JP2001204173A - 空気調和機の電源回路 - Google Patents
空気調和機の電源回路Info
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Abstract
電源回路を供給する。 【解決手段】 交流電源1とブリッジ整流回路6の間に
接続されたリアクタ9と、ブリッジ整流回路6の交流入
力端と直流出力端との間に開閉手段10と直列に接続さ
れたコンデンサ11とを有し、DC電圧または、電流、
負荷である圧縮機19の回転数によって開閉手段10を
オン・オフする制御を行うことにより、あらゆる負荷状
態にわたって高力率であり、かつ高調波を抑制できる空
気調和機の電源回路を供給する。
Description
とその制御に関するものである。
整流方式が知られている。図18に、空気調和機にも用
いられているブリッジ整流回路を利用した全波整流回路
の一例を示す。
が、正の半周期の間における電流の流れを示している。
電流は矢印で示したように、ダイオード3、平滑コンデ
ンサ7、ダイオード4の順に流れ、正の電圧Voを取り
出すことができる。
が、負の半周期の間における電流の流れを示している。
電流は矢印で示したように、ダイオード5、平滑コンデ
ンサ7、ダイオード2の順に流れ、正の電圧Voを取り
出すことができる。
になり、交流電源1からの交流は、正の半周期・負の半
周期の間ともに整流され、正の直流電圧を得ることがで
きる。
ような従来の電源回路では、交流電源の電圧が直流電圧
よりも高い期間しか入力電流が流れないため、軽負荷時
の力率が低く、また高調波も大きくなるという課題があ
った。
リッジ整流回路との間にリアクタを接続する方法が用い
られるが、この方法では、高調波を抑制できても力率が
約70%程度しか得られないという問題があった。
るものであり、ブリッジ整流回路の交流端と直流端との
間に開閉手段を介してコンデンサを接続させ、開閉手段
を制御することにより、高力率と高調波抑制とを両立で
きる電源回路を提供することを目的とするものである。
に本発明は、交流電源と、前記交流電源を全波整流する
4個のダイオードからなるブリッジ整流回路と、前記ブ
リッジ整流回路の直流出力端にコンデンサとを有し、前
記交流電源と、前記ブリッジ整流回路との間に接続され
たリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直
流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコン
デンサと、負荷検出手段とを備え、負荷検出手段に応じ
て開閉手段を制御することを特徴とする。
て図面を参照して説明する。
る空気調和機の電源回路構成を示す。
あり、電源は、4個のダイオード2〜5で構成されるブ
リッジ整流回路6、平滑コンデンサ7と並列に接続され
た負荷8を有しており、一方の交流入力端はリアクタ9
を介して交流電源1に接続され、他方の交流入力端とブ
リッジ整流回路6のマイナス出力端子間には開閉手段1
0とコンデンサ11が直列に接続されており、開閉手段
10には交流入力側からマイナス出力側を順方向とする
ようにダイオード12が並列に接続されている。さらに
平滑コンデンサ7の両端には、DC電圧を検出するた
め、分圧抵抗などで構成される電圧検出手段13を設け
ており、比較手段14へ接続されている。比較手段14
では、電圧検出手段13における検出電圧と、抵抗や定
電圧ダイオードなどで構成された基準電圧とが、コンパ
レータなどの比較器15で比較される。比較手段14の
出力は、開閉手段10を駆動する開閉駆動手段16に接
続されている。
〜10mH程度と比較的大きく、開閉手段10に接続さ
れるコンデンサ11は、平滑コンデンサ7の約1/50
〜1/100程度と小さい。
とした場合の電流波形を図2に示す。図中L1が電源電
圧、L2が電流波形を表している。通常の全波整流で
は、交流電源1が負の半周期時において、位相ゼロ付近
では平滑コンデンサ7の電圧が交流電源1の電圧よりも
低いため、電流は流れないが、本発明の回路では、コン
デンサ11からダイオード2、リアクタ9を通って電流
が流れる。この電流はコンデンサ11が交流電源1の整
流電圧からダイオード2の順電圧VF分だけ低い電圧に
充電されるまで流れ続ける。その後、交流電源1の電圧
が上昇し、平滑コンデンサ7の電圧以上にまで達する
と、コンデンサ5を通って平滑コンデンサ7へ充電電流
が流れ始める。
源1の電圧に前記コンデンサ11の電圧が重畳されるた
め、位相ゼロ付近においても交流電源1からダイオード
3を通り、平滑コンデンサ7および負荷8へと電流が流
れる。以上のように、本発明の回路は、交流電源1から
の交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合において
