NL1027745C1 - Verliesarme, asymmetrische combinator voor faseverschil systemen en adaptieve RF-versterker omvattende een asymmetrische combinator. - Google Patents

Description

Verliesarme, asymmetrische combinator voor faseverschil systemen en adaptieve RF-versterker omvattende een asymmetrische combinator.

Derde generatie telefoonsystemen zijn gebaseerd op het Universal Mobile Tele-5 Communications System, UMTS dat gebruik maakt van 5 Megahertz Wideband Code

Division Multiple Access. De totale bandbreedte is 60 MHz en loopt van 2110 MHz tot 2170 MHz voor verkeer basispost naar mobiel. Een UMTS netwerk omvat een groot aantal basispostzenders voor het uitzenden van het UMTS radio signaal. Ieder van deze basispostzenders bevatten lineaire eindversterkers. Als gevolg van de samenstelling van het 10 UMTS signaal produceren deze zenders een uitgangssignaal waarvan het gemiddelde uitgangsvermogen veel minder is dan het maximum uitgangsvermogen waarvoor deze zenders zijn gedimensioneerd. Hierdoor vertonen deze zenders een hoog stroomverbruik en veel warmte productie in relatie tot het feitelijke uitgangsvermogen. Met andere woorden: deze zenders vertonen een laag rendement. Dit probleem kan worden verminderd door toepassing 15 van bekende adaptieve versterkersystemen waarbij het gedrag van de versterker afhankelijk is van het ingangssignaal zoals b.v. een Doherty-systeem. Deze bekende systemen vragen echter relatief complexe ontwerpen die in productie moeilijk realiseerbaar zijn. In andere systemen worden twee aparte gelijkvormige signalen met een onderling faseverschil opgewekt. De twee signalen worden elk door een aparte versterker versterkt en ten slotte worden de twee signalen 20 weer bij elkaar “opgeteld” in een z.g. combinator. Hierbij treedt echter een aanzienlijk vermogensverlies op wanneer er faseverschillen tussen de twee te combineren signalen bestaan. Conventionele combinators voorzien van een afsluitweerstand (eng.:load) hebben goede eigenschappen voor het combineren van signalen. Dit type combinator zal echter bij fase verschillen tussen de twee bij elkaar op te tellen signalen veel vermogen in de 25 afsluitweerstand laten dissiperen, zodat aanzienlijke verliezen worden veroorzaakt.

Conventionele combinators zonder afsluitweerstand hebben vanzelfsprekend dit nadeel niet, maar bij faseverschillen tussen de twee ingangssignalen ontstaat tengevolge van vermogensreflecties een reactieve component in de ingangsimpedantie die eveneens zorgt voor aanzienlijke verliezen. Dit treedt in het bijzonder op wanneer de eindtransistoren van de 30 versterkers dicht bij hun grensfrequentie opereren, hetgeen bij UMTS meestal het geval is. De combinator van de onderhavige uitvinding vermijdt deze nadelen en combineert twee signalen met een onderling faseverschil zonder noemenswaardige verliezen. Toepassing van de combinator volgens de onderhavige uitvinding in een adaptief versterkersysteem, eveneens 1027745 2 volgens de onderhavige uitvinding, maakt een versterkersysteem mogelijk dat bij ingangssignalen met een wisselende amplitude een hoog rendement heeft over een groot amplitudebereik.

5 1. Faseverschil RF versterkersysteem met verliesarme combinator

De verliesarme combinator wordt verwezenlijkt doordat het punt van uitkoppeling asymmetrisch wordt gekozen ten opzichte van beide combinator ingangen. De combinator in combinatie met een niet-adaptief versterkersysteem wordt schematisch weergegeven in Figuur 1. Hierin is 1 de combinator en 2 het niet-adaptieve versterkersysteem. De combinator 1 10 omvat combinator ingangen 21 en 22 en combinator uitgang 23. De combinator ingangen 21 en 22 worden met elkaar verbonden door signaalgeleider 24. Signaalgeleider 24 is van een soort dat een specifieke karakteristieke impedantie heeft. De lengte van signaalgeleider 24 bedraagt ongeveer een geheel aantal halve golflengten van de te combineren RF signalen. In afwijking van de stand der techniek wordt in de onderhavige uitvinding het uitkoppelpunt 25 15 waar het gecombineerde signaal wordt uitgekoppeld asymmetrisch op signaalgeleider 24 gekozen, op ongelijke afstand van ieder der combinator ingangen 21 en 22. Doordat de te combineren signalen een ongelijke weglengte moeten doorlopen tussen de respectievelijke combinator ingangen 21 en 22 enerzijds en uitkoppelpunt 25 anderzijds, treedt een faseverschuiving op tussen de beide signalen. Uitkoppelpunt 25 is door signaalgeleiders 26 en 20 27 verbonden met combinator uitgang 23. Het versterkersysteem 2 omvat ingangen 11 en 12.

