CN103607108A - 全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路 - Google Patents

Abstract

全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，属于电力电子领域，本发明为解决基于全桥结构的单级功率因数校正器采用无源型辅助环节进行电压尖峰抑制时，无法实现辅助环节能量有效转移，以及辅助环节的采用带来主电路开关管电流应力值增大的问题。本发明为该多级无源箝位电路的基本结构数据。对于N级箝位电路，包括N个电容，且电容值相等；N(N-1)个等效电感，电感值相等，且并绕在一个磁芯上，形成耦合电感；和N+1个二极管；端子B至端子A之间依次串联电容C₁、二极管D_C1、电容C₂、二极管D_C2……电容C_N-1、二极管D_C(N-1)和电容C_N，其中，二极管D_Cj的阳极与电容C_j+1相连，二极管D_Cj的阴极与电容C_j相连。

Description

全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路

技术领域

本发明涉及全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，属于电力电子领域。

背景技术

电力电子等非线性负载的广泛应用给电网带来了大量的谐波，谐波对电网的“污染”已经引起人们越来越多的重视。功率因数校正（power factor correction，PFC）技术是抑制谐波电流提高用电设备网侧功率因数的有效方法，是电力电子领域的研究热点。按电路结构不同，PFC技术分为两级型和单级型两种：两级PFC由PFC电路和DC/DC(直流/直流)变换器组成，具有PFC效果与输出特性好等优点，然而，采用两级功率变换限制了电路效率的提高，并使电路结构复杂化；单级PFC采用一级电路同时实现PFC与DC/DC变换的功能，与两级PFC相比，具有电路简单、效率高、成本低等优点，是PFC技术发展的重要方向。目前，单级PFC技术在小功率领域的研究相对较为成熟，在中大功率领域的研究仍处于发展阶段。

基于全桥结构的单级功率因数校正器适合中大功率领域应用。该电路目前尚未得到广泛应用的一个重要原因是，在变压器原边存在漏感，在电路开关状态转换瞬间，该漏感因电流突变而感应出高频的电压振荡，该电压振荡与电路原边直流侧电压叠加，大大增加了各开关的电压应力，造成电路可靠性的严重下降。为了解决该问题，多年来国内外学者进行了大量的研究工作，设计了诸多辅助环节来抑制该电压振荡，总体来说各种辅助环节可分为有源型和无源型两大类。其中各种有源型辅助环节中都使用了一个（或两个）开关器件，虽然能有效地抑制振荡电压，然而有源开关的引入增加了控制的复杂程度，降低了电路的可靠性，另外，引入开关的开关频率一般为主电路开关的2倍，这无疑增加了开关损耗以及引入开关的选择难度。

与有源型方式相比，无源型辅助环节有着简单可靠、无需控制的优点，然而现有的无源型辅助环节也都或多或少地存在着自身的不足：有的无法实现辅助环节能量的有效转移，要么用电阻释放掉，要么转移到各功率器件的导通损耗中；有的虽然实现了辅助环节能量的有效转移，却在主回路中增加了功率器件，造成了电路效率的下降；有的虽然在不影响效率的前提下实现了辅助环节能量的有效转移，但却增加了主电路开关管的电流应力值。

发明内容

本发明目的是为了解决基于全桥结构的单级功率因数校正器采用无源型辅助环节进行电压尖峰抑制时，无法实现辅助环节能量有效转移，以及辅助环节的采用带来主电路开关管电流应力值增大的问题，提供了一种全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路。

本发明所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路有两种技术方案。

第一种技术方案：所述全桥单级功率因数校正器采用单相全桥单级功率因数校正器；所述单相全桥单级功率因数校正器包括单相输入整流电路、升压电感L、移相桥、变压器T、输出整流电路、电阻R和电容C，