も、交流電圧のゼロ位相より電流を流すことができ、高
力率化が図れる。またこの電流は、リアクタ9とコンデ
ンサ11との直列共振電流であるため、その波形は滑ら
かであり、高調波規制を十分満足する。
が一定以上の大きさである場合には電流波形が改善さ
れ、高調波、力率ともに両立した電源となる。しかしな
がら、軽負荷時、すなわちコンデンサ11にチャージさ
れた電荷のエネルギーが、交流電源1の次の半周期まで
に負荷8にて消費されない場合、平滑コンデンサ7の電
圧は、徐々に上昇し、ついには倍電圧整流時と同じDC
電圧にまで達する。
ータが主な負荷であるが、それらの駆動電圧は300〜
400V程度以下である。一方、本発明の回路をAC2
00Vで使用した場合、リアクタ9による昇圧効果も加
わり、平滑後のDC電圧は最大で約600Vを越える。
したがって、重負荷時から軽負荷時まで、開閉手段10
をオンに保持する場合、要求される平滑コンデンサ7の
耐圧が必要以上に大きくなってしまう。
に見られる、平滑コンデンサ7への充放電電流よりも、
コンデンサ11への充放電電流の方が大きくなり、力率
がかえって低下する現象が生じる。そこで、このような
場合に前述したようにDC電圧が高くなることを利用
し、比較手段14において、電圧検出手段13と基準電
圧とを比較し、DC電圧が、あらかじめ設定した過電圧
リミット値を越えた場合に、開閉手段10をオフする制
御を行っている。
がオフした場合に、コンデンサ11に蓄積した電荷を放
電するため、放電経路を確保できるような方向で、開閉
手段10と並列に接続されている。
路の動作は通常の全波整流回路と同じになる。開閉手段
10がオフの場合にも、本発明の回路ではリアクタ9が
交流側に挿入されているため、高調波成分を抑制してお
り、高調波規制に十分対応している。
に、過電圧リミット値を設けて開閉手段をオフすること
により、軽負荷時から重負荷時まで高力率で高調波にも
対応した電源を供給することができる。
態1で述べた過電圧リミット値を、無負荷時における整
流後のDC電圧よりも低く設定した電源回路について説
明する。実施の形態1で述べたように、本発明の電源回
路は、軽負荷時における過度の電圧上昇を防止するた
め、DC電圧が過度に上昇した場合に開閉手段10をオ
フする電圧リミット機構を有しているが、この過電圧リ
ミット値を無負荷時における整流後のDC電圧よりも低
く設定することにより、オフが望ましい軽負荷時におい
て、開閉手段10がオンしないようにすることができ
る。すなわち、無負荷の場合、DC電圧は過電圧リミッ
ト値以上の値となっており、開閉手段10はオフとな
る。負荷が徐々に大きくなっても、DC電圧が設定電圧
よりも低くなるまでは、開閉手段10はオフのまま維持
される。
段10がオフで維持されるため、開閉手段10を開閉す
るロスがなく、実施の形態1と比べて効率も改善され
る。また、比較手段14はヒステリシスを有しておら
ず、軽〜中負荷時には、開閉手段10がオン・オフを繰
り返しながら、DC電圧が設定したリミット電圧にほぼ
保たれる。さらに負荷が大きくなった場合には、開閉手
段10はオン状態となる。以上より、実施の形態2にお
いて電圧リミットの設定電圧値を260Vに設定した場
合の負荷−DC電圧特性を一例として図3に示す。図中
M5は開閉手段10がオンとオフを小刻みに繰り返して
いる領域を表しており、DC電圧は、オンとオフの比率
が変化することによってほぼDC260Vをセンターに
して保たれている。
がオンからオフ、あるいは、オフからオンに変化する場
合には、必ずオン・オフの繰り返し状態を経て変化する
ため、開閉手段10の切替時に生じるDC電圧の変化を
回避することが可能となる。また、開閉手段10がオン
・オフを繰り返している状態におけるDC電圧のリプル
への影響も数V程度と小さいため、負荷への影響はほと
んどない。
回路の構成を図4に示す。
による昇圧効果のため、同じ負荷状態において、コンデ
ンサ11の容量にもよるが、オフ状態の場合に比べてD
C電圧が数十V程度高くなる。そのため、開閉手段10
の状態が変化する場合には、電源周期の数周期の期間内
にDC電圧が数十V変化することになる。
電圧リミット値として、第1の基準電圧および、第1の
基準電圧よりも約40〜50V程度高く設定した第2の
基準電圧を用い、検出されたDC電圧が、第1の基準電
圧以下なら開閉手段10をオン、第2の基準電圧以上な
ら開閉手段10をオフすることによって、比較手段14
にヒステリシス特性を持たせている。これにより、開閉
手段10がオンした際にDC電圧が上昇しても、生じる
電圧上昇によって第2の基準電圧を超えないため、開閉
手段10はオンのままであり、単一の基準電圧を用いた
場合と違い、開閉手段10がオンとなって電圧が上昇
し、過電圧リミットによって再び開閉手段10がオフす
