MXPA05013014A - Controlador para alternador de iman permanente. - Google Patents

Controlador para alternador de iman permanente.

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MXPA05013014A
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Abstract

La invencion es un sistema de control que, entre otras cosas, controla un alternador de iman permanente y proporciona regulacion de voltaje relativamente exacta. El sistema de control puede incluir uno o mas de los siguientes: (1) un sistema de rectificacion para rectificar y regular el voltaje de salida de un alternador, (2) un rectificador/limitador usado como fuente de energia electrica a un regulador tipo refuerzo, (3) un rectificador/limitador multimodal, (4) un puente inversor de CD a CA y (5) interruptores de potencia empelados en el sistema para minimizar la energia de conmutacion que de otra manera se disiparia en los interruptores de potencia como calor.

Description

CONTROLADOR PARA ALTERNADOR DE IMAN PERMANENTE CAMPO TÉCNICO DE LA INVENCIÓN La presente invención es concerniente con máquinas para convertir entre energía mecánica y energía eléctrica y en particular con un alternador de alta potencia, con imán permanente compacto apropiado para uso automotriz y con sistemas de control de voltaje y corriente para tales generadores .
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Un alternador comprende comúnmente un rotor montado sobre un árbol giratorio y dispuesto concéntricamente en relación con un estator estacionario. El rotor es dispuesto comúnmente dentro del estator. Sin embargo, el estator puede ser colocado alternativamente de manera concéntrica dentro del motor. Una fuente de energía externa, tal como un motor o turbina, impulsa comúnmente el elemento giratorio, directamente o por medio de un sistema intermediario tal como una banda de poleas . Tanto el estator como el rotor tienen un una serie de polos . Ya sea el rotor o el estator genera un campo magnético, que interactúa con devanados sobre los polos de la otra estructura. A medida que el campo magnético intercepta los devanados, se genera un campo eléctrico, que es provisto a una carga apropiada. El campo eléctrico inducido (que es comúnmente como fuente de voltaje) es aplicado comúnmente a un rectificador, algunas veces regulado y provisto como una fuente de energía de salida de CD. La corriente inducida es aplicada comúnmente a un rectificador, algunas veces regulado y proporcionado como una fuente de energía de salida de CD. En algunas instancias, una señal de salida de CD regulada es aplicada a un inversor de CD a CA para proporcionar una salida de CA. Convencionalmente, los alternadores usados en aplicaciones automotrices comprenden comúnmente: un alojamiento montado sobre el exterior de un motor; un estator que tiene devanados de trifásicos alojados en el alojamiento, un rotor tipo garra-polo impulsado por banda (por ejemplo Lundell) soportado giratoriamente en el alojamiento dentro del estator. Sin embargo, para incrementar la salida de potencia, el tamaño del alternador convencional debe ser incrementado significativamente. Así, las restricciones de espacio en los vehículos tienden a hacer a tales alternadores difíciles de usar en aplicaciones de alta salida, por ejemplo 5 KW, tales como para energizar aparatos de acondicionamiento de aire, refrigeración o comunicación. Además, los rotores tipo garra-polo, que portan devanados, son relativamente pesados (frecuentemente comprenden tanto como tres cuartos del peso total del alternador) y crean inercia sustancial. Tal inercia, en efecto presenta una carga sobre el motor cada vez que el motor es acelerado. Esto tiende a disminuir la eficiencia del motor, provocando consumo adicional de combustible. Además, tal inercia puede ser problemática en aplicaciones tales como vehículos eléctricos o híbridos . Los vehículos híbridos utilizan un motor a gasolina para impulsar el vehículo a velocidades mayores de un umbral predeterminado, por ejemplo, 30 Km/h (que corresponde comúnmente a un intervalo de RPM en donde el motor a gasolina es más eficiente) . Similarmente, en un llamado "híbrido moderado" se emplea un arrancador-generador para proporcionar una ráfaga inicial de propulsión cuando el conductor oprime el pedal del acelerador, facilitando el apagamiento del motor de vehículo cuando el vehículo está detenido en el tráfico para ahorrar combustible y cortar las emisiones. Tales sistemas híbridos moderados contemplan comúnmente el uso de un sistema eléctrico de alto voltaje (por ejemplo 42 volts) . El alternador en tales sistemas debe ser capaz de recargar la batería a niveles eficientes para accionar el arrancador-generador para proporcionar la ráfaga inicial de propulsión entre paradas sucesivas, particularmente en tráfico de parada y avance. Así, se necesita un alternador de relativamente alta potencia, de baja inercia. En general, hay necesidad de energía eléctrica adicional para energizar los sistemas de control y accionamiento, acondicionamiento de aire y aparatos en vehículos . Esto es particularmente cierto de los vehículos para aplicaciones recreacionales, de transporte industrial tales como refrigeración, aplicaciones de construcción y aplicaciones militares. Por ejemplo, hay la tendencia en la industria automotriz de emplear control eléctrico e inteligente en lugar de mecánico o hidráulico y sistemas de accionamiento para disminuir la carga de potencia en el motor de vehículos e incrementar la economía del combustible. Tales sistemas pueden ser empleados, por ejemplo, en relación con servo-direccionamientos (los cuales comúnmente son activos solamente cuando una corrección del direccionamiento es requerido) , amortiguadores (que utilizan retroalimentación para ajustar la rigidez de los amortiguadores a las condiciones del camino y la velocidad) y acondicionamiento de aire (que ponen en operación el compresor a la velocidad mínima requerida para mantener la temperatura constante) . El uso de tales sistemas de control y accionamiento eléctrico tiende a incrementar la demanda en el sistema de energía eléctrica del vehículo. Similarmente, es deseable que los sistemas de refrigeración móviles sean impulsados eléctricamente. Por ejemplo, el accionamiento del sistema de refrigeración a velocidades variables (independientemente de las revoluciones por minuto del motor del vehículo) puede incrementar la eficiencia. Además, con los sistemas impulsados eléctricamente las mangueras que conectan los varios componentes, por ejemplo el compresor (en el motor) , condensador (dispuesto para estar expuesto al aire) y unidad de evaporación (localizada en el compartimiento frío) pueden ser reemplazados por un sistema sellado herméticamente, accionado eléctricamente, análogo a un refrigerador domestico o acondicionador de aire. Así, es deseable que un sistema de energía eléctrica del vehículo en tales aplicaciones sea capaz de proporcionar los niveles de energía requeridos para una unidad impulsada eléctricamente. También hay necesidad particular de un alternador de alta energía para un alternador de alta energía de "retirar y reemplazar" para retroequipar vehículos existentes. Comúnmente, solo una cantidad limitada de espacio es provista dentro del compartimiento del motor del vehículo para acomodar el alternador. A no ser que un alternador de reemplazo encaje dentro del espacio disponible, la instalación es, si es posible, significativamente complicada, requiriendo comúnmente la remoción de componentes mayores tales como radiadores, parachoques, etc., e instalación de abrazaderas, bandas y componentes físicos extra. Así, es deseable que un alternador de reemplazo que encaje dentro del espacio original sea proporcionado y se interconecte con los elementos físicos originales.
En general, los alternadores de imán permanente son bien conocidos. Tales alternadores utilizan imanes permanentes para generar el campo magnético requerido. Los generadores de imán permanente tienden a ser mucho más ligeros y más pequeños que los generadores de campo de devanados tradicionales. Ejemplos de alternadores de imán permanente son descritos en las patentes estadounidenses 5,625,276, expedida a Scott et al el 29 de abril de 1997; 5,705,917 expedida a Scott et al el 6 de enero de 1998; 5,886,504 expedida a Scott et al el 23 de marzo de 1999; 5,92,611 expedida a Scott et al el 27 de julio de 1999; 6,034,511 expedida a Scott et al el 7 de marzo de 2000 y 6,441,522 expedida a Scott el 27 de agosto de 2002. Alternadores de imán permanente particularmente ligeros y compactos pueden ser implementados al emplear un rotor de imán permanente "externo" y un estator "interno" . El rotor comprende una caja cilindrica hueca con imanes permanentes de alta energía dispuestos sobre la superficie interior del cilindro . El estator es dispuesto concéntricamente dentro de la caja del estator. La rotación del rotor alrededor del estator provoca flujo magnético desde los imanes del rotor para interactuar con e inducir corriente en los devanados del estator. Un ejemplo de tal alternador es descrito por ejemplo en las patentes estadounidenses mencionadas anteriormente 5,705,917 expedida a Scott et al el 6 de enero de 1998 y 5,92,611 expedida a Scott et al el 27 de julio de 1999.. La energía suministrada por un generador de imán permanente varía significativamente de acuerdo con la velocidad del rotor. En muchas aplicaciones, los cambios en la velocidad del rotor son comunes debido por ejemplo a variaciones en la velocidad del motor en un automóvil o cambios en características de carga. Así, un sistema de control electrónico es usado comúnmente. Un ejemplo de un alternador de imán permanente y sistema de control para el mismo es descrito en la patente estadounidense mencionada anteriormente 5,625,276 expedida a Scott el al el 29 de abril de 1997. Ejemplos de otros sistemas de control son descritos en la patente estadounidense 6,018,200 expedida a Anderson, et al., el 25 de enero de 2000. La necesidad de acomodar un amplio intervalo de velocidades del rotor es particularmente aguda en aplicaciones automotrices. Por ejemplo, los motores de camión a diesel grande operan comúnmente de 600 revoluciones por minuto en estado inactivo a 2600 revoluciones por minuto a velocidades de autopista, con ráfagas ocasionales a 3000 revoluciones por minuto cuando el motor es usado para retardar la velocidad del camión. Así, el sistema de alternador es sometido a una variación de 5:1 en revoluciones por minuto. Los motores a diesel de trabajo ligero operan en un intervalo un tanto más amplio, por ejemplo de 600 a 4000 revoluciones por minuto. Los alternadores usados con motores de vehículos a gasolina deben compensar comúnmente un intervalo todavía más amplio de revoluciones por minuto, por ejemplo de 600 a 6500 revoluciones por minuto. Además, el alternador debe acomodar variaciones en carga, esto es, sin carga a plena carga. Así, el voltaje de salida de un alternador de imán permanente usado con motores de vehículos a gasolina puede se sometido a una variación de 12:1. Así, si se requiere que un alternador de imán permanente convencional proporcione un voltaje de operación (por ejemplo 12 volts) en tanto que se encuentra a velocidad inactiva con una carga dada, proporcionará múltiplos del voltaje de operación, por ejemplo diez (10) veces aquel voltaje, a plenas revoluciones por minuto del motor con aquella carga, por ejemplo 120 volts. En donde el voltaje a velocidad inactiva es de 120 V, por ejemplo para aparatos de acondicionamiento de aire o de comunicaciones de accionamiento eléctrico, el voltaje a plenas revoluciones por minuto del motor seria por ejemplo de 1200 volts. Tales niveles de voltaje son difíciles y por supuesto peligrosos de manejar. Además, tales variaciones extremas en el voltaje y corriente pueden recibir componentes más caros; componentes clasificados para los altos voltajes y corrientes producidos a altas revoluciones por minuto del motor (velocidades de autopista) son considerablemente más caros que los componentes clasificados para voltajes moderados . Varios intentos de acomodar el amplio intervalo de voltajes de salida de alternadores de imán permanente se han realizado. Por ejemplo, la patente estadounidense de Scott et al 5,625,276, mencionada anteriormente describe un controlador que activa selectivamente devanados individuales para obtener una salida deseada. Los devanados pueden ser conectados en una configuración plenamente paralela para proporcionar alta corriente a niveles de voltaje relativamente bajos o en serie para proporcionar capacidad de alto voltaje. A medida que las revoluciones por minuto de accionamiento se incrementan, los devanados individuales son en efecto desconectados del circuito operativo para controlar el voltaje y/o corriente de salida. Sin embargo, particularmente en aplicaciones de alta proporción de velocidad de alta potencia, compactas, tales como vehículos motorizados, las transiciones de conmutación o cambio entre los devanados tienen efectos perjudiciales, especialmente en el extremo alto del intervalo de revoluciones por minuto. Otros intentos han involucrado controlar las revoluciones por minuto del alternador y así su voltaje, independientemente de las revoluciones por minuto del motor. Un ejemplo de tal intento es descrito en la patente estadounidense 4,695,776 expedida el 22 de septiembre de 1987 a Dishner. Estas soluciones tienden a involucrar componentes mecánicos que son grandes, requieren mantenimiento y están sujetos a desgaste. Otros intentos han involucrado desviar una porción del flujo magnético generado en el alternador para modelar el voltaje de salida. Un ejemplo de tal sistema es descrito en la patente estadounidense 4,885,493 expedida a Gokhale el 5 de diciembre de 1989. Sin embargo, la desviación de flujo requiere comúnmente componentes mecánicos adicionales y puede ser lenta para reaccionar. Los sistemas eléctricos de vehículos motorizados que incluyen un convertidor de CD a CD de topología flexible para acoplamiento de un alternador impulsado por el motor a carga eléctricas del vehículo en una proporción de transferencia dependiente del modo son también conocidos . Un ejemplo de tal sistema es descrito en la patente estadounidense 6,469,476 expedida a Barrett el 22 de octubre de 2002. En tal sistema, el voltaje de salida del alternador es regulado en base al voltaje de carga y el convertidor es operable en uno de una diversidad de modos diferentes en base a la velocidad del motor, incluyendo un modo de refuerzo hacia adelante, un modo unitario hacia adelante y un modo de oposición hacia adelante . En el modo de refuerzo hacia adelante, el voltaje de salida del convertidor es reforzado por encima de aquel del alternador para permitir la carga de la batería a bajas velocidades del motor; en el modo unitario hacia adelante, el voltaje de salida del alternador es transferido a la batería y cargas eléctricas a una proporción de transferencia unitaria y en el modo de oposición hacia adelante, el voltaje de salida del convertidor es reducido por debajo de aquel del alternador para mejorar la salida de potencia del alternador a velocidades del motor medias a altas . La rectificación y regulación se pueden efectuar como un solo proceso utilizando un puente de SCR con un control de ángulo de fase del ciclo de trabajo. Sin embargo, la salida de voltaje contenido de ondulación pueden variar significativamente cuando se usa el método de ángulo de fase de SCR para controlar una fuente de energía de CA que varía en magnitud y cambia la frecuencia alternante muy rápidamente. Además, el uso de tal puente de SCR para derivar una señal de salida regulada a voltajes empleados comúnmente en sistemas automotrices de la salida de alternador es probable que involucre corrientes pico relativamente más altas y pérdidas de conmutación más altas (IR) manifestadas por la generación de cantidades significativas de calor e interferencias electromagnéticas . Así, hay necesidad de un sistema de control relativamente no caro y eficiente que pueda acomodar las amplias variaciones en la salida de un alternador de imán permanente. Tal sistema capaz de regular el voltaje dentro de tolerancias estrechas, por ejemplo solo una variación de uno a dos por ciento en salida y con alta eficiencia de energía y así, relativamente poco calor a ser disipado es deseable. Además, hay necesidad de minimizar el calor generado por los dispositivos de conmutación de potencia en el sistema de control y la interferencia de radiofrecuencia electromagnética provocada por transiciones abruptas en corriente y voltaje (picos) durante la conmutación.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN De acuerdo con varios aspectos de la presente invención, un sistema de control relativamente no caro que pueda acomodar las amplias variaciones en la salida de un alternador de imán permanente y proporciona una regulación de voltaje relativamente exacta, es provisto por uno o más de los siguientes :* Un sistema de rectificación y regulación para rectificar y regular el voltaje de salida del 'alternador a un voltaje relativamente alto (y corriente relativamente baja) y luego usar uno o mas convertidores de CD A CD separados y/o convertidores de CD a CA para convertir el voltaje inicial relativamente alto al voltaje de salida deseado. Un rectificador/limitador usado como fuente de energía eléctrica a un regulador tipo refuerzo.
