eine relativ konstante Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom, der proportional zu einer zweiten Potenz eines quadratischen Mittels der Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung variiert, bereitstellt. Die Abblendschaltung kann als eine Zweiwegthyristor-Abblendvorrichtung oder dergleichen implementiert sein.
Bei einer Ausführungsform umfasst die Treiberschaltung mit offenem Regelkreis eine Vollwellengleichrichterschaltung, einen Transformator, eine Schaltschaltung, eine Ausgangsschaltung und eine Oszillatorschaltung. Die Vollwellengleichrichterschaltung umfasst einen Eingang, der die leitfähige winkelmodulierte Spannung empfängt, und einen Ausgang, der eine gleichgerichtete Spannung bereitstellt. Der Transformator weist eine Primärseite und eine Sekundärseite auf. Die Schaltschaltung weist einen Strompfad und einen Steueranschluss auf, wobei der Strompfad mit der Primärseite des Transformators zwischen der gleichgerichteten Spannung und einer Referenzspannung in Reihe geschaltet ist. Die Ausgangsschaltung umfasst eine Ausgangsgleichrichter- und Filterschaltung, die mit der Sekundärseite des Transformators gekoppelt ist, und bildet den Ausgang der Treiberschaltung mit offenem Regelkreis. Der Transformator, die Schaltschaltung und die Ausgangsschaltung können für einen Sperrwandlerbetrieb konfiguriert sein. Die Oszillatorschaltung stellt ein Steuersignal an den Steueranschluss der Schaltschaltung bereit, wobei das Steuersignal eine konstante Frequenz und ein konstantes Tastverhältnis aufweist, so dass der Transformator während des Sperrwandlerbetriebs im lückenden Betrieb betrieben werden kann.
Ein Verfahren zum Ansteuern einer Leuchtdiodenschaltung mit einer Abblendsteuerung mit offenem Regelkreis gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Gleichrichten einer Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung und einen Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung sowie ein Wandeln der gleichgerichteten Spannung in eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom unter Verwendung eines Steuersignals mit einer konstanten Frequenz und einem konstanten Tastverhältnis. Die Ausgangsspannung ist im Wesentlichen konstant und der Ausgangsstrom weist eine Größe auf, die proportional zu einer zweiten Potenz eines quadratischen Mittels der Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung variiert.
Das Verfahren kann ein Modulieren einer Netzwechselspannung zum Bereitstellen der Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung umfassen, wobei die Netzwechselspannung einen nominalen Spannungspegel aufweist, sowie ein Festlegen entweder der Frequenz oder des Tastverhältnisses des Steuersignals und ein Bestimmen des jeweils anderen umfassen, so dass der Ausgangsstrom eine vorbestimmte Größe aufweist, wenn die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung sich auf einem Spannungspegel befindet, der gleich dem nominalen Spannungspegel der Netzwechselspannung ist. Das Verfahren kann ein Begrenzen des Ausgangsstroms auf einen vorbestimmten maximalen Strompegel umfassen. Das Verfahren kann ein Modulieren einer Netzwechselspannung zum Bereitstellen der Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung umfassen, wobei die Netzwechselspannung einen normalen Betriebsbereich zwischen einem minimalen Spannungspegel und einem maximalen Spannungspegel aufweist, ein Festlegen entweder der Frequenz oder des Tastverhältnisses des Steuersignals und ein Bestimmen des jeweils anderen umfassen, so dass der Ausgangsstrom einen vorbestimmten maximalen Strompegel aufweist, wenn die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung auf einem minimalen Spannungspegel liegt, und während des Betriebs ein Anpassen entweder der Frequenz oder des Tastverhältnisses des Steuersignals umfassen, um den Ausgangsstrom auf den vorbestimmten maximalen Strompegel zu begrenzen, wenn die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung über dem minimalen Spannungspegel liegt. Das Verfahren kann ein Bereitstellen des Steuersignals an einen Schalter, der einen Primärstrom eines Transformators eines Sperrwandlers schaltet, und ein Betreiben des Transformators im lückenden Betrieb umfassen.
Auch wenn die vorliegende Erfindung sehr genau unter Bezugnahme auf gewisse bevorzugte Versionen derselben beschrieben wurde, sind auch andere Versionen und Variationen möglich und werden in Betracht gezogen. Einem Fachmann auf dem Gebiet ist bewusst, dass er ohne weiteres die offenbarte Konzeption und die offenbarten spezifischen Ausführungsformen als eine Basis für Entwürfe oder Modifizierungen anderer Strukturen zum Bereitstellen desselben Zwecks der vorliegenden Erfindung verwenden kann, ohne dazu Wesensart und Schutzbereich der Erfindung, wie sie durch die nachfolgenden Ansprüche definiert sind, verlassen zu müssen.