Ingang 11 is door signaalgeleider 14 verbonden met de ingang van versterker 16 en ingang 12 is door signaalgeleider 15 verbonden met de ingang van versterker 17. In signaalgeleider 14 is vertrager 13 opgenomen. Evenals signaalgeleider 24, hebben signaalgeleiders 14,15,26 en 27 en vertrager 13 een specifieke karakteristieke impedantie. De uitgangssignalen van de 25 versterkers 16 en 17 worden met elkaar gecombineerd door combinator 1. De uitgangen van de versterkers zijn daartoe direct aangesloten op de combinator ingangen 21 en 22. De eerder genoemde gewenste lengte van een geheel aantal halve golven tussen beide versterker uitgangen dient aanwezig te zijn tussen de respectievelijke uitgangstransistoren van de versterkers 16 en 17. In de praktijk zal de uitgang van een versterker meestal nog een 30 aanpassingscircuit bevatten van enige weglengte. Daarvoor dient gecorrigeerd te worden d.m.v. aanpassing van de lengte van signaalgeleider 24 zodat de weglengte tussen de beide uitgangstransistoren een geheel aantal malen een halve golflengte bedraagt. De golflengte is afhankelijk van de frequentie van de te combineren signalen zodat een combinator optimaal 1027745 3 functioneert bij een zekere ontwerpfrequentie en een gebied daar omheen. Uitkoppelpunt 25 en vertrager 13 worden zodanig gekozen dat de faseverschuivingen die zij introduceren van gelijke grootte maar van tegengesteld teken zijn zodat deze faseverschuivingen elkaar opheffen.

5 De signaalgeleiders zijn bijvoorbeeld microstrip lijnen. Voor een goede werking wordt aan de twee versterkers een gelijke nominale uitgangsimpedantie gegeven en wordt de karakteristieke ingangsimpedantie van de microstrip lijn 24, die tevens de afsluitimpedantie voor versterkers 16 en 17 vormt, gelijk gekozen aan deze nominale uitgangsimpedantie. Combinator 1 bevat geen extra afsluitweerstand (eng.: load). Een gangbare waarde voor de 10 nominale uitgangsimpedantie van de versterkers is 50Ω, zodat de karakteristieke impedantie van de microstrip lijn ook 50Ω dient te bedragen. De karakteristieke impedantie ter plaafse van het uitkoppelpunt bedraagt in dit geval echter 25Ω omdat twee takken van de microstrip lijn 24, elk van 50Ω, parallel staan. Wanneer een uitgangsimpedantie van 50 Ω aan uitgang 27 gewenst wordt, kan dit worden gerealiseerd door op uitkoppelpunt 25 een z.g. transformator 15 aan te sluiten waarbij de transformator een microstrip lijn 26 is met een lengte van een V* golf en een karakteristieke impedantie van (25 x 50)1/2 = 35.3 Ω. Vervolgens wordt het vrije uiteinde van microstrip lijn 26 met uitgang 23 verbonden door microstrip lijn 27 met een karakteristieke impedantie 50Ω. Het zal duidelijk zijn dat ook voor een andere uitgangsimpedantie gekozen kan worden zolang bij impedantie overgangen maar een 20 transformator tussen de twee microstrip lijnen met verschillende impedantie wordt geplaatst waarbij de transformator een lengte van een Va golf dient te hebben en een karakteristieke impedantie die de wortel uit het product van de twee verschillende impedanties bedraagt. Indien geen impedantieovergang vereist is kan de transformator 26 achterwege blijven en kan microstriplijn 27 met een karakteristieke impedantie van 25Ω de direkte verbinding vormen 25 tussen uitkoppelpunt 25 en uitgang 23. Het zal duidelijk zijn dat afhankelijk van de uitgangsimpedanties van versterkers 16 en 17 en de gewenste uitgangsimpedantie op uitgang 23 andere waarden voor de karakteristieke impedanties van microstriplijnen 24, 26 en 27 gekozen kunnen worden.

