CN109995264B - 双向dc-ac变换器及其控制方法 - Google Patents

双向dc-ac变换器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN109995264B
CN109995264B CN201711474737.7A CN201711474737A CN109995264B CN 109995264 B CN109995264 B CN 109995264B CN 201711474737 A CN201711474737 A CN 201711474737A CN 109995264 B CN109995264 B CN 109995264B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching tube
pulse width
width modulation
signal provided
modulation signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201711474737.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109995264A (zh
Inventor
江添洋
李晗
冯波
忻慧婷
罗成
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Eaton Manufacturing LP Glasgow succursale de Morges
Original Assignee
Eaton Manufacturing LP Glasgow succursale de Morges
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Eaton Manufacturing LP Glasgow succursale de Morges filed Critical Eaton Manufacturing LP Glasgow succursale de Morges
Priority to CN201711474737.7A priority Critical patent/CN109995264B/zh
Priority to TW107144080A priority patent/TWI816719B/zh
Publication of CN109995264A publication Critical patent/CN109995264A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109995264B publication Critical patent/CN109995264B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)

Abstract

本发明提供了一种双向DC‑AC变换器及其控制方法，所述双向DC‑AC变换器包括：全桥或半桥逆变器；变压器，所述变压器的一次侧连接至所述全桥或半桥逆变器的交流端；AC‑AC变换器，其具有第一交流端和第二交流端，所述第一交流端连接至所述变压器的二次侧，所述第二交流端被配置为与负载或交流电源相连接；以及电感，其连接至所述变压器的一次侧与所述全桥或半桥逆变器的交流端之间，或连接至所述变压器的二次侧与所述AC‑AC变换器的第一交流端之间。本发明的双向DC‑AC变换器提高了功率密度和转换效率，并降低了成本。

Description

双向DC-AC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电子电路领域，具体涉及一种双向DC-AC变换器及其控制方法。
背景技术
不间断电源能够持续不断地给负载进行供电，已经被广泛地用于各个领域。
在现有的不间断电源中，通常都包括DC-DC变换器、逆变器和充电器。其中在电池模式下，可充电电池的直流电通过DC-DC变换器和逆变器转换为所需的交流电；在充电模式下，充电器用于对可充电电池进行充电。
然而，现有的DC-DC变换器、逆变器和充电器为三个独立的器件。由此导致了不间断电源具有较低的功率密度、较低的效率和较高的成本。
发明内容
针对现有技术存在的上述技术问题，本发明的实施例提供了一种双向DC-AC变换器，包括：
全桥或半桥逆变器；
变压器，所述变压器的一次侧连接至所述全桥或半桥逆变器的交流端；
AC-AC变换器，其具有第一交流端和第二交流端，所述第一交流端连接至所述变压器的二次侧，所述第二交流端被配置为与负载或交流电源相连接；以及
电感，其连接至所述变压器的二次侧与所述AC-AC变换器的第一交流端之间。
优选的，所述AC-AC变换器为两个串联连接的双向可控开关管和两个串联连接的电容构成的半桥AC-AC变换器，所述两个串联连接的双向可控开关管所形成的节点和所述两个串联连接的电容所形成的节点作为所述第一交流端。
优选的，所述两个串联连接的双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。
优选的，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器。
优选的，所述AC-AC变换器为四个双向可控开关管构成的全桥AC-AC变换器，所述全桥AC-AC变换器的两个桥臂的节点作为所述第一交流端。
优选的，所述四个双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。
优选的，所述全桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，反向串联的第七开关管和第八开关管，反向串联的第九开关管和第十开关管，反向串联的第十一开关管和第十二开关管；其中当所述第五、第七、第九和第十一开关管被控制为导通时，所述第六、第八、第十和第十二开关管构成第一全桥逆变器，以及当所述第六、第八、第十和第十二开关管被控制为导通时，所述第五、第七、第九和第十一开关管构成第二全桥逆变器。
优选的，所述双向DC-AC变换器还包括连接在所述全桥或半桥逆变器的直流端之间的滤波电容。
优选的，所述双向DC-AC变换器还包括控制装置，其用于：当交流电源故障时，控制所述全桥或半桥逆变器以将其直流端的直流电转换为第一交流方波，以及控制所述AC-AC变换器以将其第一交流端的第二交流方波转换为工频交流电，其中所述第一交流方波和第二交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期；当交流电源正常时，控制所述AC-AC变换器以将其第二交流端的工频交流电转换为第三交流方波，以及控制所述全桥或半桥逆变器以将其交流端的第四交流方波转换为直流电，所述第三交流方波和第四交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期。
本发明还提供了一种用于如上所述的双向DC-AC变换器的控制方法，所述全桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，以及依次连接在其直流端的第三开关管和第四开关管，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，所述控制方法包括：
在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；
在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通。
优选的，在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段。
优选的，在正半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；在负半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段。
优选的，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段。
优选的，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段。
优选的，所述半桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，所述控制方法包括：在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通。
优选的，在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段；在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段。
优选的，在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段。
本发明的双向DC-AC变换器在电池模式下能够将可充电电池的直流电转换为所需的交流电，且在充电模式下能够对可充电电池进行充电，充电功率和充电电流大，且能够实现功率因数校正。本发明的双向DC-AC变换器提高了功率密度和转换效率，并降低了成本。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是根据本发明第一个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。
