TW201931753A - 雙向dc-ac變換器及其控制方法 - Google Patents

雙向dc-ac變換器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TW201931753A
TW201931753A TW107144080A TW107144080A TW201931753A TW 201931753 A TW201931753 A TW 201931753A TW 107144080 A TW107144080 A TW 107144080A TW 107144080 A TW107144080 A TW 107144080A TW 201931753 A TW201931753 A TW 201931753A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
pulse width
modulation signal
width modulation
switch tube
switch
Prior art date
Application number
TW107144080A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI816719B (zh
Inventor
江添洋
李晗
馮波
忻慧婷
羅成
Original Assignee
英商伊頓製造有限合夥公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 英商伊頓製造有限合夥公司 filed Critical 英商伊頓製造有限合夥公司
Publication of TW201931753A publication Critical patent/TW201931753A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI816719B publication Critical patent/TWI816719B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)

Abstract

本發明提供一種雙向DC-AC變換器及其控制方法，所述雙向DC-AC變換器包括：全橋或半橋逆變器；變壓器，所述變壓器之一次側連接至所述全橋或半橋逆變器之交流端；AC-AC變換器，其具有第一交流端及第二交流端，所述第一交流端連接至所述變壓器之二次側，所述第二交流端被組態為與負載或交流電源相連接；及電感，其連接至所述變壓器之一次側與所述全橋或半橋逆變器之交流端之間，或連接至所述變壓器之二次側與所述AC-AC變換器之第一交流端之間。本發明之雙向DC-AC變換器提高功率密度及轉換效率，且降低成本。

Description

雙向DC-AC變換器及其控制方法
本發明係關於電子電路領域，具體涉及一種雙向DC-AC變換器及其控制方法。
不間斷電源能夠持續不斷地給負載進行供電，已經被廣泛地用於各個領域。
在現有的不間斷電源中，通常皆包括DC-DC變換器、逆變器及充電器。其中在電池模式下，可充電電池之直流電藉由DC-DC變換器及逆變器轉換為所需之交流電；在充電模式下，充電器用於對可充電電池進行充電。
然而，現有的DC-DC變換器、逆變器及充電器為三個獨立之設備。由此導致不間斷電源具有較低之功率密度、較低之效率及較高之成本。
針對現有技術存在的上述技術問題，本發明之實施例提供一種雙向DC-AC變換器，其包括： 全橋或半橋逆變器； 變壓器，所述變壓器之一次側連接至所述全橋或半橋逆變器之交流端； AC-AC變換器，其具有第一交流端及第二交流端，所述第一交流端連接至所述變壓器之二次側，所述第二交流端被組態為與負載或交流電源相連接；及 電感，其連接至所述變壓器之二次側與所述AC-AC變換器之第一交流端之間。
較佳地，所述AC-AC變換器為兩個串聯連接之雙向可控開關管及兩個串聯連接之電容構成的半橋AC-AC變換器，所述兩個串聯連接之雙向可控開關管所形成之節點及所述兩個串聯連接之電容所形成之節點作為所述第一交流端。
較佳地，所述兩個串聯連接之雙向可控開關管中之每一者包括反向串聯之兩個開關管。
較佳地，所述半橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管，及反向串聯之第七開關管及第八開關管；其中當所述第五開關管及第七開關管被控制為導通時，所述第六開關管、第八開關管及兩個電容構成第一半橋逆變器，且當所述第六開關管及第八開關管被控制為導通時，所述第五開關管、第七開關管及兩個電容構成第二半橋逆變器。
較佳地，所述AC-AC變換器為四個雙向可控開關管構成之全橋AC-AC變換器，所述全橋AC-AC變換器之兩個橋臂之節點作為所述第一交流端。
較佳地，所述四個雙向可控開關管中之每一者包括反向串聯之兩個開關管。
較佳地，所述全橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管、反向串聯之第七開關管及第八開關管、反向串聯之第九開關管及第十開關管、反向串聯之第十一開關管及第十二開關管；其中當所述第五、第七、第九及第十一開關管被控制為導通時，所述第六、第八、第十及第十二開關管構成第一全橋逆變器，且當所述第六、第八、第十及第十二開關管被控制為導通時，所述第五、第七、第九及第十一開關管構成第二全橋逆變器。
較佳地，所述雙向DC-AC變換器進一步包括連接在所述全橋或半橋逆變器之直流端之間的濾波電容。
較佳地，所述雙向DC-AC變換器進一步包括控制裝置，其用於：當交流電源故障時，控制所述全橋或半橋逆變器以將其直流端之直流電轉換為第一交流方波，及控制所述AC-AC變換器以將其第一交流端之第二交流方波轉換為工頻交流電，其中所述第一交流方波及第二交流方波之週期為提供給所述全橋或半橋逆變器之脈寬調變信號之週期；當交流電源正常時，控制所述AC-AC變換器以將其第二交流端之工頻交流電轉換為第三交流方波，及控制所述全橋或半橋逆變器以將其交流端之第四交流方波轉換為直流電，所述第三交流方波及第四交流方波之週期為提供給所述全橋或半橋逆變器之脈寬調變信號之週期。
本發明亦提供一種用於如上所述的雙向DC-AC變換器之控制方法，所述全橋逆變器包括依次連接在其直流端之第一開關管及第二開關管，及依次連接在其直流端之第三開關管及第四開關管，所述半橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管，及反向串聯之第七開關管及第八開關管；其中當所述第五開關管及第七開關管被控制為導通時，所述第六開關管、第八開關管及兩個電容構成第一半橋逆變器，且當所述第六開關管及第八開關管被控制為導通時，所述第五開關管、第七開關管及兩個電容構成第二半橋逆變器，所述控制方法包括： 在正半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第三開關管及第四開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管導通，控制所述第六及第八開關管交替導通； 在負半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第三開關管及第四開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管交替導通，控制所述第六及第八開關管導通。
較佳地，在正半工頻週期內，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第四開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段；且給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第三開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段；在負半工頻週期內，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第四開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段；且給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第三開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段。
較佳地，在正半工頻週期內，給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第八開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段；且給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第六開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段；在負半工頻週期內，給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第五開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段；且給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第七開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段。
較佳地，給所述第一開關管及第四開關管提供延時差為零之脈寬調變信號，給所述第二開關管及第三開關管提供延時差為零之脈寬調變信號；且在正半工頻週期內，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段；在負半工頻週期內，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段。