Het gedrag van een combinator met asymmetrisch uitkoppelpunt is gesimuleerd en de 30 resultaten van de berekeningen zijn weergegeven in Figuur 2. De in Figuur 2 getoonde curven geven de eigenschappen van de combinator weer bij een drietal verschillende asymmetrische keuzen van het uitkoppelpunt 25, resulterend in een faseverschuiving van respectievelijk 30, 1027745 4 35 en 40 graden. Hierbij is de fasehoek het faseverschil tussen de twee ingangssignalen, waarbij opgemerkt zij dat de fasehoek van toepassing is tussen ingangen 11 en 12. Verder is Real het reële deel van de genormeerde ingangsimpedantie en Reac het reactieve deel van de genormeerde ingangsimpedantie van de combinator. Voor de normering is het reële deel van 5 de ingangsimpedantie bij een fasehoek nul gelijk gesteld aan 1. Uit de berekeningen, zoals weergegeven in Figuur 2, blijkt nu dat bij een keuze van de asymmetrie van uitkoppelpunt 25, resulterend in een fase verschuiving tussen ongeveer 30 en 40 graden, er een bijzondere omstandigheid ontstaat: over een groot gebied van fasehoeken blijft het reactieve deel van de ingangsimpedantie, Reac, zeer gering terwijl het reële deel van de ingangsimpedantie 10 ongeveer evenredig toeneemt met de fasehoek. Bij een asymmetrisch uitkoppelpunt resulterend in een faseverschuiving van minder dan 30 graden vertoont het reactieve deel van de ingangsimpedantie bij fasehoeken in het midden van de bruikbare range een aanzienlijke toename, hetgeen ongewenst is. Bij een asymmetrisch uitkoppelpunt resulterend in een faseverschuiving van meer dan 40 graden daalt de bereikbare impedantie toename als functie 15 van de fasehoek, waarbij de toename van het reactieve deel van de ingangsimpedantie aanvaardbaar blijft, tot onder een factor 2.5. Daarom werkt het systeem enkele graden buiten deze range niet meer en dient de asymmetrie van het uitkoppelpunt 25 zodanig te zijn dat het resulteert in een faseverschuiving van ongeveer 25 tot 45 graden, bij voorkeur van ongeveer 30 tot 40 graden. In Figuur 2 is tevens te zien dat bij een asymmetrie van de combinator van 20 30 graden de efficiëntie van de combinator tot een fasehoek van 80 graden boven de 98% blijft. Voor een asymmetrie van 35 resp. 40 graden blijft de efficiëntie boven de 99,5% tot een fasehoek van 60 graden resp. 99,9% tot een fasehoek van 40 graden.

2. Adaptieve faseverschil bestuurde RF-versterker omvattende een verliesarme combinator. 25 De adaptieve RF versterker zal worden beschreven aan de hand van Figuur 3. Gelijke onderdelen hebben gelijke referentienummers als in Figuur 1. In Figuur 3 is het adaptieve versterkersysteem in zijn geheel aangegeven met 100 en omvat combinator 1, versterkersysteem 2 en actieve signaalsplitter 3. Hierin is 5 ingang en 23 de uitgang van het versterkersysteem. Het ingangssignaal wordt met actieve signaalsplitter 3 versterkt en 30 opgesplitst in twee afzonderlijke signalen die via splitter uitgangen 11 en 12 worden afgenomen. Signaalsplitter 3 kan zowel analoog als digitaal worden uitgevoerd. In het laatste geval zou het signaal op ingang 5 digitaal gecodeerd kunnen zijn en omvat splitter 3 D/A converters voor het omzetten van de twee afgesplitste digitale signalen naar analoge signalen 1027745 5 op uitgangen 11 en 12. Signaalgeleiders 14 en 15 leiden de afgesplitste signalen naar respectievelijk versterkers 16 en 17 waarbij in signaalgeleider 14 een vertrager 13 is opgenomen. De uitgangen van de versterkers 16 en 17 zijn aangesloten op de ingangen 21 en 22 van combinator 1.