图2是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。
图3是图2中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。
图4是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t0-t1的等效电路图。
图5是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t1-t2的等效电路图。
图6是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t2-t3的等效电路图。
图7是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t3-t4的等效电路图。
图8是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t4-t5的等效电路图。
图9是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t5-t6的等效电路图。
图10是图2中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。
图11是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t0-t1的等效电路图。
图12是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t1-t2的等效电路图。
图13是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t2-t3的等效电路图。
图14是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t3-t4的等效电路图。
图15是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t4-t5的等效电路图。
图16是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t5-t6的等效电路图。
图17是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。
图18是图17中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。
图19是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t0-t1的等效电路图。
图20是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t1-t2的等效电路图。
图21是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t2-t3的等效电路图。
图22是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t3-t4的等效电路图。
图23是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t4-t5的等效电路图。
图24是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t5-t6的等效电路图。
图25是图17中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。
图26是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t0-t1的等效电路图。
图27是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t1-t2的等效电路图。
图28是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t2-t3的等效电路图。
图29是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t3-t4的等效电路图。
图30是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t4-t5的等效电路图。
图31是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t5-t6的等效电路图。
图32是在电池充电模式下交流电源的电压和电流的波形图。
图33是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。
图34是图33中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。
图35是图33中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。
图36是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。
图37是图36中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。
图38是图36中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。
图39是根据本发明第二个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。
图40是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。
图41是图40中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。
图42是图40中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。
图43是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。
图44是图43中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图。
图45是图43中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图。
图46是根据本发明第三个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图1是根据本发明第一个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。如图1所示，双向DC-AC变换器1包括全桥逆变器11、变压器Tr、电感14、半桥AC-AC变换器12和控制装置17。
全桥逆变器11包括金氧半场效晶体管(MOSFET)S1、MOSFET S2、MOSFET S3和MOSFETS4。其中MOSFET S1和MOSFET S2串联连接在可充电电池13的正极和负极之间，并形成节点A，MOSFET S3和MOSFET S4串联连接在可充电电池13的正极和负极之间，并形成节点B。
半桥AC-AC变换器12包括电容C1和电容C2，以及双向可控开关管121和双向可控开关管122，其中电容C1和电容C2串联连接在负载15或交流电源的两端，并形成节点D。双向可控开关管121与双向可控开关管122串联连接在串联的电容C1和电容C2的两端，并形成节点C，其中节点C和D构成了半桥AC-AC变换器12的第一交流端，串联的电容C1和电容C2的两端构成了半桥AC-AC变换器12的第二交流端。双向可控开关管121还包括反向串联的MOSFET S5和MOSFET S6，双向可控开关管122还包括反向串联的MOSFET S7和MOSFET S8。当MOSFET S5和MOSFET S7被控制为导通时，MOSFET S6、MOSFET S8、电容C1和电容C2构成一个半桥逆变器；同样当MOSFET S6和MOSFET S8被控制为导通时，MOSFET S5、MOSFET S7电容C1和电容C2构成另一个半桥逆变器。
变压器Tr的一次侧连接在节点A和节点B之间，其二次侧连接在节点C和节点D之间。电感14连接在变压器Tr的二次侧的一端和节点C之间。
下面将结合双向DC-AC变换器1的等效电路图来描述其电池放电模式的工作原理。
图2是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图2所示，Vo是负载15两端的电压，MOSFET S1和MOSFET S2被控制为交替导通，MOSFET S3和MOSFET S4也被控制为交替导通。在正半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为持续导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为交替导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为持续导通。