るといった、開閉手段10がオン・オフを繰り返すハン
チング現象が起きることはない。
性を示す。図中、M1は開閉手段10がオン時の特性、
M2はオフ時の特性を表している。先述したように、比
較部14はヒステリシス特性を有しているため、負荷が
徐々に重くなる場合には、M2→M3→M1と変化し、
逆に軽くなる場合には、M1→M4→M2と変化する。
以上のように、平滑コンデンサ7電圧の大小に応じて開
閉手段10をオン・オフさせることにより、負荷の軽重
を問わず、高調波を抑制するとともに高力率を実現する
電源回路を提供することができる。
る空気調和機の電源回路構成を示す。
源からの電流を検出するためのカレントトランスなどで
構成される電流検出手段17が交流ラインに挿入されて
おり、その出力は制御手段18に接続されている。
流が設定電流を超えた場合に開閉手段10をオンする制
御を行っている。したがって、軽負荷の間は、交流電源
1の入力電流が小さいため、開閉手段10はオフされて
いるが、負荷が重くなって入力電流が大きくなると開閉
手段10はオンとなる。
対応しているため、本制御を行うことにより、電流によ
って負荷の大きさをほぼ正確に判断し、軽負荷時に開閉
手段10をオフすることが可能となる。
りに、負荷へ供給されるDC電流を用いて制御してもよ
い。
うに、コンパレータなどで構成される比較手段14でも
構わない。
機に適用される電源回路構成を示す。
り、圧縮機19の回転数は、制御手段18から出力され
る指示回転数によって制御されている。
に、回転数検出手段20は、圧縮機19内のモータ磁極
位置を検出する信号を取り出しており、制御部19は、
検出信号のタイミングとその時間変化から現在の圧縮機
19の回転数を算出している。空気調和機の負荷はこの
圧縮機19が大半を占めることから、圧縮機19の回転
数が低い場合、空気調和機は軽負荷状態であると見なせ
る。したがって、圧縮機19の回転数があらかじめ設定
された回転数よりも高い場合にのみ、開閉手段10をオ
ンする制御を行う。
転状態によっては、圧縮機19の回転数が大きいにもか
かわらず、負荷が小さくなる場合もあるが、このような
場合に備えて、実施の形態1で挙げたDC電圧のリミッ
タ機構を用いて開閉手段10をオフする機構をあわせて
持つことが有効である。この場合、電圧リミッタに用い
る比較手段14は、ヒステリシスがあってもなくても構
わない。
て、開閉手段10を制御することにより、広範囲にわた
る空気調和機の負荷状態において、高力率かつ、高調波
を抑制する電源を提供することが可能となる。
機19を負荷とするインバータエアコンの室外機におけ
る電源回路および制御について説明を行う。ここでの交
流電源1は、内外接続電線を経て室内機に接続された商
用電源を表している。
の室内温度との差に基づいて圧縮機19の目標回転数が
決定されているが、こうして決定された目標回転数に対
し、制御における各時間ステップ毎に制御手段18にお
いて圧縮機19の指示回転数が決定される。
回転数との差と、現在の圧縮機の回転数とから、各時間
ステップ毎の回転数の増減量が決定され、制御における
各時間ステップ毎に、指示回転数にステップ毎の回転数
増減量を加えて算出している。このように目標回転数か
ら指示回転数を決定するのは、圧縮機19の脱調を防止
するためである。
9が回転するよう、圧縮機駆動手段21によって圧縮機
19は駆動されているが、この指示回転数が設定された
回転数よりも大きい場合に、負荷が十分重いとみなして
開閉手段10をオンとしている。また、設定された回転
数よりも小さい場合には、軽負荷とみなして開閉手段1
0をオフとする。
いる場合に、目標回転数がN2となった場合の各回転数
の関係を、図9に制御のフローチャートを示す。
度設定の変化がない条件下では、目標回転数が煩雑に変
化することはなく、指示回転数は単調に増加または減少
するため、開閉手段10は開閉を繰り返すこともなく、
負荷である圧縮機19の回転数が何度もオーバーシュー
トを繰り返すハンチング現象を回避することができる。
また、目標回転数ではなく、より実際の圧縮機回転数に
近い指示回転数を用いて負荷状態を判断するため、目標
回転数が高いにもかかわらず負荷が軽い場合において
も、すぐに開閉手段10をオンすることなく、ある程度
負荷が大きくなってから開閉手段10をオンとすること
が可能である。
かかる電源回路の構成を示す。実施の形態7の電源回路
は、交流電源1の位相を検出する電源位相検出回路22
を有している。
ロ位相に対し、数百μs〜数ms経過した後に開閉手段
10をオンさせるように、オンタイミングのずれを調整
した開閉手段制御信号23を開閉駆動手段16へ伝え
る。図11に、開閉手段制御信号23の例を示す。
ら開閉手段10をオンするまでの時間は、交流電源1の
電源回転数と、電源電流、DC電圧などで表わされる負