Un rectificador/limitador multimodal que opera selectivamente en modos de rectificación de plena onda, rectificación de media onda, rectificación de media onda de pleno ciclo de trabajo y rectificación de media onda modulada por ancho de impulso, dependiendo de la salida de alternador y/o la salida del rectificador/limitador. Incrementar la eficiencia de conversión y reducir la interferencia de radiofrecuencia al limitar la proporción de cambio de voltaje a través y corriente a través de los conmutadores de potencia empleados en el sistema para minimizar la energía de conmutación que de otra manera sería disipada en los conmutadores de potencia como calor y preferiblemente, recapturar aquella energía de conmutación dirigiéndola a la carga. Un puente inversor de CD a CA, en donde el conmutador del lado alto del par activo es mantenido encendido por todo el medio ciclo y el conmutador de lado de tierra inferior es modulado, en contraposición a modular ambos conmutadores del par y/o el capacitor de filtro es descargado a cargas menores de un punto predeterminado (suficiente para descargar el inductor) al encender el lado alto de la pata opuesta (poniéndola en operación de una manera mutuamente exclusiva con el lado bajo de la pata activa) para la formación de onda, para asegurarse de que el inductor de filtro del inversor y el capacitor sean restablecidos .
BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La presente invención será descrita posteriormente en la presente en conjunción con las figuras de los dibujos adjuntos, en donde las designaciones semejantes denotan elementos semejantes (a no ser que se especifique de otra manera) . La figura 1 es un esquema de bloques de un sistema para convertir entre energía mecánica y energía eléctrica de acuerdo con varios aspectos de la presente invención. Las figuras 2A y 2B son representaciones gráficas de los modos operacionales del rectificador/limitador de la figura 2. La figura 2C es un diagrama de bloques esquemático de una modalidad preferida de un rectificador/limitador de acuerdo con varios aspectos de la presente invención. Las figuras 3A-3K (denominadas colectivamente como figura 3) son diagramas esquemáticos de los componentes respectivos del rectificador/limitador de la figura 2. La figura 3L es una ilustración gráfica del voltaje de una señal de accionamiento a un conmutador de potencia de FET y la resistencia del FET durante la operación de apagado del FET. La figura 3M es una ilustración gráfica del voltaje y corriente que provocan pérdida de conmutación durante la operación de apagado del interruptor de potencia de FET. La figura 4 es un diagrama de bloques esquemático de un regulador de refuerzo de acuerdo con varios aspectos de la presente invención. Las figuras 5A y 5B (denominadas colectivamente como figura 5) son diagramas esquemáticos de los componentes respectivos del regulador de la figura . La figura 6 es un diagrama de bloques esquemático de un convertidor de CD-CD. Las figuras 7A-7E (denominadas colectivamente como figuras 7) son diagramas esquemáticos de los componentes respectivos de modalidades preferidas de convertidor de CD-CD de la figura 6. La figura 8 es un diagrama de bloques esquemático simplificado de un inversor de onda seno. Las figuras 9A y 9B (denominadas colectivamente como figura 9) son ilustraciones gráficas de la operación de los conmutadores de un inversor- de onda seno de PWM; La figura 9A ilustra la operación convencional, en donde los conmutadores de cada par son accionados simultáneamente; La figura 9B ilustra la operación bajo condiciones de baja carga, de acuerdo con varios aspectos de la presente invención. Las figuras 10A-10G (denominadas colectivamente como figura 10) son diagramas esquemáticos de modalidades preferidas de los componentes del inversor de onda seno de la figura 8. Las figuras 11A-11L (denominadas colectivamente como figura 11) son un diagrama de flujo esquemático de un programa de microcontrolador para efectuar la operación del rectificador/limitador de la figura 3. Las figuras 12A-12H y 12K-12Q (denominadas colectivamente como figura 12) son un diagrama de flujo esquemático de un programa de microcontrolador para efectuar la operación del inversor de la figura 8.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA MODALIDAD PREFERIDA Refiriéndose ahora a la figura 1, un sistema 100 para convertir entre energía mecánica y energía eléctrica de acuerdo con varios aspectos de la presente invención comprende: un alternador 101, un sistema de rectificación y regulación 102 (que comprende apropiadamente un rectificador 200 y regulador 400) , uno o más convertidores de CD-CD 106 y apropiadamente, un inversor de CD-CA 108. En general, el alternador 101 proporciona señales de salida de CA sin regular multifásicas (por ejemplo, trifásicas) , fase A (PH_A) , fase B (PH_B) y fase C (PH_C) que varían significativamente de acuerdo con las revoluciones por minuto de accionamiento. El sistema de rectificación y regulación 102 rectifica la señal de salida de CA del alternador 101, esto es, la convierte a una señal de CD (VRO) y regula el voltaje de aquella señal a un nivel predeterminado, por ejemplo 180 V, esto es, mantiene el nivel de voltaje con una tolerancia de ± 2%. Luego la señal de CD regulada (VRO) es aplicada a los convertidores de CD-CD 106 para su conversión al (los) nivel (es) de voltaje de salida deseado(s) (VI, V2) , por ejemplo 12, 24 y/o 24 volts de CD y si se desea, al inversor CD-CA 108 que genera una señal de CA de forma de onda, frecuencia y voltaje deseados, por ejemplo onda seno de 50/60Hz, 120 VMRS . El nivel de voltaje predeterminado VRO, por ejemplo 180 V, emitido por el sistema de rectificación y regulación 102 es escogido para soportar las salidas deseadas. En la modalidad preferida, la salida VRO del sistema de rectificación y regulación 102 es escogida para ser de aproximadamente 180 V, la cual, cuando es aplicada al inversor de CD a CA 108 produce un pico de 170 V, esto es, una onda seno RMS de 120 V. La misma señal de CD de 180 V regulada de VRO es alimentada al (los) convertidor (es) descendente (s) de CD a CD 106 para producir salidas de CD de 12, 24 y/o 42 V. Puesto que VRO es relativamente alto, niveles relativamente bajos de corriente fluyen a la sección de entrada de los convertidores de CD a CD 106, produciendo una eficiencia de conversión de energía mas alta. El uso del sistema de rectificación y regulación 102 para rectificar y regular el voltaje de salida del alternador a un voltaje relativamente alto y luego de utilizar uno o más convertidores de CD a CD separados y/o inversor de CD a CA para convertir el voltaje inicial relativamente alto al voltaje de salida deseado es particularmente ventajoso en una diversidad de aspectos. La rectificación y regulación a voltajes relativamente altos iguala el uso de niveles de corriente relativamente bajos, en comparación con la magnitud de corriente encontrada si la rectificación y regulación se llevaron a cabo a voltajes más bajos. El uso de corriente de magnitud más baja reduce tanto las pérdidas por conducción como pérdidas de conmutación en relación con las funciones de rectificación y regulación. Así, se genera menos calor. Además, el llevar a cabo toda la rectificación y regulación separadamente de la posición de conversión permite el uso de etapas de salida de voltaje menos cara, más robustas y más simples y facilita la generación de múltiples salidas de voltaje, por ejemplo 12, 24 ó 42 V CD y 120 voltios RMS de 50/60 Hertz de CA. El alternador 101 es apropiadamente un alternador de imán permanente y preferiblemente un alternador del tipo descrito en la Solicitud de Patente estadounidense Provisional, copendiente perteneciente en común No. de Serie 60/486,831 de Charles Y. LaFontaine y Harold C. Scott, entitulada "Compact High Power Alternator" y presentada el 10 de julio de 2003. La Solicitud de Patente estadounidense de LaFontaine et al., No. de Serie 60/4186,831 es incorporada en la presente por referencia como si se resumiera verbatim en la presente. Brevemente, el alternador 101 comprende un rotor montado sobre un árbol giratorio y dispuesto concéntricamente en relación con un estator estacionario. El estator incluye devanados de fase respectivos A, B y C conectados conjuntamente en un extremo (neutro) , en una configuración de estrella. El devanado neutro define una segunda conexión a tierra flotante (designada por respectivas líneas horizontales espaciadas verticalmente de longitudes variables que forman un triángulo y no será confundido con una primera conexión a tierra simbolizada por un triángulo cerrado) . Una fuente de energía externa tal como un motor o turbina, impulsa comúnmente el elemento giratorio, directamente o por medio de un sistema intermedio tal como una banda de polea. En aplicaciones automotrices, el alternador 101 es montado comúnmente debajo del capo e impulsado por banda del motor del vehículo. El movimiento relativo entre el rotor y el estator provoca que se induzca voltaje en los devanados. El alternador 101 está diseñado de tal manera que preferiblemente genera un voltaje mínimo predeterminado a velocidad inactiva o revoluciones por minuto mínimas bajo condiciones de plena carga. Como se indica anteriormente, en aplicaciones automotrices, las revoluciones por minuto de accionamiento pueden variar ampliamente, por ejemplo de 600 RPM en estado inactivo a 300 RPM para camiones de diesel grandes, (variación 5:1), 600 a 4,000 RPM para camiones de diesel de uso ligero y de 600 a 6,500 RPM en motores de vehículos de gasolina. Además, el alternador puede acomodar variaciones en carga, esto es, sin carga a plena carga. Así, el voltaje de salida de un alternador de imán permanente 101, cuando es usada con un motor de vehículo de gasolina, puede ser sujeto a una variación de 12:1. Así, si se requiere un alternador de imán permanente convencional para proporcionar voltaje de operación (por ejemplo 18 voltios) en tanto que está a velocidades inactivas con una carga dada, proporcionará múltiplos de voltaje de operación, por ejemplo diez (10) veces aquel voltaje, a plenas RPM del motor con aquella carga, por ejemplo 180 voltios. El circuito de rectificación y regulación 102 rectifica la señal de salida de CA del alternador 101, esto es, la convierte a una señal de CD y regula el voltaje de aquella señal, esto es, mantiene el nivel de voltaje de la señal dentro de un intervalo predeterminado de valores, por ejemplo 180 V + 2%. El sistema de rectificación y regulación 102 puede comprender cualquier sistema capaz de proporcionar una señal de CD regulada apropiadamente (VO) en el intervalo de las señales CA trifásicas provistas por el alternador 101.