单相输入整流电路的正极输出端通过升压电感L与移相桥的正极输入端连接；单相输入整流电路的负极输出端与移相桥的负极输入端连接；

移相桥的输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端同时并联有电容C和电阻R，

移相桥的正极输入端定义为端子A，移相桥的负极输入端定义为端子B，

在端子A和端子B之间设置全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路包括

N个电容C₁,C₂,...,C_N；

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)；

和N+1个二极管D_L1,D_L2,D_C1,D_C2,...,D_C(N-1)；

端子B至端子A之间依次串联电容C₁、二极管D_C1、电容C₂、二极管D_C2……电容C_N-1、二极管D_C(N-1)和电容C_N，其中，二极管D_Cj的阳极与电容C_j+1相连，二极管D_Cj的阴极与电容C_j相连，1<j≤N-1；

电容C₁和二极管D_C1的公共节点连接等效电感L₁₁的同名端，等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极，二极管D_L1的阴极连接端子A；

电容C₂和二极管D_C2的公共节点连接等效电感L₂₂的同名端，等效电感L₂₂,L₂₃,...,L_2(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极；

依此类推，直至电容C_N-1和二极管D_C(N-1)的公共节点连接等效电感L_(N-1)(N-1)后连接二极管D_L1的阳极；

二极管D_L2的阳极连接端子B，二极管D_L2的阴极同时连接等效电感L₂₁,L₃₁,...,L_N1的同名端，

等效电感L₂₁连接二极管D_C1和电容C₂的公共节点；

等效电感L₃₁,L₃₂首尾依次串联后连接二极管D_C2和电容C₃的公共节点；

依此类推，直至等效电感L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_C(N-1)和电容C_N的公共节点；

N为大于或等于2的自然数。

第二种技术方案：所述全桥单级功率因数校正器采用三相全桥单级功率因数校正器；所述三相全桥单级功率因数校正器包括三相输入整流电路、移相桥、变压器T、输出整流电路、电阻R和电容C，

三相输入整流电路的正极输出端与移相桥的正极输入端连接；三相输入整流电路的负极输出端与移相桥的负极输入端连接；

移相桥的输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端同时并联有电容C和电阻R，

移相桥的正极输入端定义为端子A，移相桥的负极输入端定义为端子B，

其特征在于，在端子A和端子B之间设置全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路包括

N个电容C₁,C₂,...,C_N；

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)；

和N+1个二极管D_L1,D_L2,D_C1,D_C2,...,D_C(N-1)；

端子B至端子A之间依次串联电容C₁、二极管D_C1、电容C₂、二极管D_C2……电容C_N-1、二极管D_C(N-1)和电容C_N，其中，二极管D_Cj的阳极与电容C_j+1相连，二极管D_Cj的阴极与电容C_j相连，1<j≤N-1；

电容C₁和二极管D_C1的公共节点连接等效电感L₁₁的同名端，等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极，二极管D_L1的阴极连接端子A；

电容C₂和二极管D_C2的公共节点连接等效电感L₂₂的同名端，等效电感L₂₂,L₂₃,...,L_2(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极；

依此类推，直至电容C_N-1和二极管D_C(N-1)的公共节点连接等效电感L_(N-1)(N-1)后连接二极管D_L1的阳极；

二极管D_L2的阳极连接端子B，二极管D_L2的阴极同时连接等效电感L₂₁,L₃₁,...,L_N1的同名端，

等效电感L₂₁连接二极管D_C1和电容C₂的公共节点；

等效电感L₃₁,L₃₂首尾依次串联后连接二极管D_C2和电容C₃的公共节点；

依此类推，直至等效电感L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_C(N-1)和电容C_N的公共节点；

N为大于或等于2的自然数。

本发明的优点：本专利发明了一种适用于全桥单级功率因数校正器的基于电感耦合的变压器原边多级无源箝位电路，该电路为一种全新的无源辅助环节，无需增加任何控制单元，在电路正常工作过程中，即实现了变压器原边电压尖峰的抑制，又实现了缓冲环节能量向输出侧的有效转移，具有简单可靠的优势。另外，由于采用该电路而带来的主开关管电流应力的增加很小，而且随着电路级数的增加，主电路开关管增加的电流应力将减小。