荷状態の検出値に基づいてあらかじめテーブル等で設定
された時間を選択する。
期間にコンデンサ11の充放電される電荷量が、ゼロ位
相タイミングからオンするまでの時間ΔTの長さによっ
て変化するため、ΔTとしていくつかの異なる長さのデ
ータを持つことにより、ΔTを選択してDC電圧を制御
することが可能となる。
この制御を用いれば、軽負荷時などにおいてもDC電圧
を低く保つことが可能となる。
係る電源回路における開閉手段の制御タイミングを示
す。
囲にわたって改善するために開閉手段10の切替を行う
が、その際、リアクタ9とダイオード2、コンデンサ1
1で構成される昇圧回路の作用の有無により、電源周期
の数周期の間にDC電圧が数十V程度変化する現象が生
じる。
ータである場合は、DC電圧が変わるため回転数が変化
する。特に電圧が上昇する場合には、圧縮機19の回転
数の上昇速度が電圧の上昇に追随できなくなると、モー
タの巻線電流が上昇するなどの恐れがあるため、急激な
電圧上昇は好ましくない。
では、制御部19から開閉駆動手段16に送る開閉手段
制御信号23のオンタイミングを、交流電源1の負のゼ
ロ位相から遅らせている。ゼロ位相からのオンタイミン
グまでの遅延量ΔTを変化させれば、電源の負の半周期
におけるコンデンサ11の充電量が変化する。充電量の
変化により、次の正の半周期における放電量を変化させ
ることができ、結果として電源1周期での電圧変化量を
抑えることができる。
て、開閉手段制御信号23のオンタイミングの遅延量を
ΔT1、ΔT2(ΔT1>ΔT2)と徐々に変化させ、
最終的にΔTをゼロにすることにより、DC電圧の変化
速度を抑制し、滑らかに開閉手段10の切り替えを行う
ことが可能となる。
係る開閉手段10の制御タイミング波形を示す。
段10をオフからオンへと変化させる場合を表わしてい
る。
だけオンさせて、オフしている。正の半周期では、ダイ
オード12があるため、開閉手段10の状態によらず、
コンデンサ11の電荷を放電するため、開閉手段10が
オンの場合と同じ電流波形となり、結果として1周期
間、開閉手段10がオンの場合の電流波形となってい
る。次の3周期に相当する期間開閉手段10をオフした
後、再び半周期だけ開閉手段10をオンしており、開閉
手段10がオフの間に低下した電圧が再び上昇し始め
る。
相を検出する電源位相検出手段20を用いて、電源周波
数に同期した形で、電源の1周期分もしくは、その整数
倍のオフ期間の電流波形と、電源1周期分のオン期間の
電流波形とを繰り返しながら、そのオンの割合を徐々に
変化させていくことにより開閉手段10の切り替え時の
電圧急変を抑制している。
における電圧上昇は、電源の半周期1回分にコンデンサ
11に充電される電圧程度にまで抑制されるため、実施
の形態1に比べ、電圧の上昇速度を数分の1程度にする
ことが可能となる。
0の電源回路構成を示す。
5が直列に接続されており、それに並列に、第2の開閉
手段26と第2のコンデンサ27とが直列に接続されて
いる。また、実施の形態1と同様に、第1の開閉手段2
8、第2の開閉駆動手段29を有している。他は実施の
形態1と同様の構成のため、説明を省略する。
閉手段10をオンした場合、力率が低下するが、力率が
低下しはじめる負荷の大きさは、コンデンサ11の大き
さによって変化する。その関係を図15に示す。
電圧を確保するために、コンデンサ11の容量を大きく
することが有効であるが、コンデンサ11を大きくした
場合に、力率が低下する点が重負荷側へシフトし、中負
荷時の力率を高く保つことができなくなってしまうこと
がある。
て、中負荷時と、重負荷時でコンデンサ11の容量を変
化させることが、軽〜中負荷時において高力率を保つた
めに有効な手段となる。
は、いずれも、電圧や電流または圧縮機の回転数などで
表わされる同一の負荷検出手段に基づいて制御され、軽
負荷時は第1の開閉手段24および第2の開閉手段26
をともにオフし、中間負荷時には、第1の開閉手段24
のみをオンし、重負荷時には第1、第2の開閉手段2
4、26をともにオンとする。
さなコンデンサ容量をもった回路構成を取り、高力率を
得ることが可能となる。
きくすることができ、DC電圧を確保することもでき
る。
圧変化が3段階となるため、第1のコンデンサ25およ
び第2のコンデンサ27の容量を適切に選ぶことによっ
て第1の開閉手段および第2の開閉手段でのオン・オフ
切換時の電圧変化を小さくし、滑らかに移行する効果も
期待でき、より広範囲の負荷状態において高調波の抑制
と高力率化を実現することが可能となる。
1に係る電源の回路構成を示す。
り、中間タップ30に接続された第3の開閉手段31に
よってインダクタンスを変化させることができる構成と
なっている。
め、比較的インダクタンスの大きなリアクタを使用して
