SE522479C2 - Sammansatt effektförstärkare - Google Patents

Description

25 i 522 479 erhålla amplitudmodulering. Den effektivitetshöjande verkan hos Doherty- förstärkaren har beskrivits vad beträffar (dynamisk) impedansmodulering av belastningen eller, vilket är likvärdigt, variabel belastningsfördelning. Åtminstone tre problem med dessa tidigare kända sammansatta effektför- stärkare har identifierats.

För det första måste utgångsnätet hos Chireix- och Doherty-förstärkare ställas in mycket noggrant för att erhålla rätt egenskaper vid önskad fre- kvens. Detta är en kostsam och tidskrävande procedur, i synnerhet då stora kvantiteter sändare ska tillverkas.

För det andra måste valet mellan att tillverka en Chireix- eller en Doherty- förstärkare göras mycket tidigt i konstruktionsprocessen, eftersom de respektive implementeringarna är mycket olika. Det är dessutom svårt att ändra detta beslut senare, eftersom det leder till mycket omkonstruerande.

För det tredje lämpar sig varken Chireix- eller Doherty-förstärkaren för användning vid ett flertal, relativt tätt fördelade band (såsom 1800/1900/2100 MHz).

I ljuset av de just beskrivna problemen finns ett behov av en förstärkare som fungerar utan överdriven inställning av utgångsnätet. Det finns också ett behov av en förstärkarplattfonn, där valet mellan Chireix- och Doherty- implementering kan göras sent i konstruktionsprocessen för att stämma av fördelarna hos respektive förstärkarsystem mot det som tillämpningen kräver. Dessutom kan ett behov av en förstärkare som fungerar vid ett flertal band utan omkonstruktion eller inställningsändringar identifieras. 10 15 20 25 30 522 479 SAMMANFATTNING Ett syfte med uppfinningen är en mer flexibel sammansatt effektförstärkare, som kan användas både i mod av Doherty- och Chireix-typ utan överdriven omkonstruktion eller inställningsändring.

Ett annat syfte är en förbättrad sammansatt förstärkare av Chireix-typ.

Dessa syften uppnås i enlighet med bifogade patentkrav.

I korthet tillhandahåller uppfinningen en flexibel, robust, möjligen flerban- dig, effektiv sammansatt förstärkare genom att tillämpning av flera nya tekniker. Strategin är att likrikta ingångs- och utgångsnätstrukturerna och styra signalformningen hos Doherty- och Chireix-förstärkare för att göra drivsignalerna så lika som möjligt. Förutom de rena Chireix- och Doherty- moden kan även nya effektiva driftmod som ligger mellan och utanför dessa rena mod användas. Det resulterande kontinuumet av högeffektivitetsmod kan erhållas genom användning av ett utgångsnät och ett enhetligt sätt att driva ingängsnätet.

Det modifierade utgångsnätet kan också användas i en ny sammansatt förstärkare av Chireix-typ, varigenom behovet av de kompenserande reak- tanser som används enligt teknikens ståndpunkt elimineras.

KORTFATTAD FIGURBESKRIVNING Uppfinningen, samt ytterligare syften och fördelar därmed, förstås bäst genom hänvisning till efterföljande beskrivning tagen i anslutning till bifogade figurer, där: Fig. 1 är ett blockschema över en typisk Chireix-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt; 10 15 20 25 30 522 479 Fig. 2 är ett blockschema över en typisk Doherty-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt; Fig. 3 är ett blockschema som illustrerar ett Chireiir-utgångsnät som har modifierats i enlighet med uppñnningen; Fig. 4 är ett blockschema som illustrerar utgångsnätet i Fig. 3 använt som ett Doherty-utgångsnät; Fig. 5 är ett diagram som illustrerar sambandet mellan amplituderna hos de linjära/ ickelinjära komponentema av den utgående strömmen och utgångsspänningen för en konventionell Chireix-förstärkare; Fig. 6 är ett diagram som illustrerar sambandet mellan de linjä- ra/ ickelinjära komponentema av den utgående strömmen och utgångsspän- ningen för en Chireix-förstärkare som har modifierats i enlighet med uppfin- ningen; Fig. 7 är ett blockschema över en exemplifierande utföringsform av en Chireix-förstärkare i enlighet med uppfinningen; Fig. 8 är en modell över det modifierade utgångsnätet hos Chireix- förstärkaren; Fig. 9 är ett blockschema över en annan exemplifierande utföríngsform av en Chireix-förstärkare i enlighet med uppfinningen; Fig. 10 är ett diagram som illustrerar sambandet mellan amplitudema hos effektförstärkarens utgående ström och utgängsspänningen för en konventionell Doherty-förstärkare; Fig. ll är ett diagram som illustrerar sambandet mellan amplituderna hos de linjära/ ickelinjära komponenterna av den utgående strömmen och utgångsspänningen för en Doherty-förstärkare som har modifierats i enlighet med uppfinningen; Fig. 12 är ett blockschema över en exemplifierande utföringsforrn av en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen; Fig. 13 är ett diagram som illustrerar effektiviteten hos en sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen för olika driftmod; och Fig. 14 är ett diagram som illustrerar effektiviteten hos en asymmetrisk sammansatt förstärkare i enlighet med uppfinningen för olika driftmod. lO 15 20 25 30 * 522 479 DETALJERAD BESKRIVNING I efterföljande beskrivning används genomgående samma hänvisningsbe- teckningar för samma eller liknande element i ritningarnas figurer.