5 Het gedrag van actieve signaalsplitter 3 is afhankelijk van de amplitude van het ingangssignaal. Bij maximale signaalgrootte aan de ingang 5 is het uitgangsvermogen aan de uitgang 23 eveneens maximaal en bedraagt Pmax· Bij kleine signalen, onder een zekere drempelwaarde, overeenkomend met een uitgangsvermogen van ongeveer -7 dB Pmax, ofwel 20% van het maximale uitgangsvermogen, worden de afgesplitste signalen met een vaste 10 versterkingsfactor door de signaalsplitter 3 versterkt terwijl tussen de twee afgesplitste signalen een constant onderling faseverschil wordt aangebracht van ca. 60 tot 80 graden. De keuze van de precieze waarde van dit faseverschil is afhankelijk van de optimale aanpassing aan de toegepaste transistoren in versterkers 16 en 17. Wanneer de signaalgrootte aan de ingang boven de drempelwaarde komt, neemt het faseverschil tussen de twee afgesplitste 15 signalen continu af totdat bij maximaal signaal het faseverschil is afgenomen tot 0 graden. Bij maximaal faseverschil is de gemiddelde fase van de twee afgesplitste signalen ongeveer gelijk aan nul. Bij afnemend faseverschil tussen de twee signalen kan de gemiddelde fase ongeveer nul blijven of een enigszins van nul afwijkende waarde gegeven worden om een eventueel faseverloop in de versterkers 16 en 17 te compenseren. Tevens is de versterkingsfactor van de 20 signaalsplitter 3 over dit gebied met ca een factor 4 toegenomen, afhankelijk van de toegepaste eindtransistoren in de versterkers 16 en 17. Versterkers 16 en 17 wekken het gewenste uitgangsvermogen van de zender op en zijn zodanig gedimensioneerd dat de signaalsplitter 3 bij kleine signaalgrootte opereert en het stroomverbruik van de signaalsplitter 3 de efficiëntie van het totale systeem niet noemenswaardig beïnvloedt.

25 De werking van het adaptieve versterkersysteem zal worden toegelicht m.b.v. Figuur 4.

We beschrijven eerst de toestand bij maximale signaalgrootte. Bij maximale signaalgrootte is het faseverschil tussen de afgesplitste signalen 0 graden. De eindtransistoren zijn volledig uitgestuurd en de combinator heeft een karakteristieke ingangsimpedantie die gelijk is aan de nominale impedantie van de versterkers. Dit is een algemeen gangbaar ontwerp en levert een 30 optimaal rendement op. We beschrijven nu de toestand bij kleine signaalgrootten. Bij kleine signaalgrootten, vanaf nul tot aan de drempelwaarde, vertonen de afgesplitste signalen een constant onderling faseverschil van ca. 60 tot 80 graden. De combinator heeft een constante ingangsimpedantie maar door het asymmetrische ontwerp wel op een niveau dat ongeveer een 1027745 6 factor 5 hoger is dan de nominale impedantie van de versterkers. Hierdoor is ook het rendement van versterkers 16 en 17 aanzienlijk hoger dan bij een conventioneel versterkersysteem. Tevens is de versterkingsfactor van de eindversterkers 16 en 17 ongeveer een factor 4 hoger dan bij de nominale impedantie. Dit heeft als gevolg dat minder 5 stuursignaal nodig is, zodat de voorversterkers van versterkers 16 en 17 minder vermogen hoeven te leveren en dus minder stroom opnemen, waardoor een extra verbetering van het totale rendement wordt bereikt. In dit gebied werkt het systeem als een lineaire versterker, maar met aanzienlijk verbeterd rendement. Nemen de signaalgrootten toe tot boven de . drempelwaarde, dan neemt het faseverschil tussen de afgesplitste signalen, ofwel de fasehoek, 10 af en neemt de ingangsimpedantie van de combinator af en daarmee ook de versterkingsfactor van de eindversterkers 16 en 17. Bij ingangssignaalgrootten vanaf de drempelwaarde tot aan de maximale signaalgrootte zijn de eindtransistoren geheel uitgestuurd. Tevens neemt voor signalen vanaf de drempelwaarde tot aan de maximale signaalgrootte de versterkingsfactor van de splitter 5 met een factor van ongeveer 4 toe om de daling van de versterkingsfactor van 15 de eindversterkers 16 en 17 t.g.v. de lagere afsluitimpedantie (= ingangsimpedantie van de combinator) te compenseren. Het resultaat hiervan is dat het systeem voor uitgangssignalen boven de drempelwaarde functioneert als een LINC-systeem (Linear amplification using Nonlinear Components), waarbij de versterkers dus altijd volledig uitgestuurd zijn, zodat ook bij deze ingangssignalen een hoger rendement wordt bereikt in vergelijking met conventionele 20 versterkers. In de praktijk zal tussen het gebied van lineair bedrijf en volledige uitsturing vaak een overgangsgebied aanwezig zijn. In dit overgangsgebied neemt de fasehoek tussen de twee afgesplitste signalen reeds af maar zijn de eindversterkers 16 en 17 nog niet geheel uitgestuurd.