いるため、4kW、5kW以上の空気調和機などでは、
電流が大きくなるにつれてリアクタ9での電圧降下が大
きくなり、DC電圧が下がってしまい、圧縮機19を駆
動するのに十分なDC電圧が得られない場合がある。そ
のような場合に、第3の開閉手段31を重負荷時にオン
することにより、インダクタンスを減らすことで電圧降
下を小さくし、DC電圧を確保することが可能となる。
2として、実施の形態3の開閉手段10とダイオード1
2をMOSFET32で、開閉駆動手段16をゲート駆
動回路33で置き換えた回路の構成を示す。
存在するため、開閉手段10と、それに並列接続された
ダイオード12の代わりに使用することにより、部品点
数が削減される。回路の小型化および低価格化が可能と
なる。また、機械的接点を有しないため、寿命面でも利
点が大きくなる。
求項1記載の発明によれば、全波整流回路にリアクタと
コンデンサおよび開閉手段を接続し、平滑後の電圧を検
出し、軽負荷時に過電圧リミッタによって開閉手段をオ
フすることにより、軽負荷時から重負荷時まで広範囲に
わたって、高調波の抑制と高力率を両立した電源を供給
することができる。
圧リミッタの設定値を無負荷時における電源の整流電圧
以下に設定することにより、力率および効率の面で開閉
手段をオフとすることが望ましい軽負荷時に自動的に開
閉手段をオフとすることが可能となる。また、開閉手段
の開閉によるDC電圧の急変がないため、負荷変動に対
するDC電圧を連続的に滑らかに変化することが可能で
ある。
圧リミッタにヒステリシス特性を持たせて、そのヒステ
リシス量を、開閉手段の開閉時に生じるDC電圧の変動
分以上に設定することにより、開閉手段が切り替わる場
合に、開閉を繰り返してDC電圧が安定しないといった
ハンチング現象を防止することができる。
によって開閉手段を制御することによって、負荷の軽重
をほぼ正しく判断し、開閉手段を制御することができる
ようになる。
気調和機の圧縮機の回転数に応じて開閉手段を開閉する
ことにより、実際に電圧が上昇してしまう可能性のある
軽負荷時に開閉手段をオンさせることなく、開閉手段を
制御することが可能となる。
機の指示回転数において開閉手段を制御することによ
り、開閉手段の切替時の電圧変化に伴って、負荷の回転
数がハンチングするのを防止することができる。さら
に、実回転数に近い値をとる指示回転数を用いて開閉手
段を開閉することにより、負荷の軽重をほぼ正しく判断
しながら、負荷のハンチングを防止する電源を供給する
ことができる。
閉手段のオン時間の長さと開始タイミングを変化させる
ことにより、負荷の電圧を制御することが可能となる。
手段のオン信号にデューティを表わす幅をもたせ、その
オンタイミングとその幅を徐々に変化させることによ
り、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすること
が可能となる。
半周期を基本単位とした開閉手段のオンとオフの割合を
徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の
変化速度を小さくすることができる。
組の開閉手段を用いて3段階の切換を行うことにより、
より滑らかな切換が行え、また、より広範囲にわたって
高力率かつ高周波規制に対応できる電源回路が供給でき
る。
アクタに中間タップを設け、中間タップとリアクタの一
方端との間に開閉手段を設けることにより、軽〜中負荷
時に開閉手段をオフ、重負荷時に開閉手段をオンするこ
とで、重負荷時におけるDC電圧の確保を行い、より広
範囲の負荷に対応できる電源を供給することができる。
OSFETを開閉手段とダイオードの代わりに使用する
ことにより、部品点数を削減し、簡単な構成とすること
が可能となる。
明図
ングと電流波形の説明図
ングと電流波形の説明図
形図
Claims (12)
- 【請求項1】交流電源と、前記交流電源からの交流を全
波整流する4個のダイオードで構成されるブリッジ整流
回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続され
た平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流
回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記
ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力
端との間に、直列に接続された開閉手段およびコンデン
サと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段
と、電圧検出手段における検出電圧を基準電圧と比較す
る比較手段とを有し、電圧検出手段における検出電圧が