較佳地，給所述第一開關管及第四開關管提供延時差為零之脈寬調變信號，給所述第二開關管及第三開關管提供延時差為零之脈寬調變信號；且在正半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第六開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第八開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段；在負半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第七開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第五開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段。
較佳地，所述半橋逆變器包括依次連接在其直流端之第一開關管及第二開關管，所述半橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管，及反向串聯之第七開關管及第八開關管；其中當所述第五開關管及第七開關管被控制為導通時，所述第六開關管、第八開關管及兩個電容構成第一半橋逆變器，且當所述第六開關管及第八開關管被控制為導通時，所述第五開關管、第七開關管及兩個電容構成第二半橋逆變器，所述控制方法包括：在正半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管導通，控制所述第六及第八開關管交替導通；在負半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管交替導通，控制所述第六及第八開關管導通。
較佳地，在正半工頻週期內，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段；在負半工頻週期內，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段。
較佳地，在正半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第六開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第八開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段；在負半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第七開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第五開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段。
本發明之雙向DC-AC變換器在電池模式下能夠將可充電電池之直流電轉換為所需之交流電，且在充電模式下能夠對可充電電池進行充電，充電功率及充電電流大，且能夠實現功率因數校正。本發明之雙向DC-AC變換器提高功率密度及轉換效率，且降低成本。
為了使本發明之目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖藉由具體實施例對本發明進一步詳細說明。
圖1為根據本發明之第一實施例之雙向DC-AC變換器之電路圖。如圖1所示，雙向DC-AC變換器1包括全橋逆變器11、變壓器Tr、電感14、半橋AC-AC變換器12及控制裝置17。
全橋逆變器11包括金氧半場效電晶體（MOSFET）S1 、MOSFET S2 、MOSFET S3 及MOSFET S4 。其中MOSFET S1 及MOSFET S2 串聯連接在可充電電池13之正極與負極之間，並形成節點A，MOSFET S3 及MOSFET S4 串聯連接在可充電電池13之正極與負極之間，並形成節點B。
半橋AC-AC變換器12包括電容C1 及電容C2 ，及雙向可控開關管121及雙向可控開關管122，其中電容C1 及電容C2 串聯連接在負載15或交流電源之兩端，並形成節點D。雙向可控開關管121與雙向可控開關管122串聯連接在串聯之電容C1 及電容C2 之兩端，並形成節點C，其中節點C及D構成半橋AC-AC變換器12之第一交流端，串聯之電容C1 及電容C2 之兩端構成半橋AC-AC變換器12之第二交流端。雙向可控開關管121進一步包括反向串聯之MOSFET S5 及MOSFET S6 ，雙向可控開關管122進一步包括反向串聯之MOSFET S7 及MOSFET S8 。當MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為導通時，MOSFET S6 、MOSFET S8 、電容C1 及電容C2 構成一個半橋逆變器；同樣，當MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為導通時，MOSFET S5 、MOSFET S7 電容C1 及電容C2 構成另一半橋逆變器。
變壓器Tr之一次側連接在節點A及節點B之間，其二次側連接在節點C及節點D之間。電感14連接在變壓器Tr之二次側之一端及節點C之間。
下文將結合雙向DC-AC變換器1之等效電路圖來描述其電池放電模式之工作原理。
圖2為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。如圖2所示，Vo 為負載15兩端之電壓，MOSFET S1 及MOSFET S2 被控制為交替導通，MOSFET S3 及MOSFET S4 亦被控制為交替導通。在正半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為持續導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為交替導通；在負半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為交替導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為持續導通。
圖3為圖2中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖，圖3進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感中之電流之波形圖。其中：提供給MOSFET S4 之脈寬調變信號相對於MOSFET S1 之脈寬調變信號延時d2 T（T為脈寬調變信號之週期），提供給MOSFET S3 之脈寬調變信號相對於MOSFET S2 之脈寬調變信號延時d2 T；另外，提供給MOSFET S6 之脈寬調變信號相對於MOSFET S4 之脈寬調變信號延時d1 T，提供給MOSFET S8 之脈寬調變信號相對於MOSFET S3 之脈寬調變信號延時d1 T。
圖4為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。在時刻t0 -t1 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S7 導通，形成之電流方向如圖4中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之正極、MOSFET S1 、節點A、變壓器Tr之一次側、節點B、MOSFET S4 至可充電電池13之負極，此時可充電電池13放電，且節點A、B之間的電壓VAB 為|Vb |。在變壓器Tr之二次側，電流依次從變壓器Tr之二次側、電感14、節點C、MOSFET S6 、MOSFET S5 ，其中一部分電流經過電容C1 至節點D，另一部分電流經負載15及電容C2 至節點D，此時電感14儲能，且節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。
圖5為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。在時刻t1 -t2 ，MOSFET S2 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S7 導通，形成之電流方向如圖5中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖4所示相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從節點A、變壓器Tr之一次側、節點B、MOSFET S4 至MOSFET S2 ，此時節點A及B之間的電壓VAB 為0。
圖6為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。在時刻t2 -t3 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S7 導通，形成之電流方向如圖6中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖4所示相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之負極、MOSFET S2 、節點A、變壓器Tr之一次側、節點B、MOSFET S3 至可充電電池13之正極，此時節點A及B之間的電壓VAB 為-|Vb |。
圖7為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。在時刻t3 -t4 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖7中之虛線箭頭所示。在變壓器之一次側，電流依次從可充電電池13之正極、MOSFET S3 、節點B、變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S2 至可充電電池13之負極，此時可充電電池13放電，且節點A及B之間的電壓VAB 為-|Vb |。在變壓器Tr之二次側，電流依次從變壓器Tr之二次側、節點D，其中一部分電流經電容C1 及負載15，另一部分電流經電容C2 後再依次經MOSFET S8 、MOSFET S7 、節點C至電感14，此時電感14儲能，且節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。
圖8為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t4 -t5 之等效電路圖。在時刻t4 -t5 ，MOSFET S1 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖8中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖7所示相同，此時電感14釋能並提供給負載15，且節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S1 、MOSFET S3 至節點B，此時節點A、B之間的電壓VAB 為0。