Vidare betecknas utgängsnäten hos både Chireix- och LINC-förstärkare som utgångsnät eller kombinerare av Chireix-typ fastän de inte är identiska.

Fig. 1 är ett blockschema över en typisk ChireiX-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt. Termen utfasning (”outphasing”), som är nyckelmetoden i Chireix- och LINC-förstärkare, står i allmänhet för metoden att erhålla amplitudmodulering genom att kombinera två fasmodulerade signaler med konstant amplitud som skapas i en signalkomponentseparerare 10. Efter uppkonvertering och förstärkning i RF-kedjor 12, 14 (omblandare, ñlter, förstärkare) och effektförstärkare (PA) 16, 18 kombineras de utfasade signa- lerna så att en förstärkt linjär signal skapas i ett utgångsnät 20 av Chireix- typ. Faserna hos dessa utfasade signaler med konstant amplitud väljs så att resultatet av deras vektorsumma ger önskad amplitud. Utgångsnätet 20 innefattar två kvartsvåglängdsledningar M4 och två kompenserande reaktan- ser +jX och -jX, vilka används för att utvidga högeffektivitetsområdet till att innefatta lägre uteffektnivåer. I [3, 4] analyseras effektiviteten hos Chireix- system. I [5, 6, 7] beskrivs metoder för att få bukt med ickelinjäritet på grund av obalanser i förstärkning och fas. Chireix-metoden har också använts i radiosändare under varumärket Ampliphase [6, 7).

En fördel med Chireix-förstärkaren är dess förmåga att ändra effektivitets- kurvan till att passa olika topp /medel-effektkvoter genom att ändra reaktan- sernas storlek (X). Uteffektens toppvärde fördelas lika mellan förstärkarna oaktat denna justering, vilket innebär att förstärkare med lika storlek (kapacitet) kan användas.

Fig. 2 är ett blockschema över en typisk Doherty-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt. Doherty-förstärkaren använder en linjär och en ickelinjär 10 15 20 25 30 522 479 6 effektförstärkare. Enligt den publicerade teorin drivs huvudeffektförstärkaren 16 som en linjär klass B-förstärkare och hjälpeffektförstärkaren 18 med ickelinjär utgående ström (genom klass C-drift eller någon annan teknik som representeras av block 22) ”modulerar” impedansen som huvudförstärkaren upplever genom den impedansinverterande kvartsvåglängdsledningen [2, 10] i utgångsnätet 20. Eftersom den ickelinjära utgående strömmen från hjälpför- stärkaren är nollvärd under en viss övergångsspänning (utgångsspänning), bidrar inte hjälpförstärkaren till effektförlusten nedanför denna spänning. En alternativ utgångsstruktur med inbyggd impedansmatchning beskrivs i [1 1, 12].

För en Doherty-förstärkare av standardtyp ligger övergångspunkten vid halva maximala utgångsspänningen. Med denna övergångspunkt lämpar sig effektivitetskurvan bäst för måttliga topp/medel-effektkvoter och toppeffek- ten fördelas lika mellan de två ingående förstärkarna. Övergångspunkten i Doherty-förstärkaren kan ändras genom att ändra impedansen hos kvarts- våglängdsöverföringsledningen (eller en ekvivalent krets). Effektivitetskurvan kan sedan justeras för högre topp/medel-effektkvoter och uteffektens toppvärde fördelas ojämnt mellan förstärkarna. Förstärkare av olika storlek behövs således för optimalt utnyttjande av den tillgängliga toppeffekten.

Fastän principerna för Chireix- och Doherty-förstärkarna är mycket olika kommer det att visas nedan att det i själva verket är möjligt att kombinera dessa principer till en mycket effektiv sammansatt effektförstärkare genom lämplig modifiering av ingångs- och utgångsnäten.

Ett första steg mot denna nya sammansatta förstärkare är att ändra struk- turen hos Chireix-förstärkarens utgångsnät för att bli av med reaktanserna +jX och -jX. Detta kan göras genom användning av förkortade och förlängda varianter av de kvartsvåglängdsledningar som används enligt teknikens ståndpunkt. Impedansen ZL hos dessa är den optimala belastningsimpedan- sen Ropt för en klass B-förstärkare och belastningsimpedansen RLoAn bör vara hälften av detta värde. De förkortade och förlängda (med lika mycket A) 10 15 20 25 522 479 7 överföringsledningarna fungerar som kvartsvåglängdsledningar med lämpli- ga reaktanser. Den nya utgångsnätstrukturen illustreras som ett utgångsnät 21 i Fig. 3.

Om driftfrekvensen ändras kan denna utgångsnätstruktur även användas för att framställa Doherty-förstärkare, såsom illustreras i Fig. 4. De kriterier som måste uppfyllas är: 1. Längdskillnaden mellan de två överföringsledningarna ska vara 1/4 av Doherty-förstärkarens våglängd ko. 2. Den totala längden hos överföringsledningen runt utgångsnätet ska vara (2n+l)* 1D/ 4, där n år ett positivt heltal.