Claims

Leuchtdiodentreiber mit Abblendsteuerung mit offenem Regelkreis, umfassend: eine Vollwellengleichrichterschaltung (1001), die konfiguriert ist, um eine Eingangsspannung (VIN) zu empfangen und eine gleichgerichtete Spannung (VINR) bereitzustellen, wobei die Eingangsspannung (VIN) eine Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung aufweist und auf einem Modulieren einer Netzwechselspannung basiert, die einen normalen Betriebsbereich zwischen einem minimalen Spannungspegel und einem maximalen Spannungspegel aufweist; einen Wandler (1003), der die gleichgerichtete Spannung (VINR) in eine Ausgangsspannung (VOUT) und einen Ausgangsstrom (I_OUT) wandelt, wobei der Ausgangsstrom (I_OUT) eine Größe aufweist, die proportional zu einer zweiten Potenz eines quadratischen Mittels der Eingangsspannung (VIN) variiert; eine Oszillatorschaltung (709; 1005), die ein Schalten des Wandlers mit einer Frequenz und mit einem Tastverhältnis steuert; und eine Maximalstromsteuerschaltung, die den Ausgangsstrom (I_OUT) misst und die ein Stromsteuersignal bereitstellt, das den Ausgangsstrom (I_OUT) anzeigt; wobei die Oszillatorschaltung (1005) eine Pulsweitenmodulationssteuerschaltung aufweist, die das Stromsteuersignal empfängt und die entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis steuert, um zu verhindern, dass der Ausgangsstrom (I_OUT) über den vorbestimmten maximalen Strompegel steigt; und die Pulsweitenmodulationssteuerschaltung entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis (D) steuert, so dass der vorbestimmte maximale Strompegel des Ausgangsstroms (I_OUT) aufrechterhalten wird, während die Eingangsspannung (VIN) einen Pegel aufweist, der innerhalb des normalen Betriebsbereichs der Netzwechselspannung liegt; wobei, wenn die Eingangsspannung (VIN) für die Abblendfunktion abgeschnitten wird und unter dem minimalen Spannungspegel (VMIN) des normalen Betriebsbereichs liegt, die Abblendfunktion mit offenem Regelkreis dominiert, und wenn die Eingangsspannung (VIN) den minimalen Spannungspegel (VMIN) erreicht oder überschreitet, der Ausgangsstrom konstant auf seinem vorbestimmten maximalen Pegel bleibt, gemäß einem Strombetrieb mit geschlossenem Regelkreis.
Leuchtdiodentreiber gemäß Anspruch 1, bei dem die gleichgerichtete Spannung (VINR) näherungsweise denselben Quadratisches-Mittel-Spannungspegel wie die Eingangsspannung (VIN) aufweist.
Leuchtdiodentreiber gemäß Anspruch 1, bei dem die Ausgangsspannung (VOUT) relativ konstant bleibt.
Leuchtdiodentreiber gemäß Anspruch 1, bei dem die Eingangsspannung (VIN) auf einem Modulieren einer Netzwechselspannung mit einem nominalen Spannungspegel basiert, und bei dem entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis (D) fest ist und das jeweils andere bestimmt wird, so dass der Ausgangsstrom (I_OUT) eine vorbestimmte Größe aufweist, wenn die Eingangsspannung (VIN) sich auf dem nominalen Spannungspegel befindet.
Leuchtdiodentreiber gemäß Anspruch 1, bei dem der Wandler (1003) einen Sperrwandler aufweist, der folgende Merkmale aufweist: einen Transformator (T1) mit einer Primärseite und einer Sekundärseite; einen Schalter (Q1) mit einem Strompfad und einem Steueranschluss, bei der der Strompfad mit der Primärseite des Transformators zwischen der gleichgerichteten Spannung und einer Referenzspannung in Reihe geschaltet ist; eine Ausgangsschaltung mit einem mit der Sekundärseite (S) des Transformators (T1) gekoppelten Eingang und einem Ausgang, wobei die Ausgangsschaltung eine Ausgangsgleichrichter- und Filterschaltung (D2,C3) aufweist; und wobei die Oszillatorschaltung (709, 1005) ein Steuersignal an den Steueranschluss des Schalters (Q1) bereitstellt, wobei das Steuersignal eine Frequenz und ein Tastverhältnis (D) aufweist, um den Transformator (T1) in einem lückenden Betrieb zu betreiben.