图3是图2中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图3还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中：提供给MOSFET S4的脉宽调制信号相对于MOSFET S1的脉宽调制信号延时d2T(T为脉宽调制信号的周期)，提供给MOSFET S3的脉宽调制信号相对于MOSFET S2的脉宽调制信号延时d2T；另外，提供给MOSFETS6的脉宽调制信号相对于MOSFET S4的脉宽调制信号延时d1T，提供给MOSFET S8的脉宽调制信号相对于MOSFET S3的脉宽调制信号延时d1T。
图4是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S7导通，形成的电流方向如图4中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFET S1、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFET S4到可充电电池13的负极，此时可充电电池13放电，且节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFET S6、MOSFET S5，其中一部分电流经过电容C1到节点D，另一部分电流经负载15和电容C2到节点D，此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。
图5是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFET S2和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S7导通，形成的电流方向如图5中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图4所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFET S4到MOSFET S2，此时节点A和B之间的电压VAB为0。
图6是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S7导通，形成的电流方向如图6中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图4所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFETS2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFET S3到可充电电池13的正极，此时节点A和B之间的电压VAB为-|Vb|。
图7是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图7中的虚线箭头所示。在变压器的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFET S3、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S2到可充电电池13的负极，此时可充电电池13放电，且节点A和B之间的电压VAB为-|Vb|。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、节点D，其中一部分电流经电容C1和负载15，另一部分电流经电容C2后再依次经MOSFET S8、MOSFET S7、节点C到电感14，此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。
图8是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFET S1和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图8中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图7所示相同，此时电感14释能并提供给负载15，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S1、MOSFET S3到节点B，此时节点A、B之间的电压VAB为0。
图9是图1所示的双向DC-AC变换器在图3所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图9中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图7所示相同，此时电感14释能并提供给负载15，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S1、可充电电池13的正极和负极、MOSFET S4到接点B，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。
图10是图2中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图10还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中，提供给MOSFET S7的脉宽调制信号相对于MOSFET S4的脉宽调制信号延时d1T；提供给MOSFET S5的脉宽调制信号相对于MOSFET S3的脉宽调制信号延时d1T。
图11是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S6、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图11中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图4所示相同，在此不再赘述，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFET S7、MOSFET S8，其中一部分电流经电容C2到节点D，另一部分电流经负载15和电容C1到节点D，此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。
图12是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFET S2和MOSFET S4导通，且MOSFET S6、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图12中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图5所示相同，在变压器Tr的二次侧，电流方向与图11所示相同，在此不再赘述。
图13是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S6、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图13中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图7所示相同，在变压器Tr的二次侧，电流依次从电感14、变压器Tr的二次侧、节点D、电容C2、MOSFET S8、MOSFET S7到节点C。其中在电容C2、负载15和电容C1还存在无功电流。
图14是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图14中的虚线箭头所示。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图7所示相同，在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、节点D，一部分电流经电容C2和负载15，另一部分电流经电容C1后再依次经MOSFET S5、MOSFET S6、节点C到电感14。此时电感14储能，且节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。
图15是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFET S1和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图15中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图14所示相同，在变压器Tr的一次侧，电流方向与图8所示相同，在此不再赘述。
图16是图1所示的双向DC-AC变换器在图10所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图16中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFET S6、MOSFET S5、电容C1到节点D，其中电容C2、负载15和电容C1中还存在无功电流。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图9所示相同，在此不再赘述。
由于图3和图10所示的iL的波形相同，即电感14中的电流iL在正半工频周期的时刻t0-t6与在负半工频周期的时刻t0-t6相同。以下不区分正半工频周期和负半工频周期，电感14中的电流iL由如下方程式表示：
其中，n为变压器Tr的一次侧与二次侧的匝数比，L为电感14的电感值。