Het rendement van het versterkersysteem van de onderhavige uitvinding is bij het 25 maximale vermogen gelijk aan het rendement van een conventionele versterker. Bij lagere opgewekte vermogens blijft dit hoge rendement in principe in stand tot aan de drempelwaarde van ca 20% van het maximum vermogen, terwijl bij conventionele versterkers het rendement bij dit vermogen dan reeds tot minder dan de helft is teruggelopen. Bij nog lagere vermogens, onder de drempelwaarde, blijft het rendement van het versterkersysteem van de onderhavige 30 uitvinding t.o.v. een conventionele versterker beter met een constante factor.

Voor een variatie in de afsluitimpedantie van een factor 4 a 5 is een dient de splitter een variatie in faseverschil tussen de twee afgesplitste signalen van 0 tot ca. 80 graden te kunnen genereren. Sommige transistoren functioneren echter niet meer optimaal bij een 1027745 7 afsluitimpedantie die een factor 4 a 5 hoger is dan de nominale uitgangsimpedantie van de versterker. In zulke gevallen kan gekozen worden voor een lager maximum faseverschil uit de splitter waardoor de variatie in afsluitimpedantie ook minder groot zal worden.

In het beschreven voorbeeld zijn de signaalgeleiders van de combiner microstrip 5 lijnen. Het zal duidelijk zijn dat de uitvinding niet tot deze uitvoeringsvorm is beperkt. Zo kunnen ook striplijnen of coaxlijnen worden gekozen.

1027745

Claims (17)

1. Combinator voor het combineren twee RF signalen omvattende twee combinator ingangen en een combinator uitgang, een eerste signaalgeleider met een karakteristieke impedantie die de twee combinator ingangen met elkaar verbindt en waarbij de weglengte van 5 deze eerste signaalgeleider ongeveer een geheel aantal halve golflengten bedraagt van de te combineren RF signalen bij de ontwerpfrequentie van de combinator en waarbij een tweede signaalgeleider met een karakteristieke impedantie een op de eerste signaalgeleider gelegen uitkoppelpunt verbindt met de uitgang met het kenmerk dat het uitkoppelpunt asymmetrisch, op ongelijke weglengte van de twee combinator ingangen is gepositioneerd.

2. Combinator volgens conclusie 1 waarbij het uitkoppelpunt zodanig asymmetrisch is gepositioneerd dat het weglengteverschil tussen het uitkoppelpunt en ieder van de twee combinator ingangen overeenkomt met een faseverschuiving tussen de twee te combineren signalen van ongeveer 25 tot 45 graden.

3. Combinator volgens conclusie 2 waarbij het uitkoppelpunt zodanig asymmetrisch is 15 gepositioneerd dat het weglengteverschil tussen het uitkoppelpunt en ieder van de twee combinator ingangen overeenkomt met een faseverschuiving tussen de twee te combineren signalen van ongeveer 30 tot 40 graden.

4. Combinator volgens een van de voorgaande conclusies met het kenmerk dat de combinator geen afsluitweerstand bevat.

5. Combinator volgens een van de voorgaande conclusies waarbij de signaalgeleiders zijn uitgevoerd als een microstrip lijn of als een strip lijn.