Por ejemplo, el sistema 102 puede comprender un puente de SCR con control de ángulo en fase de ciclo de trabajo (y que emplea apropiadamente control de pérdida por conmutación como se describirá) . Sin embargo, el sistema 102 comprende preferiblemente un rectificador/limitador 200, que coopera con un regulador 400, preferiblemente un regulador tipo refuerzo. El rectificador/limitador 200 puede comprender cualquier circuito capaz de rectificar la salida ampliamente variable del alternador 101 y limitar su salida a un valor predeterminado, reduciendo de variación de la señal de entrada VO al regulador 400 (en comparación con la salida del alternador) . Por ejemplo, el rectificador/limitador 200 puede ser implementado mediante un puente de SCR tal como se describe anteriormente. Sin embargo, la modalidad preferida emplea un rectificador/limitador multimodal 200 que opera selectivamente con rectificación de plena onda, rectificación de media onda de pleno ciclo de trabajo o modos de rectificación de media onda modulada en ancho d impulso dependiendo de la salida del alternador y/o la salida del rectificador y/o limitador y limita su salida a un valor predeterminado que el valor de salida predeterminado del sistema 102, por ejemplo 170 V. en algunas instancias puede ser deseable incluir lo que es en efecto un modo de operación transicional entre rectificación de plena onda y rectificación de media onda, en donde el sistema fluctúa entre modos de rectificación de plena onda y rectificación de media onda. Más específicamente, dentro de ciertos intervalos RPM, bajo ciertas condiciones de carga, la rectificación de plena onda puede generar niveles de salida en exceso de aquel deseado. Sin embargo, la rectificación de media onda en tales circunstancias puede no proporcionar suficiente salida de energía. Para acomodar aquellos casos, cuando se encuentran ciertas condiciones de RPM y carga, se efectúa fluctuación entre rectificación de media onda y rectificación de plena onda, de tal manera que el voltaje de salida (y potencia de salida) del circuito 200 es efectivamente el promedio de tiempo del parámetro en los dos modos . Los períodos de tiempo relativos de rectificación en media onda y rectificación de plena onda determina la salida deseada. Una modalidad preferida del rectificador/limitador 200 es mostrada en la Figura 2. Modalidades preferidas de los componentes respectivos de tal rectificador/limitador 200 son mostradas en la Figura 3. El regulador 400, receptor de la salida del rectificador/limitador 200, proporciona una salida de voltaje constante VRO a un nivel predeterminado, por ejemplo 180 V ± 2" . El regulador 400 es preferiblemente un regulador tipo refuerzo. El uso de un regulador tipo refuerzo es ventajoso en una diversidad de aspectos. Es particularmente simple (se evita la necesidad de un transformador) eficiente y escalable. Cuando la entrada al regulador 400 se aproxima al máximo predeterminado (por ejemplo, a RPM correspondientes a velocidades de autopista) el refuerzo está esencialmente inactivo, consume poca energía y genera poco calor. Además, una topología tipo refuerzo limita inherentemente la corriente en caso de un corto circuito. Una modalidad preferida de un regulador tipo refuerzo es mostrado en la Figura 4. Las modalidades preferidas de los componentes respectivos de tal regulador tipo refuerzo 400 son mostradas en la Figura 5. Los convertidores de CD/CD 106 derivan en (los) voltaje (s) de salida de nivel deseado, por ejemplo 12, 24 ó 48 voltios u otros voltajes de CD deseables, de la salida de voltaje relativamente alta del sistema de rectificación y regulación 102 (por ejemplo regulador 400) . Los convertidores de CD-CD 106 pueden ser implementados utilizando cualquier topología apropiada, tal como por ejemplo medio puente, pleno puente en el modo de conmutación, empuje de tracción, volante, convertidor delantero o convertidor de refuerzo posterior. El convertidor de CD-CD 106 es implementado utilizando una topología de pleno puente, moderado por ancho de impulso, escalado hacia abajo convencional. Una modalidad preferida de un convertidor CD-CD 106 es mostrada en la Figura 6. Modalidades preferidas de los componentes respectivos de tal regulador tipo refuerzo 400 son mostradas en la Figura 7. El inversor CD-CA 108 produce una señal de salida de CA del voltaje y forma de onda deseados, por ejemplo 120 voltios RMS 50/60 Hertz CA, de la salida del sistema de rectificación y regulación 102 (por ejemplo regulador 400) . En general , un puente inversor apropiado comprende pares respectivos de dispositivos de conmutación de "lado alto" y "lado inferior" . Un par está asociado con la mitad positiva del ciclo CA y el otro asociado con una mitad negativa del ciclo de CA. Los dispositivos de conmutación de cada par son conectados en serie con un filtro de salida apropiado, entre un riel de CD regulado, esto es, la salida del sistema de rectificador y regulador 102 y conexión a tierra común, el conmutador del lado alto es conectado entre el riel positivo y el filtro de salida y el conmutador del lado bajo es conectado entre el filtro de salida y tierra común. Por facilidad de referencia, los pares de conmutadores asociados con el medio ciclo instantáneo serán denominados en la posteriormente en la presente como los conmutadores "primarios" y el par de conmutadores asociados con el otro medio ciclo serán denominados algunas veces posteriormente en la presente como los conmutadores "complementarios" . En general, una señal de CA es generada al volver cíclicamente el conductor, en una base mutuamente exclusiva, un primer par de dispositivos de conmutación (por ejemplo, los conmutadores asociados con el medio ciclo positivo) , luego el segundo par de dispositivos de conmutación (por ejemplo, conmutadores asociados con el medio ciclo negativo) , por períodos correspondientes a un medio ciclo (180°) de la frecuencia deseada. Esto genera una forma de onda esencialmente cuadrada, que es suavizada por el filtro de salida. Convencionalmente, la formación de onda para aproximarse mejor a una onda seno es efectuada mediante modulación de ancho de impulso de la corriente por medio de los conmutadores primarios. En algunas instancias, la formación de onda puede ser facilitada adicionalmente al proporcionar una trayectoria de descarga para el filtro de salida a través de por lo menos uno de los conmutadores complementarios durante al menos una porción de "tiempo muerto" entre impulsos a través de los conmutadores primarios. En la modalidad preferida, el inversor 108 produce una señal de salida que tiene una frecuencia y forma de onda predeterminadas, por ejemplo onda seno de 60 Hertz, al mantener el conmutador del lado alto del par asociado con la mitad instantánea del ciclo de CA "encendido" por todo el medio ciclo y modular el conmutador inferior (lado de conexión a tierra) (en contraposición a modular ambos conmutadores del par) y, cuando la carga (corriente extraída) es menor que un nivel predeterminado (pero no cuando la carga llega o excede aquel nivel) encender el lado alto del par complementario (asociado con el otro medio ciclo de una manera mutuamente exclusiva con el lado bajo de los conmutadores primarios) para asegurarse que el inductor del filtro del inversor y el capacitor son restablecidos . Tal inversor preferido 108 es mostrado en la Figura 8 y con formas de onda de la Figura 9. Modalidades preferidas de los componentes respectivos de tal inversor 108 son mostradas en la Figura 10. Como se discutirá adicionalmente, se hacen preferiblemente provisiones dentro del rectificador/limitador 200, regulador 400, convertidor de CD-CD 106 e inversor 108 para limitar la proporción del cambio a través y corriente a través de los conmutadores de potencia empleados en el sistema para minimizar la energía de conmutación que de otra manera sería disipada como calor y preferiblemente, recapturar la energía de conmutación y dirigirla a la carga.
Rectificador/limitador 200 Como se indica previamente, el rectificador/limitador 200 puede comprender cualquier circuito capaz de rectificar la salida ampliamente variable del alternador 101 y limitar su salida a un valor predeterminado. Preferiblemente, sin embargo, el rectificador/limitador 200 comprende un circuito multimodal que opera selectivamente en rectificación de plena onda, rectificación de media onda de pleno ciclo de trabajo, fluctuación transicional entre rectificación de plena onda y rectificación de media onda de pleno ciclo de trabajo o modos de rectificación de media onda modulada por ancho de impulso dependiendo de la salida del alternador y/o la salida del rectificador/limitador 200. En general, la rectificación de plena onda es más eficiente y así, es deseable operar en aquel modo, excepto cuando la rectificación de plena onda generaría un voltaje en exceso del nivel de salida máximo predeterminado (por ejemplo 170 voltios) . Como se explicará, los puntos en los cuales el modo operacional es conmutado entre rectificación de plena onda y rectificación de media onda pueden ser determinados en base a una señal de indicación (V_SNS) representativa de la salida que sería producida por la rectificación de plena onda bajo condiciones de RPM y carga instantáneas sin consideración del modo de rectificación real. La señal de indicación V_SNS, como se explicará, es apropiadamente directamente proporcional al nivel de voltaje de salida que sería generado por la rectificación de plena onda de la salida del alternador bajo condiciones RPM y carga instantáneas (sin consideración del modo de rectificación real) excepto que la caída de IR incrementada experimentada en el alternador 101 durante la operación en modo de rectificación de media onda es reflejada como un voltaje disminuido en la señal de indicación. El punto en el cual la modulación de ancho de impulso de la señal de rectificación de media onda es iniciado es determinado mediante la verificación de salida del rectificador/limitador. El rectificador/limitador 200, en el arranque, opera inicialmente en el modo de rectificación de plena onda. Cuando el rectificador/limitador 200 está en el modo de rectificación de plena onda se realiza una rectificación de media onda cuando la señal de indicación V_SNS excede un nivel predeterminado (FULL_UPPER_LIMIT) correspondiente a la salida deseada máxima del rectificador/limitador 200 para mantener la salida del rectificador/limitador 200 debajo del nivel máximo. Cuando el rectificador/limitador 200 está en el modo de rectificación de media onda, una conmutación a rectificación de plena onda se realiza cuando la señal de indicación V_SNS cae debajo de un nivel de umbral inferior predeterminado (HALFAL.OWER_L.IMIT) correspondiente a un voltaje igual o preferiblemente ligeramente menor que la salida deseada máxima del rectificador/limitador 200 e indicar que la rectificación de cada onda producirá una vez más una salida dentro de los límites deseados. Por otra parte, si el rectificador/limitador 200 está en el modo de rectificación de media onda y la salida del rectificador/limitador 200 llega al nivel de salida deseado máximo, se inicia la modulación de ancho de impulso para impedir que se exceda el nivel máximo . La fluctuación ocurre cuando se hace una transición entre modos de rectificación de plena onda y rectificación de media onda y ya sea si la rectificación de media onda da como resultado un valor de la señal de indicación de V_SNS menor que HALF_LOWER_LIMIT o la rectificación de plena onda da como resultado un valor de la señal de indicación V_SNS mayor que FULL_UPPER_LIMIT . Durante una operación de fluctuación, la salida del rectificador/limitador 200 es, efectivamente, el promedio de tiempo de la salida instantánea de los ciclos sucesivos de rectificación de plena onda y rectificación de media onda, proporcionando así una señal de salida dentro de los límites deseados . La banda de posiciones en las cuales ocurre la fluctuación es determinada por la diferencia entre valores de umbral superiores e inferiores . Alternativamente, los puntos en los cuales el modo operacional es conmutado entre rectificación de plena onda y rectificación de media onda (también como inicio de modulación de ancho de impulso) pueden ser determinados al verificar la salida VO del rectificador/limitador 200.