圖9為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。在時刻t5 -t6 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖9中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖7所示相同，此時電感14釋能並提供給負載15，且節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S1 、可充電電池13之正極及負極、MOSFET S4 至接點B，此時節點A、B之間的電壓VAB 為|Vb |。
圖10為圖2中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖，圖10進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感中之電流的波形圖。其中，提供給MOSFET S7 之脈寬調變信號相對於MOSFET S4 之脈寬調變信號延時d1 T；提供給MOSFET S5 之脈寬調變信號相對於MOSFET S3 之脈寬調變信號延時d1 T。
圖11為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。在時刻t0 -t1 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S6 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖11中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖4所示相同，在此不再贅述，此時節點A、B之間的電壓VAB 為|Vb |。在變壓器Tr之二次側，電流依次從變壓器Tr之二次側、電感14、節點C、MOSFET S7 、MOSFET S8 ，其中一部分電流經電容C2 至節點D，另一部分電流經負載15及電容C1 至節點D，此時電感14儲能，且節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。
圖12為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。在時刻t1 -t2 ，MOSFET S2 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S6 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖12中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖5所示相同，在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖11所示相同，在此不再贅述。
圖13為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。在時刻t2 -t3 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S6 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖13中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖7所示相同，在變壓器Tr之二次側，電流依次從電感14、變壓器Tr之二次側、節點D、電容C2 、MOSFET S8 、MOSFET S7 至節點C。其中在電容C2 、負載15及電容C1 亦存在無功電流。
圖14為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。在時刻t3 -t4 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖14中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖7所示相同，在變壓器Tr之二次側，電流依次從變壓器Tr之二次側、節點D，一部分電流經電容C2 及負載15，另一部分電流經電容C1 後再依次經MOSFET S5 、MOSFET S6 、節點C至電感14。此時電感14儲能，且節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。
圖15為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t4 -t5 之等效電路圖。在時刻t4 -t5 ，MOSFET S1 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖15中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖14所示相同，在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖8所示相同，在此不再贅述。
圖16為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。在時刻t5 -t6 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖16中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向依次從變壓器Tr之二次側、電感14、節點C、MOSFET S6 、MOSFET S5 、電容C1 至節點D，其中電容C2 、負載15及電容C1 中亦存在無功電流。在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖9所示相同，在此不再贅述。
由於圖3及圖10所示之iL 之波形相同，即電感14中之電流iL 在正半工頻週期之時刻t0 -t6 與在負半工頻週期之時刻t0 -t6 相同。以下不區分正半工頻週期與負半工頻週期，電感14中之電流iL 由如下方程式表示：其中，n為變壓器Tr之一次側與二次側之匝數比，L為電感14之電感值。 t0 ～t6 之關係由如下方程式表示：
根據上述方程式可以得出，d1 及d2 之限制條件為：
另外，電感14中之電流iL 在時刻t0 -t3 之波形與在時刻t3 -t6 之波形對稱，即滿足：iL (t0 )=-iL (t3 )=iL (t6 )。
從而可以得出，電感14中之電流iL 由如下方程式表示：
由此計算出輸出功率P由如下方程式表示：其中fs 為脈寬調變信號之頻率。若負載15之電阻為R，當滿足(-4d1 2 -2d2 2 -4d1 d2 +2d1 +d2 )＞4fs L/R，可充電電池13實現升壓放電。當滿足(-4d1 2 -2d2 2 -4d1 d2 +2d1 +d2 )＜4fs L/R，可充電電池13實現降壓放電。由此可知，本實施例之雙向DC-AC變換器1能夠實現升壓或降壓放電。
下文將結合雙向DC-AC變換器1之等效電路圖來描述其電池充電模式之工作原理。
圖17為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號之波形圖。如圖17所示，MOSFET S1 及MOSFET S2 被控制為交替導通，MOSFET S3 及MOSFET S4 亦被控制為交替導通。在正半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為持續導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為交替導通；在負半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為交替導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為持續導通。
圖18為圖17中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖，圖18進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感中之電流之波形圖。其中，提供給MOSFET S8 之脈寬調變信號相對於MOSFET S4 之脈寬調變信號延時d2 'T，提供給MOSFET S2 之脈寬調變信號相對於MOSFET S8 之脈寬調變信號延時d1 'T；同樣，提供給MOSFET S6 之脈寬調變信號相對於MOSFET S3 之脈寬調變信號延時d2 'T，提供給MOSFET S1 之脈寬調變信號相對於MOSFET S6 之脈寬調變信號延時d1 'T。
圖19為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。在時刻t0 -t1 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S7 導通，形成之電流方向如圖19中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，交流電源16中之一部分電流依次經MOSFET S5 、MOSFET S6 、節點C、電感14、變壓器Tr之二次側至節點D，另一部分電流經電容C1 至節點D，最後經電容C2 至交流電源16，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之負極、MOSFET S4 、節點B、變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S1 至可充電電池13之正極，此時節點A、B之間的電壓VAB 為|Vb |。