附图说明

图1是单相全桥单级功率因数校正器的拓扑图；

图2是三相全桥单级功率因数校正器的拓扑图；

图3是单相全桥单级功率因数校正器和三相全桥单级功率因数校正器的四个开关管时序图；

图4是本发明所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路的结构示意图；此图的情况N=3。

图5是本发明所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路的结构示意图；

图6是N(N-1)个等效电感并绕在同一磁芯的结构示意图；图中，1表示磁力线，2表示磁芯，3表示并绕绕组；

图7至图11是本发明多级无源箝位电路5个阶段的工作过程，此时N=3；

图12是采用5级无源箝位电路（即N=5）进行实验，获得的输入电压和电流的波形图；图中u_i表示输入电压，i_L表示输入电流；

图13是传统的全桥单级PFC电路的变压器原边电压波形图；

图14是本发明电路的变压器原边电压波形图；

图15是开关管S₁的驱动与电压波形图，图中u_GS1表示开关管S₁的驱动电压，u_DS1表示开关管S₁两端电压；

图16是是开关管S₂的驱动与电压波形图，图中u_GS2表示开关管S₂的驱动电压，u_DS2表示开关管S₂两端电压。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1、图3至图16说明本实施方式，本实施方式所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器采用单相全桥单级功率因数校正器；所述单相全桥单级功率因数校正器包括单相输入整流电路、升压电感L、移相桥、变压器T、输出整流电路、电阻R和电容C，

单相输入整流电路的正极输出端通过升压电感L与移相桥的正极输入端连接；单相输入整流电路的负极输出端与移相桥的负极输入端连接；

移相桥的输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端同时并联有电容C和电阻R，

移相桥的正极输入端定义为端子A，移相桥的负极输入端定义为端子B，

在端子A和端子B之间设置全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路包括

N个电容C₁,C₂,...,C_N；

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)；

和N+1个二极管D_L1,D_L2,D_C1,D_C2,...,D_C(N-1)；

端子B至端子A之间依次串联电容C₁、二极管D_C1、电容C₂、二极管D_C2……电容C_N-1、二极管D_C(N-1)和电容C_N，其中，二极管D_Cj的阳极与电容C_j+1相连，二极管D_Cj的阴极与电容C_j相连，1<j≤N-1；

电容C₁和二极管D_C1的公共节点连接等效电感L₁₁的同名端，等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极，二极管D_L1的阴极连接端子A；

电容C₂和二极管D_C2的公共节点连接等效电感L₂₂的同名端，等效电感L₂₂,L₂₃,...,L_2(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极；

依此类推，直至电容C_N-1和二极管D_C(N-1)的公共节点连接等效电感L_(N-1)(N-1)后连接二极管D_L1的阳极；

二极管D_L2的阳极连接端子B，二极管D_L2的阴极同时连接等效电感L₂₁,L₃₁,...,L_N1的同名端，

等效电感L₂₁连接二极管D_C1和电容C₂的公共节点；

等效电感L₃₁,L₃₂首尾依次串联后连接二极管D_C2和电容C₃的公共节点；

依此类推，直至等效电感L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_C(N-1)和电容C_N的公共节点；

N为大于或等于2的自然数。

单相输入整流电路是由D₁至D₄四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。

移相桥是由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路。

输出整流电路是由D_O1至D_O4四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。

N个电容C₁,C₂,...,C_N的电容值相等。

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)的电感量相等。

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)相互绝缘并绕在同一磁芯上，形成耦合电感。

图1所示为单相全桥结构单级功率因数校正器，图3为其开关管的开关时序。其中，S₁～S₄为全控型开关器件(如MOSFET或IGBT等电力电子开关器件)，n为变压器原、副边绕组的匝数比。各电路中开关管S₁与S₃的导通状态互补，S₂与S₄的导通状态互补，S₁～S₄的导通比都固定在50%，但S₁、S₃对开关S₂、S₄的导通相位是可控的。利用桥臂开关直通(S₁、S₂导通或者S₃、S₄导通)来实现升压电感(图中电感L)的充电，利用桥臂开关对臂导通(S₁、S₄导通或者S₂、S₃导通)来实现升压电感的放电以及能量向负载的传递。其中，图1电路通常工作于升压电感电流连续模式(CCM)，也可工作于电感电流断续模式(DCM)。