Om ledningarnas elektriska längder till exempel är Äc/ 6 respektive kc/S vid Chireíx-driftfrekvensen finns ett Doherty-dríftmod vid 1,5 gånger Chireix- frekvensen, där de elektriska längderna hos överföringsledningarna i stället är ÄD/ 4 och 1D/ 2 och där hc =l,57u>. Detta inses (med hänvisning till Fig. 3 och 4) genom att lösa ekvationerna: 2A=Å_C__ÅL 3 6 2A=Äl 4 Detta ger kc =1,5?t1>. Den totala längden hos överföringsledningen runt Doherty-nätet är (den totala längden är densamma i båda fallen): Å_c+ic__fl_c_šfl_v 6 3 2 4 vilket innebär att det andra kriteriet också är uppfyllt. 10 15 20 25 30 522 479 8 Vid 2 gånger den första Chireix-driftfrekvensen finns ett annat Chireix-mod.

Andra förhållanden mellan ledningarnas längder ger upphov till andra (ibland användbara) mönster av mod. De olika moden kan givetvis också placeras på samma frekvens genom ändring av överföringsledningarnas fysiska längder. För att erhålla Doherty-modet multipliceras således läng- derna hos överföringsledningarna i det modifierade Chireix-nätet med en faktor 1,5.

Ett andra steg mot den nya sammansatta förstärkaren i enlighet med uppfinningen är att ändra ingångsnätets struktur. Innan denna nya struk- tur beskrivs är det lämpligt att först beskriva strukturer hos typiska Chireix- och Doherty-ingångsnät enligt teknikens ståndpunkt.

Chireix-förstärkarens drivsignal från signalkomponentsepareraren 10 i Fig. 1 innefattar en linjär plus eller minus en ickelinjär komponent (plus för ena effektförstärkaren och minus för den andra effektförstärkaren). Dessa komponenter illustreras i Fig. 5. Genom att separera varje fasmodulerad signal med konstant amplitud från en signalkomponentseparerare 10 av standardtyp i en linjär del och en modifierad ickelinjär del, ändra amplitu- den och fasen hos dessa komponenter individuellt enligt en uppsättning bestämda regler och omkombinera delarna till en signal med nya egenska- per, är det möjligt att erhålla en förstärkare av Chireix-typ med väsentligt lägre driveffektkonsumtion än standard-Chireix-förstärkaren.

Fig. 6 är ett diagram liknande Fig. 5 som illustrerar modifieringen i enlighet med uppfinningen. Grundtanken med modifieringen är att driva den sam- mansatta förstärkaren linjärt nedanför en viss övergångspunkt T.P. I en vanlig Chireix-förstärkare är drivsignalens amplitud konstant och fasskillnaden mellan förstärkarna används för att skapa amplitudmodulering vid utgången.

Nedanför övergångspunkten leder detta till överdriven strömkonsumtion eftersom varje effektförstärkares spänning och ström kommer att bli mer och mer ur fas. Uteffekten minskar men transistor-RF-strömmen (vilken kan göras om till likström) minskar inte. Vid någon (nedan definierad) punkt är det 10 15 20 25 30 522 479 således bättre att minska drivkraften och hålla fasskillnaden konstant i stället för att fortsätta med utfasning.

För att generera drivsignalerna måste övergångspunkten där förstärkaren ska gå från utfasande till linjär drift först beräknas. Denna punkt kan i en Chireix-förstärkares strömdiagram (eller i ett diagram över förstärkareffekti- vitet) enkelt identifieras som den punkt där en rak linje genom origo tangerar strömkurvan. Det är även möjligt att beräkna denna punkt analytiskt.

Det är även möjligt att utan någon större effektivitetsförlust använda en linjär approximation av cirkelsegmentet, såsom indikeras av den streckade linjen i Fig. 6. Nedanför övergångspunkten hålls fasskillnaden mellan drivsignalerna konstant och amplituden minskas linjärt mot noll för att maximera effektiviteten.

Fig. 7 är ett blockschema över en exemplifierande utföringsform av en Chireix- förstärkare i enlighet med uppfinningen. De linjära drivsignalkomponenterna skapas direkt från insignalen av förstärkare/ fasförskjutare 26 och 32. På liknande sätt genereras ickelinjära drivsignalkomponenter av ett ickelinjärt element 38 och förstärkare/ fasförskjutare 28 och 30. Amplitudberoendet är linjärt upp till övergångspunkten T.P. och följer en linjär approximation av cirkelsegmentet efter övergångspunkten. Enheten 38 kan exempelvis imple- menteras som en kombination av en uppslagstabell och efterföljande D / A- omvandlare där en digital insignalsamplitud omvandlas till lämpliga drivsig- naler (insignalsamplituden antas vara proportionell mot amplituden hos den sammansatta förstärkarens utgångsspänning). Analoga implernenteringar är emellertid också möjliga. Den ickelinjåra signalen från förstärka- ren/fasförskjutaren 28 adderas till den linjära signalkomponenten från förstärkaren / fasförskjutaren 26 i en adderare 34, medan den íckelinjära signalen från förstärkaren/ fasförskjutaren 30 subtraheras från den linjära signalkomponenten från förstärkaren/ fasskiftaren 32 i en adderare 36. I en analog utföringsforrn kan adderarna 34, 36 exempelvis realiseras som hybri- der. I en digital utföringsform utgörs de av digitala adderare. Såsom indikerats 10 15 20 25 30 522 479 pen ,Hm 10 med en antenn kan den sammansatta förstärkaren vara del av en sändare, till exempel en sändare i en radioterminal, såsom en basstatíon eller en mobil station i ett cellulärt system för mobil radiokommunikation.