t0～t6的关系由如下方程式表示：
根据上述方程式可以得出d1和d2的限制条件为：
另外，电感14中的电流iL在时刻t0-t3的波形与在时刻t3-t6的波形对称，即满足：iL(t0)＝-iL(t3)＝iL(t6)。
从而可以得出电感14中的电流iL由如下方程式表示：
由此计算出输出功率P由如下方程式表示：
其中fs为脉宽调制信号的频率。如果负载15的电阻为R，当满足(-4d1 2-2d2 2-4d1d2+2d1+d2)＞4fsL/R，可充电电池13实现升压放电。当满足(-4d1 2-2d2 2-4d1d2+2d1+d2)＜4fsL/R，可充电电池13实现降压放电。由此可知，本实施例的双向DC-AC变换器1能够实现升压或降压放电。
下面将结合双向DC-AC变换器1的等效电路图来描述其电池充电模式的工作原理。
图17是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图17所示，MOSFET S1和MOSFET S2被控制为交替导通，MOSFET S3和MOSFET S4也被控制为交替导通。在正半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为持续导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为交替导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为持续导通。
图18是图17中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图18还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中，提供给MOSFET S8的脉宽调制信号相对于MOSFET S4的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFET S2的脉宽调制信号相对于MOSFET S8的脉宽调制信号延时d1’T；同样，提供给MOSFET S6的脉宽调制信号相对于MOSFET S3的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFET S1的脉宽调制信号相对于MOSFETS6的脉宽调制信号延时d1’T。
图19是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S7导通，形成的电流方向如图19中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，交流电源16中的一部分电流依次经MOSFET S5、MOSFET S6、节点C、电感14、变压器Tr的二次侧到节点D，另一部分电流经电容C1到节点D，最后经电容C2到交流电源16，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFET S4、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S1到可充电电池13的正极，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。
图20是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图20中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流依次从交流电源16、电容C1到节点D，其中一部分电流依次经变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFET S7、MOSFET S8到交流电源16，另一部分电流直接经电容C2回到交流电源16，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFET S1、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFET S4到可充电电池13的负极，此时节点A和B之间的电压VAB为|Vb|。
图21是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFET S2和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图21中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图20所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFET S4、MOSFET S2到节点A，此时节点A和B之间的电压VAB为0。
图22是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图22中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图20相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFETS2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFET S3到可充电电池13的正极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。
图23是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S7导通，形成的电流方向如图23中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图19相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFETS3、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S2到可充电电池13的负极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。
图24是是图1所示的双向DC-AC变换器在图18所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFET S1和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S7导通，形成的电流方向如图24中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图19相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S1、MOSFET S3到节点B，此时节点A、B之间的电压VAB为0。
图25是图17中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图25还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感中的电流的波形图。其中，提供给MOSFET S5的脉宽调制信号相对于MOSFET S4的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFET S2的脉宽调制信号相对于MOSFET S5的脉宽调制信号延时d1’T；同样，提供给MOSFET S7的脉宽调制信号相对于MOSFET S3的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFET S1的脉宽调制信号相对于MOSFETS7的脉宽调制信号延时d1’T。
图26是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t0-t1的等效电路图。在时刻t0-t1，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S6、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图26中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、节点D，其中一部分电流依次经电容C1回到交流电源16，另一部分电流经电容C2后再依次经MOSFET S8、MOSFET S7、节点C到电感14，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图19所示相同，此时节点A、B之间的电压VAB为|Vb|。
图27是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t1-t2的等效电路图。在时刻t1-t2，MOSFET S1和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图27中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流依次从变压器Tr的二次侧、电感14、节点C、MOSFET S6到MOSFET S5，其中一部分电流经电容C1到节点D，另一部分电流经交流电源16和电容C2到节点D，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流方向与图20所示相同，此时节点A和B之间的电压VAB为|Vb|。