Refiriéndose brevemente a la Figura 2A, el rectificador/limitador 200 opera inicialmente en el modo de rectificación de plena onda. A medida que las RPM incrementan (suponiendo carga constante) , el voltaje de salida del rectificador/limitador 200 (por ejemplo, indicada en general como 260 en la Figura 2A) se incrementa proporcionalmente . El rectificador/limitador 200 es mantenido en modo de rectificación de plena onda hasta que "en efecto" la salida VO llega a un límite predeterminado correspondiente al valor de salida máximo deseado del rectificador/limitador 200, por ejemplo 170 V. El valor máximo es alcanzado, por ejemplo cuando la velocidad se incrementa en aproximadamente un múltiplo predeterminado de RPM inactivas, por ejemplo 2.5 veces la velocidad inactiva. Cuando (por ejemplo, punto 262 en la Figura 2A) la salida VO excede el nivel máximo deseado (correspondiente a la señal de indicación V_SNS que excede el umbral superior FULL_UPPER_LIMIT) , el rectificador/limitador 200 es conmutado al modo de rectificación de media onda (inicialmente con pleno ciclo de trabajo) . La conmutación a rectificación de media onda (pleno ciclo de trabajo) disminuye efectivamente el voltaje de salida VO por un factor de entre aproximadamente 50% y 60% (por ejemplo, punto 264 en la Figura 2A) , dependiendo de las condiciones de carga (corriente extraída) (mientras mayor es la carga, mayor es la caída) . Suponiendo ninguna condición de fluctuación (por ejemplo, el voltaje de salida de rectificación de media onda VO cuando es conmutado primero es mayor que un nivel de umbral inferior correspondiente a HALF_LOWER_LIMIT) , a medida que las RPM se continúan incrementando en el rectificador/limitador 200 continuará funcionando en el modo de rectificación de media onda de pleno ciclo de trabajo hasta que el voltaje de salida del rectificador/limitador 200 llega a un nivel predeterminado, preferiblemente el valor de salida máximo deseado (punto 266 en la Figura 2A) , punto en el cual la modulación de ancho de impulso de la salida rectificada de media onda del rectificador/limitador 200 es efectuada para limitar la salida al nivel predeterminado. Por otra parte, si cuando el rectificador/limitador 200 está operando en el modo de rectificación de media onda, las RPM disminuyen (o la carga se incrementa) al punto en que la salida VO cae por debajo del nivel de umbral inferior (correspondiente a HALF_LOWER_LIMIT) se reanuda la rectificación a plena onda de operación. Refiriéndose brevemente a la Figura 2B, si, cuando se hace una transición entre modos de rectificación de plena onda y rectificación de media onda, ya sea una u otra de la rectificación de media onda da como resultado una salida VO que cae debajo del nivel de umbral inferior (correspondiente a HALF_LOWER_LIMIT) (punto 268 en la Figura 2B) o la rectificación de plena onda da como resultado una salida VO más alta que el nivel máximo deseado (correspondiente a FULL_UPPER_LIMIT) (por ejemplo, punto 270 en la Figura 2B) , el rectificador/limitador 200 opera apropiadamente en el modo de fluctuación, conmutando entre rectificación de plena onda y rectificación de media onda, de tal manera que la salida promediada en el tiempo del rectificador/limitador 200 está dentro de los límites deseados. El rectificador/limitador 200 continua comúnmente operando en el modo de fluctuación hasta que las RPM se incrementan (o la carga disminuye) a un punto en donde la operación en el modo de rectificación de media onda genera un voltaje en exceso del nivel de umbral inferior (correspondiente a HALF_LOWER_LIMIT) (por ejemplo, punto 272 en la Figura 2B) o las RPM disminuyen (o la carga se incrementa) a un punto en donde la operación en el modo de rectificación de plena onda genera un voltaje menor o igual al nivel máximo deseado (correspondiente a FULL_UPPER_LIMIT) . Refiriéndose a la Figura 2C, el rectificador/limitador 200 comprende preferiblemente: un circuito de puente rectificador 202 que coopera con una memoria intermedia y circuito de accionamiento apropiados 206; un circuito de conversión de medio puente 203 que coopera con un comparador apropiado y generador de accionamiento PWM 216A y un circuito de frontera de aislamiento (amortiguador 216B) ; un circuito detector de cruce de cero 213; un control de microprocesador 214; una fuente de voltaje de energía aislado 215; un circuito de aislamiento de detección de voltaje 217 y una fuente de alimentación de bajo voltaje 218. El rectificador/limitador 200 también incluye preferiblemente un circuito de reducción de pérdida por conmutación 204 y si se desea, puede también incluir un circuito de detección de corriente 212. El circuito de puente del rectificador 202, cuando es accionado en respuesta a una señal de control SCR_DRV del control del microprocesador 214 (tal como es acondicionada por el amortiguador y circuito de accionamiento 206) , proporciona rectificación de plena onda de la señal CA trifásica del alternador 101, generando una señal CD VO entre la terminal +VO y tierra común (-V0) . El circuito de puente rectificador 202 comprende apropiadamente una pata paralela respectiva asociada con cada fase de CA, cada pata comprende un diodo "superior" conectado serialmente y un concentrador "inferior" (lado de conexión a tierra) , por ejemplo SCR, con la fase del alternador asociado conectada a la unión SCR y diodo. Como se discutirá, los SCR son habilitados durante la operación en el modo de rectificación de plena onda y deshabilitados durante la operación en el modo de rectificación de media onda (tanto pleno ciclo de trabajo como PWM) . Una modalidad preferida del circuito de puente rectificador 202 es mostrado en la Figura 3A. El circuito de amortiguador y accionamiento 206 recibe la señal de control SCR_DRV del control del microprocesador 214 y genera en respuesta señales de accionamiento apropiadas para aplicación a los componentes (por ejemplo, SCR) del circuito de puente rectificador 202. Una modalidad preferida del circuito de amortiguador y accionamiento 206 es mostrado en la Figura 6B. El circuito de conversión de medio puente 203, cuando es accionado, convierte efectivamente el circuito de puente de rectificador 212 en un rectificador de media onda, al deshabilitar los SCR y conectar selectivamente la terminal de salida negativa (-VO) del circuito 200, esto es, tierra común, al neutro de los devanados trifásicos del alternador, esto es, la segunda conexión a tierra flotante. El circuito de conversión de medio puente 203 comprende apropiadamente uno o más diodos 220 y conmutadores de potencia 222, tales como FET que cooperan con el comparador y generador de accionamiento PWM 216A y accionador aislado 216B. Los diodos 220 y conmutadores de potencia 222 proporcionan una conexión selectiva entre la terminal de salida negativa -VO del circuito 200 y el neutro de los devanados del alternador 101. Cuando la salida negativa -VO del circuito 200 (tierra común) es conectada al neutro de los devanados del alternador 101 (segunda conexión a tierra flotante) , la corriente fluye solamente sobre la mitad positiva del ciclo CA del alternador. Una modalidad preferida del circuito de conversión de medio puente 203 (y accionador 216B) es mostrado en la Figura 3C. El comparador y generador de accionamiento PWM 216A, cuando es habilitado por la señal de control FET_ENB del control del microprocesador 214 (mutuamente exclusiva con SCR_DRV) , coopera con el circuito de frontera de aislamiento (amortiguador) 216B para proporcionar señales de accionamiento apropiadas a los conmutadores de potencia 222 y efectúa selectivamente moderación de ancho de impulso de los contactos de salida VO para limitar el voltaje al nivel de salida máximo predeterminado (por ejemplo, 170 voltios) . Más específicamente, el comparador y generador de accionamiento de PWM 223A, cuando son activados por una señal de control FET_ENB del controlador del microprocesador 214, verifica el voltaje de salida VO del rectificador/limitador 200 y genera una señal de control modulada en ancho de impulso FET_DRV para efectuar el control del circuito de compresión de medio puente 203 de acuerdo con el voltaje de salida VO del rectificador/limitador 200. El ciclo de trabajo de la señal de control modulada en ancho de impulso FET_DRV es controlado de acuerdo con por ejemplo, es inversamente proporcional a la salida del rectificador/limitador 200; el ciclo de trabajo es inicialmente 100% y permanece en aquel valor hasta que la salida en el modo de rectificación de media onda del rectificador/limitador 200 excede el valor máximo predeterminado, por ejemplo 170 voltios, después de lo cual el ciclo de ajustado es ajustado para limitar el valor predeterminado. Una modalidad preferida del generador de accionamiento PWM 216A es mostrado en la Figura 3D. El circuito de frontera de aislamiento (accionador amortiguador) 216B, en respuesta a la señal FET_DRV, genera una señal de voltaje apropiado y aislamiento (tierra de referencia) para accionar los FET en el rectificador de media onda. Como se indica anteriormente, una modalidad preferida del circuito de frontera de aislamiento 216B es mostrado en la Figura 3C. La fuente de voltaje aislada receptora de las fases respectivas del alternador 101, proporciona un voltaje de CD rectificado de plena onda sin regular aislada en una terminal de salida sin lo demás PS en relación con una primera conexión a tierra flotante +PS (designada por una línea horizontal con líneas angulares espaciadas que se extienden hacia debajo de la misma) que está aislada de la segunda conexión a tierra flotante y la tierra común. La fuente de voltaje aislado 215 comprende apropiadamente un puente pleno de rectificador de diodo convencional. El voltaje PS es directamente proporcional al nivel de voltaje de salida que sería generado por la rectificación de plena onda de la salida del alternador bajo condiciones RPM y carga instantáneas (sin consideración del modo de rectificación real) , excepto que la caída de IR incrementada en el alternador 101 durante la operación en el modo de rectificación de media onda es reflejada como una dimensión en el voltaje PS . Una modalidad preferida de la fuente de voltaje aislado 215 es mostrada en la Figura 3E. El voltaje de salida aislado PS es aplicado al circuito de aislamiento de detección de voltaje 217 y al circuito de fuente de alimentación de bajo voltaje 218. El circuito de aislamiento de detección de voltaje 217, que coopera con la fuente de voltaje aislado 215, deriva la señal de indicación V_SNS indicadora del voltaje PS (y de aquí el nivel de voltaje de salida que sería generado por la rectificación de plena onda de la salida del alternador bajo condiciones de RPM y carga instantánea) , pero condicionada y desplazada en nivel para ser apropiada para aplicación como una señal de entrada al microprocesador 214. Una modalidad preferida del circuito de aislamiento de detección de voltaje 217 es mostrada en la Figura 3F. El circuito de puente de alimentación de bajo voltaje 218 proporciona múltiples suministros de bajo voltaje aislados para energizar los varios componentes de control del sistema 102, preferiblemente, derivando tales señales a partir de voltaje +PS sin regular. El circuito 208 comprende preferiblemente señales reguladas respectivas a un voltaje predeterminado, por ejemplo 15 voltios, en relación con cada uno de la tierra común y primeras y segundas conexiones a tierra flotantes . Una modalidad preferida del circuito de puente de alimentación de bajo voltaje 218 es mostrado en la Figura 3G. El detector de cruce de cero 213, receptor de una de las fases del alternador, por ejemplo fase A (PH_A) general una señal de salida (ZC) indicadora de cruce de cero de la fase y de aquí RPM. La señal de cruce de cero ZC es aplicada como entrada al controlador del microprocesador 214. Una modalidad del detector de cruce de cero 213 es mostrada en la Figura 3H. El circuito de detección de corriente 212 genera una señal de detección de corriente I_SNS, indicadora de la magnitud de la corriente que es emitida por el alternador 101. La señal de detección de corriente I_SNS es aplicada como entrada análoga al microprocesador 214. Una modalidad preferida del circuito de detección de corriente 212 es mostrada en la Figura 31. El controlador del microprocesador 214, en respuesta a la señal de indicación de salida de plena onda V_SNS, la señal de cruce de cero ZC y si se desea, la señal de detección de corriente I_SNS, genera selectivamente señales de control : SCR_DRV para efectuar la operación en el modo de rectificación de plena onda y FET_ENB para efectuar el modo de rectificación de medía onda. Antes de entrar a la operación multimodal del sistema 102, una determinación inicial de que el motor que impulsa el alternador 101 está operando con su propia energía, en contraposición por ejemplo al ser impulsado por un modal arrancador puede ser provista. En esencia, las RPM tal como son reflejadas por el período entre cruces de cero en una de las fases del alternador son verificadas para asegurarse de que el motor está operando a velocidad inactiva o por encima de un período predeterminado antes de iniciar la operación multimodal . Una modalidad preferida del controlador del microprocesador 214 es mostrada en la Figura 3J. El controlador 214 comprende apropiadamente el microcontrolador PIC18242 de microchip configurado para incluir: Temporizador 0 (TMRO) configurado como un contador de 8 bits impulsado por un reloj interno. El valor del temporizador es cargado en cada rollover para crear un evento de interrupción a partir del temporizador 0 a una base de tiempo fijo, por ejemplo 100 microsegundos. Temporizador 1 (TMR1) configurado como un contador de 16 bits impulsado por un reloj interno. El valor del temporizador es usado para medir el período de cruces de cero sucesivos a partir del alternador. Una interrupción del temporizador 1 indica un rollover, lo que significa que el tiempo entre cruces de cero sucesivos son demasiado largos y las RPM son demasiado baj as . Interrupción externa 0 (INTO es el nombre de evento) . Una interrupción es disparada cuando una terminal INTO (receptor de la señal de cruce de cero ZC del detector de cruce de cero 213) se va a un nivel alto. Apuntador de archivo (RAM) . Un apuntador de 12 bits para acceso a los datos de espacio de archivo (RAM) . Este apuntador de elementos físicos es usado para despejar la RAM y guardar la historia en el hilo análogo. Convertidor análogo a digital. Este módulo de elementos físicos lee del canal de entrada seleccionado (V_SNS, I_SNS) y almacena un resultado de 8 bits ó 10 bits.
El canal seleccionado es controlado mediante bits de ASCON0 de registro de control 5, 4 y 3. 3 compuertas de entrada/salida: Dos compuertas de 8 bits (PORTB y PORTC) para digitar solamente y una compuerta de 6 bits (PORTA) que puede ser digital o análoga o una mezcla de ambos . Cada bit dentro de una compuerta puede ser configurado como una entrada digital o salida digital. La compuerta de 6 bits (PORTA) puede también ser configurada para recibir una entrada análoga. En este caso, salidas digitales SCR_DRV y FET_ENB son generadas en los bits de compuerta B RB6 y RB7. Un diagrama de flujo del programa ejecutado por el microprocesador 214 es provista en las Figuras 10A-K. En general, el programa está compuesto de secuencias de inicialización normal, arranque y "bucle principal". Antes de entrar a la operación multimodal del sistema 102, una determinación inicial de que el motor que impulsa el alternador 101 está funcionando con su propia energía, en contraposición a ser impulsado por un motor arrancador puede ser provista. La secuencia de "arranque" es empleada para asegurar que el motor que impulsa el alternador 101 está a la velocidad y operando con su propia energía antes de que el sistema comience a extraer energía. No es deseable extraer energía de un motor que está intentando arrancar. Así, después de una secuencia de inicialización convencional, la secuencia de "arranque" en efecto, detecta un período predeterminado de operación a velocidad normal (un número predeterminado de mediciones consecutivas de períodos de cruce de cero debajo de un número especificado) antes de avanzar a la secuencia principal . Si un período más largo que el número especificado es detectado, el conteo es iniciado. Así, un motor que llega a la velocidad y luego se detiene no activará una extracción de energía. Después que se determina que el motor está "a la velocidad" , la señal SCR_DRV es generada (SCR_DRV = 1 y FET_ENB = 0) para habilitar el pleno puente 202 y efectuar la rectificación de plena onda inicial. Luego la secuencia de bucle principal es iniciada. El bucle principal verifica la señal de indicación de voltaje (V_SNS) y genera selectivamente señales de control SCR_DRV y FET_ENB para conmutar entre modos de rectificación de plena onda y media onda. Cuando se conmuta entre los modos, se emplea un "descanso antes de elaboración" para evitar poner en corto circuito los devanados del alternador. Esta función es simplemente implementada como un "hilo" . Un hilo está compuesto de piezas relativamente pequeñas de código (un estado) que llevan a cabo cada una tarea y luego regresan. La secuencia enlazada es provista al determinar en cada estado cual estado será el siguiente para ejecutar cuando el hilo es llamado otra vez. En general un hilo debe ser llamado varias veces con el fin de completar la función global . El bucle principal comprende tres llamadas primarias : Obtener entradas análogas : adquiere entradas análogas (V_SNS, I_SNS) , almacena cada resultado en una memoria intermedia y calcula el promedio de cada memoria intermedia. Las entradas análogas son verificadas cada base de tiempo (100 microsegundos) . Después de la consumación del proceso, una bandera es establecida. Control de puente : Verifica la manera indicadora de que los canales análogos han sido leídos, almacenados en memoria y los promedios calculados, luego determina si se requiere un cambio en el modo de puente en base a las lecturas . Si el modo actual es rectificación de plena onda, V_SNS es probado mayor que el límite superior (FULL_UPPER_LIMIT) . Si el modo actual es la rectificación de media onda, V_SNS es probado menor que el límite inferior (HALF_LOWER_LIMIT) . Si se indica un cambio, la secuencia para cambiar el modo de puente es iniciado y el control es devuelto al bucle de hilo. Las llamadas subsecuentes al hilo continúan en espera por retardo o finalizar el cambio de modo si el retardo está completo. Actualizar memoria temporal de período: Se verifica la bandera por una nueva medición de cruce de cero. Se prueba otra bandera para ver si el período era "demasiado bajo", si es así, entonces se regresa y no se hace nada con aquella lectura. Se coloca el nuevo período en una memoria intermedia o temporal circular. Se calcula el promedio de la memoria temporal y se almacena el resultado en "avg_j?eriod" . Además, se emplean varias funciones de "soporte" : InitCpnRam: Inicializa registradores de control y despeja toda la memoria RAM. InitSpecialVals : Establece variables o registradores específicos para este programa. WriteHistory: Usado por el hilo análogo para almacenar un resultado análogo en la posición apropiada dentro del arreglo de historia análoga. CalcADHistAvg: Usado por el hilo análogo para calcular el promedio de una sección del arreglo de historia análoga usado para un solo canal .