Det inses att det finns en gemensam faskomponent i var och en av drivsig- nalkomponenterna. På grund av detta behöver i själva verket endast tre av faserna justeras.

En metod att justera amplituderna och faserna hos de linjära delarna (som inte förutsätter ett idealt balanserat utgångsnät) är att justera dem så att maximal uteffekt och maximal effektivitet erhålls vid nivån för maximal insignalexcitering (med i övrigt linjärt beteende). Detta kan utföras i en modell av förstärkaren, för att erhålla justeringsfaktorer, eller i själva förstärkaren. Resultatet av detta förfarande är en förstärkarprestanda och effektivitet liknande de hos en klass B-förstärkare som använder samma transistorer.

I denna utföringsform justeras amplituderna och faserna hos de ickelínjåra signalkomponenterna för att minimera medelvärdet av strömkonsumtionen.

Detta villkor tillåter vanligtvis att åtminstone en av transistorerna har konstant och maximal utgångsspänning. Eftersom denna procedur företrä- desvis utförs då linjäritet i utsignalen garanteras, bör de förstärkta ickelinjä- ra signalerna ta ut varandra vid utgången. Såsom kommer att visas nedan är det möjligt att uppnå en sådan annullering. För att förklara hur detta görs är det emellertid nödvändigt att introducera en modell över utgångsnåtet.

Fig. 8 illustrerar en sådan utgångsnätsmodell. I denna modell är de aktiva delarna av utsignalerna från förstårkartransistorerna modellerade som linjära styrda strömgeneratorer. Transistorernas ändliga utkonduktanser betecknas zpi respektive zpz. Av särskilt intresse är en kvantitet för hur RF-strömmar från förstärkarnas 16 och 18 utgångsnoder omvandlas till spänningar vid den sammansatta förstärkarens utgångsnod. Denna kvantitet representeras 10 15 20 25 30 522 479 ll av uttransimpedanserna Om alla komponenter antas vara någorlunda linjära kan överlagring använ- das för att analysera denna modell.

Eftersom utgångsnätet (inklusive kornbineraren 21 och ingående ledningar till denna kombinerare) kan vara obalanserat kan zoi följaktligen skilja sig från zoz. Eftersom de ickelinjära signaldelarna bör ta ut varandra vid utgången, krävs att linjäritetsvillkoret f11'Z01+¿I2'Z02=Û (1) , där qi och qz är de justerade ickelinjära komponenterna, är uppfyllt. Detta är möjligt eftersom de ickelinjära delarna är identiska, förutom med avseen- de på tecknet (det är således möjligt att ersätta elementen 28, 30 med en enda förstärkare/ fasförskjutare 28). Ett enkelt sätt att uppfylla detta villkor är genom att ha ett kompenserande ñlter i en av de ickelinjåra grenarna, till »*» exempel 201 * zoz-l i den nedre grenen ( står här för faltning i tidsdomänen och multiplikation i frekvensdomänen). Genom att föra in bredbandiga, frekvensberoende transimpedanser i linjäritetsvillkoret, erhålls linjäritet i utsignalen för en bred bandbredd. Den ickelinjära delen annulleras således i utsignalen för alla frekvenser inom någon viss bandbredd.

Ett annat sätt att uppfylla villkoret (1) är att föra in filtret 202 i den övre grenen och filtret 201 i den nedre grenen. På detta sätt utsätts båda grenarna för det sammansatta filtret zoi * zoz.

Fig. 10 är ett diagram som illustrerar sambandet mellan utgående ström och utgångsspänning för en ideal konventionell Doherty-förstärkare. Huvudeffekt- 10 15 20 25 30 522 479 12 förstärkaren 16 drivs med en linjär signal, medan hjälpeffektförstärkaren 18 drivs med en ickelinjär signal, som är nollvärd upp till övergångspunkten T.P. och därefter varierar linjärt. I en konventionell Doherty-förstärkare drivs alltså en förstärkare med en linjär signal och den andra förstärkaren med en ickelinjär signal. Detta är mycket annorlunda jämfört med en konventionell Chireix-förstärkare, där båda förstärkarna drivs med signaler som innehåller både linjära och ickelinjära komponenter.

Fig. ll är ett diagram som illustrerar sambandet mellan komponenterna hos den utgående strömmen och utgångsspänningen för en Doherty-förstärkare som har modifierats i enlighet med uppfinningen. Idén bakom denna modiñe- ring är att driva båda förstärkarna med en linjär och en ickelinjär drivsignal- komponent, precis som i det ovan beskrivna Chireix-fallet. Detta ger (i ideal- fallet) samma utgående strömmar som i Fig. 10 från varje effektförstärkare.

Med denna modiñering är det möjligt att driva ingångsnätet hos en Doherty- förstärkare på samma sätt som den ovan beskrivna modifierade Chireix- förstärkaren (men vid en annan frekvens). Samma struktur hos ingångsnätet som i Fig. 9 kan således användas även för den modifierade Doherty- förstärkaren.