图28是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t2-t3的等效电路图。在时刻t2-t3，MOSFET S2和MOSFET S4导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图28中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图27所示相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从MOSFET S2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B到MOSFET S4，此时节点A、B之间的电压VAB为0。
图29是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t3-t4的等效电路图。在时刻t3-t4，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S5、MOSFET S6和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图29中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图27相同，此时节点C、D之间的电压VCD为-0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的负极、MOSFETS2、节点A、变压器Tr的一次侧、节点B、MOSFET S3到可充电电池13的正极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。
图30是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t4-t5的等效电路图。在时刻t4-t5，MOSFET S2和MOSFET S3导通，且MOSFET S6、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图30中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图26相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从可充电电池13的正极、MOSFETS3、节点B、变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S2到可充电电池13的负极，此时节点A、B之间的电压VAB为-|Vb|。
图31是图1所示的双向DC-AC变换器在图25所示的时刻t5-t6的等效电路图。在时刻t5-t6，MOSFET S1和MOSFET S3导通，且MOSFET S6、MOSFET S7和MOSFET S8导通，形成的电流方向如图31中的虚线箭头所示。在变压器Tr的二次侧，电流方向与图26相同，此时节点C、D之间的电压VCD为0.5|VO|。在变压器Tr的一次侧，电流依次从变压器Tr的一次侧、节点A、MOSFET S1、MOSFET S3到节点B，此时节点A、B之间的电压VAB为0。
在电池充电模式下，同样可以计算出输出功率P的表达式如下：
根据上述结论可知，在电池充电模式下，上述实施例的双向DC-AC变换器1同样可以实现升压工作或降压工作。充电模式下的充电功率与放电模式下的放电功率的表达式类似，由此可知，双向DC-AC变换器1具有较大的充电功率和充电电流。而现有技术的UPS中的充电器是一个单独的反激电路，其充电功率远小于UPS的额定输出功率。因此与现有技术的UPS中的充电器相比，充电功率和充电电流显著增加。
图32是在电池充电模式下交流电源的电压和电流的波形图。其中图32还示出了电感14中的电流iL和电容C1或C2中的电流iC的波形图，且交流电源中的电流iO等于iL-iC，由此交流电源中的电流iO与交流电源的电压VO同相位，因此实现了功率因数校正的功能。
无论在电池放电模式还是在电池充电模式下，MOSFET S1～MOSFET S4的电压都被箝位在Vb以下，且MOSFET S5～MOSFET S8的电压都被箝位在0.5|VO|以下，因此不存在过冲电压，避免了电路中元器件的失效。
本发明的双向DC-AC变换器经过一次变换即可实现放电模式或充电模式，转换效率高。且省略了充电器，元器件数目少，成本低，功率密度大。
本发明的实施例还提供了另一种用于双向DC-AC变换器1的电池放电方法。下面将结合图33-35来描述其电池放电模式的工作原理。
图33是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图33所示，MOSFET S1和MOSFET S2被控制为交替导通，MOSFET S3和MOSFET S4也被控制为交替导通，给MOSFET S1和MOSFET S4提供的脉宽调制信号的时延差为零，同样给MOSFET S2和MOSFET S3提供的脉宽调制信号的时延差为零。在正半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为持续导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为交替导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为持续导通。
图34是图33中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图34还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中给MOSFET S6提供的脉宽调制信号相对于MOSFET S4的脉宽调制信号延时d1T，同样提供给MOSFET S8的脉宽调制信号相对于MOSFET S3的脉宽调制信号延时d1T。
其中，双向DC-AC变换器1在图34的时刻t0-t1的工作模式与在图3的时刻t0-t1的工作模式相同，在图34的时刻t1-t3的工作模式与在图3的时刻t1-t3的工作模式相同，在图34的时刻t3-t4的工作模式与在图3的时刻t3-t4的工作模式相同，在图34的时刻t4-t6的工作模式与在图3的时刻t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。
图35是图33中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图35还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，提供给MOSFET S7的脉宽调制信号相对于MOSFET S4的脉宽调制信号延时d1T；提供给MOSFET S5的脉宽调制信号相对于MOSFET S3的脉宽调制信号延时d1T。
其中，双向DC-AC变换器1在图35的时刻t0-t1的工作模式与在图10的时刻t0-t1的工作模式相同，在图35的时刻t1-t3的工作模式与在图10的时刻t1-t3的工作模式相同，在图35的时刻t3-t4的工作模式与在图10的时刻t3-t4的工作模式相同，在图35的时刻t4-t6的工作模式与在图10的时刻t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。
在电池放电模式下，由于d2T＝0，同样可以计算出输出功率P的表达式如下：
下面将结合图36-38来描述其电池充电模式的工作原理。
图36是控制装置给图1所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图36所示，MOSFET S1和MOSFET S2被控制为交替导通，MOSFET S3和MOSFET S4也被控制为交替导通，给MOSFET S1和MOSFET S4提供的脉宽调制信号的时延差为零，同样给MOSFET S2和MOSFET S3提供的脉宽调制信号的时延差为零。在正半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为持续导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为交替导通；在负半工频周期内，MOSFET S5和MOSFET S7被控制为交替导通，MOSFET S6和MOSFET S8被控制为持续导通。
图37是图36中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图37还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，提供给MOSFET S2的脉宽调制信号比给MOSFET S8的脉宽调制信号延时d1’T；提供给MOSFET S1的脉宽调制信号比给MOSFET S6的脉宽调制信号延时d1’T；提供给MOSFET S8的脉宽调制信号比提供给MOSFET S1的脉宽调制信号延时d2’T，提供给MOSFET S6的脉宽调制信号比提供给MOSFET S2的脉宽调制信号延时d2’T。
其中，双向DC-AC变换器1在图37的时刻t0-t1的工作模式与在图18的时刻t4-t5的工作模式相同，在图37的时刻t1-t2的工作模式与在图18的时刻t0-t1的工作模式相同，图37的时刻t2-t3的工作模式与在图18的时刻t1-t2的工作模式相同，图37的时刻t3-t4的工作模式与在图18的时刻t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。