Circuito de reducción de pérdida de conmutación 204 En aplicaciones de alta energía que emplean interruptores de potencia tales como el circuito de conversión de medio puente 203, pérdidas por conmutación, esto es, pérdida de IR que ocurre durante operaciones de conmutación pueden ser un problema serio. Como regla de dedo, en ausencia de provisiones especiales, aproximadamente 10% de la energía eléctrica de entrada se puede perder en forma de calor. Por consiguiente, para una conversión de energía de 10 kW, un kW de energía se puede perder en forma de calor. Tal calor puede tener efectos perjudiciales, por ejemplo confiabilidad reducida sobre no solamente los introductores de potencia, si no también otros componentes electrónicos del sistema. Además, durante transiciones, el cambio rápido en voltaje a través y/o corriente a través de los dispositivos de conmutación tienden a crear emisiones de radiofrecuencia, esto es interferencia. En general, un dispositivo de conmutación de energía, tal como un FET, requiere una cantidad finita de tiempo, por ejemplo 500 nanosegundos (denominado en la presente como "período de apagado") para cambiar de un estado plenamente conductivo "encendido" /en el cual la resistencia del dispositivo es despreciable) a un estado plenamente no conductor "apagado" (en el cual la resistencia del dispositivo es efectivamente infinita) . Durante este período de apagado, la resistencia del dispositivo cambia gradualmente de despreciable a efectivamente infinita. Hasta que la resistencia llega a un nivel suficiente, la corriente sigue fluyendo a través del dispositivo, provocando pérdida de IR.
En general, la resistencia exhibida por un interruptor de potencia FET es fusión del nivel de voltaje de la señal de accionamiento aplicada a su compuerta. Por ejemplo, refiriéndose a las Figuras 3L y 3M, tal dispositivo es "encendido", esto es, plenamente conductor (por ejemplo, R = -0) mediante señales de accionamiento en o por encima de un voltaje predeterminado, por ejemplo 15 voltios y "apagado", esto es, plenamente no conductor (la resistencia es efectivamente infinita, por ejemplo R = ~ 4 MO o más) mediante señales de accionamiento en o menor de un segundo voltaje predeterminado, por ejemplo 0 voltios. Cuando está "encendido" , el dispositivo conduce a un nivel relativamente alto, por ejemplo 100 A. Sin embargo, la resistencia del dispositivo es despreciable, de tal manera que la caída del voltaje a través del dispositivo es esencialmente cero. Cuando el dispositivo está "apagado" , aparece un nivel relativamente alto de voltaje a través del dispositivo. Sin embargo, puesto que prácticamente el lado de corriente fluye a través del dispositivo no hay esencialmente nada de pérdida IR. Por otra parte, pérdida de IR significativa puede ocurrir cuando se aplica señales de accionamiento de voltajes intermedios, el dispositivo es conductor pero manifiesta una resistencia intermedia. Por ejemplo, la resistencia del dispositivo es un primer valor intermedio del orden de ohms y un segundo valor mayor, del orden de kilo-ohms, en respuesta a las señales de accionamiento de 7 voltios y 4 voltios, respectivamente. Esto tiende a dar como resultado pérdida de IR significativa. Por ejemplo, bajo condiciones de operación típicas, cuando la resistencia del dispositivo está en el intervalo de kilo-ohms, por ejemplo, el accionador está en la vecindad de 4 voltios, niveles significativos de corriente, por ejemplo del orden de 50 A, fluyen a través del dispositovo. Esto iguala las pérdidas de IR significativas, por ej emplo 2.5 kW durante aquel período . Esto se vuelve particularmente significativo cuando el dispositivo de conmutación es encendido y apagado a frecuencias relativamente altas, por ejemplo en operación de modulación de ancho de impulso. Desde la perspectiva de minimizar la pérdida de IR, es por consiguiente deseable minimizar el período de apagado. Sin embargo, el período de apagado mínimo tiende a ser establecido por la capacitancia de compuerta del FET y para dispositivos de baja resistencia de clasificación de alta potencia puede ser del orden de miles (por ejemplo 500) nanosegundos . De acuerdo con un aspecto de la presente invención, la eficiencia de conversión es incrementada y las emisiones electromagnéticas (interferencia) reducidas al controlar la velocidad de cambio de voltaje a través y corriente a través del dispositivo de conmutación de potencia durante el período de apagado del interruptor, minimizando la energía generada durante el curso de apagado del interruptor de potencia que de otra manera sería disipada en los interruptores de potencia como calor. La energía es preferiblemente capturada y finalmente aplicada a la carga al por ejemplo alimentarla hacia delante hacia la carga o alimentarla hacia atrás a una fuente de voltaje. Esto se puede llevar a cabo al disponer un capacitor a través del interruptor de potencia, de tal manera que esté cargado durante el período de apagado, limitando la velocidad de cambio de voltaje a través del interruptor, luego descargar selectivamente el capacitor no disipativamente (preferiblemente para la aplicación final a la salida) a un estado sustancialmente previamente descargado al comienzo del siguiente período de apagado sucesivo. El período de apagado es de duración finita, por ejemplo 500 ns . Así, al limitar la velocidad de cambio de voltaje, el voltaje desarrollado a través del FET durante el período de apagado está limitado a un nivel predeterminado relativamente bajo. La reducción sustancial de la pérdida de conmutación tiene tres beneficios principales : eficiencia de compresión de energía más alta, disipación de calor reducida en el interruptor de potencia (y así confiabilidad más alta) e interferencia electromagnética reducida. Más específicamente, un capacitor se opone a cambios en voltaje y se carga solo gradualmente. El cambio en voltaje (?V) a través del capacitor, en un período de tiempo (?t) está de acuerdo con la capacitancia (C) y el valor promedio de la corriente (i) durante el período de tiempo, esto es ?V = [ (i x ?t)/C)] . Así, al disponer un valor apropiado de capacitancia a través del drenaje y fuente del FET, el voltaje que se desarrolla entre el drenaje y la fuente de FET durante el período de apagado de FET puede ser mantenido a un valor bajo. Mientras más alto es el valor del capacitor, más bajo es el voltaje que se desarrolla entre el drenaje y la fuente durante el período de apagado. (Sin embargo, la capacitancia preferiblemente no es tan grande que no pueda ser descargada entre períodos de apagado sucesivos) . En general, el valor de la capacitancia es escogido de tal manera que el voltaje desarrollado durante el período de apagado es menor que un valor predeterminado, convenientemente menor de 20 voltios y preferiblemente 10 voltios o menos. En la modalidad preferida, el voltaje desarrollado durante el período de apagado está limitado a 10 voltios. El valor de capacitancia (CE) para limitar el voltaje entre el drenaje y fuente FET a un valor predeterminado (Vds) durante el período de apagado es igual a la corriente promedio (lave) a través de FET multiplicado por la duración (Toff) del período de apagado dividido por el voltaje predeterminado (Vds) , es decir, CE = [(lave X 0ff) /V¿s] . En la modalidad preferida, valores típicos de tal intervalo del capacitor son de entre 0.1 microfaradios a 0.2 microfaradios . Después que el FET está completamente apagado o durante el siguiente período sucesivo cuando el FET es encendido, la energía capturada por el capacitor, esto es, la carga desarrollada sobre el capacitor durante el período de apagado, es descargado a un inductor el cual aplica de manera no disipativa (descarga el capacitor) y finalmente aplica la energía a la salida (alimentación hacia delante) o es alimentada de regreso a la fuente de alimentación de entrada para reciclar efectivamente la energía sin disipación directa. En la modalidad preferida, el voltaje de la fuente de energía y tiempos de conmutación FET dan como resultado que los valores del capacitor que son descargados dentro del tiempo asignado por los valores de inductancia de aproximadamente 53 µH. Refiriéndose otra vez a la Figura 2C, en la modalidad preferida, el control de la velocidad de cambio de voltaje a través y corriente a través del dispositivo de conmutación de energía 222 durante el período de apagado se lleva a cabo la conmutación del circuito de reducción de pérdida 204. El circuito 204 comprende apropiadamente un diodo 240, un capacitor 242, un inductor 244 y un dispositivo de conmutación 246, por ejemplo un FET, que coopera con un circuito de accionador apropiado 247 y un diodo 248. El diodo 240 y capacitor 242 son conectados a través del dispositivo de conmutación 222 (por ejemplo, para un interruptor FET, el ánodo del diodo 240 es conectado al drenaje de FET y el capacitor 242 es colocado entre el cátodo y el diodo de la fuente FET) . El dispositivo de conmutación 246 es conectado en serie con el inductor 244 a través del capacitor 242. El 248 es dispuesto para proporcionar una trayectoria de corriente direccional entre el inductor 244 y la terminal de salida +VO. El dispositivo de conmutación 246 opera apropiadamente en sincronismo con el interruptor de potencia 222. Cuando los interruptores 246 y 222 están encendidos, el capacitor 222 se descarga al inductor 244. Cuando los interruptores 246 y 222 están apagados, suceden dos cosa, esencialmente de manera simultánea: el capacitor 242 se carga, controlando el voltaje a través del interruptor 222 como se describe previamente y el interruptor 244 invierte efectivamente su polaridad, impulsando hacia delante mediante esto el diodo 248 y alimentando corriente a través del diodo 248 a la terminal +VO. Una modalidad preferida del circuito de reducción de pérdida de conmutación 204 es mostrada en la Figura 3K. Circuitos de reducción de pérdida de conmutación análogos son empleados apropiadamente con los interruptores de potencia del regulador 400, convertidor de CD-CD 106 e inversor 108.
Regulador 400 Como se indica previamente, el regulador 400 proporciona un voltaje constante a un nivel predeterminado, por ejemplo 180 V ± 2%. Refiriéndose a la Figura 4, el regulador 400 es preferiblemente un regulador tipo refuerzo que comprende una o más etapas de refuerzo 404, un circuito de control 412 y preferiblemente un circuito de reducción de pérdida de energía de conmutación 410 (análog9o al circuito 204 en el rectificador/limitador 200) . La etapa de refuerzo 404 incluye apropiadamente un capacitor de entrada 420, una inductancia 422, un diodo de refuerzo 424, un interruptor de energía 426 y circuitos de accionamiento asociados 428 (sensibles a señales de control del circuito de control 402) y un capacitor de almacenamiento de salida 432. La salida es provista a través de las terminales de salida +VR0 y -VRO (conexión a tierra común) . El voltaje de CD de entrada VO del rectificador/limitador 200 está limitado a un valor, por ejemplo 170 voltios, más bajo que el voltaje deseado en la salida VRO del regulador 4001, por ejemplo 180 V. Cuando el introductor de potencia 426 es encendido (en respuesta a la señal de control DRV del control 412) , completa una trayectoria de corriente a través del inductor 422, provocando que el inductor 422 se energice. El diodo de refuerzo 424 es polarizado inversamente. Cuando el interruptor de potencia 426 se apaga, el inductor 422 invierte efectivamente su polaridad, impulsando hacia delante mediante esto el diodo 424. El inductor 422 alimenta corriente a través del diodo 424 para cargar el inductor de almacenamiento 432. El voltaje a través del inductor 422 se agrega al voltaje de entrada VO para general el voltaje de salida VRO. El circuito de control 412 regula el voltaje de salida VRO la detectar el voltaje de salida, comparándolo con un valor de referencia y haciendo variar el tiempo de encendido y apagado del interruptor de potencia 426 de conformidad, esto es, modula por ancho de impulso el accionamiento al interruptor 426. A medida que el voltaje de entrada (VO del rectificador/limitador 200) al regulador de refuerzo 400 se incrementa, el circuito de control 412 disminuye la cantidad de tiempo en que el circuito de energía 426 está encendido. Cuando el voltaje de entrada VO del rectificador/limitador 200 está en su límite máximo, por ejemplo 170 voltios, el interruptor de potencia permanece apagado y esencialmente toda la energía fluye a través del diodo 424. Esto da como resultado una eficiencia de rendimiento de energía particularmente alta; el único calor generado es aquel disipado por el diodo 424. Además, el regulador de refuerzo 400 limita inmediatamente la corriente en caso de un corto circuito.