Det är följaktligen möjligt att använda en enhetlig kontrollstrategi för förstär- kare av både Chireix- och Doherty-typ. Det centrala resultatet av den utarbe- tade teorin för linjär bredbandsdrift av Doherty- och Chireix-förstärkare är att de ickelinjära delarna av insignalen till förstärkarna i utgängssteget bör och kan annulleras i den sammansatta förstärkarens utgångsnod.

Då den trekantformade (eller delvis rundade eller delvis monotont minskan- de) ickelinjära ”basfunktionen” används, erhålls den linjära funktionen upp till utsignalens maximala amplitud genom tillämpning av enbart den linjära basfunktionen. När endast den linjära basfunktionen är närvarande är alla RF-spånningar i systemet mindre än eller lika med sina ändvärden eftersom de är linjärt beroende av denna funktion. Storleken och förstärkningen hos den linjära basfunktionens signalvägar kan sedan justeras för att uppnå ett 10 15 20 25 30 522 479 13 delmål, d.v.s. maximal toppeffekt vid utgången, utan att signalvägen för den ickelinjåra (trekantformade) funktionen behöver justeras. Detta innebär ifall utgångsnätet utformats riktigt vanligtvis justering för summan av de enskil- da íngående förstärkarnas toppeffekter. Förstårkaren (utan effekten av den trekantformade basfunktionen) fungerar då som en optimal klass B- förstärkare. För det enhetliga Chireix-Doherty-utgångsnåtet enligt uppfin- ningen är detta möjligt vid alla frekvenser.

Signalvågarna för den ickelinjåra basfunktionen kan justeras på godtyckligt vis utan att det märks i utsignalen så länge som villkoret (1) är uppfyllt. Ett tillkommande krav år förstås att ickelinjåra effekter, såsom mättning av förstärkarna, inte spelar någon betydande roll. Syftet är här att minimera DC-effektkonsumtionen (d.v.s. strömkonsumtionen) genom att sätta rått storlek och fas för den ickelinjåra basfunktionens signalvågar under dessa villkor. Dårmed maximeras effektiviteten. Ett resultat är att RF- spånningarna i allmänhet ändras vid båda utgångsförstårkarna men så långe som spånningarna ligger inom det maximalt tillåtna får detta inga större följder. En annan parameter som kan justeras år övergångspunkten T.P. där den trekantformade basfunktionens utgängsspänning har sitt maximum. Detta år användbart exempelvis om den optimala övergångs- spänningen inte är känd i förväg. I denna justering kan en justering av formen hos den ickelinjåra basfunktionen (till en rundad form) om nödvän- digt införlivas.

Den just beskrivna kontrollstrategin har fördelarna att den kan användas för alla sammansatta förstärkare, att uteffektens toppvärde kan optimeras för sig, samt att effektivitetsmaximeringen inte påverkar utsignalen. Den resulterande strukturen med justeringarna visas i Fig. 12. Bokstaven G betecknar förstärkning, P står för fas och T.P. betyder övergångspunkt.

Fasen hos den linjära delen till en av förstärkarna kan (som ovan nämnts) utelåmnas från justeringarna. Dessa justeringar avser enbart en frekvens eller ett driftmod. Om bredbandsfunktion önskas kan de ytterligare meto- derna enligt [13] användas. 10 15 20 25 30 522 479 14 Fastän ingångsnätet i Fig. 12 tillhandahålls före RF-kedjorna 12, 14 inses att samma principer även kan tillämpas varsomhelst i eller efter dessa kedjor.

Den enhetliga kontrollstrategin som använder de trekantformade och linjära basfunktionerna fungerar för alla sammansatta förstärkare. Förstärkare med det enhetliga utgångsnätet är vid alla frekvenser sammansatta förstärkare med möjlighet till åtminstone klass B-funktion. Det inses lätt att utgångs- nätet fungerar som en infaskombinerare så länge som signalerna från de två förstärkarna fördröjs med belopp som kompenserar för skillnaden i elektrisk längd mellan ledningarna som leder till belastningen. Detta innebär att det är möjligt att erhålla linjär klass B-prestanda från nätet vid alla frekvenser.

Vid vissa (singulâra) frekvenser är klass B bästa möjliga driftmod men vid alla andra frekvenser kan effektiviteten ökas åtminstone i viss mån jämfört med klass B-funktion genom att de ovan föreslagna metoderna används.

Ett första klass B-mod, förutom det triviala vid frekvens noll, återfinns (för det exemplifierande nätet med överföringsledningar som har en elektrisk längd på Xc/ 3 och kc/ 6) vid tre gånger frekvensen för första Chireix-modet.