圖20為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。在時刻t1 -t2 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖20中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流依次從交流電源16、電容C1 至節點D，其中一部分電流依次經變壓器Tr之二次側、電感14、節點C、MOSFET S7 、MOSFET S8 至交流電源16，另一部分電流直接經電容C2 回到交流電源16，此時節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之正極、MOSFET S1 、節點A、變壓器Tr之一次側、節點B、MOSFET S4 至可充電電池13之負極，此時節點A及B之間的電壓VAB 為|Vb |。
圖21為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。在時刻t2 -t3 ，MOSFET S2 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖21中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖20所示相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從變壓器Tr之一次側、節點B、MOSFET S4 、MOSFET S2 至節點A，此時節點A及B之間的電壓VAB 為0。
圖22為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。在時刻t3 -t4 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖22中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖20相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之負極、MOSFET S2 、節點A、變壓器Tr之一次側、節點B、MOSFET S3 至可充電電池13之正極，此時節點A、B之間的電壓VAB 為-|Vb |。
圖23為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t4 -t5 之等效電路圖。在時刻t4 -t5 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S7 導通，形成之電流方向如圖23中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖19相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之正極、MOSFET S3 、節點B、變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S2 至可充電電池13之負極，此時節點A、B之間的電壓VAB 為-|Vb |。
圖24為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。在時刻t5 -t6 ，MOSFET S1 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S7 導通，形成之電流方向如圖24中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖19相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S1 、MOSFET S3 至節點B，此時節點A、B之間的電壓VAB 為0。
圖25為圖17中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖，圖25進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感中之電流的波形圖。其中，提供給MOSFET S5 之脈寬調變信號相對於MOSFET S4 之脈寬調變信號延時d2 'T，提供給MOSFET S2 之脈寬調變信號相對於MOSFET S5 之脈寬調變信號延時d1 'T；同樣，提供給MOSFET S7 之脈寬調變信號相對於MOSFET S3 之脈寬調變信號延時d2 'T，提供給MOSFET S1 之脈寬調變信號相對於MOSFET S7 之脈寬調變信號延時d1 'T。
圖26為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。在時刻t0 -t1 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S6 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖26中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流依次從變壓器Tr之二次側、節點D，其中一部分電流依次經電容C1 回到交流電源16，另一部分電流經電容C2 後再依次經MOSFET S8 、MOSFET S7 、節點C至電感14，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖19所示相同，此時節點A、B之間的電壓VAB 為|Vb |。
圖27為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。在時刻t1 -t2 ，MOSFET S1 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖27中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流依次從變壓器Tr之二次側、電感14、節點C、MOSFET S6 至MOSFET S5 ，其中一部分電流經電容C1 至節點D，另一部分電流經交流電源16及電容C2 至節點D，此時節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流方向與圖20所示相同，此時節點A及B之間的電壓VAB 為|Vb |。
圖28為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。在時刻t2 -t3 ，MOSFET S2 及MOSFET S4 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖28中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖27所示相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從MOSFET S2 、節點A、變壓器Tr之一次側、節點B至MOSFET S4 ，此時節點A、B之間的電壓VAB 為0。
圖29為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。在時刻t3 -t4 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S5 、MOSFET S6 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖29中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖27相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為-0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之負極、MOSFET S2 、節點A、變壓器Tr之一次側、節點B、MOSFET S3 至可充電電池13之正極，此時節點A、B之間的電壓VAB 為-|Vb |。
圖30為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t4 -t5 之等效電路圖。在時刻t4 -t5 ，MOSFET S2 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S6 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖30中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖26相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從可充電電池13之正極、MOSFET S3 、節點B、變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S2 至可充電電池13之負極，此時節點A、B之間的電壓VAB 為-|Vb |。
圖31為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。在時刻t5 -t6 ，MOSFET S1 及MOSFET S3 導通，且MOSFET S6 、MOSFET S7 及MOSFET S8 導通，形成之電流方向如圖31中之虛線箭頭所示。在變壓器Tr之二次側，電流方向與圖26相同，此時節點C、D之間的電壓VCD 為0.5|VO |。在變壓器Tr之一次側，電流依次從變壓器Tr之一次側、節點A、MOSFET S1 、MOSFET S3 至節點B，此時節點A、B之間的電壓VAB 為0。
在電池充電模式下，同樣可以計算出輸出功率P之表達式如下：
根據上述結論可知，在電池充電模式下，上述實施例之雙向DC-AC變換器1同樣可以實現升壓工作或降壓工作。充電模式下之充電功率與放電模式下之放電功率之表達式類似，由此可知，雙向DC-AC變換器1具有較大之充電功率及充電電流。而現有技術之UPS中之充電器為一個單獨的反激電路，其充電功率遠小於UPS之額定輸出功率。因此，與現有技術之UPS中之充電器相比，充電功率及充電電流顯著增加。
圖32為在電池充電模式下交流電源之電壓及電流的波形圖。其中圖32進一步示出了電感14中之電流iL 及電容C1或C2中之電流iC 之波形圖，且交流電源中之電流iO 等於iL -iC ，由此交流電源中之電流iO 與交流電源之電壓VO 同相位，因此實現了功率因數校正功能。