Además, la eficiencia de conversión puede ser incrementada y las emisiones electromagnéticas (interferencia) reducidas mediante la inclusión del circuito de reducción de pérdida de conmutación 410 (análogo al circuito 204 en el rectificador/limitador 200) para controlar la velocidad de cambio de voltaje a través y corriente a través del dispositivo de conmutación 426 durante períodos de apagado, minimizando la energía generada durante el curso de introductores de circuitos de apagado que de otra manera serían disipados como calor y preferiblemente requebrándolo y dirigiéndolo (finalmente) a la carga al alimentarlo por ejemplo hacia delante a la carga. El circuito 410 comprende apropiadamente un diodo 450, un capacitor 452, un inductor 454, un dispositivo de conmutación 456, por ejemplo un FET, que coopera con un circuito accionador apropiado 458 y un diodo 460. El diodo 450 y el capacitor 452 son conectador a través del dispositivo de conmutación 426 (por ejemplo, para un interruptor FET, el ánodo del diodo 450 es conectado al drenaje del FET y el capacitor 452 es colocado entre el cátodo del diodo y la fuente de FET) . El dispositivo de conmutación 456 es conectado en serie con el inductor 454 a través del capacitor 452. El diodo 460 está ahí dispuesto para proporcionar una trayectoria de corriente direccional entre el inductor 454 y la terminal de salida +VR0. El dispositivo de conmutación 456 opera apropiadamente 'en sincronismo con el interruptor de energía 426. Cuando los interruptores 426 y 456 están encendidos, el capacitor 452 se descarga al inductor 454. cuando los interruptores 426 y 456 están apagados, el capacitor 452 se carga (controlando el voltaje a través del interruptor 426 como se describe previamente en conjunción con el circuito 204) y el inductor 454 invierte efectivamente su polaridad, impulsando mediante esto hacia delante al diodo 460 y alimenta corriente a través del diodo 460 a la terminal +VRO. Una modalidad preferida del regulador 400 emplea apropiadamente una pluralidad de etapas de refuerzo 404, cada etapa incluye pares respectivos de inductores e interruptores, cada para opera periódicamente (por ejemplo, 50% de ciclo de trabajo) en una base mutuamente exclusiva. Cada par tendría un diodo respectivo 450 asociado con el mismo y preferiblemente una porción del capacitor 452 (componentes paralelos son utilizados para formar el capacitor 452) . Modalidades preferidas del componente del regulador 400 son mostrados en la Figura 5: una etapa de refuerzo 404 (y elementos asociados del circuito de reducción de pérdida de conmutación 410) en la Figµra 5A; circuitos de reducción de pérdida de conmutación 410 en la Figura 5B (elementos comunes a todas las etapas) y circuitos de control 412 en la Figura 5C.
Inversor 108 El inversor 108 puede comprender cualquier circuito capaz de producir una señal de salida de CA del voltaje y forma de onda deseados, por ejemplo 120 voltios RMS 50/60 Hertz CA, de la salida del sistema de rectificación y regulación 102 (por ejemplo regulador 400) . Refiriéndose a la Figura 8 , un puente de inversor apropiado comprende : un primer circuito de conmutación de "lado alto" (superior) 802 (por ejemplo, que comprende uno o más FET) (+U) y circuitos de accionamiento asociados 804, asociados con el medio ciclo positivo de la salida del inversor; un segundo circuito de conmutación de "lado alto" (superior) 806 (-U) y circuitos de accionador asociados 808, asociados con el medio ciclo negativo de la salida del inversor ; un primer circuito de conmutación de "lado bajo" (inferior) 810 (+L) y circuitos de accionamiento asociados 812, asociados con el medio ciclo positivo de la salida del inversor; un segundo circuito de conmutación de "lado bajo" (inferior) 814 (-L) y circuitos de accionamiento asociados 816, asociados con el medio ciclo negativo de la salida del inversor; circuitos de filtro apropiados 822 que incluyen comúnmente un inductor y un capacitor, circuitos de detección de corriente 824 y un controlador 826. En la modalidad preferida, el inversor 108 incluye además circuitos de reducción de pérdida de conmutación respectivos 818 y 820 (análogos al circuito 204 en el rectificador/limitador 200) , que cooperan con los circuitos de conmutación de lado bajo 810 y 814, respectivamente. Los dispositivos de conmutación asociados con un medio ciclo dado (802, 810; 806, 814) son conectados en serie con el filtro 822, entre un riel de CD regulado, esto es, la salida VRO del sistema de rectificador y regulador 102 y conexión a tierra común. El interruptor de lado alto (802, 806) es conectado entre el riel positivo +VRO y filtro 822 y el interruptor de lado bajo (810, 814) conectado entre el filtro de salida 822 y tierra común. La salida de CA es emitida del filtro 822. El detector de corriente 824 proporciona una señal de salida I_SNS indicativo de la corriente CA. El controlador 826 proporciona señales de control a los accionadores 804, 808, 812 y 814. Modalidades preferidas de los componentes del inversor 108 son mostrados en la Figura 10: circuito de conmutación 802 y circuito de accionamiento 804 en la Figura 10A; circuito de conmutación 806 y circuito de accionamiento 808 en la Figura 10B; circuito de conmutación 810 y circuito de accionador 812 en la Figura 10C; circuito de conmutación 814 y circuito de accionamiento 816 en la Figura 10D; circuitos de reducción de pérdida de conmutación 818 y 820 en la Figura 10E; circuitos de filtro 822 y circuitos de detección de corriente 824 en la Figura 10F; controlador 826 en la Figura 10G.
En general , una señal de CA es generada al volver cíclicamente conductora, en una base mutuamente exclusiva, un primer par de dispositivos de conmutación (por ejemplo, los introductores 802, 810 asociados con el medio ciclo positivo) , luego el segundo par de dispositivos de interrupción (por ejemplo, interruptores 806, 814 asociados con el medio ciclo negativo) , por períodos correspondientes a un medio ciclo (180°) de la frecuencia deseada, por ejemplo aproximadamente 8.33 ms para una señal de 60 Hertz. Esto genera una forma de onda esencialmente cuadrada, la cual es suavizada por el filtro de salida 822; la forma de onda, sin embargo, frecuentemente solo se aproxima remotamente a una onda seno. Un método original de formación de onda para aproximar mejor una onda seno es modular por alto de impulso las señales de accionamiento a los interruptores "primarios" (pares de interruptores asociados en medio ciclo instantáneos) . Por ejemplo, refiriéndose a la Figura 9A, un ciclo de una onda seno 850 incluye un medio ciclo positivo 852 (0-180°) y un medio ciclo negativo 854 (180-360°) . El período de tiempo correspondiente a cada ciclo es en efecto subdividido en un número predeterminado de intervalos nominales (cuadros PWM) (por ejemplo, 48 en la Figura 9, por facilidad de ilustración, en la modalidad preferida 1000 intervalos de duración de 16.66 microsegundos), que incluyen preferiblemente un tiempo muerto corto al final de cada cuadro. Cada cuadro PWM corresponde a una porción angular predeterminada de la forma de onda (resolución) por ejemplo aproximadamente 7.5° en el ejemplo ilustrativo de la Figura 9 (en la modalidad preferidaO .36°) . Los interruptores primarios (802 (+U) , 840 (+L) para el medio ciclo positivo 852, ú 806 (-U) , 814 (-L) para el medio ciclo negativo 854) son luego encendidos solamente por una porción cada uno (comúnmente cada) de los incrementos de tiempo. Convencionalmente, tanto los interruptores primarios superior e inferior son encendidos y apagados simultáneamente, como se ilustra en la Figura 9a. En cualquier caso, el ciclo de trabajo puede fluctuar desde menos de 1% a más de 97%. El porcentaje del tiempo incrementado durante el cual los interruptores son encendidos (el ciclo de trabajo) durante un intervalo individual se hace variar como función de la forma de onda correspondiente deseada instantánea, en relación con la amplitud para simular la forma de onda sinusoidal deseada. Sin embargo, en general, el ciclo de trabajo de los interruptores primarios está comúnmente a un valor mínimo durante el período de tiempo correspondiente a 0°, se incrementa gradualmente en incrementos sucesivos hasta que llega al pleno ciclo de trabajo en el período de tiempo correspondiente a una fase de 90°, luego disminuyendo (simétricamente con los primeros 90°) hasta que llega al mínimo en 180°. En un ejemplo simplificado de incrementos de 7.5° (resolución), valores ejemplares del ciclo de trabajo de los interruptores primarios durante varios períodos de tiempo incrementables podrían ser 5% por el período de tiempo correspondiente a una fase de 0-7.5°, 10% para el período de tiempo correspondiente a una fase de 7.5-150, 50% para el período de tiempo correspondiente a una fase de 36.6-44°, 100% para los períodos de tiempo correspondientes a una fase de 82.5-90° y 90-97.5°, 50% para el período de tiempo correspondiente a una fase de 127.5-135° y 5% para el período de tiempo correspondiente a una fase de 172.5-180°. Como se indica previamente, la formación de onda básica (por ejemplo suavizado) se proporciona mediante el filtro 822. En esencia, el inductor y capacitor del filtro 822 almacenan energía magnética y eléctrica durante el período cuando la corriente fluye a través de los interruptores primarios. Sin embargo, si el inductor falla en descargar completamente durante el tiempo puerto y que el medio antes del siguiente impulso sucesivo (la porción del intervalo de tiempo durante el cual los interruptores primarios están apagados) se puede tener como resultado distorsión de la forma de onda. Esto es debido a que cualquier energía remanente dejada en el filtro se sumará a la energía inyectada por el siguiente impulso. La suma de estas energías no dará como resultado el valor propuesto.
Convencionalmente, para asegurarse que el filtro de salida 822 está completamente descargado/restablecido por cada intervalo de tiempo, se proporciona una trayectoria de descarga a través de los interruptores complementarios por al menos una porción de "tiempo muerto" entre impulsos . Convencionalmente, como se ilustra en la Figura 8A, tanto los interruptores complementarios superior e inferior (-U, -L durante el medio ciclo positivo y +U, +L durante el medio ciclo negativo) son encendidos y apagados simultáneamente para proporcionar la trayectoria de descarga. Los interruptores complementarios son comúnmente encendidos por un período inversamente proporcional al ciclo de trabajo de los interruptores primarios. Cuando el ciclo de trabajo de los interruptores primarios está a un valor máximo durante un intervalo, los interruptores complementarios son encendidos por un período de tiempo correspondiente al ciclo de trabajo mínimo de los interruptores primarios . En general, mientras más grande es el número de períodos de tiempo incrementables a los cuales el medio ciclo es dividido (esto es, mientras más alta es la "resolución" de la simulación) , se aproxima más estrechamente a una forma de onda sinusoidal. Sin embargo, mientras mayor es el número de veces que los interruptores de potencia son apagados, mayor es la pérdida de conmutación y el calor concurrente. Una manera de reducir tales pérdidas es emplear circuitos de pérdidas de conmutación respectivos (análogos al circuito 204) con respecto a cada uno de los interruptores en el puente de inversor 604. El uso de un regulador tipo refuerzo 400 facilita la recaptura de la energía recolectada por tales circuitos; la energía recolectada puede ser retroalimentada a la fuente de entrada sin afectar la regulación. Si el voltaje se empieza a incrementar, los circuitos de control de retroalimentación del regulador de refuerzo lo compensarán. De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, las pérdidas por conducción y conmutación en el inversor pueden también ser reducidas (o alternativamente) como se ilustra en la Figura 9B al (a) mantener uno de los interruptores primarios (preferiblemente el interruptor del lado alto) conductores mediante todo el medio ciclo correspondiente y modulación de ancho de impulso solamente del otro interruptor primario (por ejemplo, lado bajo) y/o (b) efectuar la modulación de ancho de impulso complementario (i) solamente del interruptor complementario correspondiente al interruptor primario que es mantenido por el medio ciclo (por ejemplo, el interruptor complementario de lado alto) . La modulación de solamente uno de los interruptores primarios (por ejemplo, el interruptor de lado bajo) y mantener el otro interruptor primario o por todo el medio ciclo, en efecto, corta el número de transiciones de conmutación generadoras de calor de los interruptores primarios a la mitad en comparación a las técnicas convencionales. Asimismo, la producción de liberación de descarga complementaria a través de solamente uno de los interruptores complementarios (por ejemplo, interruptor del lado alto) similarmente, en efecto corta el número de transiciones de conmutación generadoras de calor de los interruptores complementarios a la mitad en comparación con las técnicas convencionales . Además, se ha determinado que con cargas mayores de un nivel predeterminado (por ejemplo, en el intervalo de 1 KW a 2 KW) , no es necesario proporcionar una trayectoria de descarga específica entre impulsos con el fin de que el filtro 822 se descargue completamente. Así, de acuerdo con todavía otro aspecto de la presente invención, el número de transiciones de conmutación de los interruptores complementarios puede ser reducido adicionalmente al efectuar la modulación de trayectoria de descarga del interruptor complementario solamente a niveles de energía menores que el umbral. A niveles de energía mayores que el umbral, los interruptores complementarios son mantenidos apagados por la duración del medio ciclo. Así, no solamente se evitan las transiciones de conmutación, sino que las transiciones de los interruptores complementarios ocurren a cargas relativas, de tal manera que la pérdida de conmutación es a niveles relativamente baj os . Refiriéndose otra ves a la Figura 8 , los interruptores 802, 803, 810 y 814 se vuelven selectivamente conductores mediante señales de control del controlador 826 aplicadas a los accionadores 804, 808, 812 y 814. En la modalidad preferida, el controlador 826 es sensible a las señales de entrada I_SNS del controlador de corriente 824 y Vout_I y genera señales de control que incluyen: Refiriéndose a la Figura 10C, una modalidad preferida del controlador 826 comprende aproximadamente un microcontrolador 1000 con un módulo generador interno PWM, un accionador restante 1002, un circuito accionador de medio puente (por ejemplo, un accionador de medio puente IR2111 de rectificador internacional ) 1004 y circuitos de accionamiento respectivos . Como se discutirá, el microcontrolador 1000 genera: en la terminal 27 (RB6) , una señal de período del medio ciclo (POS_HALF_DISABLE) , efectivamente una onda cuadrada inversa a la frecuencia deseada, indicadora del medio ciclo instantáneo de forma de onda (por ejemplo, alta durante el medio ciclo negativo, baja durante el ciclo positivo) en la terminal 12 (RC1/0S1/CCP1) , selectivamente, cuando la carga de salida está menor de un nivel predeterminado (por ejemplo. 