本实施方式发明的基于电感耦合的多级无源箝位电路及其耦合电感结构如图5所示(该多级无源箝位电路连接到单相PFC电路的A、B两端)，表1所示为该多级无源箝位电路的基本结构数据。对于N级箝位电路，C_C是电容C₁，C₂，…，C_N(C₁=C₂=…=C_N)的串联等效值(为了达到相同的电压尖峰抑制效果，在各级箝位电路中，C_C的值应该相同)。如图6所示，所有等效电感(L₁₁,L₁₂,…,L_N(N-1),L₁₁=L₁₂=…=L_N(N-1)=L_C)的绕组(相互绝缘地)并绕在一起，之后再绕制在一个磁芯上，从而形成了耦合电感。这里各绕组选用普通的漆包线，利用漆包线自身的绝缘外皮就可以实现各并绕绕组之间的绝缘，无需再采用额外的绝缘措施。具体绕制如图6所示。

表1多级无源箝位电路的基本结构数据值

表1中U_o为输出电压。

电路工作原理：

为了便于分析，做出如下假设：(1)电路中各元器件均为理想元器件；(2)输出滤波电容C足够大，可使输出直流电压U_o保持恒定；(3)电路的开关频率远高于电网频率，在一个开关周期中，输入电压基本保持不变。

下面在单相PFC电路中以3级无源箝位电路（N=3，如图4所示）为例介绍该多级无源箝位电路的工作过程。该电路工作于CCM模式（Continuous Conduction Mode，电流连续模式，这种模式是指在整个充放电周期内，升压电感上都有电流流过）。在升压电感L的一个充放电周期内，电路共有5个基本的工作阶段，各阶段的等效电路如图7-图11所示，下述分析是在输入电压正半周即u_i>0条件下进行的，在输入电压的负半周电路的工作过程相同，不再给出。

阶段1(t₀时刻以前，升压电感放电、输入向输出侧传递能量阶段)：S₂、S₃导通，S₁、S₄截止。变压器原边电压U_k=nU_o，各开关电压U_S1=U_S4=nU_o，U_S2=U_S3=0。箝位电路电容电压U_C1=U_C2=U_C3=nU_o/3，耦合电感电流为零。升压电感电流流过S₂，S₃以及变压器T向负载传递能量，电感电流逐渐下降。在变压器副边，D_o1与D_o4开通，D_o2与D_o3截止。

阶段2(t₀-t₁，升压电感L、耦合电感充电阶段)：t₀时刻，S₁导通，S₃关断。输入电压直接加在升压电感L两端对其充电，电感电流线性上升。在箝位电路中，等效电感L₁₁与L₁₂串联，并由电容C₁充电；等效电感L₂₁与L₂₂串联，并由电容C₂充电；等效电感L₃₁与L₃₂串联，并由电容C₃充电。耦合电感各等效电感电流由零开始线性上升，由于本电路选取的电容C₁、C₂、C₃的容值很大，在本阶段中，忽略电容C₁、C₂、C₃电压的变化，即认为U_C1=U_C2=U_C3=nU_o/3不变。在阶段1、2中，S₃两端电压保持为零，因此，在t₀时刻，S₃是零电压关断。

阶段3(t₁-t₂，箝位环节电容充电阶段)：t₁时刻，S₄零电压开通，S₂关断。升压电感L与箝位电路各等效电感一同为电容C₁、C₂、C₃充电，以此补偿阶段2中电容C₁、C₂、C₃释放的能量，该过程到t₂时刻结束。

阶段4(t₂-t₃，交流输入、升压电感L与耦合电感一同向输出侧传递能量阶段)：本阶段，升压电感电流流过S₁，S₄以及变压器T向负载传递能量，耦合电感电流流过D_L1、S₁、S₄、变压器T以及D_L2向负载传递能量，电感电流下降。到t₃时刻，耦合电感电流下降为零。