图38是图36中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图38还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，提供给MOSFET S5的脉宽调制信号相对于MOSFET S4的脉宽调制信号延时d2’T，同样，提供给MOSFET S7的脉宽调制信号相对于MOSFET S3的脉宽调制信号延时d2’T。提供给MOSFET S3的脉宽调制信号相对于MOSFET S5的脉宽调制信号延时d1’T，提供给MOSFET S4的脉宽调制信号相对于MOSFET S7的脉宽调制信号延时d1’T。
其中，双向DC-AC变换器1在图38的时刻t0-t1的工作模式与在图25的时刻t4-t5的工作模式相同，在图38的时刻t1-t2的工作模式与在图25的时刻t0-t1的工作模式相同，图38的时刻t2-t3的工作模式与在图25的时刻t1-t2的工作模式相同，图38的时刻t3-t4的工作模式与在图25的时刻t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。
图39是根据本发明第二个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。图39与图1基本相同，区别在于，采用半桥逆变器21代替了图1中的全桥逆变器11。即双向DC-AC变换器2中的电容C3和电容C4依次连接在可充电电池13的正极和负极之间，且电容C3和C4相连接的形成的节点B连接至变压器Tr的一次侧的一端(即非同名端)。
下面将结合图40-42来描述双向DC-AC变换器2的电池放电模式的工作原理。
图40是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图40所示，给图39中的MOSFET S1、MOSFET S2、MOSFET S5～S8提供的脉宽调制信号与图33中给相对应的MOSFET提供的脉宽调制信号完全相同。
图41是图40中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图41还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图41的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图34的时刻t0-t1、t1-t3、t3-t4和t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。
图42是图40中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图42还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图42的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图35的时刻t0-t1、t1-t3、t3-t4和t4-t6的工作模式相同，在此不再赘述。
下面将结合图43-45来描述双向DC-AC变换器2的电池充电模式的工作原理。
图43是控制装置给图39所示的双向DC-AC变换器中的开关管提供的脉宽调制信号的波形图。如图43所示，给图39中的MOSFET S1、MOSFET S2、MOSFET S5～S8提供的脉宽调制信号与图36中给相对应的MOSFET提供的脉宽调制信号完全相同。
图44是图43中的脉宽调制信号在正半工频周期内的局部放大图，图44还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图44的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图37的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。
图45是图43中的脉宽调制信号在负半工频周期内的局部放大图，图45还示出了节点A、B之间的电压，节点C、D之间的电压和电感的电流的波形图。其中，双向DC-AC变换器2在图45的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式分别与双向DC-AC变换器1在图38的时刻t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4的工作模式相同，在此不再赘述。
图46是根据本发明第三个实施例的双向DC-AC变换器的电路图。其与图1基本相同，区别在于，采用全桥AC-AC变换器32代替了图1中的半桥AC-AC变换器12，即由反向串联的MOSFET S9和MOSFET S10代替电容C1，且由反向串联的MOSFET S11和MOSFET S12代替电容C2。其中当MOSFET S5、MOSFET S7、MOSFET S9和MOSFET S11被控制为导通时，MOSFET S6、MOSFET S8、MOSFET S10和MOSFET S12构成一个全桥逆变器；以及当MOSFET S6、MOSFET S8、MOSFET S10和MOSFET S12被控制为导通时，MOSFET S5、MOSFET S7、MOSFET S9和MOSFET S11构成另一个全桥逆变器。
其中，在电池放电模式下，控制装置给MOSFET S1～MOSFET S8提供如图2所示的脉宽调制信号，且给MOSFET S11和MOSFET S12提供与MOSFET S5和MOSFET S6完全相同的脉宽调制信号，给MOSFET S9和MOSFET S10提供与MOSFET S7和MOSFET S8完全相同的脉宽调制信号。
在电池充电模式下，控制装置给MOSFET S1～MOSFET S8提供如图17所示的脉宽调制信号，给MOSFET S11和MOSFET S12提供与MOSFET S5和MOSFET S6完全相同的脉宽调制信号，给MOSFET S9和MOSFET S10提供与MOSFET S7和MOSFET S8完全相同的脉宽调制信号。
在本发明的另一个双向DC-AC变换器中，采用电容代替图46中的MOSFET S3和MOSFET S4。
在本发明的其他实施例中，电感14连接在变压器Tr的二次侧与节点D之间，或连接在变压器Tr的一次侧与节点A或B之间。
在本发明的其他实施例中，双向DC-AC变换器还包括与可充电电池并联的滤波电容，用于在电池充电模式下进行高频滤波，有效保护可充电电池。
在本发明的其他实施例中，采用绝缘栅双极型晶体管代替上述实施例中的MOSFET。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (16)

1.一种双向DC-AC变换器，其特征在于，包括：
全桥或半桥逆变器；
变压器，所述变压器的一次侧连接至所述全桥或半桥逆变器的交流端；
AC-AC变换器，其具有第一交流端和第二交流端，所述第一交流端连接至所述变压器的二次侧，所述第二交流端被配置为与负载或交流电源相连接；以及
电感，其连接至所述变压器的一次侧与所述全桥或半桥逆变器的交流端之间，或连接至所述变压器的二次侧与所述AC-AC变换器的第一交流端之间，
还包括控制装置，其用于：
当交流电源故障时，控制所述全桥或半桥逆变器以将其直流端的直流电转换为第一交流方波，以及控制所述AC-AC变换器以将其第一交流端的第二交流方波转换为工频交流电，其中所述第一交流方波和第二交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期；
当交流电源正常时，控制所述AC-AC变换器以将其第二交流端的工频交流电转换为第三交流方波，以及控制所述全桥或半桥逆变器以将其交流端的第四交流方波转换为直流电，所述第三交流方波和第四交流方波的周期为提供给所述全桥或半桥逆变器的脉宽调制信号的周期。
2.根据权利要求1所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述AC-AC变换器为两个串联连接的双向可控开关管和两个串联连接的电容构成的半桥AC-AC变换器，所述两个串联连接的双向可控开关管所形成的节点和所述两个串联连接的电容所形成的节点作为所述第一交流端。
3.根据权利要求2所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述两个串联连接的双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。
4.根据权利要求3所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述半桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器。
5.根据权利要求1所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述AC-AC变换器为四个双向可控开关管构成的全桥AC-AC变换器，所述全桥AC-AC变换器的两个桥臂的节点作为所述第一交流端。
6.根据权利要求5所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述四个双向可控开关管中的每一个包括反向串联的两个开关管。