Detta innebär att det är möjligt att öka effektiviteten vid alla frekvenser mellan dessa två mod. I praktiken är den möjliga effektivitetsökningen inte särskilt stor vid frekvenser nära klass B-frekvenserna. För det exemplifie- rande nätet kan emellertid en effektivitet jämförbar med effektiviteten vid de första rena Chireix-moden (vid den första Chireix-frekvensen och en oktav högre) och det första Doherty-modet (vid 1,5 gånger den första Chireix- frekvensen) erhållas hela vägen från ungefär 0,7 till 2,3 gånger den första Chireix-frekvensen. Detta är mer än en 3-till-1-bandbredd. Effektivitetskur- vor för Chireix-modet, Doherty-modet och mod vid 0,7 respektive 1,2 gånger Chireix-modfrekvenserna vid användning av samma trekantformade bas- funktion visas i Fig. 13. För jämförelse har också effektiviteten hos en klass B-förstärkare indikerats med en streckad linje. 10 15 20 25 30 522 479 15 Exempel på ett liknande nät med andra egenskaper är effektförstärkare med asymmetrisk kapacitet. Vi behåller föregående exempels längder på överfö- ringsledningarna, d.v.s. ett lz2-förhållande. Då den första förstärkaren har 56% av den andra förstärkarens kapacitet (utgångsströmkapacitet vid lika matningsspänningår) behöver belastningen, för en optimal kombination, vara 64% av den andra förstärkarens optimala belastning. Var och en av överföringsledningarna har en impedans lika med den optimala belastningen för respektive förstärkare. Det exemplifierande nätet är ett Doherty-nät vid frekvensen där överföringsledningen från den första förstärkaren till belast- ningen är en kvarts våglängd och den andra överföringsledningen är en halv våglängd. Den optimala övergångspunkten för detta Doherty-mod ligger på 0,36 gånger den maximala utgångsspänningen och ger i idealfallet en medeleffektivitet på 60% för den Rayleigh-amplitudfördelning med topp-till- medelvärde 10 dB som den optimerats för. Vad som då erhålls vid ”Chireix- frekvenserna” på två tredjedelar och en och en tredjedel av Doherty- frekvensen är kvasi-Chireix-mod med optimala övergångspunkter och motsvarande effektivitetskurvor jämförbara med en Doherty-förstärkare med lika stora förstärkare. En intressant synpunkt är att fastän dessa mod ligger vid Chireix-frekvenserna, är det inte möjligt att driva förstärkaren som en traditionell Chireix-förstärkare. Detta beror på att förstärkarkapaciteterna (och nätverksgrenarna) är asymmetriska, så det traditionella Chireix- kriteriet för balans mellan signalvägarna är inte uppfyllt och förstärkaren skulle därmed bli ickelinjär. Effektivitetskurvorna (vid användning av trekantformade basfunktioner med olika övergångspunkter) för Doherty- modet, ett mellanliggande mod vid 0,8 gånger Doherty-frekvensen, samt ett av kvasi-Chireix-moden visas i Figur 14.

Beskrivningen har hittills behandlat något idealiserade utgångsnät. I praktiken måste övertonerna i klass B-förstärkarens kollektorspänning (eller D-elektrodspänning) avslutas på särskilda sätt för att transistorerna ska kunna användas fullt ut. Den första övertonen måste till exempel avslutas genom att kollektorn kortsluts till RF-jord vid den första övertonens fre- kvens. Det nät som tar hand om detta har vanligtvis begränsad bandbredd, 10 15 20 25 30 5 2 2 å j E .oo oo. o . o. oooo oo oo oo o o o oo oo o o o o oo o o oo oo o oo oo o o o o o oo o o I oo o oo- o o o r o o lo. o .oo-o o. .o o o o o o o oo o o o o o oo o o o o o o oo oo oo oo 16 både vid de användbara (fundamentala) och de avslutande (första övertons-) frekvenserna. Detta betyder i allmänhet att ett kontinuerligt band med högeffektivitetsmod inom bandbreddsgränser bestämda av kraven på övertonsavslut erhålls. Att säga att näten ”själva” kan användas i en 3-till-1 bandbredd med de beskrivna metoderna är emellertid detsamma som att säga att längderna hos överföringsledningarna i nätet kan befinna sig varsomhelst inom ett 1-till-3-område när de används vid en enda frekvens så länge som övertonsavslutet är det rätta för denna frekvens. Toleranskraven kan således vara mycket milda.

För att uppnå en bred användbar bandbredd med högeffektivitetsmod är det för närvarande föredraget med rena (”distribuerade”) överföringsledningsim- plementeringar av utgångsnätet. Alternativt kan utgångsnät för olika mod, eller modband, implementeras med sammansatta (”lumped”) element eller kombinationer av sammansatta och distribuerade dokument.

Det beskrivna kontrollschemat kan med fördel användas för alla traditionella Chireix- och Doherty-nät, liksom för alla felinställda eller annars dåligt fungerande varianter av dessa. Större delen av hårdvaran kan således utformas oberoende av vilket utgångsnät den är avsedd att användas tillsammans med. Detta innebär att en gemensam flexibel ”förstärkar- plattform” kan byggas, utifrån vilken olika egenskaper erhålls genom små förändringar av utgångsnätet. Det är enkelt att ändra mellan olika Doherty- och Chireix-utgångsnät och byten mellan utgångsnät optimerade för olika topp/medel-effektkvoter kan ske utan att resten av hårdvaran behöver modifieras.

Den föreslagna metodens förmåga att hantera utgångsnätet hos vilken sammansatt förstärkare som helst och under dessa förhållanden skapa en förstärkare med nästintill optimal effektivitet gör förstärkaren robust. Detta innebär att eventuell felinställning av utgångsnätet får små följder och förändringar i sista minuten inte blir särskilt riskfyllda. Även de föreslagna näten själva är mycket robusta mot felinställning, eftersom ett mycket brett 10 15 20 25 30 522 479 17 band med högeffektivitetsfunktion kan uppnås. Om varianter av en förstär- kare för olika system fortfarande skulle behövas, kan de byggas för en mycket liten extra kostnad. Förstärkaren kan enkelt fås att fungera i ett flertal band inom gränserna satta av villkoret för harmoniskt avslut.