阶段5(t₃-t₄，升压电感放电，输入向输出侧传递能量阶段)：本阶段，升压电感电流继续流过S₁，S₄以及变压器T向负载传递能量，电感电流继续下降。本阶段情况与阶段1相似。

t₄时刻以后，电路进入下一个充放电周期，与本周期相比，开关S₁与S₃，S₂与S₄的开关状态调换，这里不再叙述。

电路参数设计原则：

(1)等效电容C_C与等效电感L_C的设计原则

采用本实施方式多级无源箝位电路后，PFC电路各开关的电压应力为：

$U_S=n{U}_o+I_L\sqrt{L_{1k}/C_C}---\left(1\right)$

其中，I_L为PFC变换器升压电感电流的最大值。

由(1)可以看出，各开关的电压应力值随着等效电容C_C的增加而减小。因此，在实际情况下，应根据各开关管电压应力的具体限制，按照式(1)来计算选择等效电容C_C的值。

采用本专利发明的多级无源箝位电路后，PFC电路各开关的电流应力I_S为：

$I_S=I_L+\frac{{\mathrm{nU}}_o}{(N-1)L_C}\mathrm{DT}---\left(2\right)$

其中，T为升压电感充放电周期，D=(t₁-t₀)/T为PFC电路的占空比，也就是阶段2持续的时间与T的比值。

由(2)可以看出，各开关的电流应力值随着等效电感C_C的增加而减小。因此，在实际情况下，应根据各开关管电流应力的具体限制，按照式(2)来计算选取等效电感L_C的值。

(2)耦合电感的设计原则

对于N级箝位电路，耦合电感中共有N(N-1)个等效电感，每个等效电感的自感值等于L_C/N(N-1)，即等效电感值与等效电感个数的比值。

耦合电感中，N(N-1)个等效电感的电流之和为：

$I_{C\max }={N(N-1)I}_{L1\max }=\frac{{\mathrm{nU}}_o}{L_C}\mathrm{DT}---\left(3\right)$

其中：I_Cmax表示耦合电感中N(N-1)个等效电感的电流最大值之和，I_L1max表示耦合电感中每个等效电感的电流的最大值。

该耦合电感的设计可等效成一个电感量为耦合电感的自感值、电流值为耦合电感各等效电感电流之和的单电感。因此，按照电感AP值得计算公式，该耦合电感磁芯的AP值计算如下：

$\mathrm{AP}=\frac{L_1{I_{C\max }}^2}{\mathrm{BJK}}=\frac{{\left({\mathrm{nU}}_o{D}_{\max }T\right)}^2}{N(N-1)L_C\mathrm{BJK}}---\left(4\right)$

其中，L₁是耦合电感的自感值，B是磁芯的最大磁感应强度，J是绕组的电流密度，K是磁芯的窗口利用率。

D_max为PFC电路的占空比中的最大值。

由(4)可以看出，随着级数N的增加，耦合电感磁芯的AP值(即耦合电感的体积)减小。

图12至图16的实验结果是在图1所示单相PFC电路实验平台上，采用5级无源箝位电路时进行实验获得的。

图12为电路输入电压与电流波形，可以看出输入电流为正弦波并且与电压同相位。本发明电路具有很好的PFC效果。

图13为传统的全桥单级PFC电路变压器原边电压波形，图14为本发明的全桥单级PFC电路的变压器原边电压波形，为了防止电路因过压而损坏，图13结果是在电压相对较低的条件下获得的，对比两波形电压尖峰的大小可以看出本发明电路的变压器原边电压振荡得到了非常有效的抑制。

图15为S₁软开关波形。图16为S₂的软开关波形。可以看出S₁实现了零电压关断，S₂实现了零电压开通。S₃与S₄的开关状态情况分别与S₁与S₂相同，这里不再给出。