無論在電池放電模式抑或在電池充電模式下，MOSFET S1 ～MOSFET S4 之電壓皆被箝位在Vb 以下，且MOSFET S5 ～MOSFET S8 之電壓皆被箝位在0.5|VO |以下，因此不存在過沖電壓，避免了電路中元器件之失效。
本發明之雙向DC-AC變換器經過一次變換即可實現放電模式或充電模式，轉換效率高，且省略了充電器，元器件數目少，成本低，功率密度大。
本發明之實施例亦提供另一種用於雙向DC-AC變換器1之電池放電方法。下文將結合圖33至圖35來描述其電池放電模式之工作原理。
圖33為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。如圖33所示，MOSFET S1 及MOSFET S2 被控制為交替導通，MOSFET S3 及MOSFET S4 亦被控制為交替導通，給MOSFET S1 及MOSFET S4 提供之脈寬調變信號之時延差為零，同樣，給MOSFET S2 及MOSFET S3 提供之脈寬調變信號之時延差為零。在正半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為持續導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為交替導通；在負半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為交替導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為持續導通。
圖34為圖33中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖，圖34進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流之波形圖。其中給MOSFET S6 提供之脈寬調變信號相對於MOSFET S4 之脈寬調變信號延時d1 T，同樣，提供給MOSFET S8 之脈寬調變信號相對於MOSFET S3 之脈寬調變信號延時d1 T。
其中，雙向DC-AC變換器1在圖34之時刻t0 -t1 之工作模式與在圖3之時刻t0 -t1 之工作模式相同，在圖34之時刻t1 -t3 之工作模式與在圖3之時刻t1 -t3 之工作模式相同，在圖34之時刻t3 -t4 之工作模式與在圖3之時刻t3 -t4 之工作模式相同，在圖34之時刻t4 -t6 之工作模式與在圖3之時刻t4 -t6 之工作模式相同，在此不再贅述。
圖35為圖33中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖，圖35進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流之波形圖。其中，提供給MOSFET S7 之脈寬調變信號相對於MOSFET S4 之脈寬調變信號延時d1 T；提供給MOSFET S5 之脈寬調變信號相對於MOSFET S3 之脈寬調變信號延時d1 T。
其中，雙向DC-AC變換器1在圖35之時刻t0 -t1 之工作模式與在圖10之時刻t0 -t1 之工作模式相同，在圖35之時刻t1 -t3 之工作模式與在圖10之時刻t1 -t3 之工作模式相同，在圖35之時刻t3 -t4 之工作模式與在圖10之時刻t3 -t4 之工作模式相同，在圖35之時刻t4 -t6 之工作模式與在圖10之時刻t4 -t6 之工作模式相同，在此不再贅述。
在電池放電模式下，由於d2 T=0，同樣可以計算出輸出功率P之表達式如下：
下文將結合圖36至圖38來描述其電池充電模式之工作原理。
圖36為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。如圖36所示，MOSFET S1 及MOSFET S2 被控制為交替導通，MOSFET S3 及MOSFET S4 亦被控制為交替導通，給MOSFET S1 及MOSFET S4 提供之脈寬調變信號之時延差為零，同樣，給MOSFET S2 及MOSFET S3 提供之脈寬調變信號之時延差為零。在正半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為持續導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為交替導通；在負半工頻週期內，MOSFET S5 及MOSFET S7 被控制為交替導通，MOSFET S6 及MOSFET S8 被控制為持續導通。
圖37為圖36中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖，圖37進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流之波形圖。其中，提供給MOSFET S2 之脈寬調變信號比給MOSFET S8 之脈寬調變信號延時d1 'T；提供給MOSFET S1 之脈寬調變信號比給MOSFET S6 之脈寬調變信號延時d1 'T；提供給MOSFET S8 之脈寬調變信號比提供給MOSFET S1 之脈寬調變信號延時d2 'T，提供給MOSFET S6 之脈寬調變信號比提供給MOSFET S2 之脈寬調變信號延時d2 'T。
其中，雙向DC-AC變換器1在圖37之時刻t0 -t1 之工作模式與在圖18之時刻t4 -t5 之工作模式相同，在圖37之時刻t1 -t2 之工作模式與在圖18之時刻t0 -t1 之工作模式相同，圖37之時刻t2 -t3 之工作模式與在圖18之時刻t1 -t2 之工作模式相同，圖37之時刻t3 -t4 之工作模式與在圖18之時刻t3 -t4 之工作模式相同，在此不再贅述。
圖38為圖36中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖，圖38進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流之波形圖。其中，提供給MOSFET S5 之脈寬調變信號相對於MOSFET S4 之脈寬調變信號延時d2 'T，同樣，提供給MOSFET S7 之脈寬調變信號相對於MOSFET S3 之脈寬調變信號延時d2 'T。提供給MOSFET S3 之脈寬調變信號相對於MOSFET S5 之脈寬調變信號延時d1 'T，提供給MOSFET S4 之脈寬調變信號相對於MOSFET S7 之脈寬調變信號延時d1 'T。
其中，雙向DC-AC變換器1在圖38之時刻t0 -t1 之工作模式與在圖25之時刻t4 -t5 之工作模式相同，在圖38之時刻t1 -t2 之工作模式與在圖25之時刻t0 -t1 之工作模式相同，圖38之時刻t2-t3之工作模式與在圖25之時刻t1 -t2 之工作模式相同，圖38之時刻t3 -t4 之工作模式與在圖25之時刻t3 -t4 之工作模式相同，在此不再贅述。
圖39為根據本發明第二個實施例之雙向DC-AC變換器之電路圖。圖39與圖1基本相同，區別在於，採用半橋逆變器21代替了圖1中之全橋逆變器11。即雙向DC-AC變換器2中之電容C3 及電容C4 依次連接在可充電電池13之正極及負極之間，且電容C3 及C4 相連接之形成之節點B連接至變壓器Tr之一次側之一端（即非同名端）。
下文將結合圖40至圖42來描述雙向DC-AC變換器2之電池放電模式之工作原理。
圖40為控制裝置給圖39所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。如圖40所示，給圖39中之MOSFET S1 、MOSFET S2 、MOSFET S5 ～S8 提供之脈寬調變信號與圖33中給相對應之MOSFET提供之脈寬調變信號完全相同。
圖41為圖40中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖，圖41進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流之波形圖。其中，雙向DC-AC變換器2在圖41之時刻t0 -t1 、t1 -t2 、t2 -t3 、t3 -t4 之工作模式分別與雙向DC-AC變換器1在圖34之時刻t0 -t1 、t1 -t3 、t3 -t4 及t4 -t6 之工作模式相同，在此不再贅述。
圖42為圖40中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖，圖42進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流的波形圖。其中，雙向DC-AC變換器2在圖42之時刻t0 -t1 、t1 -t2 、t2 -t3 、t3 -t4 之工作模式分別與雙向DC-AC變換器1在圖35之時刻t0 -t1 、t1 -t3 、t3 -t4 及t4 -t6 之工作模式相同，在此不再贅述。
下文將結合圖43至圖45來描述雙向DC-AC變換器2之電池充電模式之工作原理。
圖43為控制裝置給圖39所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。如圖43所示，給圖39中之MOSFET S1 、MOSFET S2 、MOSFET S5 ～S8 提供之脈寬調變信號與圖36中給相對應之MOSFET提供之脈寬調變信號完全相同。
圖44為圖43中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖，圖44進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流之波形圖。其中，雙向DC-AC變換器2在圖44之時刻t0 -t1 、t1 -t2 、t2 -t3 、t3 -t4 之工作模式分別與雙向DC-AC變換器1在圖37之時刻t0 -t1 、t1 -t2 、t2 -t3 、t3 -t4 之工作模式相同，在此不再贅述。
圖45為圖43中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖，圖45進一步示出了節點A、B之間的電壓，節點C、D之間的電壓及電感之電流之波形圖。其中，雙向DC-AC變換器2在圖45之時刻t0 -t1 、t1 -t2 、t2 -t3 、t3 -t4 之工作模式分別與雙向DC-AC變換器1在圖38之時刻t0 -t1 、t1 -t2 、t2 -t3 、t3 -t4 之工作模式相同，在此不再贅述。