7.根据权利要求6所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述全桥AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，反向串联的第七开关管和第八开关管，反向串联的第九开关管和第十开关管，反向串联的第十一开关管和第十二开关管；其中当所述第五、第七、第九和第十一开关管被控制为导通时，所述第六、第八、第十和第十二开关管构成第一全桥逆变器，以及当所述第六、第八、第十和第十二开关管被控制为导通时，所述第五、第七、第九和第十一开关管构成第二全桥逆变器。
8.根据权利要求1所述的双向DC-AC变换器，其特征在于，所述双向DC-AC变换器还包括连接在所述全桥或半桥逆变器的直流端之间的滤波电容。
9.一种用于如权利要求1所述的双向DC-AC变换器的控制方法，所述全桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，以及依次连接在其直流端的第三开关管和第四开关管，所述AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，其特征在于，所述控制方法包括：
在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；
在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第三开关管和第四开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通，
其中，
当交流电源故障时，控制所述全桥逆变器以将其直流端的直流电转换为第一交流方波，以及控制所述AC-AC变换器以将其第一交流端的第二交流方波转换为工频交流电，其中所述第一交流方波和第二交流方波的周期为提供给所述全桥逆变器的脉宽调制信号的周期；
当交流电源正常时，控制所述AC-AC变换器以将其第二交流端的工频交流电转换为第三交流方波，以及控制所述全桥逆变器以将其交流端的第四交流方波转换为直流电，所述第三交流方波和第四交流方波的周期为提供给所述全桥逆变器的脉宽调制信号的周期。
10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，
在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；
在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第四开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段；且给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第一时间段，给所述第三开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第二时间段。
11.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，
在正半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；
在负半工频周期内，给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第四开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段；且给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第三时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第三开关管提供的脉宽调制信号延迟第四时间段。
12.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且
在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段；
在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第五时间段。
13.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，给所述第一开关管和第四开关管提供延时差为零的脉宽调制信号，给所述第二开关管和第三开关管提供延时差为零的脉宽调制信号；且
在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；
在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第六时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第七时间段。
14.一种用于如权利要求1所述的双向DC-AC变换器的控制方法，所述半桥逆变器包括依次连接在其直流端的第一开关管和第二开关管，所述AC-AC变换器包括：反向串联的第五开关管和第六开关管，以及反向串联的第七开关管和第八开关管；其中当所述第五开关管和第七开关管被控制为导通时，所述第六开关管、第八开关管和两个电容构成第一半桥逆变器，以及当所述第六开关管和第八开关管被控制为导通时，所述第五开关管、第七开关管和两个电容构成第二半桥逆变器，其特征在于，所述控制方法包括：
在正半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管导通，控制所述第六和第八开关管交替导通；
在负半工频周期内，控制所述第一开关管和第二开关管交替导通，控制所述第五和第七开关管交替导通，控制所述第六和第八开关管导通，
其中，
当交流电源故障时，控制所述半桥逆变器以将其直流端的直流电转换为第一交流方波，以及控制所述AC-AC变换器以将其第一交流端的第二交流方波转换为工频交流电，其中所述第一交流方波和第二交流方波的周期为提供给所述半桥逆变器的脉宽调制信号的周期；
当交流电源正常时，控制所述AC-AC变换器以将其第二交流端的工频交流电转换为第三交流方波，以及控制所述半桥逆变器以将其交流端的第四交流方波转换为直流电，所述第三交流方波和第四交流方波的周期为提供给所述半桥逆变器的脉宽调制信号的周期。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，
在正半工频周期内，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段；
在负半工频周期内，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第八时间段。
16.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，
在正半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第六开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第六开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第八开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第八开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；
在负半工频周期内，给所述第一开关管提供的脉宽调制信号比给所述第七开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第七开关管提供的脉宽调制信号比给所述第二开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段；给所述第二开关管提供的脉宽调制信号比给所述第五开关管提供的脉宽调制信号延迟第九时间段，给所述第五开关管提供的脉宽调制信号比给所述第一开关管提供的脉宽调制信号延迟第十时间段。
CN201711474737.7A 2017-12-29 2017-12-29 双向dc-ac变换器及其控制方法 Active CN109995264B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711474737.7A CN109995264B (zh) 2017-12-29 2017-12-29 双向dc-ac变换器及其控制方法
TW107144080A TWI816719B (zh) 2017-12-29 2018-12-07 雙向dc-ac變換器及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711474737.7A CN109995264B (zh) 2017-12-29 2017-12-29 双向dc-ac变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109995264A CN109995264A (zh) 2019-07-09
CN109995264B true CN109995264B (zh) 2024-06-18

Family

ID=67108647

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201711474737.7A Active CN109995264B (zh) 2017-12-29 2017-12-29 双向dc-ac变换器及其控制方法