具体实施方式二：下面结合图2和图5说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，所述全桥单级功率因数校正器采用三相全桥单级功率因数校正器；所述三相全桥单级功率因数校正器包括三相输入整流电路、移相桥、变压器T、输出整流电路、电阻R和电容C，

三相输入整流电路的正极输出端与移相桥的正极输入端连接；三相输入整流电路的负极输出端与移相桥的负极输入端连接；三个升压电感L_a、L_b、L_c的一端与三相输入电源相连，另一端与三相输入整流电路的输入端相连。

移相桥的输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端同时并联有电容C和电阻R，

移相桥的正极输入端定义为端子A，移相桥的负极输入端定义为端子B，

在端子A和端子B之间设置全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路包括

N个电容C₁,C₂,...,C_N；

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)；

和N+1个二极管D_L1,D_L2,D_C1,D_C2,...,D_C(N-1)；

端子B至端子A之间依次串联电容C₁、二极管D_C1、电容C₂、二极管D_C2……电容C_N-1、二极管D_C(N-1)和电容C_N，其中，二极管D_Cj的阳极与电容C_j+1相连，二极管D_Cj的阴极与电容C_j相连，1<j≤N-1；

电容C₁和二极管D_C1的公共节点连接等效电感L₁₁的同名端，等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极，二极管D_L1的阴极连接端子A；

电容C₂和二极管D_C2的公共节点连接等效电感L₂₂的同名端，等效电感L₂₂,L₂₃,...,L_2(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极；

依此类推，直至电容C_N-1和二极管D_C(N-1)的公共节点连接等效电感L_(N-1)(N-1)后连接二极管D_L1的阳极；

二极管D_L2的阳极连接端子B，二极管D_L2的阴极同时连接等效电感L₂₁,L₃₁,...,L_N1的同名端，

等效电感L₂₁连接二极管D_C1和电容C₂的公共节点；

等效电感L₃₁,L₃₂首尾依次串联后连接二极管D_C2和电容C₃的公共节点；

依此类推，直至等效电感L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_C(N-1)和电容C_N的公共节点；

N为大于或等于2的自然数。

三相输入整流电路是由D₁至D₆六个二极管构成三相全桥结构的整流电路。

移相桥是由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路。

输出整流电路是由D_O1至D_O4四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。

N个电容C₁,C₂,...,C_N的电容值相等。

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)的电感量相等。

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)相互绝缘并绕在同一磁芯上，形成耦合电感。

而图2所示为三相全桥结构单级功率因数校正器，该电路只能工作于升压电感电流断续模式(DCM)

工作原理与实施方式一相同，区别在于实施方式一所述的单相全桥结构中的升压电感位于单相输入整流电路和移相桥之间，而本实施方式所述的三相全桥结构中的升压电感位于整个电路的输入端，三相升压电感分别为La、Lb和Lc，该三相升压电感工作于电流断续模式，所述电流断续模式是指在一个充放电周期内，升压电感电流有为零的阶段。

Claims (9)

1.全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器采用单相全桥单级功率因数校正器；所述单相全桥单级功率因数校正器包括单相输入整流电路、升压电感L、移相桥、变压器T、输出整流电路、电阻R和电容C，

单相输入整流电路的正极输出端通过升压电感L与移相桥的正极输入端连接；单相输入整流电路的负极输出端与移相桥的负极输入端连接；

移相桥的输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端同时并联有电容C和电阻R，

移相桥的正极输入端定义为端子A，移相桥的负极输入端定义为端子B，

其特征在于，在端子A和端子B之间设置全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路包括

N个电容C₁,C₂,...,C_N；

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)；

和N+1个二极管D_L1,D_L2,D_C1,D_C2,...,D_C(N-1)；

端子B至端子A之间依次串联电容C₁、二极管D_C1、电容C₂、二极管D_C2……电容C_N-1、二极管D_C(N-1)和电容C_N，其中，二极管D_Cj的阳极与电容C_j+1相连，二极管D_Cj的阴极与电容C_j相连，1<j≤N-1；

电容C₁和二极管D_C1的公共节点连接等效电感L₁₁的同名端，等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极，二极管D_L1的阴极连接端子A；