圖46為根據本發明之第三實施例之雙向DC-AC變換器之電路圖。其與圖1基本相同，區別在於，採用全橋AC-AC變換器32代替了圖1中之半橋AC-AC變換器12，即由反向串聯之MOSFET S9 及MOSFET S10 代替電容C1 ，且由反向串聯之MOSFET S11 及MOSFET S12 代替電容C2 。其中當MOSFET S5 、MOSFET S7 、MOSFET S9 及MOSFET S11 被控制為導通時，MOSFET S6 、MOSFET S8 、MOSFET S10 及MOSFET S12 構成一個全橋逆變器；且當MOSFET S6 、MOSFET S8 、MOSFET S10 及MOSFET S12 被控制為導通時，MOSFET S5 、MOSFET S7 、MOSFET S9 及MOSFET S11 構成另一全橋逆變器。
其中，在電池放電模式下，控制裝置給MOSFET S1 ～MOSFET S8 提供如圖2所示之脈寬調變信號，且給MOSFET S11 及MOSFET S12 提供與MOSFET S5 及MOSFET S6 完全相同之脈寬調變信號，給MOSFET S9 及MOSFET S10 提供與MOSFET S7 及MOSFET S8 完全相同之脈寬調變信號。
在電池充電模式下，控制裝置給MOSFET S1 ～MOSFET S8 提供如圖17所示之脈寬調變信號，給MOSFET S11 及MOSFET S12 提供與MOSFET S5 及MOSFET S6 完全相同之脈寬調變信號，給MOSFET S9 及MOSFET S10 提供與MOSFET S7 及MOSFET S8 完全相同之脈寬調變信號。
在本發明之另一雙向DC-AC變換器中，採用電容代替圖46中之MOSFET S3 及MOSFET S4 。
在本發明之其他實施例中，電感14連接在變壓器Tr之二次側與節點D之間，或連接在變壓器Tr之一次側與節點A或B之間。
在本發明之其他實施例中，雙向DC-AC變換器進一步包括與可充電電池並聯之濾波電容，用於在電池充電模式下進行高頻濾波，從而有效保護可充電電池。
在本發明之其他實施例中，採用絕緣閘極雙極型電晶體代替上述實施例中之MOSFET。
雖然本發明已經藉由較佳實施例進行了描述，但本發明並不限於本文所描述之實施例，在不脫離本發明範圍之情況下進一步包括所作出之各種改變及變化。
1‧‧‧雙向DC-AC變換器
2‧‧‧雙向DC-AC變換器
11‧‧‧全橋逆變器
12‧‧‧半橋AC-AC變換器
13‧‧‧可充電電池
14‧‧‧電感
15‧‧‧負載
16‧‧‧交流電源
17‧‧‧控制裝置
21‧‧‧半橋逆變器
32‧‧‧全橋AC-AC變換器
121‧‧‧雙向可控開關管
122‧‧‧雙向可控開關管
A‧‧‧節點
B‧‧‧節點
C‧‧‧節點
C1‧‧‧電容
C2‧‧‧電容
C3‧‧‧電容
C4‧‧‧電容
D‧‧‧節點
S1‧‧‧金氧半場效電晶體
S2‧‧‧金氧半場效電晶體
S3‧‧‧金氧半場效電晶體
S4‧‧‧金氧半場效電晶體
S5‧‧‧金氧半場效電晶體
S6‧‧‧金氧半場效電晶體
S7‧‧‧金氧半場效電晶體
S8‧‧‧金氧半場效電晶體
S9‧‧‧金氧半場效電晶體
S10‧‧‧金氧半場效電晶體
S11‧‧‧金氧半場效電晶體
S12‧‧‧金氧半場效電晶體
Tr‧‧‧變壓器
Vo‧‧‧電壓
以下參考附圖對本發明實施例作進一步說明，其中： 圖1為根據本發明之第一實施例之雙向DC-AC變換器之電路圖。 圖2為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。 圖3為圖2中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖。 圖4為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。 圖5為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。 圖6為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。 圖7為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。 圖8為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t4 -t5 之等效電路圖。 圖9為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖3所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。 圖10為圖2中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖。 圖11為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。 圖12為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。 圖13為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。 圖14為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。 圖15為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t4-t5之等效電路圖。 圖16為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖10所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。 圖17為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。 圖18為圖17中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖。 圖19為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。 圖20為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。 圖21為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。 圖22為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。 圖23為為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t4 -t5 之等效電路圖。 圖24為為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖18所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。 圖25為圖17中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖。 圖26為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t0 -t1 之等效電路圖。 圖27為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t1 -t2 之等效電路圖。 圖28為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t2 -t3 之等效電路圖。 圖29為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t3 -t4 之等效電路圖。 圖30為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t4 -t5 之等效電路圖。 圖31為圖1所示之雙向DC-AC變換器在圖25所示之時刻t5 -t6 之等效電路圖。 圖32為在電池充電模式下交流電源之電壓及電流之波形圖。 圖33為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。 圖34為圖33中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖。 圖35為圖33中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖。 圖36為控制裝置給圖1所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。 圖37為圖36中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖。 圖38為圖36中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖。 圖39為根據本發明之第二實施例之雙向DC-AC變換器之電路圖。 圖40為控制裝置給圖39所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。 圖41為圖40中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖。 圖42為圖40中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖。 圖43為控制裝置給圖39所示之雙向DC-AC變換器中之開關管提供之脈寬調變信號的波形圖。 圖44為圖43中之脈寬調變信號在正半工頻週期內之局部放大圖。 圖45為圖43中之脈寬調變信號在負半工頻週期內之局部放大圖。 圖46為根據本發明之第三實施例之雙向DC-AC變換器之電路圖。

Claims (17)