Nya (ej kända förrän nu) driftmod med hög effektivitet och nät för åstad- kommande av dessa mod har identifierats. Särskilt intressant är förmågan att fungera i ett kvasi-Chireix-mod med olika kapacitet hos de ingående effektförstärkarna. Högeffektivitetsmod placerade kontinuerligt mellan Doherty- och Chireix-mod, eller mellan Chireix-mod, är också användbara, i synnerhet som komplement till Chireix- och Doherty-moden.

Effektivitetsförbättringen är åtskild från de linjära förstärkarjusteringarna och även ”osynlig” för utgången. Antalet parametrar att justera är också tämligen lågt. Detta betyder att kontrollschemat är en god kandidat till dynamisk adaptiv justering.

Sammanfattningsvis möjliggör de föreslagna utgångsnäten framställning av effektiva, robusta förstärkare som inte behöver mycket trimning samt tillhandahåller flerbandsfunktion och nya användbara högeffektivitetsmod.

Det enhetliga kontrollschemat med likriktade basfunktioner ger en hög tolerans mot felinställning och möjliggör gemensamma förstärkarplattformar, utgångsnät som enkelt kan ändras samt adaptiv justering. Dessa två delar av uppfinningen kan användas var för sig med stora vinster. Kombinationen av de båda ökar emellertid deras respektive förmågor. Fastän det är föredra- get att använda det beskrivna modifierade utgångsnätet i en sammansatt förstärkare som också har det beskrivna modifierade ingångsnätet medför detta modifierade utgàngsnät i sig en förbättring även av förstärkare av ren Chireix-typ, eftersom det eliminerar behovet av de reaktanser som används i Chireix-förstärkare enligt teknikens ståndpunkt. 10 15 20 25 30 522 479 18 Fackmannen inser att olika modifieringar och förändringar av uppfinningen kan göras utan avvikelse från dess ram, vilken definieras av bifogade patentkrav. [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] REFERENSER H. Chireix, "High Power Outphasing Modulering", Proc. IRE, vol. 23, nr. 2, sid. 1370-1392, nov. 1935.

W. H. Doherty, "A New High Efficiency Power Amplifier for Modulated Waves", Proc. IRE, vol. 24, nr. 9, sid. 1163-1182, sept. 1936.

F. H. Raab, 'Efficiency of Outphasing RF Power Amplifier Systems", IEEE Trans. Communications, vol. COM-33, nr. 10, sid. 1094-1099, okt. 1985.

B. Stengel och W. R. Eisenstadt, "LINC Power Amplifier Combiner Method Efñciency Optimization", IEEE Trans. Vehicular Technology, vol. 49, nr. 1, sid. 229-234, jan. 2000.

X. Zhang och L. E. Larson, "Gain and Phase Error-Free LINC Trans- mitter", IEEE Trans. Vehicular Technology, vol. 49, nr. 5, sid. 1986- 1994, sept. 2000.

A. S. Wright, S. J. Bennett, Amerikanskt patent US 6,054,896.

R. E. Stengel, S. A. Olson, Amerikanskt patent US 5,901,346.

"Amp1iphase AM Transmission System", ABU Technical Review, nr. 33, sid. 10-18, juli 1974.

I. Ullah, "Output Circuit of an Ampliphase Broadcast Transmitter", ABU Technical Review, nr. 63, sid. 17-24, juli 1979. 10 522 479 19

[10] F. H. Raab, 'Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems", IEEE Trans. Broadcasting, vol. BC-33, nr. 3, sid. 77-83, sept. 1987.

[11] D. M. Upton m.fl. "A New Circuit Topology to Realize High Efñciency, High Linearity, and High Power Microwave Ampliñers", IEEE Proc.

RAWCON '98, sid. 317-320.

[12] J.J. Schuss m.fl., Amerikanskt patent US 5,568,086, okt. 1996.

[13] Internationell patentansökan WO 02/05421 A1, Telefonaktiebolaget LM Ericsson.

Claims (24)

lO 15 20 25 30 522 479 20 PATENTKRAV

1. Sammansatt effektförstärkare innefattande en första och en andra effektförstärkare (16, 18) anslutna till en insignal över ett ingångsnät och till en gemensam belastning över ett utgångsnät; och organ i nämnda ingångsnät för att driva båda effektförstärkarna för bil- dande av (l) första utgångsströmkomponenter med en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud nedanför en förutbestämd övergångspunkt och minskar monotont med ökande utsignalsarnplitucl ovanför nämnda övergängspunkt, och (2) andra utgångsströmkomponenter med en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud både nedanför och ovanför nämnda över- gångspunkt.

2. Förstärkare enligt krav l, innefattande fasförskjutningselement i nämnda utgångsnät (21) som genererar olika fasförskjutning från varje effektförstär- karutgång till nämnda gemensamma belastning.

3. Förstärkare enligt krav l eller 2, innefattande organ (28, 38) för att driva båda effektförstärkarna för bildande av första utgångströmkomponenter med en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud nedanför nämnda förutbestämda övergängspunkt.