Leuchtdiodensteuerschaltung, umfassend: eine Abblendschaltung (103) mit einem Eingang, der eine Netzwechselspannung empfängt, und einem Ausgang, der eine Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung bereitstellt; und eine Treiberschaltung (105) mit offenem Regelkreis mit einem Eingang, der die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung (VIN) empfängt, und einem Ausgang, der eine relativ konstante Ausgangsspannung (VOUT) und einen Ausgangsstrom (I_OUT) bereitstellt, der proportional zu einer zweiten Potenz eines quadratischen Mittels der Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung variiert; wobei die Treiberschaltung (105) mit offenem Regelkreis ferner Folgendes umfasst: eine Maximalstromsteuerschaltung, die den Ausgangsstrom (I_OUT) der Treiberschaltung (105) mit offenem Regelkreis misst und ein Stromsteuersignal bereitstellt, das denselben anzeigt; wobei die Treiberschaltung (105) mit offenem Regelkreis das Stromsteuersignal empfängt und entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis (D) während des Betriebs anpasst, um zu verhindern, dass der Ausgangsstrom (I_OUT) über einen vorbestimmten maximalen Strompegel steigt; die Netzwechselspannung einen normalen Betriebsspannungsbereich zwischen einem minimalen Betriebsspannungspegel und einem maximalen Betriebsspannungspegel aufweist; und entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis (D) fest ist und das jeweils andere durch die Treiberschaltung (105) mit offenem Regelkreis während des Betriebs gesteuert wird, so dass der vorbestimmte maximale Strompegel des Ausgangsstroms (I_OUT) aufrechterhalten wird, während die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung sich innerhalb des normalen Betriebsspannungsbereichs befindet; wobei, wenn die Eingangsspannung (VIN) für die Abblendfunktion abgeschnitten wird und unter dem minimalen Spannungspegel (VMIN) des normalen Betriebsbereichs liegt, die Abblendfunktion mit offenem Regelkreis dominiert, und wenn die Eingangsspannung (VIN) den minimalen Spannungspegel (VMIN) erreicht oder überschreitet, der Ausgangsstrom konstant auf seinem vorbestimmten maximalen Pegel bleibt, gemäß einem Strombetrieb mit geschlossenem Regelkreis.
Leuchtdiodensteuerschaltung gemäß Anspruch 6, bei der die Netzwechselspannung einen nominalen Spannungspegel aufweist, und bei der entweder die Frequenz oder das Tastverhältnis (D) fest ist und das jeweils andere bestimmt wird, so dass der Ausgangsstrom (I_OUT) auf einem vorbestimmten Pegel liegt, wenn die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung auf dem nominalen Spannungspegel liegt.
Verfahren zum Ansteuern einer Leuchtdiodenschaltung mit Abblendsteuerung mit offenem Regelkreis, mit folgenden Schritten: Gleichrichten einer Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung und Bereitstellen einer gleichgerichteten Spannung; Wandeln der gleichgerichteten Spannung in eine Ausgangsspannung (VOUT) und einen Ausgangsstrom (I_OUT) unter Verwendung eines Steuersignals mit einer Frequenz und einem Tastverhältnis (D), wobei die Ausgangsspannung (VOUT) im Wesentlichen konstant ist und wobei der Ausgangsstrom (I_OUT) eine Größe aufweist, die proportional zu einer zweiten Potenz eines quadratischen Mittels der Phasenwinkel-modulierten Wechselspannung variiert; Begrenzen des Ausgangsstroms (I_OUT) auf einen vorbestimmten maximalen Strompegel; Modulieren einer Netzwechselspannung, um die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung bereitzustellen, wobei die Netzwechselspannung einen normalen Betriebsbereich zwischen einem minimalen Spannungspegel und einem maximalen Spannungspegel aufweist; Festlegen des einen und Bestimmen des anderen der Frequenz und des Tastverhältnisses (D) des Steuersignals, so dass der Ausgangsstrom (I_OUT) den vorbestimmten maximalen Strompegel aufweist, wenn die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung auf dem minimalen Spannungspegel liegt; und während des Betriebs, Anpassen entweder der Frequenz oder des Tastverhältnisses (D) des Steuersignals, um den Ausgangsstrom (I_OUT) auf den vorbestimmten maximalen Strompegel zu begrenzen, wenn die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung über dem minimalen Spannungspegel liegt; wobei, wenn die Eingangsspannung (VIN) für die Abblendfunktion abgeschnitten wird und unter dem minimalen Spannungspegel (VMIN) des normalen Betriebsbereichs liegt, die Abblendfunktion mit offenem Regelkreis dominiert, und wenn die Eingangsspannung (VIN) den minimalen Spannungspegel (VMIN) erreicht oder überschreitet, der Ausgangsstrom konstant auf seinem vorbestimmten maximalen Pegel bleibt, gemäß einem Strombetrieb mit geschlossenem Regelkreis.
Verfahren gemäß Anspruch 8, das ferner folgende Schritte aufweist: Modulieren einer Netzwechselspannung, um die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung bereitzustellen, wobei die Netzwechselspannung einen nominalen Spannungspegel aufweist; und Festlegen des einen und Bestimmen des anderen der Frequenz und des Tastverhältnisses (D) des Steuersignals, so dass der Ausgangsstrom (I_OUT) eine vorbestimmte Größe aufweist, wenn die Phasenwinkel-modulierte Wechselspannung auf einem Spannungspegel liegt, der gleich dem nominalen Spannungspegel der Netzwechselspannung ist.
Verfahren gemäß Anspruch 8, bei dem das Wandeln der gleichgerichteten Spannung ein Bereitstellen des Steuersignals an einen Schalter (Q1), der einen Primärstrom eines Transformators eines Sperrwandlers schaltet, und ein Betreiben des Transformators im lückenden Betrieb aufweist.