  1. 一種雙向DC-AC變換器，其特徵在於，包括： 全橋或半橋逆變器； 變壓器，所述變壓器之一次側連接至所述全橋或半橋逆變器之交流端； AC-AC變換器，其具有第一交流端及第二交流端，所述第一交流端連接至所述變壓器之二次側，所述第二交流端被組態為與負載或交流電源相連接；及 電感，其連接至所述變壓器之一次側與所述全橋或半橋逆變器之交流端之間，或連接至所述變壓器之二次側與所述AC-AC變換器之第一交流端之間。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述AC-AC變換器為兩個串聯連接之雙向可控開關管及兩個串聯連接之電容構成的半橋AC-AC變換器，所述兩個串聯連接之雙向可控開關管所形成之節點及所述兩個串聯連接之電容所形成之節點作為所述第一交流端。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述兩個串聯連接之雙向可控開關管中之每一者包括反向串聯之兩個開關管。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述半橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管，及反向串聯之第七開關管及第八開關管；其中當所述第五開關管及第七開關管被控制為導通時，所述第六開關管、第八開關管及兩個電容構成第一半橋逆變器，且當所述第六開關管及第八開關管被控制為導通時，所述第五開關管、第七開關管及兩個電容構成第二半橋逆變器。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述AC-AC變換器為四個雙向可控開關管構成之全橋AC-AC變換器，所述全橋AC-AC變換器之兩個橋臂之節點作為所述第一交流端。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述四個雙向可控開關管中之每一者包括反向串聯之兩個開關管。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述全橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管、反向串聯之第七開關管及第八開關管、反向串聯之第九開關管及第十開關管、反向串聯之第十一開關管及第十二開關管；其中當所述第五、第七、第九及第十一開關管被控制為導通時，所述第六、第八、第十及第十二開關管構成第一全橋逆變器，且當所述第六、第八、第十及第十二開關管被控制為導通時，所述第五、第七、第九及第十一開關管構成第二全橋逆變器。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述雙向DC-AC變換器進一步包括連接在所述全橋或半橋逆變器之直流端之間的濾波電容。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的雙向DC-AC變換器，其特徵在於，所述雙向DC-AC變換器進一步包括控制裝置，所述控制裝置用於： 當交流電源故障時，控制所述全橋或半橋逆變器以將其直流端之直流電轉換為第一交流方波，且控制所述AC-AC變換器以將其第一交流端之第二交流方波轉換為工頻交流電，其中所述第一交流方波及第二交流方波之週期為提供給所述全橋或半橋逆變器之脈寬調變信號之週期； 當交流電源正常時，控制所述AC-AC變換器以將其第二交流端之工頻交流電轉換為第三交流方波，且控制所述全橋或半橋逆變器以將其交流端之第四交流方波轉換為直流電，所述第三交流方波及第四交流方波之週期為提供給所述全橋或半橋逆變器之脈寬調變信號之週期。
  10. 一種用於如申請專利範圍第1項所述的雙向DC-AC變換器之控制方法，所述全橋逆變器包括依次連接在其直流端之第一開關管及第二開關管，及依次連接在其直流端之第三開關管及第四開關管，所述半橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管，及反向串聯之第七開關管及第八開關管；其中當所述第五開關管及第七開關管被控制為導通時，所述第六開關管、第八開關管及兩個電容構成第一半橋逆變器，且當所述第六開關管及第八開關管被控制為導通時，所述第五開關管、第七開關管及兩個電容構成第二半橋逆變器，其特徵在於，所述控制方法包括： 在正半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第三開關管及第四開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管導通，控制所述第六及第八開關管交替導通； 在負半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第三開關管及第四開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管交替導通，控制所述第六及第八開關管導通。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其特徵在於， 在正半工頻週期內，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第四開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段；且給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第三開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段； 在負半工頻週期內，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第四開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段；且給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第一時間段，給所述第三開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第二時間段。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其特徵在於， 在正半工頻週期內，給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第八開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段；且給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第六開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段； 在負半工頻週期內，給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第五開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第四開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段；且給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第七開關管提供之脈寬調變信號延遲第三時間段，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第三開關管提供之脈寬調變信號延遲第四時間段。
  13. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其特徵在於，給所述第一開關管及第四開關管提供延時差為零之脈寬調變信號，給所述第二開關管及第三開關管提供延時差為零之脈寬調變信號；且 在正半工頻週期內，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段； 在負半工頻週期內，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第五時間段。
  14. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其特徵在於，給所述第一開關管及第四開關管提供延時差為零之脈寬調變信號，給所述第二開關管及第三開關管提供延時差為零之脈寬調變信號；且 在正半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第六開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第八開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段； 在負半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第七開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第五開關管提供之脈寬調變信號延遲第六時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第七時間段。
  15. 如申請專利範圍第9項所述的控制方法，所述半橋逆變器包括依次連接在其直流端之第一開關管及第二開關管，所述半橋AC-AC變換器包括：反向串聯之第五開關管及第六開關管，及反向串聯之第七開關管及第八開關管；其中當所述第五開關管及第七開關管被控制為導通時，所述第六開關管、第八開關管及兩個電容構成第一半橋逆變器，且當所述第六開關管及第八開關管被控制為導通時，所述第五開關管、第七開關管及兩個電容構成第二半橋逆變器，其特徵在於，所述控制方法包括： 在正半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管導通，控制所述第六及第八開關管交替導通； 在負半工頻週期內，控制所述第一開關管及第二開關管交替導通，控制所述第五及第七開關管交替導通，控制所述第六及第八開關管導通。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的控制方法，其特徵在於， 在正半工頻週期內，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段； 在負半工頻週期內，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第八時間段。