基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段をオン、基準電
圧よりも高くなる場合に開閉手段をオフとすることを特
徴とする空気調和機の電源回路。 - 【請求項2】前記比較手段の基準電圧は、無負荷時にお
いて前記交流電源を全波整流した場合におけるDC電圧
の波高値よりも低い電圧に設定されており、前記電圧検
出手段における検出電圧が基準電圧よりも高い場合に前
記開閉手段をオフ、基準電圧よりも低い場合に前記開閉
手段をオンすることを特徴とする請求項1記載の電源回
路。 - 【請求項3】前記比較手段の基準電圧は、第1の基準電
圧および、第1の基準電圧よりも高く設定された第2の
基準電圧から構成されており、電圧検出手段における検
出電圧が第1の基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段
をオン、第2の基準電圧よりも高くなる場合に開閉手段
をオフとするヒステリシス特性を有する電源回路であっ
て、第1の基準電圧と第2の基準電圧の差が、前記開閉
手段を開閉した場合に生じるDC電圧の変化量よりも大
きいことを特徴とする請求項1記載の電源回路。 - 【請求項4】交流電源と、前記交流電源からの交流を全
波整流する4個のダイオードで構成されるブリッジ整流
回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続され
た平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流
回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記
ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と他方の直流出力
端との間に開閉手段と直列に接続されたコンデンサと、
前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、電源電
流または負荷のDC電流を検出する電流検出手段と、電
流検出手段で検出する電流を設定電流と比較する比較手
段とを有し、前記電流検出手段において検出された電流
が設定電流よりも大きい場合に前記開閉手段をオンする
ことを特徴とする空気調和機の電源回路。 - 【請求項5】圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する
回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実
回転数と目標回転数との差から前記圧縮機の指示回転数
を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で
回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段
とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機に
おいて、 交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する4
個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記
ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデ
ンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入
力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流
回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直
列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉
手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記回
転数検出手段で検出された圧縮機の回転数が、設定回転
数よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴と
する空気調和機の電源回路。 - 【請求項6】圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する
回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実
回転数との目標回転数と差から前記圧縮機の指示回転数
を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で
回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段
とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機に
おいて、 交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する4
個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記
ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデ
ンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入
力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流
回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直
列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉
手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記制
御手段で算出される圧縮機の指示回転数が、設定回転数
よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴とす
る空気調和機の電源回路。 - 【請求項7】交流電源の位相を検出する電源位相検出手
段を具備し、前記交流電源の電源周期毎に、前記電源位
相検出手段によって検出した前記交流電源がゼロ位相と
なる時刻から一定の期間、前記開閉手段をオフに保った
後、前記開閉手段をオンさせる制御手段を有し、前記開
閉手段をオフに保つ期間を、ゼロから電源周期までの範
囲内で変更することにより、負荷へ供給するDC電圧を
調整することを特徴とする請求項3〜6のいずれか1項
に記載の電源回路。 - 【請求項8】前記制御手段は、前記開閉手段をオフから
オン状態に切り換える場合に、前記電源位相検出手段に
よって検出した前記交流電源がゼロ位相となる時刻か
ら、前記開閉手段をオンするまでの時間を、あらかじめ
設定された初期時間から、前記交流電源の電源周期毎
に、徐々に短く変更し、最終的にゼロとすることによ
り、開閉手段の切替時に生じるDC電圧の上昇速度を抑
制することを特徴とする請求項7記載の空気調和機の電
源回路。 - 【請求項9】前記制御手段は、前記開閉手段をオフから
オン状態へ切り換える場合に、前記交流電源の一周期
間、前記開閉手段をオンした後、複数周期間、前記開閉
手段をオフとする動作を交互に繰り返し、前記開閉手段
をオフする期間をあらかじめ設定した周期数から徐々に
減少させながら、最終的に前記開閉手段をオフする期間
をなくすことにより、開閉手段の切替時におけるDC電
圧の上昇速度を抑制することを特徴とする請求項3〜6
のいずれか1項に記載の電源回路。 - 【請求項10】前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力
端と一方の直流出力端との間に、直列に接続された第1
の開閉手段および第1のコンデンサと、第1の開閉手段に
並列に接続された第1のダイオードと、直列に接続され
た第2の開閉手段および第2のコンデンサと、第2の開
閉手段と並列に接続された第2のダイオードとを具備
し、第1の開閉手段および第2の開閉手段がオンした場合
に、第1のコンデンサと第2のコンデンサとが並列接続と
なるように接続された電源回路であって、 前記平滑コンデンサの両端電圧または、前記圧縮機の指
示回転数または、前記圧縮機の実回転数を検出する負荷
検出手段と、前記負荷検出手段の出力をあらかじめ設定
した値と比較する比較手段または制御手段を有し、前記
負荷検出手段の出力とあらかじめ設定された値との比較
により、軽負荷時に第1の開閉手段および第2の開閉手
段をともにオフし、中負荷時に第1の開閉手段のみオン
し、さらに重負荷の場合に第1の開閉手段および第2の
開閉手段をともにオンすることを特徴とする請求項3〜
9記載の空気調和機の電源回路。 - 【請求項11】前記リアクタは、中間タップを有してお
り、前記中間タップと前記リアクタのいずれかの端との
間に接続された第3の開閉手段と、前記負荷検出手段と
を具備し、軽負荷時において前記第3の開閉手段をオ
ン、重負荷時に前記第3の開閉手段をオフすることを特
徴とする請求項3〜9のいずれか1項に記載の電源回
路。 - 【請求項12】少なくとも一つの前記開閉手段と前記開
閉手段に並列に接続された前記ダイオードとがMOSF
ETで構成されていることを特徴とする請求項1〜11
のいずれか1項に記載の電源回路。
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