6. Combinator volgens een van de voorgaande conclusies waarbij de tweede signaalgeleider het uitkoppelpunt verbindt met de uitgang via een derde signaalgeleider met een karakteristieke impedantie en de tweede signaal geleider een lengte van een lA golflengte 25 heeft en een karakteristieke impedantie die de wortel is uit het product van de karakteristieke impedantie van de eerste signaalgeleider gedeeld door twee en de karakteristieke impedantie van de derde signaalgeleider.

7. Combinator volgens een van de voorgaande conclusies waarbij de signaalgeleiders coaxlijnen zijn.

8. Versterkersysteem voor het versterken van twee gelijkvormige RF ingangssignalen die een variabele onderlinge faseverschuiving kunnen vertonen omvattende een eerste ingang, d.m.v. een eerste versterkersignaalgeleider verbonden met de ingang van een eerste versterker en een tweede ingang d.m.v. een tweede versterkersignaalgeleider verbonden met de ingang 1027745 van een tweede versterker en waarbij de respectievelijke versterkers zijn verbonden met de ingangen van een combinator, voor het combineren van de twee versterkte signalen, waarbij de uitgang van de combinator tevens de uitgang van het versterkersysteem is met het kenmerk dat de combinator de asymmetrische combinator van conclusie 1 is en dat in de eerste 5 versterkersignaalgeleider een vertrager is opgenomen waarbij de asymmetrie van de combinator en de grootte van de vertrager zodanig zijn gekozen dat de door hen teweeggebrachte faseverschuivingen even groot en van tegengesteld teken zijn zodat ze elkaar opheffen.

9. Versterkersysteem volgens conclusie 8 waarbij de grootte van faseverschuiving t.g.v. 10 de asymmetrie van de combinator en de vertrager 25 tot 45 graden bedraagt.

10. Versterkersysteem volgens conclusie 9 waarbij de grootte van faseverschuiving tg.v. de asymmetrie van de combinator en de vertrager 30 tot 40 graden bedraagt.

11. Versterkersysteem volgens conclusie 10 waarbij de twee versterkers een gelijke nominale uitgangsimpedantie hebben en de karakteristieke ingangsimpedantie van de 15 combinator gelijk is aan de nominale uitgangsimpedantie van de versterkers.

12. Adaptief versterkersysteem voor het versterken van RF signalen omvattende aan de ingang van het systeem een actieve signaal splitter voor het versterken en splitsen van een ingangssignaal in twee versterkte en afgesplitste signalen, de splitter omvattende een splitter ingang en twee splitter uitgangen, waarbij de ingang van het systeem is verbonden of 20 samenvalt met de ingang van de splitter, en waarbij de wijze waarop de splitter het ingangssignaal versterkt en splitst afhankelijk is van de grootte van het ingangssignaal met het kenmerk dat de uitgangen van de splitter zijn verbonden met de ingangen van het versterkersysteem van conclusie 8.

13. Adaptief versterkersysteem volgens conclusie 12 waarbij bij ingangssignalen kleiner 25 dan een drempelwaarde de splitter een constante faseverschuiving aanbrengt tussen de afgesplitste signalen en de signalen versterkt met een constante versterkingsfactor terwijl bij signalen vanaf de drempelwaarde tot de maximum waarde de faseverschuiving tussen de afgesplitste signalen continu afneemt tot ongeveer nul en tevens de versterkingsfactor continu toeneemt zodat bij kleine signalen het systeem zich gedraagt als een conventionele lineaire 30 versterker met verhoogd rendement en bij grote signalen het systeem zich gedraagt als een conventionele LINC-versterker (Linear amplification using Non-linear Components) waarbij de eindtransistoren steeds volledig zijn uitgestuurd. 1027745

14. Adaptief versterkersysteem volgens conclusie 13 waarbij bij kleine ingangssignalen de splitter een faseverschil tussen de afgesplitste signalen aanbrengt van 60 tot 80 graden.

15. Adaptief versterkersysteem volgens conclusie 13 of 14 waarbij de versterkingsfactor van de splitter bij maximale signaal grootte ca. vier maal zo groot is als bij kleine signaal 5 grootte.

16. Adaptief versterkersysteem volgens één van de conclusies 12 t/m 15 waarbij de splitter analoog is uitgevoerd.

17. Adaptief versterkersysteem volgens één van de conclusies 12 t/m 15 waarbij de splitter digitaal is uitgevoerd. 1027745