1 KW) , una corriente de impulso, PWMC, correspondiente a los cuadros de PWM respectivos (por ejemplo, intervalos de tiempo de 16.66 microsegundos) y en la terminal 13 (RC2/CCP1) , una señal de PWM con un ciclo de trabajo preprogramado . La señal de período de medio ciclo (POS_HALF_DISABLE) es utilizada para desarrollar señales de habilitación de lado alto (DLT y DUT) y señales de deshabilitación de lado bajo (DLE y DUE) . La señal de período de medio ciclo (POS_HALF_DISABLE) es desplazada en nivel (mediante el transistor Q14) y aplicada como entrada al circuito de accionamiento de medio puente 1004, que genera señales de deshabilitación medias positivas (DLE) y señales de deshabilitación medias negativas (DUE) , que incluyen preferiblemente un retardo corto entre transiciones para evitar corto circuito potencial durante la operación del rectificador 200, para aplicación a accionadores de lado bajo 812 y 816 (Figura 10A) . Las señales de deshabilitación de mitad positiva (DLE) y deshabilitación de mitad negativa (DUE) también son amortiguadas por una accionador de MOSFET de lado bajo convencional 1006 (apropiadamente, un accionador MOSFET de lado bajo de 3A-pico doble Micreí MIC4424N) para derivar señales (de habilitación) complementarias DLT y DUT, para aplicación a accionadores de lado alto 804 y 806 (Figura 10A) . La señal modulada por ancho de impulso PWM (terminal 13) es amortiguada mediante un accionador MOFSET de lado bajo convencional 1008 para generar una señal de accionamiento PWM PWMB, para aplicación a los accionadores de lado bajo 812 y 816 (Figura 10A) . La señal modulada por ancho de impulso PWM (terminal 13) es también aplicada, junto con la señal de cuadro de PWMC (terminal 12) al accionador de resta 1002. La señal de cuadro PWM PWMC es generada solamente cuando la carga de salida es menor que el umbral predeterminado. El accionador de resta 1002, en efecto, resta la señal de PWM de la señal de cuadro. El accionador de resta 1002 es así deshabilitado efectivamente durante períodos de carga alta cuando la señal de cuadro no es generada y genera una señal PWM complementaria PWMD, cuando la carga de salida es menor que el umbral predeterminado. La señal de PWM complementaria PWMD, es aplicada a ambas entradas del accionador 1006, para aplicación como componente de señales de habilitación del introductor del lado alto DLT y DUB. Cuando las entradas del accionador 106 ya están a nivel alto en virtud de las salidas del circuito de accionamiento de medio puente 1004, la señal de PWM complementaria PWMD no tiene efecto. Sin embargo, cuando la salida de otra manera es baja, las señales de alimentación de lado alto dan seguimiento a la señal PWM complementaria PWMD. El microcontrolador 1000 comprende apropiadamente un microcontrolador PIC18242 configurado para incluir: Temporizador 0 (MRO) . El temporizador 0 está configurado como un contador de 8 bits impulsado mediante un reloj interno. El valor del temporizador es recargado en cada rollover para cargar un evento de interrupción del temporizador 0 a una base de tiempo fijo, por ejemplo 100 milisegundos . PWM (1) . Es un módulo de modulación de ancho de impulso a base de componentes físicos (PWM) que es controlado mediante un registrador de período PR2 y un ciclo de trabajo que es controlado mediante dos registradores de elementos físicos: CCPR1L mantiene los 8 bits superiores del ciclo de trabajo de 10 bits, los 2 bits más bajos son mantenidos en los bits 5 y 4 CCP1C0N del registrador de control. Una vez que los registros de control han sido escritos y el módulo PWM está encendido, el módulo funcionará de manera esencial independientemente al período y ciclo de trabajo dados (frecuencia) . El evento de introducción del módulo PWM indica que un nuevo cuadro ha comenzado. Esto significa que el valor CCPR1L fue cargado a los registradores internos del módulo. El registrador de CCPR1L es un "cerrojo" para el registrador de ciclo de trabajo interno real, que almacena el contenido del registrador interno al instante del rollover del período.
Si el cerrojo no es actualizado antes de que el período actual expire, el valor actual del cerrojo será reutilizado. Apuntador de tabla: Un apuntador de 24 bits para el acceso de los datos de espacio de código. Este apuntador de elementos físicos es usado para leer los datos de ciclo de trabajo que están almacenados en el espacio de código como lista de constantes. El apuntador está compuesto de tres registradores : TBLPTRU: 8 bits más altos "superiores" del apuntador de 24 bits. TBLPTRH: 8 bits altos del apuntador de 24 bits. TBLPTRL: 8 bits más bajos para el apuntador de 24 bits . \ Lecturas en base al apuntador devuelven los datos almacenados en el espacio de códigos (ROM) en la dirección mantenida en el apuntador de tabla de 24 bits. Apuntador de archivo (RAM) : Un apuntador de 12 bits para acceso del espacio de datos del archivo (RAM) . Este apuntador de elementos físicos es usado para despejar la RAM y almacenar historia dentro del hilo análogo. Convertidor análogo a digital : Este módulo de elementos físicos lee el canal de entrada seleccionado y almacena un resultado de 8 bits ó 10 bits. El canal seleccionado es controlado por el registro de control de ADCON0 bits 5, 4 y 3.
Tres compuertas de entrada/salida: Dos compuertas de 8 bits (PORTB y PORTC) para digitar solamente y una compuerta de 6 bits (PORTA) que puede ser digital o análogo o una mezcla de ambos . Cada bit dentro de una compuerta puede estar configurado como una entrada o salida digital . La compuerta de 6 bits (PORTA) puede también ser configurada para recibir una entrada análoga. En general, el microcontrolador 1000 está programado para controlar el ciclo de trabajo del módulo PWM del microcontrolador, para crear una onda seno de 60 KHz del inversor. Se establecen intervalos de tiempo (cuadros PWM) de 16.66 microsegundos. Al comienzo del cuadro, la señal PWM (terminal 13) se va a un nivel alto para el ciclo de trabajo aplicable, después de lo cual avanza a un nivel bajo por el resto del cuadro. Una tabla de valores de ciclo de trabajo es construida utilizando un programa externo para crear una salida en forma de seno. La tabla mantiene 180° de datos. Un bit de control de salida cambia el estado y la tabla es repetida (en orden inverso) para los segundos 180°. La corriente de salida es verificada para detectar condiciones de carga menores que un valor de umbral, bajo las cuales condiciones de la señal de cuadros PWM PWMC es generada para crear la señal de PWM complementaria [PWMD] . Más allá de los 10 bits de datos dedicados al ciclo de trabajo, una bandera de encendido/apagado de formación de onda es incrustada apropiadamente, permitiendo el control de cuadro por cuadro de la formación de onda. Un diagrama de flujo del programa ejecutado por- el microcontrolador 826 es provisto en las Figuras 11A-Q. En general, el programa está compuesto de inicialización normal, secuencias de arranque y "bucle principal" . Dentro del bucle principal, se hacen tres llamadas: GetNextDuty: Perfecciona la manera que indica que el ciclo de trabajo ha sido reiniciado. Si está establecida, se llevan a cabo las etapas requeridas para tener el siguiente ciclo de trabajo de la tabla preparadas para que use el registrador de elementos físicos. Como se indica previamente, si esta función no es consumada antes de que expire el cuadro de PWM, el viejo ciclo de trabajo será reutilizado. Por ejemplo, esta función es dada por la prioridad más alta, una vez disparada, es ejecutada sin consideración de cualquier otras tareas en el sistema. GetAnaloglnputs : Adquiere entradas análogas (Vout_I, I_SNS) , almacena cada resultado en una memoria temporal o intermedia y calcula el promedio de cada memoria temporal. Se da a esta rutina una baja prioridad y está estructurada como un "hilo" . Después de la consumación, +se establece una bandera que indica que los canales análogos han sido leídos, guardados en memoria y el promedio de cada memoria calculado.
PowerMonitor : Verifica la corriente de carga del o inversor. Esta función verifica la corriente de carga y determina cual tabla [¿?] para usar el siguiente medio ciclo. El umbral de carga de salida es apropiadamente no un solo valor; una pequeña cantidad de histerisis puede estar incluida para filtrar la fluctuación cuando la corriente de carga permanece muy cercana al umbral . Esta función es disparada por la bandera que indica que los canales análogos han sido leídos, almacenados en memoria temporal a intermedia y el promedio de cada memoria temporal o intemedia calculado. Además, se emplean varias funciones de "soporte": InitCpuRam: Inicializa los registradores de control y despeja toda la RAM utilizada. InitSpecialVals : Establece variables o registradores específicos para este programa. GetTable: Lee de la tabla de ciclo de trabajo y exporta banderas incrustadas . Esta rutina también detecta el fon de la tabla. Si el fin de la tabla es detectado, la TBLPTR es recargada y se establece una bandera para indicar la condición. WriteP MReg : Escribe el ciclo de trabajo de la tabla a los registradores de elementos físicos . WriteHistory: Usado por el hilo análogo para almacenar un resultado análogo en la posición apropiada dentro del arreglo de historia análoga.
CalcADHistAvg: usado por el hilo análogo para calcular el promedio de una sección del arreglo de historia análoga utilizado para un solo canal .
Convertidores de CD-CD 106 Como se indica previamente, los convertidores de CD-CD 106 derivan en (los) voltaje (s) de salida de nivel deseado VI, por ejemplo 12, 24 ó 42 voltios de CD, de la salida de voltaje relativamente alta (por ejemplo 180 V) del sistema de rectificación y regulación 102 (por ejemplo, regulador 4010) . Los convertidores CD-CD 106 pueden ser implementados utilizando cualquier topología apropiada, tal como por ejemplo medio puente, pleno puente en el modo de conmutación, empuje-tracción, volante, convertidor hacia delante o convertidor de refuerzo hacia atrás. Una modalidad preferida de un convertidor de CD-CD 106 es implementado utilizando una topología escalada hacia abajo, modelada por ancho de impulso de pleno puente. Refiriéndose a la Figura 6, tal convertidor de CD-CD 106 comprende apropiadamente: un capacitor de filtro 602; un puente H de inversor convencional de interruptores de potencia, por ejemplo FET 604, sensibles a un controlador 606 de modelación de ancho de impulso convencional (PWM) (por ejemplo, un controlador PWM de modo de corriente SG1842) , un transformador de escalamiento hacia abajo convencional 610; un rectificador de puente de diodo convencional 612 y un capacitor de almacenamiento 614. En general, la señal de entrada CD de relativamente alto nivel (por ejemplo, 180 voltios) (VRO del regulador 400) es convertida a una señal modulada por ancho de impulso mediante el inversor 604. El transformador 610 escala hacia' abajo el voltaje de PWM a un nivel predeterminado. Luego el rectificador 612 rectifica la señal a CD y carga el capacitor de almacenamiento 614. El ciclo de trabajo de la señal PWM es controlado mediante el controlador 606 de acuerdo con las salidas VI, regulando así la señal de salida al valor deseado. Circuitos de reducción de pérdida de conmutación respectivos 608 (análogos al circuito 204) son provistos preferiblemente para los interruptores en el puente del inversor 604. Modalidades preferidas de los componentes de los convertidores CD-CD 106 son mostradas en las Figuras 7: interruptores de potencia 604 (sin un retorno de energía) y porciones del transformador 610 en la Figura 7A; controladores 606 en la Figura 7B y rectificador 612, porciones del transformador 610 y capacitor de almacenamiento 614 en la Figura 7C; una configuración alternativa de interruptores de potencia 604, adaptados para cooperación con circuitos de reducción de pérdida de conmutación 608 como se muestra en la Figura 7D y circuitos de reducción de pérdida de reducción 608 se muestran en la Figura 7E.
Aunque la presente invención ha sido descrita en conjunción con varias modalidades ejemplares, la invención no está limitada a las formas específicas mostradas y se contempla que otras modalidades de la presente invención pueden ser creadas sin desviarse del espíritu de la invención. Variaciones en componentes, materiales, valores, estructura y otros aspectos del diseño y arreglo se pueden efectuar de acuerdo con la presente invención como se expresa en las siguientes reivindicaciones :

Claims (31)

  1. REIVINDICACIONES 1. Un sistema sensible a una señal de entrada de corriente alterna de voltaje variable de nivel máximo relativamente alto, para generar una señal de salida de CD regulada que tiene un voltaje de salida predeterminado, el sistema está caracterizado porque comprende: un rectificador para generar, a partir de la señal de entrada, una señal de CD rectificada que tiene un voltaje máximo inicial predeterminado, el voltaje máximo inicial es un voltaje alto en relación con el voltaje de salida predeterminado; un regulador para generar, a partir de la señal de
  2. CD rectificada, una señal de CD regulada a un voltaje intermedio predeterminado, el voltaje intermedio predeterminado es un voltaje alto en relación con el voltaje de salida predeterminado y por lo menos un convertidor de CD a CD para generar, a partir de la señal CD de voltaje más alta regulada, la señal de salida CD regulada que tiene el voltaje de salida predeterminado. 2. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque: el voltaje máximo inicial es menor que el voltaje intermedio y el regulador comprende un circuito de refuerzo.
  3. 3. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el convertidor de CD a CD incluye por lo menos un elemento de conmutación que tiende a ser sujeto a pérdidas de apagado e incluye además un capacitor dispuesto para limitar la proporción de cambio de voltaje a través del elemento de conmutación del apagado y un circuito para descargar selectivamente el capacitor a la salida del circuito de refuerzo, de tal manera que el capacitor es descargado sustancialmente de manera plena al comienzo del siguiente período de apagado sucesivo .