  17. 如申請專利範圍第15項所述的控制方法，其特徵在於， 在正半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第六開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第六開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第八開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第八開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段； 在負半工頻週期內，給所述第一開關管提供之脈寬調變信號比給所述第七開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第七開關管提供之脈寬調變信號比給所述第二開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段；給所述第二開關管提供之脈寬調變信號比給所述第五開關管提供之脈寬調變信號延遲第九時間段，給所述第五開關管提供之脈寬調變信號比給所述第一開關管提供之脈寬調變信號延遲第十時間段。
TW107144080A 2017-12-29 2018-12-07 雙向dc-ac變換器及其控制方法 TWI816719B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
??201711474737.7 2017-12-29
CN201711474737.7 2017-12-29
CN201711474737.7A CN109995264B (zh) 2017-12-29 2017-12-29 双向dc-ac变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201931753A true TW201931753A (zh) 2019-08-01
TWI816719B TWI816719B (zh) 2023-10-01

Family

ID=67108647

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW107144080A TWI816719B (zh) 2017-12-29 2018-12-07 雙向dc-ac變換器及其控制方法

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN109995264B (zh)
TW (1) TWI816719B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111345889B (zh) * 2020-03-30 2021-03-02 四川锦江电子科技有限公司 一种应用于脉冲电场消融技术的脉冲产生电路及控制方法

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6330170B1 (en) * 1999-08-27 2001-12-11 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switched quasi-single-stage (QSS) bi-directional inverter/charger
JP5396251B2 (ja) * 2009-12-03 2014-01-22 オリジン電気株式会社 直流―直流双方向コンバータ回路
US8698354B2 (en) * 2010-11-05 2014-04-15 Schneider Electric It Corporation System and method for bidirectional DC-AC power conversion
CN102158105B (zh) * 2011-04-14 2013-01-23 北京交通大学 高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法
CN104143919A (zh) * 2013-05-07 2014-11-12 台达电子工业股份有限公司 双向直流变换器
CN103595287B (zh) * 2013-11-27 2016-09-07 东南大学 一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法
US9985626B2 (en) * 2015-01-30 2018-05-29 Navitas Semiconductor, Inc. Bidirectional GaN switch with built-in bias supply and integrated gate drivers
CN204465346U (zh) * 2015-03-02 2015-07-08 沃太能源南通有限公司 一种用于光伏储能***的双向软开关变换器
US9698700B2 (en) * 2015-03-11 2017-07-04 DRS Consolidated Controls, Inc. Predictive current control in bidirectional power converter
US9787117B2 (en) * 2015-09-17 2017-10-10 Conductive Holding, LLC Bidirectional battery charger integrated with renewable energy generation
TWM519354U (zh) * 2015-10-02 2016-03-21 Voltronic Power Technology Corp 雙向電源轉換器
CN106817042B (zh) * 2015-11-27 2020-10-13 伊顿智能动力有限公司 Dc-ac变换器及其控制方法
CN105703645A (zh) * 2016-03-01 2016-06-22 北京交通大学 高频隔离dc/ac逆变器电路以及控制方法
CN105897001A (zh) * 2016-05-17 2016-08-24 华南理工大学 一种基于clllc谐振的ac-ac双向变换器
CN206077236U (zh) * 2016-09-05 2017-04-05 全球能源互联网研究院 一种电桥结构、换流电路及电力电子变压器
US9847727B1 (en) * 2016-11-29 2017-12-19 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Half-bridge resonant bidirectional DC-DC converter circuit having a half-bridge buck-boost converter and a resonant DC-DC converter
CN107070281A (zh) * 2017-03-03 2017-08-18 燕山大学 一种lc串联谐振高频链矩阵式半桥逆变器拓扑及调制方法
CN106981992B (zh) * 2017-05-17 2019-05-31 国家电网公司 隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法
CN107425734B (zh) * 2017-07-06 2019-11-22 华东交通大学 基于磁谐振耦合无线电能传输的直接ac-ac变频器以及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN109995264B (zh) 2024-06-18
TWI816719B (zh) 2023-10-01
CN109995264A (zh) 2019-07-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI517545B (zh) 雙向直流變換器
JP5632191B2 (ja) 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN102158105B (zh) 高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法
CN101645662B (zh) 一种逆变器电源装置
JP2011526478A (ja) 共振型電力コンバータ
US20180278158A1 (en) Bidirectional dc-dc converter
JP6017831B2 (ja) 直列共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN211127590U (zh) 一种移相全桥零电压零电流软开关dc-dc变换器
TW201401736A (zh) 全橋式電力轉換裝置
US7495935B2 (en) DC/AC power converter and controlling method thereof
CN103607108A (zh) 全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路
JPH11507176A (ja) 力率補正機能を有する単一スイッチ・バラスト
CN108832710B (zh) 用于不间断电源的充放电平衡变换器
CN110957922A (zh) 单级式高频隔离型双向直流变换器和并网储能***
EP4391338A1 (en) Dc/dc conversion circuit, dc/dc converter and power supply device
TWI816719B (zh) 雙向dc-ac變換器及其控制方法
CN211127589U (zh) 单级式高频隔离型双向直流变换器和并网储能***
CN211701861U (zh) 开关电源电路
WO2023131101A1 (zh) 双向直流变换器及***
JP6458235B2 (ja) スイッチング電源装置
CN113507229A (zh) 基于开关电容网络的宽输入降压逆变***及控制方法
TW201322611A (zh) 可應用於再生能源之非隔離單相多階變頻器系統
CN106817042B (zh) Dc-ac变换器及其控制方法
JP6088869B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
TWI651920B (zh) 再生能源供電系統