4. Förstärkare enligt krav 1 eller 2, innefattande förstärkare och fasförskju- tare (26, 32) för maximering av uteffekten.

5. Förstärkare enligt krav 1 eller 2, innefattande organ (28, 38) för maxime- ring av effektförstärkareffektiviteten.

6. Förstärkare enligt krav 1 eller 2, innefattande filterorgan (40) för annulle- ring av ickelinjäritet i utsignalen. 10 15 20 25 30 522 479 21

7. Sammansatt effektförstärkare av Chireix-typ innefattande en första och en andra effektförstärkare (16, 18) anslutna till en gemen- sam belastning över ett utgångsnät; och fasförskjutningselement i nämnda utgångsnät (21) som genererar olika fasförskjutning från varje effektförstärkarutgång till nämnda belastning, varigenom behovet av kompenserande reaktanser elimineras.

8. Förstärkare enligt krav 7, där nämnda fasförskjutningselement innefattar överföringsledningar av olika längd.

9. Metod att driva ett utgängsnät hos en sammansatt förstärkare innefattande fasförskjutningselement som genererar olika fasförskjutning från varje effektförstärkarutgång till en gemensam belastning, varvid nämnda metod innefattar steget att driva nämnda utgångsnät i olika driftmod i olika fre- kvensband.

10. Metod att driva en sammansatt effektförstärkare innefattande en första och en andra effektförstärkare anslutna till en insignal över ett ingångsnät och till en gemensam belastning över ett utgångsnät, varvid nämnda metod innefattar steget att driva båda effektförstärkarna för bildande av (1) första utgängsströmkornponenter som har en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud nedanför en förutbestämd övergångs- punkt och minskar monotont med ökande utsignalsamplitud ovanför nämnda övergängspunkt, och (2) andra utgångsströmkomponenter som har en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud både nedanför och ovanför nämnda övergångspunkt.

11. Metod enligt krav 10, innefattande steget för generering av olika fasför- skjutning från varje effektförstärkarutgång till nämnda gemensamma belastning. 10 15 20 25 30 522 479 :fl@:§rf*:v3;fl>:= 22

12. Metod enligt krav 10 eller 11, innefattande steget att driva båda effekt- förstärkarna för bildande av första utgängsströmkomponenter med en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud nedanför nämnda förutbestämda övergångspunkt.

13. Metod enligt krav 10 eller 11, innefattande stegen för förstärkning och fasförskjutning av drivsignaler till nämnda effektförstärkare för maximering av uteffekten.

14. Metod enligt krav 10 eller ll, innefattande steget för justering av driv- signaler till nämnda effektförstärkare för maximering av effektförstärkaref- fektiviteten.

15. Metod enligt krav 10 eller ll, innefattande steget för filtrering av drivsig- naler till nämnda effektförstärkare för annullering av ickelinjäritet i utsigna- len.

16. Metod enligt krav 10 eller 11, innefattande stegen för oberoende förstärkning och fasförskjutning av drivsignaler till nämnda effektför- stärkare för maximering av uteffekten; justering av drivsignaler till nämnda effektförstärkare för maximering av effektförstärkareffektiviteten; och filtrering av drivsignaler till nämnda effektförstärkare för annullering av ickelinjäritet i utsignalen.

17. Radioterminal innefattande en sammansatt effektförstärkare, vilken innefattar en första och en andra effektförstärkare (16, 18) anslutna till en insignal över ett ingängsnät och till en gemensam belastning över ett utgångsnät; och organ i nämnda ingängsnät för att driva båda effektförstärkarna för bil- dande av (1) första utgängsströmkomponenter med en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud nedanför en förutbestämd övergängspunkt 10 15 20 25 30 522 479 23 och minskar monotont med ökande utsignalsamplitud ovanför nämnda övergångspunkt, och (2) andra utgångsströmkomponenter med en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud både nedanför och ovanför nämnda över- gångspunkt.

18. Terminal enligt krav 17, innefattande fasförskjutningselement i nämnda utgångsnät (21) som genererar olika fasförskjutning från varje effektförstär- karutgång till nämnda gemensamma belastning.

19. Terminal enligt krav 17 eller 18, innefattande organ (28, 38) för att driva båda effektförstärkarna för bildande av första utgängsströmkomponenter med en amplitud som ökar linjärt med ökande utsignalsamplitud nedanför nämnda förutbestämda övergångspunkt.

20. Terminal enligt krav 17 eller 18, innefattande förstärkare och fasför- skjutare (26, 32) för maximering av uteffekten.

21. Terminal enligt krav 17 eller 18, innefattande organ (28, 38) för maxime- ring av effektförstärkareffektiviteten.

22. Terminal enligt krav 17 eller 18, innefattande fllterorgan (40) för annulle- ring av ickelinjäritet i utsignalen.

23. Radioterminal innefattande en sammansatt effektförstärkare av Chireix- typ, som innefattar en första och en andra effektförstärkare (16, 18) anslutna till en gemen- sam belastning över ett utgångsnät; och fasförskjutningselement i nämnda utgångsnät (21) som genererar olika fasförskjutning från varje effektförstärkanltgång till nämnda belastning, varigenom behovet av kompenserande reaktanser elimineras. 522 479 24

24. Terminal enligt krav 23, där nämnda fasförskjutningselement innefattar överföringsledningar av olika längd.