  4. 4. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el rectificador incluye por lo menos un elemento de conmutación que tiende a ser sujeto a pérdidas de apagado e incluye además un capacitor dispuesto para limitar la proporción de cambio de voltaje a través del elemento de conmutación mediante el apagado y un circuito para descargar selectivamente el capacitor a la salida del rectificador, de tal manera que el capacitor es plenamente descargado sustancialmente por completo al comienzo del siguiente período de apagado sucesivo.
  5. 5. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el circuito para descargar selectivamente el capacitor comprende un inductor, un segundo dispositivo de conmutación y un diodo, el segundo dispositivo de conmutación es conectado en serie con el inductor a través del capacitor, con el diodo dispuesto para proporcionar una trayectoria de corriente direccional entre el inductor y las salidas del rectificador.
  6. 6. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque por lo menos uno del rectificador y regulador incluye por lo menos un elemento de conmutación de energía que tiende a ser sujeto a pérdidas de apagado e incluye además primeros y segundos diodos, un capacitor, un inductor y un dispositivo de conmutación, el primer diodo y el capacitor conectados a través del elementos de conmutación de energía, el dispositivo de conmutación es conectado en serie con el inductor a través del capacitor y el segundo diodo está dispuesto para proporcionar una trayectoria de corriente direccional entre el inductor y un punto de descarga predeterminado.
  7. 7. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el interruptor de potencia está en el rectificador y el punto de descarga predeterminado es la salida del rectificador.
  8. 8. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el punto de descarga predeterminado es la salida del regulador.
  9. 9. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el rectificador comprende un circuito multimodal que opera alternativamente el modo de rectificación de plena onda o modo de rectificación de media onda, dé acuerdo con el voltaje instantáneo de la señal de salida y cuando está en el modo de medio ciclo, opera alternativamente en modos modulados de pleno ciclo de trabajo o ancho de impulso de acuerdo con el voltaje de la señal CD rectificada.
  10. 10. El sistema de conformidad con la reivindicación 0 , caracterizado porque el circuito multimodal : conmuta de rectificación de plena onda a rectificación de media onda cuando el voltaje de la señal de entrada llega al voltaje máximo inicial y conmuta de rectificación de media onda a rectificación de plena onda cuando el voltaje de la señal de entrada cae debajo de un umbral inferior predeterminado, el valor de umbral inferior predeterminado es menor que el voltaje máximo inicial por una diferencia predeterminada y cuando está en el modo de rectificación de media onda conmuta a modo modulado de ancho de impulso cuando el voltaje de la señal CD rectificada excedería de otra manera el voltaj e máximo inicial .
  11. 11. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el circuito multimodal fluctúa entre rectificación de plena onda y media onda bajo condiciones en donde la rectificación de plena onda genera niveles de salida en exceso de voltaje máximo inicial, pero la rectificación de media onda no proporciona los niveles de salida por lo menos iguales al valor de umbral inferior predeterminado .
  12. 12. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el rectificador comprende: un circuito de fuente rectificador para, en respuesta de señales de control aplicadas al mismo, efectuar selectivamente la rectificación de plena de la señal de entrada, un circuito de conversión de medio puente que coopera con el circuito de puente rectificador para, en respuesta a señales de control aplicadas al mismo, efectuar selectivamente la rectificación de media onda de la señal de entrada; un modulador de ancho de impulso para, en respuesta a las indicaciones de voltaje de las señales de salida, controlar selectivamente el ciclo de trabajo de la señal rectificada de media onda y un circuito de control, sensible a indicaciones de la señal de entrada, para generar las señales de control al circuito de puente rectificador y circuito de conversión de medio puente .
  13. 13. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el circuito de control genera señales de control al circuito de puente del rectificador y circuito de conversión de medio puente para conmutar de rectificación de plena onda a rectificación de media onda cuando el voltaje de la señal de entrada alcanza el voltaje máximo inicial y cambiar de rectificación de media onda a rectificación de plena onda cuando el voltaje de la señal de entrada cae debajo del voltaje máximo inicial por una cantidad predeterminada .
  14. 14. Un sistema para generar a partir de una señal de entrada de corriente alterna de voltaje variable, una señal de salida de CD regulada que tiene un voltaje de salida predeterminado, el sistema está caracterizado porque comprende : un circuito de rectificador multimodal y un regulador de refuerzo; el circuito de rectificador multimodal genera, a partir de la señal de entrada, una señal de CD rectificada que tiene un voltaje de umbral máximo predeterminado menor que el voltaje de salida predeterminado; el circuito de rectificador multimodal opera alternativamente en modos de rectificación de plena onda o rectificación de media onda y cuando está en rectificación de media onda, opera alternativamente en modos de pleno ciclo de trabajo o modulado por ancho de impulso; conmuta o cambia de rectificación de plena onda a rectificación de media onda cuando el voltaje de la señal de entrada excede el voltaje de umbral máximo; conmuta o cambia de rectificacióni de media onda a rectificación de plena onda cuando el voltaje de la señal de entrada cae debajo de un valor de umbral inferior predeterminado, el valor de umbral inferior predeterminado es menor que el voltaje de umbral máximo por una diferencia predeterminada y cuando está en el modo de rectificación de media onda, conmuta o cambia al modo modulado por ancho de impulso cuando el voltaje de la señal de CD rectificada excedería de otra manera el voltaje de umbral máximo; el regulador de refuerzo para generar, a partir de la señal de CD rectificada, una señal de CD regulada al voltaje de salida predeterminado.
  15. 15. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el circuito multimodal fluctúa entre rectificación de plena onda y rectificación de media onda, bajo condiciones en donde la rectificación de plena onda genera niveles de salida en exceso del voltaje de umbral máximo, pero la rectificación de media onda no proporciona niveles de salida por lo menos iguales al valor de umbral inferior predeterminado.
  16. 16. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el circuito de rectificador comprende : un circuito de puente de rectificador para, en respuesta a señales de control aplicadas al mismo, efectuar selectivamente rectificación de plena onda de la señal de entrada; un circuito de conversión de medio puente que coopera con el circuito de puente de rectificador para, en respuesta a señales de control aplicadas al mismo, efectuar selectivamente rectificación de media onda de la señal de entrada; un modulador de ancho de impulso para, en respuesta a indicaciones del voltaje de la señal de salida, controlar selectivamente el ciclo de trabajo de la señal rectificada de media onda y un circuito de control, sensible a las indicaciones de la señal de entrada, para generar las señales de control al circuito de puente del rectificador y circuito de conversión de medio puente.
  17. 17. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque por lo menos uno del rectificador y regulador incluye por lo menos un elemento de conmutación que tiende a estar sujeto a pérdidas de apagado e incluye además un capacitor dispuesto para limitar la proporción de cambio de voltaje a través del elemento de conmutación durante el apagado y un circuito para descargar selectivamente el capacitor a un punto de descarga predeterminado, de tal manera que el capacitor está sustancialmente descargado por completo al comienzo del siguiente apagado sucesivo del elemento de conmutación.
  18. 18. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque por lo menos uno del rectificador y el regulador incluye por lo menos un elemento de conmutación que tiende a estar sujeto a pérdidas de apagado e incluye además primeros y segundos diodos, un capacitor y un inductor y un dispositivo de conmutación, con el primer diodo y capacitor conectados a través del elemento de conmutación de potencia, el dispositivo de conmutación conectado en serie con el inductor a través del capacitor y que opera en sincronismo con el elemento de conmutación de potencia y el segundo diodo dispuesto para proporcionar una trayectoria de corriente direccional entre el inductor y un punto de descarga predeterminado.
  19. 19. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el conmutador de potencia está en el rectificador y el punto de descarga predeterminado es la salida del rectificador.
  20. 20. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque incluye además un inversor, sensible a la señal de salida de CD regulada, para generar una señal de salida de CA que tiene una frecuencia y forma de onda predeterminadas .
  21. 21. El sistema de conformidad con la reivindicación O, caracterizado porque el inversor incluye por lo menos un elemento de conmutación que tiene a estar sujeto a pérdidas de apagado e incluye además un capacitor dispuesto para limitar la proporción de cambio de voltaje a través del elemento de conmutación durante el apagado y un circuito para descargar selectivamente el capacitor a un punto de descarga predeterminado, de tal manera que el capacitor está sustancialmente descargado por completo al comienzo del siguiente apagado sucesivo del elemento de conmutación.
  22. 22. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porgue el punto de descarga predeterminado es la salida del regulador de refuerzo.
  23. 23. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el inversor comprende: un circuito de filtro, del cual una señal de salida de CA sinusoidal se hace disponible a cargas externas ; un primer par de conmutadores, asociados con medios ciclos de la señal de salida de CA que tienen una primera polaridad, conectados para establecer selectivamente un flujo de corriente a través del filtro en una dirección correspondiente a la primera polaridad; un segundo par de conmutadores, asociados con medios ciclos de la señal de salida de CA que tienen una segunda polaridad, conectados para establecer selectivamente un flujo de corriente a través del filtro en una dirección correspondiente a la segunda polaridad; cada par comprende primeros y segundos dispositivos de conmutación, los conmutadores son sensibles a señales de control aplicadas a los mismos; un controlador para generar las señales de control a los conmutadores para, cíclicamente, durante períodos de tiempo sucesivos correspondientes a medios ciclos sucesivos de la señal de salida de CA: volver conductor el primer conmutador del par de conmutadores asociados con la polaridad del medio ciclo correspondiente por sustancialmente todo de tal período de tiempo y volver conductor selectivamente el segundo conmutador del par de conmutadores asociados con la polaridad del medio ciclo correspondiente, de acuerdo con un patrón de modulación de ancho de impulso predeterminado correspondiente a la forma de onda predeterminada.
  24. 24. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque por lo menos un conmutador incluye un elemento de conmutación que tiende a estar sujeto a pérdidas de apagado e incluye además un capacitor dispuesto para limitar la proporción de cambio de voltaje a través del elemento de conmutación durante el apagado y un circuito para descargar selectivamente el capacitor a un punto de descarga predeterminado, de tal manera que el capacitor es descargado sustancialmente por completo al comienzo del siguiente apagado sucesivo del elemento de conmutación.
  25. 25. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque los segundos conmutadores incluyen por lo menos un elemento de conmutación de potencia que tiende a estar sujeto a pérdidas de apagado e incluye además primeros y segundos diodos, un capacitor, un inductor y un dispositivo de conmutación, con el primer diodo y capacitor conectados a través del elemento de conmutación de potencia, el dispositivo de conmutación conectado en serie con el inductor a través del capacitor y que opera en sincronismo con el elemento de conmutación de potencia y el segundo diodo dispuesto para proporcionar una trayectoria de corriente direccional entre el inductor y un punto de descarga predeterminado .
  26. 26. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el punto de descarga predeterminado es la salida del regulador de refuerzo.
  27. 27. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el controlador incluye un circuito detector para generar indicaciones de la carga sobre el inversor y genera, durante los períodos de tiempo sucesivos, señales de control adicionales al primer conmutador del par de conmutadores asociados con la polaridad opuesta a la polaridad del medio ciclo correspondiente para: volver conductor tal conmutador en una base mutuamente exclusiva con el segundo conmutador del par de conmutadores asociados con la polaridad del medio ciclo correspondiente, cuando la carga está por debajo de un valor predeterminado y volver no conductor tal conmutador por sustancialmente todo de tal período de tiempo cuando la carga está por encima de un valor predeterminado.
  28. 28. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque la señal de salida de CD regulada es provista al inversor en rieles positivos y comunes y los primeros conmutadores de los pares de conmutadores son conectados entre el riel positivo y el filtro y los segundos conmutadores de los pares de conmutadores son conectados entre el filtro y el riel común.
  29. 29. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porgue los segundos conmutadores incluyen por lo menos un elemento de conmutación de potencia que tiende a estar sujeto a pérdidas de apagado y que incluye además primeros y segundos diodos, un capacitor, un inductor y un dispositivo de conmutación, con el primer diodo y capacitor conectados a través del elemento de conmutación de potencia, el dispositivo de conmutación conectado en serie con el inductor a través del capacitor y que opera en sincronismo con el elemento de conmutación de potencia y el segundo diodo dispuesto para proporcionar una trayectoria de corriente direccional entre el inductor y un punto de descarga predeterminado .
  30. 30. El sistema de conformidad con la reivindicación 0, caracterizado porque el punto de descarga predeterminado es el riel positivo.
  31. 31. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, adaptado para uso en un vehículo automotriz, caracterizado porque el sistema incluye además un alternador de imán permanente para generar la señal de entrada de corriente alterna. 34. Un sistema eléctrico mejorado de vehículo del tipo que incluye un alternador y un circuito para generar una señal de salida de CD regulada que tiene un voltaje de salida predeterminado, en donde el alternador está sujeto a ser impulsado en un amplio intervalo de revoluciones por minuto (RPM) y el sistema es sometido a un amplio intervalo de carga externa, la mejora está caracterizada porque: el alternador comprende un alternador de imán permanente y el circuito para generar una señal de salida de CD regulada comprende : un rectificador para generar, a partir de la señal de entrada, una señal de CD rectificada que tiene un voltaje máximo inicial predeterminado, el voltaje máximo inicial es un alto voltaje en relación con el voltaje de salida predeterminado; un regulador para generar, a partir de la señal de CD rectificada, una señal de CD regulada a un voltaje intermedio predeterminado, el voltaje intermedio predeterminado es un alto voltaje en relación con el voltaje de salida predeterminado y por lo menos un convertidor de CD a CD para generar, a partir de la señal de CD de voltaje más alto regulada, la señal de salida de CD regulada que tiene el voltaje de salida predeterminado.
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