电容C₂和二极管D_C2的公共节点连接等效电感L₂₂的同名端，等效电感L₂₂,L₂₃,...,L_2(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极；

依此类推，直至电容C_N-1和二极管D_C(N-1)的公共节点连接等效电感L_(N-1)(N-1)后连接二极管D_L1的阳极；

二极管D_L2的阳极连接端子B，二极管D_L2的阴极同时连接等效电感L₂₁,L₃₁,...,L_N1的同名端，

等效电感L₂₁连接二极管D_C1和电容C₂的公共节点；

等效电感L₃₁,L₃₂首尾依次串联后连接二极管D_C2和电容C₃的公共节点；

依此类推，直至等效电感L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_C(N-1)和电容C_N的公共节点；

N为大于或等于2的自然数。

2.根据权利要求1所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，其特征在于，单相输入整流电路是由D₁至D₄四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。

3.全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器采用三相全桥单级功率因数校正器；所述三相全桥单级功率因数校正器包括三相输入整流电路、移相桥、变压器T、输出整流电路、电阻R和电容C，

三相输入整流电路的正极输出端与移相桥的正极输入端连接；三相输入整流电路的负极输出端与移相桥的负极输入端连接；

移相桥的输出端与变压器T的原边绕组两端相连，变压器T的副边绕组两端与输出整流电路的输入端相连，输出整流电路的输出端同时并联有电容C和电阻R，

移相桥的正极输入端定义为端子A，移相桥的负极输入端定义为端子B，

其特征在于，在端子A和端子B之间设置全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路包括

N个电容C₁,C₂,...,C_N；

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)；

和N+1个二极管D_L1,D_L2,D_C1,D_C2,...,D_C(N-1)；

端子B至端子A之间依次串联电容C₁、二极管D_C1、电容C₂、二极管D_C2……电容C_N-1、二极管D_C(N-1)和电容C_N，其中，二极管D_Cj的阳极与电容C_j+1相连，二极管D_Cj的阴极与电容C_j相连，1<j≤N-1；

电容C₁和二极管D_C1的公共节点连接等效电感L₁₁的同名端，等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极，二极管D_L1的阴极连接端子A；

电容C₂和二极管D_C2的公共节点连接等效电感L₂₂的同名端，等效电感L₂₂,L₂₃,...,L_2(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_L1的阳极；

依此类推，直至电容C_N-1和二极管D_C(N-1)的公共节点连接等效电感L_(N-1)(N-1)后连接二极管D_L1的阳极；

二极管D_L2的阳极连接端子B，二极管D_L2的阴极同时连接等效电感L₂₁,L₃₁,...,L_N1的同名端，

等效电感L₂₁连接二极管D_C1和电容C₂的公共节点；

等效电感L₃₁,L₃₂首尾依次串联后连接二极管D_C2和电容C₃的公共节点；

依此类推，直至等效电感L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)首尾依次串联后连接二极管D_C(N-1)和电容C_N的公共节点；

N为大于或等于2的自然数。

4.根据权利要求3所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，其特征在于，三相输入整流电路是由D₁至D₆六个二极管构成三相全桥结构的整流电路。

5.根据权利要求1或3所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，其特征在于，移相桥是由S₁至S₄四个开关管构成全桥开关电路。

6.根据权利要求1或3所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，其特征在于，输出整流电路是由D_O1至D_O4四个二极管构成单相全桥结构的整流电路。

7.根据权利要求1或3所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，其特征在于，N个电容C₁,C₂,...,C_N的电容值相等。

8.根据权利要求1或3所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，其特征在于，

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)的电感量相等。

9.根据权利要求1或3所述全桥单级功率因数校正器变压器原边多级无源箝位电路，其特征在于，

N(N-1)个等效电感L₁₁,L₁₂,...,L_1(N-1),L₂₁,L₂₂,...,L_2(N-1),...,L_N1,L_N2,...,L_N(N-1)相互绝缘并绕在同一磁芯上，形成耦合电感。

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