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN109995264B (zh)
TW (1) TWI816719B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111345889B (zh) * 2020-03-30 2021-03-02 四川锦江电子科技有限公司 一种应用于脉冲电场消融技术的脉冲产生电路及控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105703645A (zh) * 2016-03-01 2016-06-22 北京交通大学 高频隔离dc/ac逆变器电路以及控制方法

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6330170B1 (en) * 1999-08-27 2001-12-11 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switched quasi-single-stage (QSS) bi-directional inverter/charger
JP5396251B2 (ja) * 2009-12-03 2014-01-22 オリジン電気株式会社 直流―直流双方向コンバータ回路
US8698354B2 (en) * 2010-11-05 2014-04-15 Schneider Electric It Corporation System and method for bidirectional DC-AC power conversion
CN102158105B (zh) * 2011-04-14 2013-01-23 北京交通大学 高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法
CN104143919A (zh) * 2013-05-07 2014-11-12 台达电子工业股份有限公司 双向直流变换器
CN103595287B (zh) * 2013-11-27 2016-09-07 东南大学 一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法
US9985626B2 (en) * 2015-01-30 2018-05-29 Navitas Semiconductor, Inc. Bidirectional GaN switch with built-in bias supply and integrated gate drivers
CN204465346U (zh) * 2015-03-02 2015-07-08 沃太能源南通有限公司 一种用于光伏储能***的双向软开关变换器
US9698700B2 (en) * 2015-03-11 2017-07-04 DRS Consolidated Controls, Inc. Predictive current control in bidirectional power converter
US9787117B2 (en) * 2015-09-17 2017-10-10 Conductive Holding, LLC Bidirectional battery charger integrated with renewable energy generation
TWM519354U (zh) * 2015-10-02 2016-03-21 Voltronic Power Technology Corp 雙向電源轉換器
CN106817042B (zh) * 2015-11-27 2020-10-13 伊顿智能动力有限公司 Dc-ac变换器及其控制方法
CN105897001A (zh) * 2016-05-17 2016-08-24 华南理工大学 一种基于clllc谐振的ac-ac双向变换器
CN206077236U (zh) * 2016-09-05 2017-04-05 全球能源互联网研究院 一种电桥结构、换流电路及电力电子变压器
US9847727B1 (en) * 2016-11-29 2017-12-19 National Chung Shan Institute Of Science And Technology Half-bridge resonant bidirectional DC-DC converter circuit having a half-bridge buck-boost converter and a resonant DC-DC converter
CN107070281A (zh) * 2017-03-03 2017-08-18 燕山大学 一种lc串联谐振高频链矩阵式半桥逆变器拓扑及调制方法
CN106981992B (zh) * 2017-05-17 2019-05-31 国家电网公司 隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法
CN107425734B (zh) * 2017-07-06 2019-11-22 华东交通大学 基于磁谐振耦合无线电能传输的直接ac-ac变频器以及控制方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105703645A (zh) * 2016-03-01 2016-06-22 北京交通大学 高频隔离dc/ac逆变器电路以及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN109995264A (zh) 2019-07-09
TW201931753A (zh) 2019-08-01
TWI816719B (zh) 2023-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI750780B (zh) 適用於寬輸出電壓範圍的隔離式dc/dc轉換器及其控制方法
US10833594B2 (en) System and method of controlling a power converter having an LC tank coupled between a switching network and a transformer winding
US6198260B1 (en) Zero voltage switching active reset power converters
US20160181925A1 (en) Bidirectional dc-dc converter
JP3374917B2 (ja) スイッチング電源装置
JP6706811B2 (ja) スナバ回路及びそれを用いた電力変換システム
Meier et al. Soft-switching high static gain DC–DC converter without auxiliary switches
US7944188B1 (en) Power converter circuits having bipolar outputs and bipolar inputs
US11381175B2 (en) AC-DC power conversion systems with extended voltage gain
Lin et al. New ZVS DC--DC converter with series-connected transformers to balance the output currents
CN111656661A (zh) 恒频dc / dc功率转换器
US20230249564A1 (en) Charging device and vehicle
US10243455B2 (en) Bidirectional DC-DC converter
CN108832710B (zh) 用于不间断电源的充放电平衡变换器
CN211701861U (zh) 开关电源电路
CN109995264B (zh) 双向dc-ac变换器及其控制方法
WO2023131101A1 (zh) 双向直流变换器及***
US7688044B2 (en) Device for transforming and stabilizing a primary AC voltage for supplying an electric load
EP4391338A1 (en) Dc/dc conversion circuit, dc/dc converter and power supply device
JP5418910B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2015228760A (ja) スイッチング電源装置
CN113507229A (zh) 基于开关电容网络的宽输入降压逆变***及控制方法
Yang et al. Design of high-efficiency power conversion system for low-voltage electric vehicle battery charging
CN106817042B (zh) Dc-ac变换器及其控制方法
US20240072666A1 (en) Charger

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant